BRPI0008375B1

BRPI0008375B1 - System and process for recovering a symbol timer defrost and frequency error carrier of a multiplexed sign by ortogonal frequency division

Info

Publication number: BRPI0008375B1
Application number: BRPI0008375-5A
Authority: BR
Inventors: James Peyla Paul; Bertram Bronder Joseph
Original assignee: Ibiquity Digital Corporation
Priority date: 1999-02-18
Filing date: 2000-02-17
Publication date: 2017-11-21
Also published as: US20030053550A1; KR100682162B1; EP1155545A2; AU3000300A; BR122014017040B1; BR0008375A; CA2362029A1; CN1138378C; CA2663122A1; RU2232479C2; JP2002537729A; US6539063B1; AU770957B2; WO2000049782A3; MXPA01008333A; CN1351787A; WO2000049782A2; US6891898B2; KR20010108236A

Abstract

"sistema e processo para recuperar um desvio de temporização de símbolo e erro de freqüência portadora de um sinal multiplexado por divisão de freqüência ortogonal". o sistema para recuperar desvio de temporização de símbolo e erro de freqüência portadora de um sinal multiplexado por divisão de freqüência ortogonal (ofdm) inclui um circuito receptor para receber um sinal modulado ofdm representando uma série de símbolos ofdm, e prover um sinal recebido a uma saída do mesmo. um circuito gerador de pico é incluído para gerar um sinal tendo uma pluralidade de picos de sinal representando posições delimitadoras de símbolo para cada símbolo ofdm recebido, onde cada um dos picos de sinal é gerado responsivo a uma correspondência de amplitude e fase produzida entre as partes dianteira e traseira de cada um dos símbolos ofdm recebidos. o sistema inclui um circuito para otimizar a faculdade de detecção de pico de sinal, que inclui um circuito para aditivamente superpor e a seguir filtrar os picos de sinal, para produzir um pico de sinal otimizado dotado de uma relação de sinal para ruído aperfeiçoada. um circuito para estabelecer uma posição temporal indicativa da posição delimitadora de símbolo a partir de pelo menos um dos picos de sinal otimizado emitido pelo módulo de otimização de sinal é também provido. outrossim, um circuito para recuperar o erro de freqüência portadora de sinal ofdm recebida correspondente à posição temporal é incluído.

Description

“SISTEMA E PROCESSO PARA RECUPERAR UM DESVIO DE TEMPORIZAÇÃO DE SÍMBOLO E ERRO DE FREQÜÊNCIA PORTADORA DE UM SINAL MULTIPLEXADO POR DIVISÃO DE FREQÜÊNCIA ORTOGONAL”.

FUNDAMENTOS DA INVENÇÃO CAMPO DA INVENÇÃO A presente invenção refere-se ao campo de comunicações digitais, e mais especificamente, é dirigida a um sistema para adquirir ou recuperar um desvio de temporização de símbolo e erro de freqüência portadora de um sinal de comunicações de múltiplas portadoras, digitalmente modulado. O sistema da presente invenção é ainda dirigido a um sistema de diversidade para recuperar um desvio de temporização de símbolo e erro de freqüência portadora de um sinal diverso, de várias freqüências digitalmente modulado.

TÉCNICA ANTERIOR

Em um sistema de comunicação digital, a aquisição de sincronização de símbolos entre o transmissor e o receptor tem de ser realizada antes da efetiva demodulação de símbolos poder ser iniciada no receptor. Assim, a técnica anterior em comunicações digitais está repleta de tentativas de gerar sistemas dirigidos à recuperação ideal ou a aquisição de temporização de símbolos recebidos e freqüência portadora.

Uma tentativa deste tipo é provida na patente US n2 5.541.552 (Suzuki), dirigida à demodulação de símbolos de várias portadoras digitalmente modulados. O receptor nesta patente gera picos de correlação responsivos a uma correlação intra-símbolos, como pela formação de produto conjugado, entre a informação repetitiva e a amplitude estreitada existente nas partes dianteira e traseira de cada símbolo recebido. Os picos tem de ser detectados, pois suas posições são indicativas da temporização de símbolos recebidos. Todavia, seus perfis de amplitude relativamente planos necessita sua integração individual anterior à sua detecção de picos.

Este esquema de processamento de sinal simplista em Suzuki, isto é, mera integração de picos de correlação anterior à sua detecção, proporciona resultados de sincronização abaixo dos ideais em virtude de pelo menos duas razões. Primeiro, quando o número de freqüências portadoras é aumentado no símbolo de múltiplas portadoras, o pico de correlação toma-se obscurecido pelo mído adjacente, e a mera integração deixa de otimizar suficientemente a relação de sinal para mído dos picos de correlação pré-detectados. Segundo, a mera integração deixa de combater efeitos de propagação de sinais bem conhecidos, tais como picos de correlação dispersos. Segundo, a mera integração deixa de combater efeitos de propagação de sinais bem conhecidos, tais como dispersão, desvanecimento, ou outros interferentes de sinal, todos os quais combinam-se para causar quedas de sinal e falsos picos.

Mochizuki, N. et al., “A High Performance Frequency and Timing Synchronization Technique for OFDM”, IEEE Global Telecommunications Conference, U.S., New York, New York, IEEE 1998, P. 3443-3448, descreve uma técnica de sincronização de temporização e freqüência com base em repetição de sinal para modems OFDM de rajada em ambientes de desvanecimento severo.

Em contraste com Suzuki e outros sistemas de aquisição da técnica anteriormente existente, o sistema da presente invenção apresenta um esquema ideal para a recuperação de temporização de símbolos e de freqüência portadora. Esta abordagem ideal é provida através de uma aplicação de técnicas de processamento de sinais que, quando tomadas quer isoladamente quer em combinação, representam um aperfeiçoamento da técnica anteriormente existente. Estas aperfeiçoamentos de processamento de sinal incluem a superposição aditiva de sinais repetitivos, filtração casada ou ideal, e seleção de diversidade e combinação entre diversos sinais modulados. O pedido de patente publicado WO A 97 49207 descreve um sistema digital de radiodifusão de audio no qual pluralidades de sub-portadoras digitalmente moduladas são transmitidas em bandas laterais superiores e inferiores simultaneamente com uma portadora modulada analógica em um canal de rádio comum. Entretanto, o pedido de patente publicado WO A 97 49207 não descreve uma técnica para determinar sincronização e desvio de temporização de símbolo em receptores em sistemas digitais de radiodifusão de audio. A seguinte é uma lista de referências da técnica anterior do conhecimento da requerente: patentes US: 5.694.389; 5.602.835; 5.608.764; 5.559.833; 5.687.165; 5.357.502; 3.925.650; 5.596.582; 3.364.482; 3.364.482; 2.943.316; 3.975.687; 5.594.761; 4.281.412; 5.187.711; 4.727.534; 5.369.800; 5.548.819; 2.549.423; 2.880.275; 3.555.427; 5.629.639; 5.428.647; 5.682.376; 5.416.767; 5.452.331; 4.344.180; 5.657.313; 5.652.772; 5.627.863; 5.550.812; 5.506.836; 5.471.464; 5.450.456; 5.371.761; 5.345.440; 5.313.169; 5.228.025; 5.191.576; 5.371.548; 5.406.551; 3.780.279 SUMÁRIO DA INVENÇÃO

Constitui um dos objetivos da presente invenção apresentar um sistema para recuperação de forma ideal de temporização de símbolo e frequência portadora de um sinal de várias portadoras digitalmente modulado. Particularmente, o sinal digitalmente modulado é um sinal multiplexado por divisão de freqüência ortogonal (FDM) que pode incluir um grande número de ffeqüências portadoras.

Um aspecto da presente invenção apresenta um sistema para recuperar um desvio de temporização de símbolo e erro de freqüência portadora de um sinal OFDM. O sistema inclui um módulo receptor para receber o sinal modulado OFDM que é representado como uma série de símbolos OFDM. Cada símbolo OFDM incluir uma parte dianteira e uma parte traseira do mesmo. As partes dianteira e traseira tem fases substancialmente equivalentes e tem amplitudes temporalmente ponderadas de acordo com uma função de ponderação temporal predeterminada. O módulo receptor proporciona um sinal recebido a uma saída do mesmo. O sistema também inclui um módulo gerador de pico de sinal que gera um sinal delimitador tendo uma pluralidade de picos de sinal representando uma posição delimitadora de símbolo para cada um dos símbolos OFDM recebidos. Cada um dos picos de sinal é gerado responsivo a uma correspondência de amplitude e fase produzida entre as partes dianteira e traseira do símbolo OFDM recebido. O sistema ainda inclui um módulo de otimização de sinal que otimiza a faculdade de detecção de pico de sinal do sinal delimitador. O módulo de otimização de sinal inclui um circuito para aditivamente superpor uma pluralidade de segmentos do sinal delimitador. O módulo de otimização de sinal emite um pico de sinal otimizado correspondente a um número predeterminado da pluralidade de segmentos e tendo uma relação de sinal para ruído aperfeiçoada. O sistema inclui um circuito para estabelecer uma posição temporal indicativa da posição delimitadora de símbolo de pelo menos um dos picos de sinal otimizados emitido pelo módulo de otimização de sinais. A posição temporal representa um desvio de temporização de símbolo OFDM recebido.

Um circuito para recuperar o erro de freqüência portadora de sinal OFDM recebido em correspondência com a posição temporal é também incluído no sistema. O módulo de otimização de sinal ainda inclui um filtro casado para filtrar sinais produzidos responsivo ao sinal delimitador. O filtro casado ainda aperfeiçoa uma relação de sinal para ruído dos picos de sinal “segue-se a página 4a” otimizados emitidos pelo módulo otimizador de sinais. O filtro casado tem uma resposta de impulso temporal casada com o envelope de amplitude dos picos de sinal presentes no sinal delimitador.

Outro objetivo da presente invenção é o aperfeiçoamento do processo de temporização de símbolos e aquisição de ffeqüência portadora através da aplicação de seleção e combinação de diversidade de sinais. No aspecto de diversidade da presente invenção, um sistema de diversidade para recuperar um desvio de temporização de símbolo e erro de freqüência portadora do sinal OFDM inclui um transmissor para transmitir um sinal OFDM modulado em ambas uma banda lateral de freqüência superior e outra inferior. Cada uma das bandas laterais abrange uma pluralidade de ffeqüências moduladas OFDM e uma série de símbolos OFDM. O sistema de diversidade inclui uma parte receptora para “segue-se a página 5” receber o sinal modulado OFDM da banda lateral de frequência superior e proporcionar u ma primeira saída de sinal recebido de banda lateral superior e o sinal modulado OFDM da banda lateral inferior e proporcionar uma segunda saída de sinal recebido ou de banda lateral inferior. O sistema de diversidade também inclui um primeiro circuito de recuperação para gerar um primeiro ou desvio de temporização de símbolo de banda lateral superior correspondente aos símbolos OFDM no primeiro sinal recebido, e um segundo circuito de recuperação para gerar um segundo desvio de temporização de símbolo ou de banda lateral inferior correspondente aos símbolos OFDM no segundo sinal recebido.

Outrossim, o sistema de diversidade inclui um primeiro circuito de validação para validar o primeiro desvio de temporização de símbolo baseado sobre uma consistência temporal predeterminada do mesmo, e um segundo circuito de validação validando o segundo desvio de temporização de símbolo baseado sobre uma consistência temporal predeterminada do mesmo.

Ainda mais, o sistema de diversidade inclui um circuito de seleção para selecionar um desvio de temporização de símbolo ideal a partir dos primeiro e segundo desvios de temporização de símbolo responsivo a sinais emitidos pelos primeiro e segundo circuitos de validação, e um circuito demodulador para demodular pelo menos uma da série de símbolos OFDM usando o desvio de temporização de símbolo ideal.

Um outro aspecto do sistema de diversidade inclui um circuito para gerar um terceiro desvio de temporização de símbolo ou combinado correspondente a uma combinação de primeiro e segundo sinais de temporização respectivamente representativos dos primeiro e segundo desvios de temporização de símbolo e um circuito para selecionar o terceiro desvio de temporização de símbolo responsivo a uma pluralidade de sinais de entrada condicionais.

DESCRIÇÃO SUCINTA DOS DESENHOS A fig. Ia é uma representação gráfica do sinal OFDM no domínio de freqüência; A fig. lb é uma representação gráfica do sinal OFDM no domínio temporal; A fig. lc é uma representação gráfica dos picos de sinal de produto conjugado representando delimitações de símbolo; A fig. ld é uma ilustração gráfica dos produtos conjugados multiplicados por respectivas distorções ou estreitamentos de amplitude; A fig. 2 é um diagrama em blocos parcial ilustrando a parte extrema dianteira da presente invenção; A fig. 3 é um diagrama em blocos de uma primeira concretização do módulo de aquisição da presente invenção; A fig. 4 é um diagrama em blocos de uma segunda concretização do módulo de aquisição da presente invenção; A fig. 5 é um diagrama em blocos de uma terceira concretização do módulo de aquisição da presente invenção;

As figs. 6a, 6b e 6c são representações gráficas de temporização de símbolo para o módulo de geração de pico da presente invenção;

As figs. 7a, 7b, 7c e 7d são representações gráficas ilustrando o processamento de sinal realizado pela presente invenção; e A fig. 8 é um diagrama em blocos representando os blocos lógicos de decisão e seleção para o módulo lógico combinador de diversidade da terceira concretização (fig. 5) da presente invenção.

DESCRICÃO DAS CONCRETIZAÇÕES PREFERENCIAIS

Em um esquema de transmissão-recepção de comunicação digital, no qual uma série de sinais portadores de informação digitalmente modulados são transmitidos para um receptor no qual demodulação dos símbolos deve ocorrer de maneira a recuperar as informações desse modo conduzidas, o demodulador do receptor pode realizar demodulação proveitosa e ideal dos símbolos somente se a temporização e fase/freqüência do símbolo transmitido são determináveis no receptor. Assim, antes da dita demodulação proveitosa dos símbolos recebidos, o receptor tem de adquirir ou recuperar a temporização e fase/freqüência do símbolo recebido, ambas as quais são para ser utilizadas pelo processo de demodulação. Uma vez que a temporização e freqüência de símbolo recebido tenham sido recuperadas no receptor e a seguir a demodulação do símbolo tiver se iniciada, a temporização e freqüência portadora do símbolo pode ser rastreadas por intermédio de um servo enlace de maneira a manter a integridade do processo de demodulação. O sistema ou arquitetura na presente invenção é dirigido à transmissão de uma série de símbolos digitalmente modulados para um receptor no qual deve ocorrer a demodulação dos símbolos. Mais especificamente, o sistema na presente invenção é dirigido à aquisição de desvio de temporização e erro de fase/freqüência portadora do símbolo recebido para que efetiva demodulação e subseqüente rastreamento de temporização e freqüência portadora de símbolo possam ser iniciados. O sistema e processo para adquirir ou recuperar desvio de temporização e erro de freqüência de símbolos na presente invenção são particularmente apropriados para um ambiente no qual o transmissor transmite e o receptor recebe um sinal multiplexado por divisão de freqüência ortogonal (OFDM). Reportando-se à fig. Ia, o sinal OFDM usado na presente invenção é caracterizado como um sinal de portadora de várias freqüências compreendendo a pluralidade de sub-portadoras espaçadas de forma eqüidistante fl-fh. Sub-portadoras adjacentes, tais como fl e £2, são mutuamente separadas por um incremento de freqüência predeterminado tal que sub-portadoras adjacentes são ortogonais entre si. Por ortogonal, entende-se que quando corretamente Nyquist ponderadas, as sub-portadoras não exibem qualquer diafonia. Em um sistema híbrido incorporando a presente invenção e utilizando canais de transmissão tanto digitais como analógicos, existem 191 portadoras em cada banda lateral com uma largura de banda de 70 kHz para cada banda lateral. Em uma implementação 100% digital da presente invenção existem 267 portadoras em cada banda lateral com uma largura de banda de 97 kHz para cada banda lateral.

Reportando-se à fig. lb, no domínio de tempo, cada símbolo OFDM 5 tem um período de símbolo efetivo ou espaço temporal T, e um período de símbolo completo Τα. O requisito de ortogonalidade de sub-portadora OFDM cria u ma interdependência funcional entre o período de símbolo efetivo T

e o espaçamento de freqüência entre sub-portadoras OFDM adjacentes. Especificamente, a separação de freqüência entre sub-portadoras adjacentes é constrangido a ser equivalente ao inverso do período de símbolo efetivo T de cada símbolo OFDM 5. Isto é, a separação de freqüência é igual a 1/T.

Reportando-se mais uma vez à fig. lb, se estendendo através do período de símbolo efetivo Y de cada símbolo OFDM 5 é um número predeterminado N de amostras de símbolo temporal espaçadas por igual (não mostradas na figura). Além disso, se estendendo através do inteiro período Ta de cada símbolo OFDM 5 existe um número predeterminado Να = N(l+a) de amostras de símbolo temporal espaçadas por igual. Conforme será descrito mais adiante na presente exposição, α é o fator de estreitamento de amplitude para o símbolo, e pode ser considerado aqui como um multiplicador fracionário. Ainda mais, o perfil de amplitude-tempo ou envelope predeterminado 10,15,20 é imposto sobre os níveis de sinal destas amostras. Este perfil de amplitude inclui estreitamentos de amplitude simetricamente ascendentes e descendentes 10,15 na parte dianteira e parte traseira de cada símbolo 5, respectivamente, e um perfil de amplitude relativamente plano 20 se estendendo entre eles. Estes flancos arredondados ou estreitados providos no domínio temporal servem para substancialmente reduzir energia de lóbulos laterais indesejáveis no domínio de freqüência, para assim proporcionar um sinal OFDM mais espectralmente eficiente. Embora o período de símbolo completo Ta de símbolo 5 se estenda além do período de símbolo efetivo T, ortogonalidade entre sub-portadoras adjacentes no domínio de freqüência (fig. Ia) não é comprometida contanto que o estreitamento de amplitude 10,15 do símbolo 5 obedeça a uma função de estreitamento co-senoidal elevada ou Nyquist. Mais especificamente, ortogonalidade é mantida na presente invenção através de uma combinação de ponderação co-senoidal elevada à raiz (ou estreitamento de amplitude) de símbolos transmitidos e filtração casada co-senoidal elevada à raiz de símbolos recebidos.

As partes dianteira e traseira de símbolo OFDM 5 partilham de uma característica importante adicional, isto é, as primeiras N amostras de símbolo OFDM se estendendo através da parte dianteira de símbolo OFDM 5, que tem uma duração temporal aT, tem fases substancialmente equivalentes como as últimas amostras de símbolo aN se estendendo através da parte traseira de símbolo OFDM 45, que também tem uma duração temporal aT. Observe-se mais uma vez que α é o fator de estreitamento de amplitude para o símbolo, e pode ser considerado aqui como um multiplicador fracionário. Conforme será descrito mais completamente aqui, estas propriedades de amplitude e fase predeterminadas intrínsecas nas partes dianteira e traseira do símbolo OFDM da presente invenção, isto é, o estreitamento de amplitudes de amostra nas partes dianteira e traseira de cada símbolo OFDM e as fases equivalentes do mesmo, são vantajosamente exploradas no sistema da presente invenção de maneira a eficientemente adquirir temporização e freqüência de símbolo OFDM no receptor, para que a demodulação do símbolo possa se iniciar.

Tendo descrito as características do símbolo OFDM usado na presente invenção, o sistema para recuperar a temporização de sistema na presente invenção passa a ser descrito. Reportando-se à fig. 2, o sistema de transmissão/recepção de comunicação digital da presente invenção inclui um módulo modulador de OFDM 25 para gerar o sinal de transmissão OFDM modulado 30 numa saída do mesmo, que é transmitido para o receptor de sinal OFDM 150 para demodulação no mesmo pelo demodulador OFDM 100. O sinal de transmissão OFDM 30 gerado pelo modulador OFDM 25 obedece às especificações de sinal OFDM mostradas nas figs. Ia e lb e descritas previamente. Isto é, o modulador OFDM 25 gera uma série de símbolos OFDM 5, como mostrado na fig. lb, cada um dos quais compreende um número predeterminado de amostras de símbolo temporal Na correspondentes ao período de símbolo pleno Ta, no qual as primeiras amostras aN e as últimas amostras de cada símbolo são estreitadas e possuem fases iguais. Para facilitar a exposição adicional de processamento de sinais de símbolo, será presumido que o número predeterminado Na de amostras temporais se estendendo através de cada período de símbolo completo Ta é de 1080, que o número predeterminado N de amostras temporais se estendendo através de cada período de símbolo efetivo T é de 1024, e que o número de amostras em cada uma das primeira aN amostras e últimas aN amostras é de 56, todavia, estes valores são meramente típicos e podem ser variados de acordo com os requisitos de sistema. Observe-se ainda que a fonte de informações 40 fornece sinais de informação a uma entrada de modulador OFDM 35, cujos sinais de informação são modulados sobre símbolos OFDM no sinal 30. O sinal de transmitir OFDM 30 é transmitido para o receptor de sinal OFDM 150 por qualquer mecanismo e através de qualquer meio conhecido nos sistemas de comunicações da técnica anteriormente existente.

Por exemplo, o sinal de transmitir OFDM 30 pode ser provido como um sinal analógico, um sinal de radio freqüência tal como um sinal de radiodifusão de áudio, ou altemativamente, pode ser provido mesmo como um sinal de banda base digital. Os meios físicos 45 através dos quais o sinal 30 é transmitido podem ser atmosféricos, ópticos, por cabo ou de outro modo. Altemativamente, o sinal de transmitir 30 pode ser um sinal gerado por computador próprio para fins de simulação, isto é, um sinal gerado por computador que é comunicado entre módulos de programa software, como entre um módulo modulador de OFDM baseado em programa de computador, e um módulo receptor de sinal de OFDM baseado em programa de computador. Nenhuma das variações precedentes afeta a vantajosa aplicação da arquitetura de sistema e técnicas da presente invenção para prover aquisição de erros de freqüência e desvio de temporização de símbolo OFDM. O sinal de transmitir OFDM 30 é recebido pelo receptor de sinal OFDM 150 que inclui um módulo receptor extremidade frontal, não mostrado, conforme é conhecido da técnica anterior, e que convenientemente acomoda o processo e meio de transmissão selecionado para qualquer aplicação dada. Na concretização da fig. 2, este receptor extremidade frontal fornece um sinal OFDM analógico 45 à entrada do conversor analógico/digital (A/D) 50. O AID 50 amostra ou digitalizar o sinal recebido analógico 50 introduzido no mesmo para produzir um sinal numa sua saída que compreende uma série de amostras de sinal complexas. As amostras de sinal são complexas pelo fato de cada amostra complexa efetivamente compreender um par de amostras de sinal inclusive uma amostra “real” e uma amostra “imaginária”, que é amostrada em quadratura com a amostra real. O sinal amostrado é a seguir filtrado pelo filtro de banda passante 55 que tem uma resposta de freqüência de banda passante compreendendo o conjunto coletivo de sub-portadoras fl-fh presente no sinal OFDM recebido. O sinal complexo recebido 60, tendo sido amostrado e filtrado, é a seguir freqüência corrigido pelo circuito ou módulo corretor de freqüência 65. O sinal de freqüência corrigida resultante é então tempo corrigido pelo circuito ou módulo de correção de temporização 70. O sinal de freqüência e tempo corrigido emitido pelo circuito de correção de temporização 70 alimenta a entrada para o demodulador OFDM 100 que demodular o sinal recebido corrigido em freqüência e tempo introduzido no mesmo. O sinal complexo recebido 60 é adicionalmente encaminhado para a entrada do módulo de aquisição 75, que é objeto da presente invenção. O módulo de aquisição 75 adquire ou recupera o desvio ou erro de temporização de símbolo OFDM e desvio ou erro de freqüência portadora dos símbolos OFDM recebidos como representado no sinal complexo recebido 60, assim proporcionando desvio de temporização de símbolo Δί e desvio de freqüência portadora Af como entradas para o circuito de correção de temporização 70 e circuito de correção de freqüência 65, respectivamente. O módulo de aquisição 75 ainda gera o sinal de estado de aquisição 80 que é provido como uma entrada para o módulo de controle e rastreamento 85. O módulo de controle e rastreamento 85 controla a operação de demodulador 100 via o sinal de controle de demodulador 90. O módulo de controle e rastreamento 85, em uníssono com o desvio de temporização e erro de freqüência fornecidos ao mesmo pelo módulo de aquisição 75, permite a recuperação exata de temporização e freqüência portadora de símbolo total pelo receptor OFDM.

Reportando-se à fig. 3, em uma primeira concretização de módulo de aquisição 75, o sinal complexo recebido 60 é fornecido à entrada do módulo gerador de pico 110, que fornece o primeiro estágio de processamento de sinal para adquirir o desvio de temporização de símbolo do sinal OFDM recebido. O módulo gerador de pico 110 gera um sinal delimitador 130 em uma saída do mesmo, que tem uma pluralidade de picos de sinal no mesmo, cada pico de sinal representando uma posição delimitadora de símbolo recebido para cada símbolo OFDM recebido representado no sinal recebido 60, introduzido no módulo de geração de pico 110. Uma vez que estes picos de sinal representam posições delimitadoras de símbolo recebidas, suas posições temporais são indicativas de desvio de temporização de símbolo recebido. Mais especificamente, uma vez que o receptor não tem qualquer conhecimento a priori ou prévio da posição delimitadora de símbolo recebido verdade ou efetiva, tal posição é inicialmente presumida ou arbitrariamente criada para habilitar o processamento de receptor a operar. O módulo de aquisição 75 estabelece o desvio de temporização de símbolo t que existe entre esta presunção a priori e a posição delimitadora de símbolo recebida real, assim habilitando o receptor a recuperar e rastrear a temporização de símbolos.

Na geração de picos de sinal representando delimitações de símbolo OFDM, o módulo gerador de pico 110 explora o estreitamento de amplitude predeterminado e propriedades de fase equivalentes intrínsecas nas partes dianteira e traseira de cada símbolo OFDM recebido. Particularmente, produtos conjugados complexos são formados entre a amostra atual e a amostra que a precedeu em N amostras. Os ditos produtos, formados entre as primeiras aN amostras e as últimas aN amostras em cada símbolo, produzem um pico de sinal correspondente a cada símbolo compreendendo os aN produtos conjugados assim formados.

Matematicamente, a formação dos produtos conjugados é representada como segue. Presuma-se que D(t) designe o sinal OFDM recebido, e presuma-se que Ta = (l+a)T designe o período ou duração de símbolo OFDM total onde 1/T é o espaçamento de canal OFDM e α seja o fator de estreitamento de amplitude para o símbolo. Os picos de sinal no sinal delimitador 130 se apresentam como um trem de pulsos ou picos de sinal nos produtos conjugados de D(t)*D’(t-Y). Como um resultado do estreitamento de amplitude Nyquist imposto sobre as partes dianteira e traseira de cada símbolo OFDM, cada um dos pulsos ou picos de sinal tem um perfil de amplitude de onda semi-senoidal da forma w(t) = { Vi seno (πί/(αΤ), para 0 < 1 < aT e w(t) = { 0 de outro modo Outrossim, a periodicidade de sinal 30, isto é, o período do trem de picos de sinal, é Ta. Reportando-se à fig. lc, o trem de picos de sinal incluído no sinal delimitador 130 tem o envelope de amplitude w(t) e os picos são espaçados por um período de Ta Reportando-se à fig. ld, o produto do estreitamento de amplitude das partes dianteira e traseira superpostas 10,15 multiplica as magnitudes elevadas ao quadrado nos produtos conjugados, resultando na onda semi-senoidal, w(t) que tem um espaço de duração aT correspondente aa aN amostras.

Retomando mais uma vez à figura 3, para cada amostra de sinal introduzida no módulo de geração de pico 110, uma amostra produto é emitida pelo circuito multiplicador 125 representando um produto conjugado entre a amostra de entrada e uma amostra antecessora espaçada por T amostras da mesma. O gerador de conjugado complexo 120 produz na sua saída o conjugado complexo de cada amostra de entrada, cuja saída é provida como uma entrada ao multiplicador 125. As amostras conjugadas nesta saída são multiplicadas contra a amostra retardada emitida pelo circuito de retardo 115. Desta maneira, produtos conjugados complexos são formados entre o sinal recebido 60 e uma réplica retardada do mesmo obtida retardando o sinal recebido 60 pelo tempo predeterminado T usando o circuito de retardo 115.

Reportando-se à fig. 6, a temporização de símbolo pertinente para módulo de geração de picos 110 é ilustrada. A fig. 6a representa consecutivos símbolos OFDM 1 e 2 fornecidos na entrada para o módulo de geração de picos 110. A fig4. 6b ilustra as versões retardadas de símbolos OFDM 1 e 2 conforme emitidas pelo circuito de retardo 115. A fig. 6c representa o pico de sinal gerado para cada correspondente conjunto de Na = N(l+a) de amostras de produto (que em uma concretização de trabalho é igual a 1080 amostras), o trem de picos de sinal sendo produzido responsivo à multiplicação conjugada entre o sinal recebido da fig. 6a e a sua versão retardada na fig. 6b. A título de exemplo específico, se o período de símbolo OFDM recebido Ta corresponde a Na = 1080 amostras de sinal, e as aN amostras em cada uma das partes dianteira e traseira do símbolo corresponde a 56 amostras de sinal, então para cada 1080 amostras de símbolo OFDM introduzidas no módulo de geração de pico 110, apresenta-se um correspondente conjunto de 1080 amostras de produto no sinal delimitador 130. Neste exemplo, o circuito de retardo 115 imprime um retardo de 1024 (N) amostras de forma que cada amostra introduzida no multiplicador 125 é multiplicada pelas suas 1024 amostras antecessoras. O pico de sinal assim gerado para cada correspondente conjunto de 1080 amostras de produto compreende somente 56 produtos conjugados formados entre as primeira e última 56 amostras de cada símbolo correspondente. O módulo gerador de pico 110 pode ser implementado em qualquer número de maneiras enquanto a correspondência entre as partes dianteira e traseira de cada símbolo é explorada da maneira previamente descrita. Por exemplo, o módulo gerador de picos 110 pode operar sobre cada amostra a medida que chega, de forma que para cada amostra entrada, uma amostra de produto é provida na sua saída. Altemativamente, uma pluralidade de amostras pode ser armazenada, tal como em forma de vetor, assim criando vetores de amostra presentes e vetores de amostra retardadas, cujos vetores podem ser introduzidos em um vetor multiplicador para formar amostras produto de vetor em uma sua saída. Altemativamente, o módulo gerador de picos pode ser implementado para operar sobre sinais contínuos mais exatamente do que sobre sinais de tempo discretos amostrados. Todavia, em uma abordagem deste tipo, seria conveniente que o sinal recebido de entrada 60 também seja um contínuo mais exatamente do que um sinal amostrado.

Idealmente, o sinal delimitador 130 tem picos de sinal facilmente identificáveis no mesmo, como ilustrado nas figs. lc e 6c, todavia, na realidade, cada pico de sinal é virtualmente indistinguível dos produtos ruidosos indesejados de amostras situadas em símbolos adjacentes. Uma vez que o módulo gerador de picos 110 continuamente forma produtos entre amostras se estendendo através de cada símbolo recebido e amostras antecessoras retardadas do mesmo, o sinal delimitador 130 inclui tanto os picos de sinal desejados como os produtos conjugados ruidosos. Por exemplo, as primeira aN (56) amostras em cada símbolo são na verdade multiplicadas contra as últimas aN amostras no mesmo, para produzir as aN amostras de pico de sinal desejadas em duração. Todavia, ass N(1024) amostras remanescentes são multiplicadas contra N amostras do símbolo adjacente responsivas ao retardo imprimido às mesmas pelo circuito de retardo 115 (ver a fig. 6). Estes produtos indesejados adicionais tem o efeito de preencher ruído entre as ocorrências de picos de sinal desejados. Um aumento no número de portadoras de freqüência compreendendo o sinal OFDM produz um correspondente aumento no nível destes produtos ruidosos presentes no sinal delimitador. Assim, produtos ruidosos correspondentes a sinais OFDM compreendendo por exemplo, entre 80 e 300 portadoras, podem ser apreciáveis. A fig. 7a graficamente ilustra o sinal delimitador 130 correspondente a um sinal OFDM de 1080 amostras. O eixo-X corresponde ao número de amostras e é assim indicativo de temporização, ao passo que o eixo-Y corresponde à amplitude de amostra. Somente a parte real do sinal complexo é grafado uma vez que a parte imaginária é similar à mesma. Evidentemente, o pico de sinal desejável, presente entre as amostras 2400 e 2500 é obscurecido pelos produtos ruidosos supra mencionados.

Além da presença do ruído produto supra mencionado no sinal delimitador 130, existe o ruído derivado de outras fontes bem conhecido na técnica de comunicações digitais. O dito ruído é imprimido ao sinal durante a sua propagação através da atmosfera por dispersão, multivia e desvanecimento, e interferências de sinal. A seção de entrada do receptor também adiciona ruído ao sinal.

Subseqüentes estágios de processamento de sinal na presente invenção são dedicados, em parte, a combater o efeito depreciador do ruído supra mencionado com respeito aos picos de sinal desejados no sinal delimitador 130, ou mais especificamente, para aperfeiçoar a relação de sinal para ruído dos picos de sinal presentes no sinal delimitador 130. O módulo otimizador de sinal 135 é provido na saída do módulo gerador de pico 110, e compreende circuitos ou módulos de otimização de sinal de primeiro e segundo estágio. O circuito otimizador de sinal de primeiro estágio é um circuito ou módulo de superposição aditivo 140 e o circuito otimizador de segundo estágio é um filtro casado 145, provido na saída do circuito otimizador de primeiro estágio. O circuito de superposição aditivo 140 ativamente superpõe um número predeterminado de picos de sinal e seus produtos ruidosos circundantes, para otimizar a capacidade de detecção de pico de sinal aumentando a relação de sinal para ruído dos picos de sinal no sinal delimitador 130. Para implementar este processo de superposição aditiva, um numero predeterminado de consecutivos segmentos de sinal delimitador 130 são primeiramente superpostos no tempo. Cada um destes segmentos superpostos compreende um valor equivalente a um período de símbolo de amostras de produto conjugado conforme são emitidas pelo módulo gerador de pico 110, e inclui um pico de sinal desejado circundado por amostras de produto ruidoso indesejadas.

Após o número predeterminado ou bloco de segmentos de sinal terem sido superpostos no tempo, as amostras de produto ocupando uma posição temporal predeterminada no conjunto superposto de segmentos são acumulados para formar uma amostra de sinal cumulativa para aquela posição predeterminada. Desta maneira, um sinal cumulativo é gerado compreendendo uma amostra de sinal cumulativo para cada uma das posições de amostra predeterminadas se estendendo através dos segmentos de sinal delimitador superpostos.

Se, por exemplo, 32 segmentos de sinal delimitador contíguos devem ser superpostos e se cada segmento inclui um valor de período de símbolo de 1080 amostras, então o circuito de superposição aditivo 140 produz 1080 amostras cumulativas para cada bloco contínuo de 32 segmentos (1080 amostras por segmento) introduzido no mesmo. Desta maneira, os produtos conjugados de 32 segmentos (cada segmento incluindo 1080 amostras, um pico de sinal e ruído no mesmo) são ativamente superpostos ou “dobrados” sobre o tôo um outro, adicionando por um ponto os produtos conjugados superpostos dos 32 segmentos.Essencialmente, neste processo de dobramento, os produtos dos 32 segmentos são somados por um ponto com correspondentes produtos conjugados um período de símbolo (ou 1080 amostras), além, através dos 32 símbolos contíguos, para produzi um segmento de sinal cumulativo compreendendo 1080 amostras cumulativas no mesmo. O processamento de sinal é a seguir repetido para o bloco contíguo seguinte de 32 segmentos de sinal delimitador, para produzir outro segmento de sinal cumulativo, e assim por diante. O segmento de sinal cumulativo produzido aditivamente superpondo o número predeterminado de segmentos contíguos de sinal delimitador 130 inclui um pico de sinal otimizado no mesmo, que exibe uma relação de sinal para ruído aumentada com respeito aos picos de sinal em cada um dos segmentos de sinal delimitador de entrada constituintes. A razão para esta otimização e que a superposição de segmentos de sinal delimitador alinha seus respectivos picos de sinal, de forma que quando os segmentos são acumulados, cada pico de sinal se soma ao seguinte, assim realizando uma forma de ganho de processamento coerente baseada sobre a natureza repetitiva dos picos de sinal delimitador.

Enquanto os picos de sinal repetitivos, alinhados, nos segmentos de sinal delimitador coerentemente se acumulam para formar um pico de sinal otimizado (cumulativo) na saída do módulo de superposição aditivo 140, em contraste, a natureza aleatória dos produtos conjugados ruídos circundando o pico de sinal em cada um dos segmentos de sinal delimitador produz sua adição incoerente durante o processo de superposição aditivo. Uma vez que os picos de sinal se somam coerentemente e os produtos ruidosos circundantes se somam incoerentemente e são assim mediados, a saída de pico de sinal otimizado do módulo de superposição aditivo 140 exibe, sobretudo, uma relação de sinal para ruído aperfeiçoada. O ganho de processamento e a otimização de relação de sinal para ruído realizado pelo modulo de superposição aditivo aumentam juntamente com o número de segmentos de sinal delimitador superpostos para produzir o segmento de sinal cumulativo. Contrabalançando esta vantagem existe um correspondente aumento desvantajoso em retardo de aquisição, uma vez que mais segmentos de sinal delimitador são coletados para produzir o pico de sinal cumulativo. Assim, o número predeterminado específico, por exemplo, 32 representa em qualquer aplicação uma compensação entre estes dois interesses concorrentes.

Em termos matemáticos, a superposição aditiva de segmentos contíguos dos produtos conjugados presentes no sinal delimitador 130 pode ser expressa pela seguinte Um aspecto importante do processamento de sinal precedente é que a temporização de símbolo é preservada em cada estágio do mesmo. Símbolos OFDM introduzidos no módulo de geração de pico 110, segmentos de sinal delimitador introduzidos no circuito de superposição aditivo 140, e segmentos de sinal cumulativo emitidos do mesmo, cada um tem período temporal de Ta (correspondente a N =- 1080 amostras). Desta maneira, o desvio de temporização de símbolo, conforme indicado pelo posicionamento dos picos de sinal dentro de um segmento de sinal, é preservado na sua totalidade. A fig. 7b ilustra graficamente a forma de onda de sinal cumulativo, ou mais especificamente, o segmento de sinal cumulativo emitido pelo módulo de superposição aditivo 140. Somente a parte real deste sinal complexo é grafa uma vez que a parte imaginária é similar à mesma. O segmento de sinal cumulativo de 1080 amostras é formulado para um bloco contíguo de 32 segmentos de entrada de sinal delimitador, tendo 1080 amostras cada um. Na fig. 7b, o pico de sinal otimizado 155 é mais claramente distinguível dos produtos de ruído acumulados, ao passo que anterior à superposição aditiva (fig. 7a), o pico de sinal no segmento de sinal delimitador é indistinguível de seus produtos ruidosos circundantes.

Retomando à fig. 3, em operação, o módulo de superposição aditivo 140, o módulo de soma 160 adiciona uma presente amostrada de entrada ao resultado de uma acumulação de amostras em símbolos contíguos, cada uma das amostras sendo temporalmente espaçada por um período de símbolo Ta (correspondente a 1080 amostras). O retardo 165 imprime o retardo de período de um símbolo entre acumulações. Enunciado em outros termos, cada resultado acumulado emitido pelo módulo de soma 160 é retardado em um período de símbolo Ta e a seguir realimentado como uma entrada ao módulo de soma 160, onde é adicionado à amostra de entrada seguinte. O processo se repete para todas as amostras de entrada através de cada símbolo de entrada. O gerador de reinicialização 170 fornece um sinal de reinicialização ao módulo de retardo 165 após o número predeterminado de segmentos de sinal ter sido acumulado para produzir o segmento de sinal cumulativo. Por exemplo, se o número predeterminado de segmentos de sinal delimitado a ser acumulado é de 32, o gerador de reinicialização 170 estabelece uma reinicialização para o módulo de retardo de realimentação 165 cada 32 segmentos de sinal. Responsivo ao estabelecimento da reinicialização, o módulo de superposição aditivo 140 acumula o número predeterminado seguinte de segmentos de sinal delimitador contíguos.

Como previamente descrito, a saída do módulo de superposição aditivo 140 é um sinal cumulativo compreendendo uma série de segmentos de sinal cumulativos, cada segmento incluindo um pico de sinal otimizado 155 no mesmo. Em um ambiente de alto ruído, o pico de sinal otimizado 155, ainda exibindo uma relação de sinal para ruído aperfeiçoada, pode ainda ser virtualmente indistinguível do ruído circundante. Assim, é desejável otimizar adicionalmente a relação de sinal para ruído do pico de sinal otimizado.

Para aperfeiçoar adicionalmente a relação de sinal para ruído do pico de sinal otimizado 155, a saída de sinal cumulativa do módulo de superposição aditivo 140 é introduzido no filtro casado 145. A resposta de impulso temporal de filtro casado 145 é casada com a forma ou envelope de amplitude do pico de sinal otimizado introduzido no mesmo, e em uma concretização da presente invenção, segue um perfil co-senoidal elevado a raiz. Especificamente, a resposta de impulso do filtro casado corresponde à função w(t), como mostrado na fig. ld, e é determinada multiplicando por um ponto as primeiras aN amostras de símbolo 5 com as últimas aN amostrados do mesmo. Ver as figs. lb e ld.

Embora um filtro passa-baixo não-casado pudesse ser usado para atenuação de ruído presente no sinal cumulativo, o filtro casado 145 proporciona o aperfeiçoamento da relação de sinal para ruído ideal para o sinal desejado, pico de sinal otimizado 155, em um ambiente de ruído Gaussiano. O filtro casado 145 é implementado como um filtro digital de resposta de impulso finito (FIR) que proporciona numa saída do mesmo uma versão filtrada das amostras complexas introduzidas no mesmo. A fig. 7c ilustra somente a parte real do sinal filtrado emitido pelo filtro casado 145, uma vez que o sinal imaginário é similar ao mesmo. A faculdade de discernimento do pico de sinal otimizado na saída do filtro casado, fig. 7c, é claramente aperfeiçoada comparada com a faculdade de discernimento do pico de sinal otimizado na entrada para o filtro casado, fig. 7b. A parte imaginária do sinal complexo emitido pelo filtro casado 145 é igualmente aperfeiçoada.

Sucintamente resumindo os estágios de processamento de sinal que levam à saída do filtro casado, o módulo gerador de pico 110 produz uma pluralidade de picos de sinal, as posições temporais dos quais representam posições delimitadoras de símbolo que representam desvio de temporização de símbolo para cada símbolo OFDM recebido. O módulo otimizador de sinal 135 otimiza a capacidade de detecção dos picos de sinal primeiramente aditivamente superpondo um número predeterminado de segmentos de sinal de entrada para produzir um segmento de sinal cumulativo tendo um pico otimizado no mesmo, e a seguir em segundo lugar, procedendo à filtração casada do segmento de sinal cumulativo para produzir um segmento de sinal filtrado casado cumulativo que está idealmente pronto para subseqüente processamento de detecção de pico. Este processo continuamente opera para produzir uma pluralidade de picos de sinal otimizados filtrados na saída do módulo otimizador de sinal 135. As posições temporais destes picos de sinal de sinal otimizados filtrados dentro dos segmentos de sinal cumulativos filtrados pelo filtro casado emitidos pelo módulo otimizador de sinais 135, são indicativos de posições delimitadores de símbolo ou desvio de temporização de símbolo OFDM.

Tomados individualmente e especialmente em combinação, o módulo de superposição aditivo e filtro casado vantajosamente aperfeiçoam a faculdade de detecção de pico de sinal na presente invenção. Sua introdução subsequente ao estágio de geração de épico permite o uso efetivo de um sinal OFDM compreendendo um grande número de portadoras de ffeqüência, e que está operando em um ambiente de sinal ruidoso em propagação. O estágio seguinte de processamento de sinal requerido para estabelecer o desvio de temporização de símbolo é detectar a posição temporal da saída de pico de sinal do módulo de otimização de sinal 135. A posição temporal do pico de sinal é, na realidade, o índice de amostra, ou número de amostra, do pico de sinal otimizado dentro do segmento de sinal cumulativo, filtrado, emitido pelo filtro casado. O sinal complexo filtrado 175 emitido pelo filtro casado 145 é provido como uma entrada para o módulo seletor de pico 190, que detectar o pico de sinal filtrado otimizado e a posição temporal, ou índice de amostra, do mesmo. Em operação, o gerador de magnitude ao quadrado 195 do seletor de pico 190 eleva ao quadrado a magnitude das amostras de sinal complexo introduzidas no mesmo para gerar uma forma de onda de sinal na sua saída, como ilustrado na fig. 7d. A saída do gerador de magnitude elevada ao quadrado 195, fig. 7d, é provida como uma entrada do detector de máxima 200 que examina as magnitudes de amostra alimentadas ao mesmo e identifica a posição temporal ou índice de amostra correspondente ao pico de sinal.

Esta posição temporal do pico de sinal é provida, essencialmente, como o desvio de temporização de símbolo que é fornecido pelo módulo de aquisição 75 a uma entrada do circuito de correção de temporização de símbolo 70. Deve ser apreciado que a posição temporal provida como o desvio de temporização t pode requerer ligeiros ajustes para compensar vários retardos de processamento introduzidos pelos estágios de processamento de sinal precedentes. Por exemplo, retardos de inicialização em filtros de carga, etc., podem acrescentar retardos que necessitam ser eliminados por calibração da estimação de desvio de temporização final. Todavia, os ditos retardos são genericamente pequenos e de implementação específica.

Após a posição temporal do pico de sinal ter sido determinada (para estabelecer o desvio de temporização de símbolo), o estágio seguinte no processamento de sinal é determinar o erro de fase de portadora e correspondente erro de ffeqüência portadora do sinal OFDM recebido. O pico de sinal otimizado, produto de filtro casado, no sinal complexo 175 representa o ponto mais bem definido, ou ponto de máxima relação de sinal para ruído, no qual determinar o erro de fase e erro de freqüência de portadora. A fase da amostra complexa nesta posição de pico fornece uma indicação do erro de freqüência existente entre o transmissor e o receptor, uma vez que o produto conjugado nesta ponto, conforme gerado pelo módulo gerador de pico 110, deve ter produzido um valor de fase zero na ausência erro de ffeqüência portadora. O produto conjugado neste ponto do pico de sinal, e na realidade em todo outro ponto no pico de sinal deve produzir um valor de fase zero porque, matematicamente, o produto conjugado entre amostras de símbolo tendo fase equivalente (como ocorre com as amostras nas partes dianteira e traseira de cada símbolo recebido) elimina fase, na ausência de erro de freqüência portadora. Qualquer fase residual presente no pico do sinal emitido pelo filtro casado é proporcional ao erro de freqüência portadora, e o erro de freqüência é simples de calcular uma vez que a fase residual é determinada.

Matematicamente, o erro de freqüência portadora Af, produz o desvio de fase residual de 2πΔίΤ entre as amostras nas partes traseira e dianteira de um símbolo OFDM que forma um produto conjugado. Assim, o erro de ffeqüência é representado pela seguinte equação: onde Gmax é o pico do da saída de filtro casado e Arg designa o argumento (fase) de um número complexo - a amostra complexa - no pico de sinal. A função Arg é equivalente ao arco tangente de quatro quadrantes. Uma vez que o arco tangente não pode detectar ângulos fora de uma janela de 2π, a estimação de ffeqüência é ambígua até um múltiplo do espaçamento de canal, 1/T. Não obstante, esta estimação de erro de ffeqüência, juntamente com a estimação de desvio de temporização provida pela locação do pico de sinal, é suficiente para permitir a iniciação de demodulação de símbolo. A medida que a demodulação se processa, processamento de delimitação de quadro de receptor subseqüente, resolve a ambigüidade de ffeqüência.

Na figura 3, tanto o sinal complexo produto de filtro casado 175 como a posição temporal ou índice de amostra, são providos como entradas para o extrator de fase 205. O extrator de fase 205 extrai a fase residual da amostra complexa representando o pico de sinal otimizado emitido pelo filtro casado. A fase extraída é fornecida à entrada do gerador de ffeqüência 210 que simplesmente ajusta à escala a fase extraída introduzida no mesmo para produzir o erro de ffeqüência portadora Af, que é então provido pelo módulo de aquisição 75 ao circuito de correção de ffeqüência 65. Assim, a posição temporal do pico de sinal filtrado provida na saída de filtro casado 145 é indicativa de desvio de temporização de símbolo e da fase deste pico de sinal, o erro de ffeqüência portadora é derivado.

Em resumo, o processo da presente invenção para recuperar desvio de temporização de símbolo e erro de ffeqüência portadora do sinal OFDM, compreende as etapas de: receber o sinal OFDM modulado representando uma série de símbolos OFDM, cada símbolo OFDM incluindo as partes dianteira e traseira do mesmo, as partes dianteira e traseira tendo fases substancialmente equivalentes e tendo amplitudes temporalmente ponderadas de acordo com uma função de ponderação temporal predeterminada; gerar um sinal delimitador tendo uma pluralidade de picos de sinal no mesmo representando uma posição delimitadora de símbolo para cada símbolo OFDM recebido, cada pico de sinal sendo gerado responsivo a uma correspondência de amplitude e fase produzida entre as partes dianteira e traseira de cada símbolo OFDM recebido; otimizar a faculdade de detecção de pico de sinal do sinal delimitador aditivamente superpondo uma pluralidade de segmentos do sinal delimitador para aperfeiçoar a relação de sinal para ruído de cada um de uma pluralidade de picos de sinal otimizados produzido por esta etapa de otimização; estabelecer uma posição temporal da delimitação de símbolo de pelo menos um dos picos de sinal otimizado, esta posição temporal representando o desvio de temporização de símbolo de sinal OFDM; e recuperar o erro de ffeqüência portadora de sinal OFDM recebido correspondente à posição temporal estabelecida previamente.

Na etapa de otimização da faculdade de detecção de pico de sinal do sinal delimitador, picos de sinal otimizados produzidos pela superposição aditiva da pluralidade de segmentos do sinal delimitador são filtradas casadas para assim adicionalmente aperfeiçoar a relação de sinal para ruído da pluralidade de picos de sinal otimizados produzidos pela etapa de otimização. O processo e aparelho precedentes para adquirir ou recuperar desvio de temporização de símbolo e erro de ffeqüência portadora do sinal OFDM recebido proporcionam o erro de freqüência portadora e desvio de temporização não qualificado, mais básico. Reportando-se à figura 4, em uma segunda concretização do módulo de aquisição 75, um sistema mais robusto para recuperar o desvio de temporização de símbolo e erro de freqüência portadora é apresentado, porém à custa de processamento de sinal adicional. A segunda concretização de módulo de aquisição75 inclui características de processamento de sinal que especificamente se endereçam a problemas associados com fenômenos de desvanecimento de sinal e interferência. Em um ambiente favorável, na ausência de substantivo desvanecimento, multivia, e interferência, os picos de sinal otimizados filtrados emitidos pelo filtro casado 145 de módulo otimizador de sinal 135 são exatamente representativos de posição delimitadora de símbolo recebida e correspondentemente, desvio de temporização de símbolo recebido. Sob tais condições, um único pico de sinal detectado emitido pelo filtro casado 145 proporciona as informações requeridas levando à proveitosa demodulação de símbolos pelo demodulador OFDM 100.

Por outro lado, em um ambiente ruidoso, multivia e interferentes tem o efeito de produzir quer picos de sinal falsos adicionais quer de eliminar picos de sinal efetivos na saída do filtro casado. O processamento de sinal adicional apresentado pela segunda concretização de módulo de aquisição 75 combate estes efeitos deletérios validando a consistência temporal dos picos de sinal otimizados emitidos pelo módulo de otimização de sinal 135. Se os picos de sinal otimizados são validados, então o desvio de temporização de símbolo adquirido e erro de freqüência portadora são considerados válidos, e a demodulação de sinais OFDM pode ser iniciada. De outro modo, o processo de aquisição é continuado até a ocasião em que o desvio de temporização de símbolo é validado.

Reportando-se à fig. 4, a segunda concretização de módulo de aquisição 75 inclui o módulo de geração de picos 110 e módulo de otimização de sinal 135 como estágios de processamento de sinal preliminares similares à primeira concretização de módulo de aquisição 375.

Todavia, subseqüentes estágios de processamento de sinal são adicionados para validar a consistência temporal do sinal recebido. O sinal 175 emitido pelo módulo de otimização de sinal 135 é provido à entrada de um filtro de resposta de impulso infinito (IIR) 215 que filtra o sinal introduzido no mesmo e proporciona um sinal IIR filtrado 220 a uma saída do mesmo. A resposta de impulso do filtro IIR é de tal ordem que os sinais mais recentemente recebidos introduzidos no mesmo são ponderados mais pesadamente que os sinais previamente recebidos introduzidos no mesmo. Assim, os picos de sinal otimizados mais recentemente filtrados introduzidos no filtro IIR 215 são mais pesadamente ponderados na sua saída.

Mais especificamente, o sinal complexo 175 introduzido no filtro IIR 215 compreende blocos contíguos de segmentos de sinal cumulativos de Na amostras. O filtro IIR 215 filtra a primeira amostra de um primeiro bloco com as primeiras amostras de sucessivos blocos, para produzir uma primeira amostra filtrada. De maneira similar a segunda amostra do primeiro bloco é filtrada com as segundas amostras de subseqüentes blocos para produzir uma segunda amostra filtrada, e assim por diante, para produzir um bloco IIR filtrado de saída de segmentos de sinal cumulativos de Na IIR amostras filtrados. Desta maneira, o filtro IIR 215 pode ser considerado como um banco de Na IIR filtros operando em paralelo, cada um dos filtros paralelos filtrando amostras ocupando a mesma posição predeterminada dentro d e cada um dos blocos contíguos de segmentos de sinal cumulativos contendo Na amostras de entrada.

Em detalhe, dentro do filtro IIR 215 existe um multiplicador de coeficiente de primeiro estágio 225 para multiplicar coeficiente a contra amostras de sinal complexo filtrado 175, e um subseqüente acumulador 230 que acumula as amostras ponderadas emitidas pelo multiplicador de coeficiente 25, e as amostras ponderadas retardadas pelo circuito de retardo de realimentação 240. O multiplicador de coeficiente de segundo estágio 235, que pondera amostras de saida acumuladas por um fator predeterminado. 1-&, e o circuito de retardo de realimentaçflo 240, conjuntamente propoTciGnam funções de filtro I1R bem conhecidas na técnica de filtros IIR. Todavia, deve ser apreciado que o retardo imprimido às amostras realimentadas pelo circuito de retardo de realimentaçflo 240 corresponde ao período cumulativo ou duraçflo do numero predeterminado de segmentos de sinal delimitador que sflo aditivamente superpostos pelo módulo de superposição aditiva 140. Por exemplo, onde um bloco de 32 segmentos sflo aditivamente superpostos, o retardo de 1 bloco imprimido pelo circuito de retardo 240 é 32 x T (um período de Na= 1080 símbolos de amostra). O sinal IIR filtrado 220 emitido pelo filtro I1R 213, de modo similar ao sinal complexo filtrado 173 introduzido no filtro IIR, compreende amostras de sinal complexas se estendendo através de segmentos de sinal cumulativos IIR filtrados contíguos, cada segmento tendo um período de símbolo completo Tu e incluindo um pico de sinal no mesmo. Assim, a temporizaçflo de símbolo continua a ser preservada na saida do filtro IIR. O seletor de pico 243, operando de forma similar ao seletor de pico 190 descrito previamente, estabelece a posiçflo temporal de cada pico de sinal IIR filtrado alimentado ao mesmo, e fornece esta posiçflo temporal ou índice de amostra, ao módulo lógico de validação 233. Quando validada, esta posiçflo temporal é usada como o desvio de temporizaçflo de símbolo At, e a fase, como determinada na saída de pico de sinal validado do filtro IIR, é usada para determinar o erro de ficqfléncia portadora, pelo processo descrito previamente em relaçflo & figura 3. O sinal complexo 173 é adicionalmente provido como uma entrada para o seletor de pico 260, que estabelece a posiçflo temporal do pico de sinal otimizado presente em um segmento de sinal cumulativo corrente do sinal 17S. Este segmento de sinal cumulativo corrente representa a acumulação do bloco mais recentemente recebido de segmentos de sinal delimitador superpostos. A posição temporal atual é provida a uma entrada de módulo lógico de validação 255.

Além de fornecer a posição temporal atual a uma entrada do módulo lógico de validação 255, a posição temporal prévia, isto é, a posição temporal do pico de sinal otimizado no segmento de sinal cumulativo imediatamente precedente ao segmento de sinal cumulativo atual, é gerado e fornecido como uma entrada ao módulo lógico de validação 255. Este segmento de sinal cumulativo imediatamente precedente ou prévio, e o pico de sinal otimizado prévio no mesmo, representa uma acumulação do bloco de segmentos de sinal delimitador imediatamente precedentes ao seu bloco mais recentemente recebido. Enunciado em outros termos, e a título de exemplo específico, a posição temporal atual representa o pico de sinal otimizado para o bloco contíguo mais recentemente recebido de 32 segmentos de sinal delimitador superpostos, enquanto a posição temporal prévia é representativa dos 32 segmentos de sinal delimitador superpostos imediatamente precedentes. A posição temporal prévia é gerada imprimindo um retardo de tempo à posição temporal atual. O retardo de tempo corresponde ao período cumulativo de um bloco (o número predeterminado) de segmentos de sinal delimitador que são aditivamente superpostos para gerar um segmento de sinal cumulativo. No exemplo acima, este retardo de tempo corresponde a 32 x Ta (um Na = 1080 período de símbolos de amostra). O circuito de retardo 265 proporciona o retardo requerido à posição temporal atual introduzida no mesmo, e proporciona na sua saída a posição temporal prévia, que é então introduzida no módulo lógico de validação 255.

Em sucinto sumário do precedentemente exposto, o seguinte conjunto de posições temporais é fornecido como entradas ao módulo lógico de validação 255: 1) A posição temporal IIR, correspondente à posição do pico de sinal IIR filtrado no segmento de sinal IIR mais recentemente provido (emitido pelo filtro IIR); 2) A posição temporal atual, correspondente à posição do pico de sinal no segmento de sinal cumulativo mais recentemente provido; e 3) A posição temporal prévia, correspondente à posição do pico de sinal no segmento de sinal cumulativo imediatamente precedente. O módulo lógico de validação 255 efetuar uma correlação posicionai ou temporal predeterminada entre as entradas para o mesmo para estabelecer se os picos de sinal emitidos pelo filtro IIR 215, conforme indicados na saída do seletor de pico 245, são temporalmente válidos. Especificamente, o módulo lógico de validação 255 determina se ambas as posições de pico de sinal atual e prévia são alinhadas dentro de um número predeterminado de amostras, por exemplo, 10 amostras, com respeito à posição de pico de sinal IIR. Se estiverem, então a posição temporal do pico de sinal IIR filtrado é determinada válida e é usada para fins de temporização de símbolos. Adicionalmente, o pico de sinal IIR filtrado validado, correspondente a esta posição temporal validada, é usado para determinar o erro de freqüência portadora da mesma maneira conforme foi descrita previamente, usando o extrator de fase 270 e o gerador de freqüência 275 (figura 4).

Reportando-se a ambas as figs. 2 e 4, após a posição temporal ter sido validada, o módulo lógico de validação 255 de módulo de aquisição 75 indica a dita validação ara o módulo de controle e rastreamento 85 por intermédio do sinal de estado de aquisição 80. Por sua vez, o módulo de controle e rastreamento 85, via o sinal de controle demodulador 90, habilita o processo de demodulação conforme executado pelo demodulador OFDM 100. O fato do módulo lógico de validação 255 ser particionado para existir dentro do módulo de aquisição 75 ou dentro do módulo de controle e rastreamento 85, e o mecanismo específico pelo qual o demodulador OFDM 100 ou a demodulação desse modo produzida é habilitada, não são importantes para os detalhes da presente invenção. O que e importante na segunda concretização de módulo de aquisição 75 é que o processo de aquisição seja validado para assim indicar proveitosa aquisição de desvio de temporização de símbolo e erro de frequência portadora como um pré-requisito para a aceitação de saída de dados demodulados do demodulador OFDM 100, como dados otimamente demodulados.

No caso do módulo lógico de validação 255 se mostrar incapaz de validar a posição temporal do pico de sinal IIR filtrado, o processo de aquisição prossegue até a ocasião em que a validação de desvio de temporização de símbolo efetivamente ocorrer. O processamento de sinal adicional provido na segunda concretização do módulo de aquisição da presente invenção assegura a demodulação do sinal OFDM recebido somente após o desvio de temporização de símbolo e o erro de freqüência portadora terem sido proveitosamente recuperados do sinal recebido. Na presença de dispersão de sinal, multivia e outra interferência de sinal, a segunda concretização proporciona um nível de confiança de que o demodulador de símbolos recebidos no receptor fornece dados corretamente demodulados na sua saída.

Adicionalmente proporcionando um receptor que emprega seleção e combinação de diversidade entre sinais redundantemente transmitidos e recebidos, a faculdade do receptor da presente invenção de combater os efeitos de sinais deletérios supra mencionados é ainda mais aumentada. Na terceira concretização da presente invenção, um sistema de diversidade deste tipo para recuperar desvio de temporização de símbolo e erro de freqüência portadora de um sinal OFDM de diversidade é proporcionado. O modulador OFDM provido na extremidade transmissora do sistema de diversidade da terceira concretização funciona de uma maneira similar ao módulo modulador de OFDM 25, exposto em relação à primeira concretização da presente invenção, com a exceção de um sinal OFDM de diversidade é provido na sua saída. Especificamente, o transmissor produz e transmite para o receptor de diversidade da terceira concretização um sinal modulado OFDM em ambas uma banda lateral de freqüência superior e uma banda lateral de freqüência inferior, onde cada uma das bandas laterais abrange uma pluralidade de portadores de freqüência modulados OFDM (figura la), e onde as bandas laterais conjuntamente formam uma série de símbolos OFDM compósitos, como mostrado na figura lb.

Este sinal OFDM de diversidade é transmitido pelo transmissor de diversidade OFDM para o receptor de diversidade OFDM, da mesma maneira como descrito em relação à primeira concretização da presente invenção. Deve, todavia, ser apreciado que nesta terceira concretização, o receptor de diversidade inclui ambos um módulo de aquisição de banda lateral de freqüência superior e de freqüência inferior e processamento de sinal adicional requerido para efetuar seleção de diversidade e combinação entre ambos.

Reportando-se à fig. 5, na terceira concretização da presente invenção, o receptor de diversidade inclui um módulo receptor extremidade frontal, não mostrado, que fornece um sinal OFDM analógico recebido à entrada de A/D 295. O sinal amostrado emitido por A/D é provido à entrada do separador de banda lateral 300 que filtra por filtros de banda passante ambas as bandas laterais de freqüência superior e inferior presentes no sinal recebido para fornecer um sinal de banda lateral superior 305 e um sinal de banda lateral inferior 310 em respectivas saídas do mesmo. O sinal de banda lateral superior 305 é provido como uma entrada ao módulo de aquisição de banda lateral superior 315 ao passo que o sinal de banda lateral inferior 310 é provido como u ma entrada ao módulo de aquisição de banda lateral inferior 320. Adicionalmente, ambos os sinais 305 e 310 são respectivamente fornecidos a pelo menos um circuito receptor, tal como pelo menos um circuito de correção e/ou demodulador, etc.

Até este ponto, o processamento de sinal, como representado por A/D 295, separador de banda lateral 300 (os filtros de banda passante) e os módulos de aquisição respectivamente alimentados 315, 320, substancialmente replicam o processamento de sinal descrito em relação às primeira e segunda concretizações da presente invenção, com a exceção de que ambas as vias de banda lateral superior e inferior são apresentadas. Enunciado de forma diferente, na terceira concretização, cada uma das bandas laterais de freqüência superior e inferior são submetidas aos estágios de processamento de sinal descritos previamente. Outrossim, os vários sinais passando entre os vários estágios de processamento de sinal têm as mesmas características conforme foram previamente descritas. Assim, com relação aos módulos de aquisição de banda lateral superior e inferior, somente uma breve descrição é provida para aqueles aspectos dos mesmos que se superpõem ao que foi descrito anteriormente.

Retomando mais uma vez à fig. 5, o sinal de banda lateral superior 305 é submetido, em seqüência, a processamento de sinal pelo módulo processador de pico 325U, que inclui tanto o módulo de geração de pico como o módulo de otimização de sinal descrito previamente, e o módulo filtro IIR 330U que fornece picos de sinal IIR filtrados à sua saída para subseqüente introdução no seletor de pico 335U.

Introduzidos no módulo lógico de validação de banda lateral superior 340U são os seguintes sinais: 1) as posições temporais representando picos de sinal IIR filtrados emitidos pelo seletor de pico 335U; 2) as posições temporais atuais 345U de picos de sinal correspondentes aos atuais blocos de segmentos de sinal contíguos aditivamente superpostos pelo módulo de processamento de pico 325U; e 3) as posições temporais prévias 350 U de picos de sinal correspondentes aos blocos prévios de segmentos de sinal contíguos emitidos pelo módulo de processamento de pico 325U.

Uma vez que os módulos de processamento de sinal que geram sinais 345U e 350 U foram descritos previamente em relação com a fig. 4, eles não são redundantemente reproduzidos aqui, e são assim omitidos da fig. 5 para fins de expediência descritiva e clareza. O módulo de validação de banda lateral superior 340U funciona da mesma maneira como foi descrita previamente em relação à segunda concretização da presente invenção (fig. 4), e proporciona um sinal de estado de aquisição de banda lateral superior 355U em uma saída do mesmo responsiva a uma correlação posicionai entre as posições temporais nas suas três entradas. O sinal de estado de aquisição de banda lateral superior 355U é fornecido ao módulo lógico de combinação de diversidade 370. O módulo de aquisição de banda lateral superior 315 ainda fornece uma estimação de temporização de símbolo de banda lateral superior Afu ao módulo lógico de combinação de diversidade 370. O erro de freqüência portadora Afy é derivado pelo módulo 367U de acordo com técnicas previamente expostas. Especificamente, o erro é derivado pelo módulo 367U, que incorpora um extrator de fase e gerador de freqüência no mesmo, responsivo ao sinal IIR filtrado 360U e estimação de temporização Δ ^ introduzidos no mesmo.

Tendo sucintamente descrito a operação do módulo de aquisição de banda lateral superior 315, é suficiente apreciar que o processamento de sinal realizado pelo módulo de aquisição de banda lateral inferior 320 procede de uma maneira substancialmente equivalente como na banda lateral superior. Mais especificamente, como entre as duas bandas laterais, módulos de processamento de sinal operacionalmente equivalentes recebem a mesma designação numérica na figura 5; o sufixo ‘U’ designando a banda lateral inferior, o sufixo T designando a banda lateral inferior. O módulo de aquisição de banda lateral inferior 320 proporciona estimação de temporização de símbolo AtL e um sinal de correção de erro de ffeqüência portadora Af, ao módulo lógico de combinação de diversidade 370.

Outrossim, o módulo lógico de validação de banda lateral inferior 340L fornece o sinal de estado de aquisição de banda lateral inferior 355L ao módulo lógico de combinação de diversidade 370. O receptor de diversidade ainda inclui um combinador de sinal 385 para combinar correspondentes amostras IIR filtradas emitidas pelos filtros IIR 3 3 OU,3 30L dos módulos de aquisição de banda lateral superior e inferior 315,320. O sinal combinado resultante é introduzido no seletor de pico 390 que funciona de uma maneira substancialmente similar ao seletor de pico previamente descrito. Um desvio de temporização de símbolo combinado Atc é emitido pelo seletor de pico combinado 390, e um erro de freqüência portadora combinado Afc é derivado e emitido pelo módulo 392, ambos estes sinais sendo providos como entradas ao módulo lógico de combinação de diversidade 370. Deve ser apreciado que combinando os sinais de banda superior e inferior, como pelo combinador de sinais 385, ganho de processamento adicional pode ser obtido, assim levando à precisão adicional tanto em estimação de desvio de temporização de símbolo como de erro de freqüência portadora, como representado por Atc e Afc, respectivamente.

Como ilustrado na fig. 5, o receptor de diversidade inclui o módulo lógico de combinação de diversidade 370, que tem introduzidos no mesmo os seguintes sinais: 1) sinais de estado de banda lateral superior e inferior 355U e 355L; 2) desvios de temporização de símbolo de banda lateral superior e inferior Aty e AtL; 3) erros de frequência portadora de banda lateral superior e inferior Afy e AfL; e 4) desvio de temporização de símbolo combinado Atc e erro de freqüência portadora combinado Afc.

Responsivo a estas entradas, o módulo lógico de combinação de diversidade 370 proporciona nas suas saídas um sinal de diversidade 375, desvio de temporização At, e erro de freqüência portadora Δ f. O sinal de estado de diversidade 375 é fornecido como u ma entrada ao módulo controlador de receptor de diversidade 380, ao passo que o desvio de temporização e erro de freqüência são providos ao módulo de processamento de demodulação para corrigir a temporização e freqüência, conforme descrito previamente. O módulo lógico de combinação de diversidade 370 proporciona o processamento de sinal de combinação de diversidade requerido para selecionar o par de sinais apropriado, consistindo em um desvio de temporização de símbolo e um correspondente erro de freqüência portadora, do módulo de aquisição de banda lateral de freqüência superior ou inferior, ou de uma combinação de ambos (o par de sinais combinado), ou conforme possa ser o caso, determinar que aquisição adicional é requerida. Essencialmente, o módulo 370 atua como um multiplexador “inteligente” para condicionalmente selecionar entre os três pares de temporização de símbolo e de erro de freqüência portadora introduzidos no mesmo, para suas saídas t e f.

Na operação do receptor de diversidade, cada banda lateral de receptor, inclusive os módulos de aquisição de banda lateral superior e inferior, operam, em sua maior parte, independentemente com relação a cada outro. Cada um dos módulos lógicos de validação 340U e 340L, opera conforme descrito na segunda concretização (fig. 4), proporcionando como saídas seus respectivos sinais de estado de aquisição 355U, 355L. Isto é, o módulo lógico de validação de banda lateral superior 340U valida o desvio de temporização de símbolo de banda lateral de freqüência superior, como representado pelas posições temporais emitidas pelo seletor de pico 335U, e o módulo lógico de validação de banda lateral inferior 340L valida o desvio de temporização de banda lateral de freqüência inferior, como representado pelas posições de pico de sinal temporal emitidas pelo seletor de pico 335L.

Reportando-se à figura 8, que representa a lógica de decisão e seleção (multiplexação) executada pelo módulo lógico de combinação de diversidade 370, o módulo 370 executa as seguintes etapas de decisão (validação), e responsivo às mesmas, seleciona o seguinte desvio de temporização de símbolo e erro de freqüência portadora para emissão do mesmo: 1) desvio de temporização de símbolo de banda lateral superior Δίυ e freqüência portadora Af0 são selecionados para o processo de demodulação se o sinal de estado de aquisição de banda lateral superior 355U indica desvio de temporização de símbolo de banda lateral superior válido, e o sinal de estado de aquisição de banda lateral inferior 355L indica desvio de temporização de símbolo de banda lateral inválido (fig. 8, blocos 500 e 505). 2) desvio de temporização de símbolo de banda lateral inferior AtL e erro de freqüência portadora AfL são selecionados para o processo de demodulação se o sinal de estado de aquisição de banda lateral inferior 355L indica desvio de temporização de símbolo de banda lateral inferior, e o sinal de estado de aquisição de banda lateral superior 355U indica desvio de temporização de símbolo de banda lateral superior inválido (fig. 8, blocos 510 e 515); 3) se os desvios de temporização de símbolo de banda lateral superior e inferior são ambos validados, então o módulo lógico de combinação de diversidade 370 determina se existe uma correlação temporal predeterminada entre os desvios de temporização de símbolo de banda lateral superior e inferior validados. Isto é, se os desvios de temporização de símbolo de banda lateral superior e inferior estão dentro de um número predeterminado de amostras um do outro, por exemplo, 10 amostras, então o desvio de temporização de símbolo combinado Atc, conforme estabelecido na saída do seletor de pico 390, e erro de freqüência de portadora combinado Δ fc, como estabelecido na saída de módulo 392, são selecionados para o processo de demodulação (fig. 8, blocos 520, 525 e 530); e 4) se os desvios de temporização de símbolo de banda lateral superior e de banda lateral inferior são ambos validados (como na etapa prévia), porém os desvios de temporização de símbolo de banda lateral superior e inferior não são temporalmente correlacionados, ou se nenhum dos desvios de temporização de sinal de banda lateral são validados (de acordo com a etapa prévia), então nenhum desvio de temporização de símbolo, nem qualquer erro de freqüência portadora, é selecionado e o processo de aquisição continua (fig. 8, blocos 520, 525 e 530).

Uma vez que o pico de sinal combinado é formado como uma combinação aditiva dos picos de sinal de banda lateral superior e inferior temporalmente correlacionados, e uma vez que as posições temporais destes picos de sinal de banda lateral superior e inferior são conhecidas, então a posição temporal do pico de sinal combinado é necessariamente compelida a enquadrar-se dentro de uma gama predeterminada de posições, em relação aos seus picos de sinal constituintes. Assim, o seletor de pico 390 necessita somente pesquisar dentro desta g ama predeterminada de posições, p.ex. 50 amostras de um e de outro lado da posição temporal de banda lateral superior ou inferior, de maneira a determinar e estabelecer a posição temporal do pico de sinal combinado. Limitando a gama de pesquisa, tempo de processamento, e tempo de aquisição é reduzida, assim aumentando a eficiência total do processo. O módulo lógico de combinação de diversidade 370 pode ser implementado como lógica digital discreta (AND, OR, NOR, XOR, etc.), o arranjo lógico, módulos de software executados em um processador, uma combinação dos precedentes, ou utilizando qualquer outra abordagem convencional. Outrossim, deve ser apreciado que, na presente invenção, o particionamento específico de funcionalidade lógica entre os módulos lógicos de validação de banda lateral superior e inferior e a lógica de combinação de diversidade é típico. Qualquer sistema alternativo pode ser usado, contanto que as funções lógicas de validação e seleção totais sejam preservadas.

Em sucinto sumário da operação de módulo 370, se somente uma das bandas laterais tem um desvio de temporização de símbolo válido, então este é usado para demodulação. Por outro lado, se cada banda lateral tem um desvio de temporização de símbolo válido, e estes desvios de temporização de símbolo válidos são temporalmente correlacionados de acordo com um critério predeterminado, então amostras de sinal IIR filtradas tomadas de cada banda lateral são combinadas, e a temporização de símbolo gerada a partir das mesmas, isto é, um desvio de temporização de símbolo e erro de freqüência combinados, é selecionado para o processo de demodulação. Se, por outro lado, cada banda lateral é validada, porém as bandas laterais não estão temporalmente correlacionadas entre si, ou se nenhuma banda lateral é validada, então nenhum desvio de temporização de símbolo é selecionado, e a aquisição prossegue.

Durante todo este processo, o controlador de receptor de diversidade 380 estabelece o controle requerido sobre os circuitos de receptor para controlar a sua operação de acordo com as saídas de seleção 375 providas pelo módulo lógico de combinação de diversidade 370.

Em suma, o processo de diversidade da presente invenção para recuperar desvio de temporização de símbolo e erro de freqüência portadora do sinal OFDM, compreende as etapas de: transmitir o sinal modulado OFDM em ambas, uma banda lateral de freqüência superior e uma inferior, cada uma das bandas laterais abrangendo uma pluralidade de portadoras de freqüência modulada OFDM e uma série de símbolos OFDM; receber o sinal OFDM modulado da banda lateral de freqüência superior e proporcionar uma saída de primeiro sinal recebido (de banda lateral superior) e o sinal OFDM modulado da banda lateral de freqüência inferior e proporcionar uma saída de segundo sinal recebido (de banda lateral inferior); gerar um primeiro desvio de temporização de símbolo (de banda lateral superior) e erro de freqüência correspondente a símbolos OFDM no primeiro sinal recebido; gerar um segundo desvio de temporização de símbolo (de banda lateral inferior) e erro de freqüência correspondente a símbolos OFDM no segundo sinal recebido; validar o primeiro desvio de temporização de símbolo baseado sobre uma consistência temporal predeterminada do mesmo; validar o segundo desvio de temporização de símbolo baseado sobre uma consistência temporal predeterminada do mesmo; selecionar um desvio de temporização de símbolo ideal dentre os primeiro e segundo desvios de temporização de símbolo responsivo às etapas de validação; e demodular uma série de símbolos OFDM de pelo menos uma das bandas laterais usando o desvio de temporização de símbolo ideal. O processo também inclui as etapas de gerar um terceiro desvio de temporização de símbolo (combinado) correspondente a uma combinação de primeiro e segundo sinais de temporização respectivamente representativa dos primeiro e segundo desvios de temporização de símbolo; e, selecionar o terceiro desvio de temporização de símbolo como a temporização de símbolo ideal responsivo a condições de temporização predeterminadas. A arquitetura de combinação de diversidade e metodologia descritas acima proporciona um sistema de aquisição de receptor robusto no qual temporização de símbolo e freqüência portadora podem ser proveitosamente recuperadas mesmo quando uma inteira banda lateral é bloqueada por exemplo por um desvanecimento ou interferência. Por outro lado, combinando sinais de banda lateral superior e inferior, como pelo combinador de sinais 385, ganho de processamento adicional pode ser obtido quando a temporização de símbolos combinada (emitida pelo detector de pico 390) é utilizada.

Por toda a descrição detalhada precedente da presente invenção, os vários módulos de processamento de sinal operam sobre o sinal OFDM amostrado recebido, compreendendo a série de símbolos OFDM. E da máxima importância apreciar que é o modulador OFDM e não o receptor que estabelece o número predeterminado de amostras em cada símbolo, tais como 1080 amostras usadas para fins ilustrativos. A taxa de amostras no receptor, como determinada no AID 50, que por sua vez estabelece o número efetivo de amostras recebidas para cada símbolo recebido, é definida baseada sobre uma variedade de critérios não importantes para as características salientes da presente invenção, inclusive por exemplo o critério de Nyquist, etc. O A/D 50 pode quer infra- ou super-amostrar os símbolos recebidos no estabelecer o número de amostras recebidas por símbolo, ou altemativamente, pode gerar o mesmo número de amostras por símbolo no receptor conforme foi estabelecido no modulador. O que é importante no processamento de sinais da presente invenção, é que a temporização de símbolo seja preservada em cada respectivo estágio do mesmo. Contanto que cada estágio de processamento seja baseado sobre um valor de um período de símbolo, ou múltiplo do mesmo, de amostras recebidas, não importa se este número de amostras está abaixo, o mesmo de, ou acima do numero de amostras de símbolo estabelecidas no modulador; a temporização de símbolos sempre será preservada. Em sumário, as descrições precedentes das concretizações detalhadas de maneira alguma limitam as possíveis variações da taxa de amostras de sinal recebidas na presente invenção.

Estendendo ainda mais este conceito, a preservação de temporização de símbolos através da totalidade de cada um dos estágios de processamento de sinal pode ser realizada sob uma variedade de concretizações da presente invenção, não previamente descritas. Mais uma vez, contanto que o processamento de sinais seja baseado sobre o valor de um período de símbolo, ou múltiplo do mesmo, de amostras, então, por exemplo, o módulo de superposição aditivo não necessita acumular cada amostra introduzida no mesmo. Amostras alternativas ou cada terceira amostra, por exemplo, podería ser acumulada através de um período de símbolos. Outrossim, os segmentos de sinal delimitador acumulados para produzir um sinal cumulativo não necessitam ser contíguos, cada segundo ou cada terceiro segmento, por exemplo podería ser superposto, contanto que a abordagem seja consistentemente aplicada a todos os segmentos de sinal delimitador entrantes.

Outra concretização alternativa da presente invenção se origina da natureza linear, e assim intercambiável, de ambos os processos de superposição aditiva e de filtro casado. Embora seja preferível preceder a filtração casada pela superposição aditiva na presente invenção, isto não constitui uma limitação da mesma. Sua seqüência pode ser trocada, para assim proporcionar filtração casada anterior à superposição aditiva.

Observe-se que os circuitos ou módulos de processamento de sinais em cada uma das concretizações da presente invenção, inclusive porém sem estar limitado ao módulo de geração de picos, os módulos de superposição aditiva e de filtro casado do módulo de otimização de sinal, seletor de pico, extrator de fase e gerador de freqüência módulo lógico de validação, módulo lógico de validação, módulo lógico de combinação de diversidade, módulo modulador de OFDM, e todos os circuitos constituindo os módulos precedentes podem ser implementados usando uma variedade de técnicas e tecnologias.

Os módulos podem ser implementados como lógica digital em arranjos lógicos, circuitos integrados de aplicação específica, arranjos lógicos de campo programável tais como são proporcionados pela Ziliax Corp., arranjos lógicos programáveis e dispositivos, etc.

Altemativamente, os módulos podem ser implementados como programas executados em plataformas de hardware de computador tais como processadores ou microprocessadores de sinais digitais do tipo personalizado ou comercialmente disponíveis.

Outrossim, os módulos processadores de sinais podem ser implementados exclusivamente como rotinas de programa de computador que são executadas em uma estação de trabalho de computador, para aplicações que incluem, por exemplo, simulações.

Ainda mais, processamento analógico pode substituir o processamento digital caso desejado. O sistema total da presente invenção pode ser implementado usando uma combinação ilimitada das tecnologias típicas precedentes.

Embora a invenção tenha sido descrita em relação com formas e concretizações específicas da mesma, será apreciado que várias modificações além daquelas expostas acima podem ser incorporadas sem se afastar da invenção. Por exemplo, elementos fimcionalmente equivalentes podem ser utilizados em substituição aqueles especificamente ilustrados e descritos, as quantidades proporcionais dos elementos ilustrados e descritos podem ser variadas, e nas etapas de processo de formação descritas, etapas específicas podem ser invertidas ou interpostas, tudo sem se afastar da invenção conforme definida nas reivindicações apensas.

REIVINDICAÇÕES

Claims

1. Sistema para recuperar um desvio de temporização de símbolo e erro de frequência portadora de um sinal de múltiplas portadoras, o sistema compreendendo dispositivos (45) para receber um sinal modulado representando uma série de símbolos, cada símbolo incluindo uma parte dianteira e uma parte traseira do mesmo, e os dispositivos geradores de pico (110) gerando um sinal delimitador tendo uma pluralidade de picos de sinais representando uma posição delimitadora de símbolo para cada símbolo recebido, cada pico de sinal sendo gerado responsivo a uma correspondência de amplitude e fase produzida entre as partes dianteira e traseira de cada dito símbolo recebido, o sistema compreendendo: o sinal ser um sinal multiplexado por divisão de frequência ortogonal (OFDM) e partes dianteira e traseira possuírem amplitudes temporal mente ponderadas de acordo com uma função de ponderação temporal predeterminada, os dispositivos receptores fornecendo um sinal recebido a uma saída dos mesmos; dispositivo (135) para otimizar a capacidade de detecção de pico de sinal do sinal delimitador, os dispositivos de otimização incluindo meios (140) para aditivamente superpor uma pluralidade de segmentos do sinal delimitador e dispositivo (145) para filtrar sinais produzidos em resposta ao sinal delimitador, os dispositivos de otimização emitindo um pico de sinal otimizado correspondente a um número predeterminado da pluralidade de segmentos e tendo uma relação de sinal para ruído aperfeiçoada: dispositivos (200) para estabelecer uma posição temporal indicativa da posição delimitadora de símbolo a partir de pelo menos um pico de sinal otimizado emitido pelos dispositivos de otimização, a posição temporal representando um desvio de temporização de símbolo de sinal OFDM recebido; e dispositivos (205) para recuperar um erro de freqüência portadora de sinal OFDM correspondente à posição temporal mencionada estabelecida de pelo menos um pico de sinal otimizado; o sistema caracterizado por compreender ainda: um segundo filtro (215) para filtrar pelo menos um pico de sinal otimizado emitido pelos dispositivos de otimização para produzir um sinal otimizado filtrado, pelo qual uma posição de uma magnitude de sinal máxima detectada no sinal otimizado filtrado corresponde à posição temporal; dispositivos (255) para determinar uma posição temporal válida responsiva a uma correlação temporal predeterminada entre a posição temporal e um par de posições estabelecidas para um respectivo sucessivo par de picos de sinal otimizados emitido pelos dispositivos de otimização; e em que os dispositivos receptores incluem um demodulador para demodular os símbolos OFDM recebidos responsivo a um desvio de temporização de símbolo derivado de uma posição temporal validada emitida pelos dispositivos para estabelecer uma posição temporal.

2. Sistema de acordo com a reivindicação 1, adicionalmente caracterizado pelo fato de que os dispositivos geradores de pico incluem: dispositivos para formar produtos conjugados complexos entre as partes dianteira e traseira de cada símbolo OFDM recebido.

3. Sistema de acordo com a reivindicação 2, adicionalmente caracterizado pelo fato de que os dispositivos geradores de pico incluem: dispositivos (120) para formar um produto conjugado complexo entre o sinal recebido e uma réplica retardada do mesmo obtida retardando o sinal recebido por um tempo predeterminado, o tempo predeterminado sendo inferior a um período de símbolo OFDM.

4. Sistema de acordo com a reivindicação 1, adicionalmente caracterizado pelo fato de que os dispositivos de otimização compreendem: dispositivos de superposição (165) para superpor o número predeterminado de segmentos do sinal delimitador, cada um dos segmentos tendo um respectivo da pluralidade de picos de sinal nele incluído; e dispositivos (160) para acumular níveis de sinal superpostos em relação ao número predeterminado superposto de segmentos emitido pelos dispositivos de superposição, para produzir um sinal cumulativo tendo um pico de sinal cumulativo exibindo a relação de sinal para ruído aperfeiçoada.

5. Sistema de acordo com a reivindicação 4, adicionalmente caracterizado pelo fato de que cada segmento tem um espaço temporal predeterminado correspondente a um múltiplo inteiro de um período de símbolo OFDM e inclui um valor de sinal em cada uma de uma pluralidade de posições temporais se estendendo através do espaço temporal do segmento, os dispositivos de otimização incluindo: dispositivos para acumular cada valor de sinal ocupando uma posição predeterminada em cada segmento no seu número predeterminado para produzir um valor de sinal cumulativo para a dita posição predeterminada em relação ao número predeterminado de segmentos; e dispositivos para formar o sinal cumulativo, o sinal cumulativo incluindo um valor de sinal cumulativo em cada uma da pluralidade de posições temporais se estendendo através do sinal cumulativo.

6. Sistema de acordo com a reivindicação 1, adicionalmente caracterizado pelo fato de que o filtro é um filtro casado tendo uma resposta de impulso temporal casada com um envelope de amplitude de cada um dos picos de sinal gerados pelos dispositivos geradores de pico.

7. Sistema de acordo com a reivindicação 1, adicionalmente caracterizado pelo fato de que a função de ponderação temporal predeterminada inclui estreitamento de amplitude simetricamente ascendente e descendente nas partes dianteira e traseira de cada dito símbolo OFDM.

8. Sistema de acordo com a reivindicação 7, adicionalmente caracterizado pelo fato de que os estreitamentos de amplitude são estreitamentos cossenoidais elevados à raiz de Nyquist.

9. Sistema de acordo com a reivindicação 1, adicionalmente caracterizado pelo fato de que o dito segundo filtro é um filtro de resposta de impulso infinito (I.I.R.).

10. Processo para recuperar um desvio de temporização de símbolo e erro de freqüência portadora de um sinal de múltiplas portadoras, compreendendo as etapas de receber um sinal modulado representando uma série de símbolos, cada símbolo incluindo uma parte dianteira e uma parte traseira do mesmo, as partes dianteira e traseira tendo fases predeterminadas substancialmente equivalentes e gerando um sinal delimitador tendo uma pluralidade de picos de sinal representando uma posição delimitadora de símbolo para cada símbolo recebido, cada pico de sinal sendo gerado responsivo a uma correspondência de fase e amplitude produzida entre as partes dianteira e traseira de cada símbolo recebido, o método compreendendo as etapas de: o sinal ser um sinal multiplexado por divisão de frequência ortogonal (OFDM) e a partes dianteira e traseira tendo amplitudes temporalmente ponderadas de acordo com uma função de ponderação temporal predeterminada; otimizar a capacidade de detecção de pico de sinal do sinal delimitador, a etapa de otimização incluindo a etapa de aditivamente superpor uma pluralidade de segmentos do sinal delimitador e filtrar o sinal binário para aperfeiçoar uma relação de sinal para ruído de cada um de uma pluralidade de picos de sinal otimizados produzidos pela etapa de otimização; estabelecer uma posição temporal de delimitação de símbolo a partir de pelo menos um dos picos de sinal otimizados, a posição temporal representando um desvio de temporização de símbolo de sinal OFDM recebido; e recuperar um erro de freqüência portadora de sinal OFDM recebido correspondente à dita posição temporal estabelecida de pelo menos um dos picos de sinal otimizados; o processo caracterizado por compreender ainda as etapas de: filtrar um sinal otimizado produzido pela etapa de otimização, para produzir um sinal otimizado filtrado; e detectar uma magnitude sinal máxima no sinal otimizado filtrado e determinar uma posição temporal do mesmo; validar a posição temporal responsiva a uma correlação temporal predeterminada entre a posição temporal e um par de posições estabelecidas para um respectivo sucessivo par de picos de sinal otimizados produzidos pela etapa de otimizar a capacidade de detecção.

11. Processo de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelo fato de que a etapa de gerar um sinal delimitador inclui a etapa de formar produtos conjugados complexos entre as partes dianteira e traseira de cada símbolo OFDM recebido para gerar o pico de sinal, um envelope de amplitude do pico de sinal correspondendo à função de ponderação temporal predeterminada.

12. Processo de acordo com a reivindicação 10, adicionalmente caracterizado pelo fato de que a etapa de otimizar a capacidade de detecção inclui a etapa de filtrar sinais para aperfeiçoar ainda a relação de sinal para ruído de cada um da pluralidade de picos de sinal otimizado produzidos pela etapa de otimização.

13. Processo de acordo com a reivindicação 12, adicionalmente caracterizado pelo fato de que a etapa de filtrar inclui a etapa de proporcionar um filtro casado tendo uma resposta de impulso casada com um envelope de amplitude de cada pico de sinal gerado na etapa de geração.

14. Processo de acordo com a reivindicação 10, adicionalmente caracterizado pelo fato de que a etapa de superposição aditiva inclui as etapas de: superpor um número predeterminado de segmentos do sinal delimitador, cada um dos segmentos tendo um pico de sinal incluído no mesmo; e acumular níveis de sinal superpostos em relação ao número predeterminado de segmentos superpostos para produzir um sinal cumulativo tendo um pico de sinal cumulativo exibindo uma relação de sinal para ruído aperfeiçoada.

15. Processo de acordo com a reivindicação 10, adicionalmente caracterizado ainda pelo fato de incluir a etapa de demodular os símbolos OFDM responsivo à posição temporal validada.