CN1138378C

CN1138378C - 用于在ofdm数字音频广播系统中恢复信号定时偏移和载波频率误差的系统和方法

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Publication number: CN1138378C
Application number: CNB008052697A
Authority: CN
Inventors: ��ղķ˹��Ƕ�; 保尔·詹姆斯·佩拉; ��ķ��ʵ�; 约瑟夫·伯特拉姆·布朗德
Original assignee: EBIQUITY DIGITAL Inc
Current assignee: EBIQUITY DIGITAL Inc
Priority date: 1999-02-18
Filing date: 2000-02-17
Publication date: 2004-02-11
Anticipated expiration: 2020-02-17
Also published as: US6539063B1; AU770957B2; EP1155545A2; US6891898B2; KR100682162B1; CA2663122A1; US20030053550A1; BR122014017040B1; JP2002537729A; CN1351787A; WO2000049782A3; MXPA01008333A; BRPI0008375B1; KR20010108236A; RU2232479C2; WO2000049782A2; AU3000300A; BR0008375A; CA2362029A1

Abstract

一种从正交频分复用(OFDM)信号中恢复符号定时偏移和载波频率误差的系统。该系统包括一个接收电路，用于接收表示一连串OFDM符号的OFDM调制信号，并在其输出端提供接收的信号。该系统还包括一个信号峰值生成电路，用于生成具有许多信号峰值的信号，其中信号峰值表示所接收的各OFDM符号的符号边界位置，响应在所接收的OFDM符号的前部和后部之间生成的振幅和相位一致性，生成各信号峰值。该系统还包括一个用于增强信号峰值的可检测性的电路，该电路包括一个用于附加叠加然后过滤信号峰值的电路，以生成具有改善信噪比的增强信号峰值。提供用于确定时间位置的电路，其中时间位置表示信号增强模块输出的至少一个增强信号峰值的符号边界位置。另外，该系统还包括一个用于恢复与时间位置一致的所接收的OFDM信号载波频率误差的电路。

Description

用于在OFDM数字音频广播系统中恢复信号定时偏移和载波频率误差的系统和方法

技术领域

本发明涉及数字通信领域，更确切地说，本发明的目的在于从数字调制的多载波通信信号中获取或恢复符号定时偏移和载波频率误差的系统。本发明的目的还在于一个分集系统，该系统用于从不同的多频率数字调制信号中恢复信号定时偏移和载波频率误差。

技术背景

在数字通信系统中，必须首先获取发射机和接收机之间的信号同步，然后才能在接收机开始有效的信号解调。因此，在现有数字通信技术中，人们一直尝试开发最适合于恢复或获取所接收的信号定时和载波频率的系统。

申请人为Suzuki的美国专利号5,541,552提供了一种尝试，其目的在于解调数字调制的多载波信号。该发明中的接收机响应符号内的相关性，如利用共轭乘积结构，在重复信息以及各接收符号的前部和后部中存在的振幅锥度之间形成相关峰值。由于其位置表示所接收的符号定时，所以必须检测峰值。然而，其相对扁平的振幅轮廓线需要在其峰值检测之前进行单独积分。

Suzuki的专利中过分简单的信号处理，即仅积分其检测前的相关峰值，不能提供最佳同步结果，其原因在于以下两个方面，首先，当增加多载波信号中的频率载波数时，由于相邻噪声的影响，相关峰值变得不明显，仅仅积分并不能充分增强预先检测的相关峰值的信噪比。其次，仅仅积分并不能克服众所周知的信号传播影响，如散射，相关峰值。其次，仅仅积分并不能克服众所周知的信号传播影响，如散射，衰落，或其他信号干扰，所有这些共同引起信号丢失和错误峰值。

作者为Mochizuki N.等的“A High Performance Frequency andTiming Synchronization Technique for OFDM(用于OFDM的高性能频率和定时同步技术)”一文，(见IEEE Global TelecommunicationsConference，U.S.，New York，New York，IEEE 1998，P.3443-3448)，公开了一种用于严重衰落环境的突发OFDM调制解调器的基于信号重复的频率和定时同步技术。

与Suzuki专利和其他现有技术获取系统不同，本发明的系统展示了用于恢复信号定时和载波频率的最佳方案。通过应用各种信号处理技术提供上述最佳方法，其中当单独或组合使用上述方法时，能够改善现有技术。上述信号处理改进包括附加叠加不同的调制信号之间的重复信号，进行最佳或匹配过滤，以及分集选择和组合。

公开专利申请WO A 97 49207公开了一种数字音频广播系统，其中利用无线电波道中的模拟调制载波，在上下边带上同时传送许多数字调制的辅载波。然而，公开专利申请WO A 97 49207没有公开在数字音频广播系统中的接收机确定符号定时偏移和同步的技术。

以下为中请人所知的现有参考文献的列表：美国专利#5,694,389、#5,602,835、#5,608,764、#5,559,833、#5,687,165、#5,541,552、#5,357,502、#3,925,650、#5,596,582、#3,364,482、#2,943,316、#3,975,687、#5,594,761、#4,281,412、#5,187,711、#4,727,534、#5,369,800、#5,548,819、#2,549,423、#2,880,275、#3,555,427、#5,629,639、#5,428,647、#5,682,376、#5,416,767、#5,452,331、#4,344,180、#5,657,313、#5,652,772、#5,627,863、#5,550,812、#5,506,836、#5,471,464、#5,450,456、#5,371,761、#5,345,440、#5,313,169、#5,228,025、#5,191,576、#5,371,548、#5,406,551、以及#3,780,279。

发明内容

本发明的目的在于提供一种最适合从数字调制的多载波信号中恢复信号定时和载波频率的系统。特别是，数字调制信号为一个其中可以包含很多频率载波的正交频分复用(OFDM)信号。

根据本发明的一个方面，提供一种从OFDM信号中恢复符号定时偏移和载波频率误差的系统。该系统包括一个用于接收OFDM调制信号的接收机模块，其中将OFDM调制信号表示为一连串的OFDM符号。每个OFDM符号包括一个前导部分和一个结尾部分。前导部分和结尾部分具有大致相同的相位，并且具有与预定时间加权函数相应的按时间加权的振幅。接收机模块向其输出端提供接收信号。

该系统还包括一个信号峰值生成模块，该模块生成具有许多信号峰值的边界信号，其中信号峰值表示所接收的各OFDM符号的符号边界位置。响应在所接收的OFDM符号的前部和后部之间生成的振幅和相位一致性，生成各信号峰值。

该系统还包括一个信号增强模块，该模块增强边界信号的信号峰值的可检测性。信号增强模块包括一个用于附加叠加许多段边界信号的电路。信号增强模块输出一个与预定数目的许多段相对应的、具有改善信噪比的增强信号峰值。

该系统还包括一个用于确定时间位置的电路，其中时间位置表示信号增强模块输出的至少一个增强信号峰值的符号边界位置。时间位置表示所接收的OFDM符号定时偏移。

该系统还包括一个用于恢复与所述时间位置一致的所接收的OFDM信号载波频率误差的电路。

信号增强模块还包括一个匹配滤波器，用于过滤根据边界信号生成的信号。匹配滤波器进一步改善信号增强模块输出的增强信号峰值的信噪比。匹配滤波器具有一个与边界信号中之信号峰值的振幅包络匹配的时间脉冲响应。

本发明的另一个目的是通过应用信号分集选择和组合，改进信号定时和频率载波获取过程。根据本发明的分集方面，用于从OFDM信号中恢复信号定时和载波频率误差的分集系统包括一个发射机，用于在上下边频带中传输OFDM调制信号。各边带包括许多OFDM调制频率载波和一连串OFDM符号。

分集系统包括一个接收机部分并提供第二(下)边带接收信号输出，接收机部分用于接收上边频带的OFDM调制信号，并提供第一(上)边带接收信号输出以及下边频带的OFDM调制信号。

分集系统还包括一个第一恢复电路和一个第二恢复电路，第一恢复电路用于生成与第一接收信号中与OFDM符号相对应的第一(上)边带符号定时偏移，而第二恢复电路用于生成与第二接收信号中的OFDM符号相对应的第二(下)边带符号定时偏移。

另外，分集系统还包括一个第一验证电路和一个第二验证电路，第一验证电路用于根据其预定的时间一致性，验证第一符号定时偏移，而第二验证电路用于根据其预定的时间一致性，验证所述第二符号定时偏移。

再者，分集系统还包括一个选择电路和一个解调器电路，选择电路用于根据第一和第二验证电路输出的信号，从第一和第二符号定时偏移中选择最佳符号定时偏移，而解调器电路通过使用最佳符号定时偏移，解调一连串OFDM符号的至少一个符号。

分集系统的另一方面包括：一个用于生成与第一和第二定时信号之组合相对应的第三(即组合)符号定时偏移的电路，以及一个用于根据许多条件输入信号选择第三信号定时偏移的电路，其中第一和第二定时信号分别表示第一和第二符号定时偏移。

附图说明

图1a表示频域中的OFDM信号；

图1b表示时域中的OFDM信号；

图1c为表示信号边界的共轭乘积信号峰值的图形；

图1d表示利用各振幅锥度乘以共轭乘积；

图2为表示本发明之前端部分的部分框图；

图3为本发明的获取模块的第一实施方式的框图；

图4为本发明的获取模块的第二实施方式的框图；

图5为本发明的获取模块的第三实施方式的框图；

图6a、6b和6c表示本发明的峰值生成模块的符号定时；

图7a、7b、7c和7d表示本发明进行的信号处理；以及

图8为一框图，表示本发明之第三实施方式(图5)的分集组合逻辑模块的判断和选择逻辑块。

具体实施方式

在将载有信号的一连串数字调制信息传送到接收机，然后在接收机解调符号以恢复所传送信息的数字通信传输接收方案中，仅当可在接收机确定所传送的符号定时和相位/频率时，接收机解调器才能成功地、最佳地解调符号。因此，在成功解调所接收符号之前，接收机必须获得或恢复所接收的符号定时和载波相位/频率，其中解调过程将利用符号定时和载波相位/频率。一旦在接收机恢复了所接收的符号定时和频率，并且其后开始解调符号，就可以利用伺服回路跟踪符号定时和载波频率，以保持解调过程的完整性。本发明的系统或体系结构的目的在于，将一连串数字调制符号传送到接收机，其中在接收机解调符号。更确切地说，本发明的系统的目的在于，获取所接收的符号定时偏移和载波相位/频率误差，从而能够开始解调并继续跟踪符号定时和载波频率。

用于获取或恢复符号定时偏移和频率误差的本发明的系统和方法，特别适合于发射机传送正交频分复用(OFDM)信号而接收机接收OFDM信号的环境。参照图1a，本发明使用的OFDM信号其特征在于，由许多等距间隔的辅载波f1-fn组成的多频率载波信号。利用一个预定频率增量相互隔离相邻辅载波，如f1和f2，从而相邻辅载波互相正交。正交意味着当正确进行奈奎斯特加权时，辅载波没有串扰。在安装有本发明并同时使用数字和模拟传输通道的混合系统中，对于各边带而言，每70kHz带宽的边带中有191个载波。在本发明的全数字实现中，对于各边带而言，每97kHz带宽的边带中有267个载波。

参照图1b，在时域中，各OFDM信号5具有一个有效符号周期(即时间宽度)T和一个全符号周期T_α。OFDM辅载波正交性要求，创建有效符号周期T和相邻OFDM辅载波之频率间隔之间的函数相关性。具体而言，将相邻辅载波之间的频率间隔约束为各OFDM符号5的有效符号周期T的倒数。即，频率间隔等于1/T。

回到图1b，预定数目为N的等距间隔时间符号采样(在该图中未示出)，延伸跨过各OFDM符号5的有效符号周期T。另外，预定数目为N_α＝N(1+α)的等距间隔时间符号采样延伸跨过各OFDM符号5的全周期T_α。正如本公开中后面说明的那样，α为符号的振幅锥度因子，此处可以看作一个小数乘数。另外，将预定振幅时间轮廓线(即包络)10、15、20加到上述采样的信号电平上。振幅轮廓线包括分别位于各符号5的前导部分和结尾部分的、对称的上升和下降振幅锥度10、15，以及在其间延伸的相对扁平的振幅轮廓线20。在时域中提供的圆形或锥形边缘适合于充分降低频域中不需要的干扰旁瓣能量，从而提供更光谱有效的OFDM信号。尽管信号5的全符号周期T_α延伸到有效符号周期T之外，但是，只要符号5的振幅锥度10、15遵循奈奎斯特或余弦平方锥度函数，就不会损坏频域(图1a)中相邻辅载波之间的正交性。更确切地说，在本发明中，通过组合所传送符号的余弦平方根加权(或振幅锥度)以及所接收符号的余弦平方根匹配过滤，保持正交性。

OFDM符号5的前导部分和结尾部分共享一个附加的重要特征，即，具有持续时间αT、延伸跨过OFDM信号5的前导部分的前N个OFDM信号采样，与具有持续时间αT、延伸跨过OFDM信号5的结尾部分的后αN个采样，具有大致相同的相位。请注意，α为符号的振幅锥度因子，并且可以看作一个小数乘数。正如本文将要详细说明的那样，在主题发明的系统中，优先使用本发明之OFDM符号的前导部分和结束部分中固有的预定振幅和相位属性，即，各OFDM符号之前导部分和结束部分中的采样振幅的锥度以及其相等相位，以便在接收机有效获取OFDM符号定时和频率，从而开始解调符号。

在说明了本发明使用的OFDM符号的特征之后，现在说明本发明中用于恢复系统定时的系统。参照图2，本发明的数字通信传输接收系统包括一个OFDM调制器模块25，用于在其输出端生成OFDM调制传送信号30，将该信号传送到OFDM信号接收机150，以便在该接收机利用OFDM解调器100进行解调。OFDM调制器25生成的OFDM传送信号30，符合图1a和1b所示的、上面说明的OFDM信号规范。即，如图1b所示，OFDM调制器25生成一连串OFDM符号5，每个符号包括一个与全符号周期T_α相对应的预定数目的时间符号采样N_α，其中各符号的前αN个采样和后αN个采样为锥形，并且具有相同相位。为了便于符号信号处理的讨论，假设延伸跨过各全符号周期T_α的时间采样的预定数目N_α为1080，延伸跨过各有效符号周期T的时间采样的预定数目N为1024，并且前αN个采样和后αN个采样的每个采样的采样数为56，然而，上述值仅为示例，并且可以根据系统需求改变。请注意，信源40向OFDM调制器35的输入端提供信息信号，在信号30中的OFDM符号上调制该信息信号。

利用任意机制，并通过现有技术通信系统中公知的任意介质，将OFDM传送信号30传送到OFDM信号接收机150。例如，可以以模拟信号，诸如音频广播信号之类的射频信号，亦或数字基带信号的方式，提供OFDM传送信号30。传输信号30的物理介质45可以为大气，光介质，或电线等。作为选择，传送信号30可以为计算机生成的、适合于模拟目的的信号，即，计算机生成的在软件程序模块之间进行通信的信号，如在基于计算机程序的OFDM调制器模块和基于计算机程序的OFDM信号接收模块之间进行通信。上述变更并不影响优先使用本发明的系统体系结构和技术，以提供OFDM信号定时偏移和频率误差获取。

OFDM信号接收机150接收OFDM传送信号30，接收机150包括一个现有技术中公知的前端接收机模块(未示出)，并且接收机150以合适方式提供为任意给定应用选择的传输方法和传输介质。在图2的实施方式中，前端接收机向模数转换器(A/D)50的输入端提供模拟OFDM信号45。A/D 50对接收的模拟信号50进行采样或数字化，以在其输出端生成由一连串复信号采样组成的信号。该信号采样为复信号，因为每个复信号实际上由包含“实”采样和“虚”采样的一对信号采样组成，其中虚采样是实采样的1/4相位差的采样。接着，利用通频带滤波器55对采样信号进行过滤，其中通频带滤波器55具有由所接收的OFDM信号中存在的辅载波f1-fn集合组成的通频带频率响应。

接着，利用频率校正电路(模块)65，对已经采样并过滤的所接收的复信号60进行频率校正。然后，利用定时校正电路(模块)70，对作为结果的频率校正信号进行时间校正。时间校正电路70输出的频率和时间校正信号，供应给OFDM解调器100的输入端，解调器100对输入的频率和时间校正接收信号进行解调。

另外，将接收的复信号60发送到获取模块75的输入端，其中获取模块75为本发明的主题。获取模块75从接收的复信号60中提供的接收OFDM信号中，获取或恢复OFDM符号定时偏移或误差以及载波频率偏移或误差，从而分别向定时校正电路70和频率校正电路65的输入端，提供符号定时偏移Δt和载波频率偏移Δf。获取模块75还生成获取状态信号80，其中将获取状态信号80作为输入提供给控制和跟踪模块85。控制和跟踪模块85通过解调器控制信号90，控制解调器100的操作。控制和跟踪模块85，连同获取模块75向其提供的定时偏移和频率误差，允许OFDM接收机准确恢复全部符号定时和载波频率。

参照图3，在获取模块75的第一实施方式中，将接收的复信号60提供给峰值生成模块110的输入端，其中峰值生成模块110提供第一阶段的信号处理，用于获取所接收OFDM信号的符号定时偏移。峰值生成模块110在其输出端生成一个边界信号130，边界信号130中具有许多信号峰值，每个信号峰值表示输入到峰值生成模块110的、接收信号60中提供的各接收OFDM符号的接收符号边界位置。由于这些信号峰值表示接收符号边界位置，所以其时间位置表示接收的符号定时偏移。更确切地说，由于接收机事先无法得知真正或实际接收的符号边界位置，所以最初假设或任意创建一个位置，以使接收机处理起作用。获取模块75建立上述先验假设与真正接收的符号边界位置之间的符号定时偏移t，从而使得接收机能够恢复并跟踪符号定时。

在生成表示OFDM符号边界的信号峰值中，峰值生成模块110利用各接收OFDM符号之前导部分和结束部分中固有的预定振幅锥度和相等相位属性。具体而言，形成当前采样以及其前面的N个采样之间的复共轭乘积。在各符号的前αN个采样和后αN个采样之间形成的乘积，生成与包含由此形成的αN个共轭乘积的各符号相对应的信号峰值。

数学上，用下式表示共轭乘积的结构。令D(t)表示接收的OFDM信号，令T_α＝(1+α)T表示全OFDM符号持续时间(周期)，其中1/T为OFDM信道间隔，而α为符号的振幅锥度因子。边界信号130中的信号峰值以一串脉冲(即共轭乘积D(t)*D^*(t-T)中的信号峰值)的形式出现。作为加到各OFDM符号之前导部分和结尾部分上的奈奎斯特振幅锥度的结果，各脉冲或信号峰值具有一个如下形式的半正弦波振幅轮廓线

w(t)＝{sin(πt/(αT))，对于0≤t≤αT，以及

w(t)＝{0，其他

另外，信号130的周期，即，信号峰值串的周期为T_α。参照图1c，边界信号130中包含的信号峰值串具有振幅包络w(t)，并且峰值间隔为周期T_α。参照图1d，重叠前导部分和结尾部分振幅锥度10、15的乘积，乘以共轭乘积中的平方值，导致半正弦波w(t)，后者具有与αN个采样相对应的持续时间宽度αT。

再回到图3，对于输入到峰值生成模块110的各信号采样，从乘法电路125输出一个乘积采样，其中乘法电路125提供输入采样与采样间隔为T的前期采样之间的共轭乘积。复共轭生成器120在其输出端生成各输入采样的复共轭，将其输出提供给乘法器125，作为输入。相对于延迟电路1 15输出的延迟采样，乘以以上输出端的共轭采样。这样，在接收信号60以及通过使用延迟电路115将接收信号60延迟预定时间T获得的其延迟复制品之间，形成复共轭乘积。

参照图6，该图表示峰值生成模块110的有关符号定时。图6a表示在峰值生成模块110之输入端提供的连续OFDM符号1和2。图6b表示作为延迟电路115之输出的OFDM符号1和2的延迟形式。图6c表示为N_α＝N(1+α)个乘积采样(在某个工作实施方式中等于1080个采样)的各相应集合生成的信号峰值，根据图6a的接收信号以及图6b的延迟形式之间的共轭乘积，生成信号峰值串。

作为特定示例，如果接收的OFDM符号周期T_α相当于N_α＝1080个信号采样，并且该符号的前导部分和结尾部分的每个部分的αN个采样相当于56个信号采样，则对于输入到峰值生成模块110的各1080个采样OFDM符号，边界信号130中出现1080个乘积采样的对应集合。在本例中，延迟电路115产生1024(N)个采样延迟，从而利用其前1024个采样延迟乘以输入到乘法器125的各采样。按上述方式生成的1080个乘积采样的各对应集合的信号峰值，仅包含在各对应符号的前、后56个采样之间形成的56个共轭乘积。

可以多种方式实现峰值生成模块110，只要按上述方式利用各符号之前导部分和结束部分之间的一致性即可。例如，峰值生成模块110可以在各采样到达时起作用，从而对于各采样，在其输出端提供乘积采样。作为选择，可以存储许多采样，例如以向量方式，从而创建当前采样向量和延迟采样向量，可以将上述向量输入到向量乘法器中，以在其输出端形成向量乘积采样。作为选择，可以以连续采样而不是离散采样时间信号的方式，实现峰值生成模块。然而，在此类方案中，输入的接收信号60最好也是连续信号而不是采样信号。

理论上，边界信号130具有可轻易识别的信号峰值，如图1c和6c所示，然而实际上，不能区别各信号峰值与相邻符号中隐藏的采样的噪声乘积。由于峰值生成模块110连续形成延伸跨过各接收符号的采样与从此延迟的前期采样之间的乘积，所以边界信号130同时包含所需的信号峰值和噪声共轭乘积。例如，实际上相对于各符号内的后αN(56)个采样，乘以前αN个采样，以生成持续时间内所需的信号峰值αN个采样。然而，根据延迟电路115(见图6)生成的延迟，相对于来自相邻符号的N(1024)个采样，乘以剩余的N个采样。上述附加的多余乘积的影响是在出现的理想信号峰值之间填充噪声。增加由OFDM信号组成的频率载波数，会相应增加边界信号中出现的噪声乘积的电平。因此，可以估计与例如包含80到300个载波的OFDM信号相对应的噪声乘积。

图7a表示与1080个采样的OFDM信号相对应的边界信号130。X轴相当于采样数，因此表示定时，而Y轴相当于采样振幅。由于虚部与实部类似，所以只表示复信号的实部。显然，上述噪声乘积使得采样2400和2500之间的理想信号峰值变得模糊。

边界信号130中除存在上述乘积噪声之外，还存在从数字通信技术中熟知的其他来源引起的噪声。在其传播期间，经由空气，通过散射、多路径和衰落、以及信号干扰，将此类噪声传送到信号中。接收机的前端也向信号添加噪声。

本发明中的后继信号处理阶段部分是专用的，以降低上述噪声对边界信号130中的所需信号峰值的影响，更确切地说，以改善边界信号130中存在的信号峰值的信噪比。在峰值生成模块110的输出端提供信号增强模块135，该模块由第一和第二阶段信号增强电路(模块)组成。第一阶段信号增强电路为一个附加叠加电路(模块)140，而第二阶段增强电路为一个匹配滤波器145，其中在第一阶段增强电路的输出端提供匹配滤波器145。

附加叠加电路140另外叠加预定数目的信号峰值以及其周围的噪声乘积，以便通过增强边界信号130中的信号峰值的信噪比，增强信号峰值的可检测性。为了实现以上的附加叠加过程，首先及时叠加(重叠)预定数目的边界信号130的连续段。上述叠加段中的每段包含峰值生成模块110原样输出的共轭乘积采样的一个符号周期宽度，并且包括一个由噪声乘积采样包围的所需信号峰值。

在从时间上重叠预定数目(块)的信号段之后，累加占据所叠加的段集合中预定时间位置的乘积采样，以形成预定位置的累积信号采样。这样，生成一个累积信号，该信号包含延伸跨过叠加边界信号段的各预定采样位置的累积信号采样。

例如，如果叠加32个连续边界信号段，并且如果每段均包括一个1080个采样的符号周期宽度，则重叠电路140生成输入到该电路的每个32段(每段1080个采样)连续块的1080个累积采样。这样，通过逐点所叠加的32段共轭乘积，在另一段之上附加叠加(“交叠”)32段共轭乘积(每段包含1080个采样，一个信号峰值和噪声)。本质上，在上述交叠过程中，将32段乘积逐点累加到32个连续符号上一个符号周期(即1080个采样)后的对应共轭乘积上，以生成由1080个累积采样组成的累积信号段。然后，对下一个32个连续块的边界信号段重复该信号处理过程，以生成另一个累积信号段，等等。

通过附加叠加预定数目的边界信号130的连续段生成的累积信号段，包括一个增强信号峰值，其中相对于各组成输入边界信号段的信号峰值，该信号峰值具有增强信噪比。上述增强的原因在于，边界信号段的重叠调整各自的信号峰值，所以当累加所有段时，各信号峰值添加到下一段中，从而根据边界信号峰值的重复属性，形成相关处理增益。

尽管边界信号段中经过调整的、重复信号峰值进行相关累加，以在附加重叠模块140的输出端形成一个增强(累积)信号峰值，但是，在附加重叠过程中，围绕各边界信号段的信号峰值的噪声共轭乘积的随机性，生成其非相关累加。由于信号峰值相关累加而周围的噪声乘积非相关累加，然后计算平均值，所以总体上，附加重叠模块140输出的增强信号峰值具有改善的信噪比。

通过附加重叠模块实现的处理增益和信噪比增强，随着为生成累积信号段而重叠的边界信号段的数目一起增加。抵消上述优点的相应缺点是增加获取延迟，其原因在于生成累积信号峰值需要更多边界信号段。因而，在任意应用中，特定的预定数目，如32，表示上述两种竞争利益之间的平衡。

数学上，可以利用下式表示边界信号130中存在的共轭乘积的连续段的附加重叠：

F (t) = Σ_{K = 0}^{K - 1} D (t + k T_{a}) * D^{*} (t - T + k T_{a})

上述信号处理的重要方面在于，在其各阶段保留符号定时：输入到峰值生成模块110的OFDM符号，输入到附加重叠电路140的边界信号段，以及由此输出的累积信号段，均具有时间周期Tα(对应于N＝1080个采样)。这样，正如信号段内的信号峰值所指示的定位那样，能够始终保留符号定时偏移。

图7b表示累积信号波形，更确切地说，表示附加重叠模块140输出的累积信号段。由于虚部与实部类似，所以只表示上述复信号的实部。对于每段具有1080个采样的32个边界信号输入段的连续块，用公式表示1080个采样的累积信号段。在图7b中，更容易从附近的累积噪声乘积中，区分增强信号峰值155，尽管在累积重叠(图7a)之前，不能从附近的噪声乘积中区分边界信号段中的信号峰值。

回到图3，在运行时，附加重叠模块140，累加模块160和反馈延迟模块165，一起提供附加重叠功能。即，累加模块160将当前输入采样添加到邻接符号中采样的累加结果中，其中各采样的时间间隔为一个符号周期T_α(相当于1080个采样)。延迟模块165在累加之间产生一个符号周期延迟。换句话说，将累加模块160输出的各累加结果延迟1个符号周期T_α，然后作为输入反馈给累加模块160，在累加模块160，将其添加到下一个输入采样。对跨过各输入采样的所有输入采样重复该过程。

换句话说，累积信号段中的第一累积采样表示所有32个边界信号段的所有第一采样的累加结果。第二累积采样表示跨过累积信号段的所有32个边界信号段的所有第二采样的累加结果，等等。

在为生成累积信号段而累加预定数目的信号段之后，复位发生器170向延迟模块165提供一个复位信号。例如，如果要累积的边界信号段的预定数目为32，则复位发生器170每隔32个信号段向反馈延迟模块165发出一个复位信号。响应发出的复位信号，附加重叠模块140累加下一个预定数目的邻接边界信号段。

如上所述，附加重叠模块140的输出为一个累积信号，该信号由一连串累积信号段组成，各段内包括一个增强信号峰值155。在高噪声环境中，尽管增强信号峰值155显示出改善的信噪比，但仍然不能从附近的噪声中区别该峰值。因此，需要进一步增强已增强信号峰值的信噪比。

为了进一步增强已增强信号峰值155的信噪比，将附加重叠模块140输出的累积信号输入到匹配滤波器145。将匹配滤波器145的时间脉冲响应与输入到该滤波器的增强信号峰值的形状或振幅包络进行比较，并且在本发明的某个实施方式中，遵循余弦平方根轮廓线。具体而言，匹配滤波器的脉冲响应对应于函数w(t)，如图1d所示，并且通过利用其后αN个采样逐点乘以符号5的前αN个采样，确定其脉冲响应。

尽管可以使用非匹配低通滤波器来平滑累积信号中的噪声，但是在高斯噪声环境中，匹配滤波器145提供所需信号(增强信号峰值155)的最佳信噪改进。以有限脉冲响应(FIR)数字滤波器的方式实现匹配滤波器145，FIR在其输出端提供输入到该FIR的复采样的过滤形式。由于虚信号与实信号类似，所以图7c只表示匹配滤波器145输出的过滤信号的实部。与图7b中匹配滤波器之输入端的增强信号峰值的可识别性相比，图7c中匹配滤波器之输出端的增强信号峰值的可识别性得到明显改善。同样改善了匹配滤波器145输出的复信号的虚部。

简言之，作为通向匹配滤波器的输出的信号处理阶段，峰值生成模块110生成许多信号峰值，其时间位置表示符号边界位置，符号边界位置表示各接收的OFDM符号的符号定时偏移。信号增强模块135增强信号峰值的可检测性，其方法是，首先附加重叠预定数目的输入信号段，以生成其内具有增强峰值的累积信号段，接着，匹配过滤累积信号段以生成一个累积的、匹配过滤的信号段，该信号段最适合后继峰值检测处理。此过程重复运行，以在信号增强模块135的输出端生成许多过滤的增强信号峰值。从信号增强模块135输出的经匹配滤波的累积信号段内的上述过滤的增强信号峰值的时间位置，表示符号边界位置或OFDM符号定时偏移。

通过单独特别是组合利用本发明的附加重叠模块和匹配滤波器，能够有利增强信号峰值的可检测性。在峰值生成阶段后引入它们，允许有效使用由大量频率载波组成的OFDM信号，并且在传播噪声信号环境中运行。

建立信号定时偏移需要的下一信号处理阶段是，检测信号增强模块135输出的信号峰值的时间位置。实际上，信号峰值的时间位置为匹配滤波器输出的经过滤的、累积信号段内的增强信号峰值的采样索引(即采样号码)。

将匹配滤波器145输出的过滤复信号175，作为输入提供给峰值选择模块190，后者检测增强过滤信号峰值以及其时间位置(即采样索引)。在运行中，峰值选择器190的平方值发生器195，计算输入到该选择器的复信号采样的数值的平方，以在其输出端生成一个信号波形，如图7d所示。在图7d中，将平方值发生器195的输出，作为输入提供给最大值搜索器200，后者检查输入的采样数值，并标识与该信号峰值相对应的时间位置(即采样索引)。

本质上，将以上信号峰值的时间位置，作为获取模块75提供的符号定时偏移，提供给符号定时校正电路70的输入端。应该理解，作为定时偏移t提供的时间位置，可能需要轻微调整，以补偿先前信号处理阶段引入的各种处理延迟。例如，在加载滤波器等过程中的初始化延迟，可能会添加需要在最终定时偏移估计中进行校正的延迟。然而，此类延迟通常较小，并且与特定应用有关。

在确定信号峰值的时间位置(以建立符号定时偏移)后，下一信号处理阶段是确定所接收的OFDM信号的载波相位误差和相应的载波频率误差。复信号175中的匹配过滤的、增强信号峰值表示最干净的点，即最高信噪比的点，在该点确定载波相位误差和频率误差。位于此峰值位置的复采样的相位表示发射机和接收机之间存在的频率误差，所以当没有载波频率误差时，位于此点的共轭乘积，如峰值生成模块110生成的共轭乘积，将产生一个零相位值。事实上，当没有载波频率误差时，在该信号峰值点以及每个其他信号峰值点的共轭乘积，将产生一个零相位值，其原因在于，数学上，具有相等相位的符号采样(如各接收符号的前导部分和结尾部分的采样)之间的共轭乘积消除相位。位于匹配滤波器输出的信号峰值的任意残留相位均与载波频率误差成比例，并且一旦确定残留相位，就可以简单计算频率误差。

数学上，载波频率误差Δf，在形成共轭乘积的OFDM符号的前导部分和结尾部分的采样之间，生成2πΔfT的残留相移。因此，利用下式表示频率误差：

Δf = \frac{Arg (G_{\max})}{2 πT}

其中，G_max为匹配滤波器输出的峰值，Arg表示位于信号峰值的复数(复采样)的参数(相位)。Arg函数等价于四象限的反正切函数。由于反正切不能检测2π窗口之外的角度，所以频率估计是不确定的，直到信道间隔1/T的倍数。尽管如此，此频率误差估计连同利用信号峰值的位置提供的定时偏移估计，也足以开始符号解调。当解调开始进行时，随后的接收机帧边界处理(并非本发明的一部分)解决频率多义性。

在图3中，同时将匹配过滤的、复信号175和时间位置(即采样)索引，作为输入提供给相位抽取器205。相位抽取器205从表示匹配滤波器输出的增强信号峰值的复采样中抽取残留相位。将抽取的相位提供给频率发生器210的输入端，频率发生器210只是按比例缩放输入的抽取相位，以生成载波频率误差Δf，然后由获取模块75将Δf提供给频率校正电路65。因此，在匹配滤波器145的输出端提供的过滤信号峰值的时间位置表示符号定时偏移，并且根据此信号峰值的相位，推导载波频率误差。

简言之，用于从OFDM信号中恢复符号定时偏移和载波频率误差的本发明的方法，包括以下步骤：

接收表示一连串OFDM符号的OFDM调制信号，各OFDM符号包括其前导部分和结尾部分，前导部分和结尾部分具有大致相同的相位，并且具有根据预定时间加权函数的时间加权振幅；

生成其内具有许多信号峰值的边界信号，其中信号峰值表示各接收的OFDM符号的符号边界位置，根据在各接收的OFDM符号的所述前导部分和结尾部分之间生成的振幅和相位一致性，生成各所述信号峰值；

通过附加重叠边界信号的许多段，增强边界信号的信号峰值的可检测性，以改善上述增强步骤生成的许多增强信号峰值的每个信号峰值的信噪比；

根据至少一个增强信号峰值，建立符号边界的时间位置，此时间位置表示所接收的OFDM信号符号的定时偏移；以及

恢复与先前建立的时间位置相对应的所接收的OFDM信号的载波频率误差。

在增强边界信号的信号峰值的可检测性的步骤中，匹配过滤通过附加重叠边界信号的许多段而生成的增强信号峰值，从而进一步增强由增强步骤生成的许多增强信号峰值的信噪比。

用于从所接收的OFDM信号中获取或恢复符号定时偏移和载波频率误差的上述方法和装置，提供最基本的非限定的符号定时偏移和载波频率误差。参照图4，在获取模块75的第二实施方式中，提供一个用于恢复符号定时偏移和载波频率误差的更鲁棒的系统，但是其代价是附加信号处理。

获取模块75的第二实施方式包括信号处理功能部件，该部件专门解决与信号衰落和干扰现象有关的问题。在良好环境中，当没有大量衰落、多路径和干扰时，信号增强模块135的匹配滤波器145输出的过滤后的增强信号峰值，精确表示所接收的符号边界位置以及相应的所接收符号的定时偏移。在此条件下，匹配滤波器145输出的单独检测的信号峰值，提供OFDM解调器100成功解调符号所需的必备信息。

另一方面，在噪声环境中，多路径和干扰的影响是，生成附加的错误信号峰值，或消除匹配滤波器之输出端的实际信号峰值。获取模块75的第二实施方式提供的附加信号处理，通过验证信号增强模块135输出的增强信号峰值的时间一致性，克服上述有害影响。如果确认增强信号峰值，即，在时间上与预定准则一致，则认为获取的符号定时偏移和载波频率误差有效，并且可以开始解调OFDM信号。否则，获取过程继续直至确认符号定时偏移。

参照图4，获取模块75的第二实施方式峰值生成模块110和信号增强模块135，作为与获取模块75之第一实施方式类似的初级信号处理阶段。然而，添加后继信号处理阶段，以验证所接收信号的时间一致性。将信号增强模块135输出的信号175，提供给无限脉冲响应(IIR)滤波器215的输入端，IIR滤波器215过滤输入的信号，然后向其输出端提供一个IIR过滤信号220。IIR滤波器的脉冲响应为，最近输入的接收信号的加权远远高于先前输入的接收信号的加权。因此，在其输出端，最近输入到IIR滤波器215经过过滤的增强信号峰值的权重最大。

更确切地说，输入到IIR滤波器215的复信号175包含N_α个采样的累积段的邻接块。IIR滤波器215利用连续块中的第一采样过滤第一块中的第一采样，以生成经过过滤的第一采样。同样，利用后继块的第二采样过滤第一块中的第二采样，以生成经过过滤的第二采样，等等，以生成N_α个IIR过滤采样的累积信号段的输出IIR过滤块。这样，可以将IIR滤波器215看作一排以并行方式运行的N_α个IIR滤波器，每个并行滤波器过滤占据累积信号段之各邻接块内的相同预定位置的采样，其中累积信号段包含N_α个输入采样。

具体而言，IIR滤波器215内是一个第一阶段系数乘法器225和一个后继累加器230，乘法器225用于将经过过滤的复信号175的采样乘以系数a，累加器230累加系数乘法器225输出的加权采样和反馈延迟电路240输出的经过延迟的加权采样。第二阶段系数乘法器235和反馈延迟电路240，一起提供IIR滤波器技术内众所周知的IIF滤波器功能，其中乘法器235将经过累加的输出采样加权预定系数1-a。然而，应该理解，反馈延迟电路240给予反馈采样的时间延迟，符合附加重叠模块140附加叠加的预定数目的边界信号段的累积周期或持续时间。例如，当附加叠加由32段组成的块时，延迟电路240给予的1块延迟为32×T(N_α＝1080个采样周期)。

类似于输入到IIR滤波器的经过过滤的复信号175，IIR滤波器215输出的IIR过滤信号220，包含延伸跨过邻接的IIR过滤的累积信号段的复信号采样，各段均具有一个全符号周期T_α，并且其内包含一个信号峰值。因此，在IIR滤波器的输出端继续保持符号定时。

峰值选择器245以类似于先前说明的峰值选择器190的运行方式，建立输入的各IIR过滤的信号峰值的时间位置，然后将此时间位置(即采样索引)提供给验证逻辑模块255。当验证时，将此时间位置用作符号定时偏移Δt，并且将在IIR滤波器输出的验证信号峰值确定的相位，用于利用参照图3所述的方法确定载波频率误差。

进一步将复信号175作为输入提供给峰值选择器260，后者建立信号175的当前累积信号段中存在的增强信号峰值的时间位置。当前累积信号段表示最近接收的重叠边界信号段组成的块的累加结果。将当前时间位置提供给验证逻辑模块255的输入端。

除向验证逻辑模块255的输入端提供当前时间位置之外，还生成前一时间位置，即，当前累积信号段的前一累积信号段中的增强信号峰值的时间位置，并作为输入提供给验证逻辑模块255。前一累积信号段以及其内的先前增强信号峰值，表示其最近接收块的前一边界信号段组成的块的累加结果。换句话说，并作为特定示例，当前时间位置表示最近接收的32个重叠边界信号段的邻接块的增强信号峰值，而先前时间位置表示上一个32个重叠边界信号段。

通过给予当前时间位置一个时间延迟，生成先前时间位置。时间延迟相当于为生成累积信号段而附加叠加的边界信号段组成的一个块(预定数目)的累积周期。在上述示例中，时间延迟相当于32×T_α(N_α＝1080个采样周期)。延迟电路265向输入的当前时间位置提供必需的延迟，并在其输出端提供先前时间位置，然后输入到验证逻辑模块255。

作为上述说明的简单总结，作为输入向验证逻辑模块255提供以下时间位置集合：

1)IIR时间位置，相应于最近提供的IIR过滤信号段(从IIR滤波器输出)中IIR过滤信号峰值的位置；

2)当前时间位置，相应于最近提供的累积信号段中的信号峰值的位置；以及

3)先前时间位置，相应于前一累积信号段中的信号峰值的位置。

验证逻辑模块255在其输入之间进行时间或位置相关，以确定IIR滤波器215输出的信号峰值(如峰值选择器245的输出端所示)的时间是否有效。具体而言，验证逻辑模块255确定是否相对于IIR信号峰值位置调整预定采样数(如10个采样)内的当前和先前信号峰值位置。假如这样的话，则确定IIR过滤的信号峰值的时间位置有效，并用于符号定时目的。另外，与经过验证的时间位置相对应的经过验证的IIR过滤信号峰值，用于以与上述方式相同的方式，通过使用相位抽取器270和频率发生器275(图4)，确定载波频率误差。

参照图2和图4，在验证时间位置之后，获取模块75的验证逻辑模块255利用获取状态信号80，向控制和跟踪模块85指示此验证。接着，控制和跟踪模块85经由解调器控制信号90，与OFDM解调器100执行的过程一样，启用解调过程。无论是将验证逻辑模块255划分到获取模块75内还是划分到控制和跟踪模块85内，以及是否启用了在此生成OFDM解调器100或解调的特定机制，对本发明的具体说明并不重要。获取模块75的第二实施方式的重要内容在于，验证获取过程，从而将成功获取的符号定时偏移和载波频率误差，表示为接受OFDM解调器100作为最佳解调数据输出的解调数据的先决条件。

当验证逻辑模块255不能验证IIR过滤信号峰值的时间位置时，获取过程继续进行直至出现符号定时偏移验证。

本发明之获取模块的第二实施方式中提供的附加信号处理，确保只有从接收信号中成功恢复符号定时偏移和载波频率误差之后，才解调接收的OFDM信号。当存在信号散射、多路径和信号干扰时，第二实施方式提供一个可信度标准，使接收机内的接收符号解调器在其输出端提供正确解调的数据。

通过进一步提供在冗余传输和接收的信号之间采用分集选择和组合的接收机，能够进一步增强本发明之接收机克服上述有害信号影响的能力。在本发明的第三实施方式中，提供用于从分集OFDM信号中恢复符号定时偏移和载波频率误差的分集系统。

在第三实施方式的分集系统的发射机的末端提供的OFDM调制器，以与参照本发明之第一实施方式说明的、OFDM调制器模块25类似的方式运行，不同之处在于在其输出端提供分集OFDM信号。具体而言，发射机同时在上下边频带生成一个OFDM调制信号，并传送到第三实施方式的分集接收机，其中各边带包含许多OFDM调制频率载波(图1a)，并且边带一起形成一连串复合OFDM信号，如图1b所示。

OFDM分集发射机，以与参照本发明之第一实施方式说明的方式相同的方式，将分集OFDM信号传送到OFDM分集接收机。然而，应该理解，在第三实施方式中，分集接收机同时包含实现上下边频带之间的分集选择和组合所需要的上下边频带获取模块和附加信号处理。

参照图5，在本发明的第三实施方式中，分集接收机包括一个前端接收机模块(未示出)，该模块向A/D 295的输入端提供接收的模拟OFDM信号。将A/D 295输出的采样信号提供给边带分割器300的输入端，边带分割器300通频带过滤所接收信号中存在的上下边频带，以在各自的输出端提供上边带信号305和下边带信号310。将上边带信号305作为输入提供给上边带获取模块315，而将下边带信号310作为输入提供给上边带获取模块320。另外，分别将信号305和310提供给至少一个接收机电路，如至少一个校正电路和/或解调器等。

至此，A/D 295表示的信号处理，边带分割器300(通频带滤波器)，以及各自的馈送获取模块315、320，实质上重复参照本发明之第一和第二实施方式说明的信号处理过程，不同之处在于存在上下边带路径。换句话说，在第三实施方式中，上下边频带都要进行前面说明的信号处理。另外，在各种信号处理阶段中流动的各种信号具有与前述特征相同的特征。因此，关于上下边带获取模块，对于与上述说明重叠的部分，只提供简短说明。

再回到图5，利用峰值处理模块325U和IIR滤波器模块330U对上边带信号305顺序进行信号处理，峰值处理模块325U包含前面说明的峰值生成模块和信号增强模块，IIR滤波器模块330U向其输出端提供IIR过滤的信号峰值，以便随后输入到峰值选择器335U。

输入到上边带验证逻辑模块340U的信号为以下信号：

1)时间位置，表示峰值选择器335U输出的IIR过滤信号峰值的位置；

2)与峰值处理模块325U附加叠加的邻接信号段的当前块相对应的信号峰值的当前时间位置345U；以及

3)与峰值处理模块325U输出的邻接信号段的先前块相对应的信号峰值的先前时间位置350U。

由于上面参照图4说明了生成信号345U和350U的信号处理模块，所以这里不再重复，并且为了描述方便和清晰，在图5中省略它们。

上边带验证模块340U，以与上面参照本发明之第二实施方式(图4)说明的方式相同的方式运行，并且根据其三个输入端的时间位置之间的位置相关性，在其输出端提供上边带获取状态信号355U。将上边带获取状态信号355U提供给分集组合逻辑模块370。

上边带获取模块315还向分集组合逻辑模块370提供上边带符号定时估计Δt_U。根据前面说明的技术，利用模块367U导出载波频率误差Δf_U。具体而言，模块367U根据IIR过滤信号360U和输入的定时估计Δt_U导出误差，其中模块367U中安装有相位抽取器和频率发生器。

在简单说明了上边带获取模块315的操作后，足以理解下边带获取模块320执行的信号处理以与上边带方式相同的方式进行。更确切地说，正如在两个边带之间一样，操作相同的信号处理模块在图5中有相同标号；后缀“U”表示上边带，后缀“L”表示下边带。

下边带获取模块320向分集组合逻辑模块370提供符号定时估计Δt_U和载波频率误差校正信号Δf_L。另外，下边带验证逻辑模块340L向分集组合逻辑模块370提供下边带获取状态信号355L。

分集接收机还包括一个信号组合器385，用于组合上下边带获取模块315、320的IIR滤波器330U、330L输出的相应IIR过滤采样。将合成的组合信号输入到峰值选择器390，后者以类似于先前说明的峰值选择器的方式运行。从组合峰值选择器390输出组合信号定时偏移Δt_C，利用模块392导出并输入组合载波频率误差Δf_C，将以上两个信号作为输入提供给分集组合逻辑模块370。应该理解，通过利用信号组合器385组合上下边带，可以实现附加的处理增益，从而使得分别利用Δt_C和Δf_C表示符号定时偏移和载波频率误差估计更准确。

如图5所示，分集接收机包括分集组合逻辑模块370，向该模块输入以下信号：

1)上下边带状态信号355U和355L；

2)上下边带符号定时偏移Δt_U和Δt_L；

3)上下边带载波频率误差Δf_U和Δf_L；以及

4)组合符号定时偏移Δt_C和组合载波频率Δf_C。

响应上述输入，分集组合逻辑模块370在其输出端提供分集信号375，定时偏移Δt，和载波频率误差Δf。将分集状态信号375作为输入提供给分集接收机控制器模块380，而将定时偏移和频率误差提供给解调处理模块，以便按上述方式校正定时和频率。

分集组合逻辑模块370提供选择适当信号对或根据情况确定是否需要进一步获取所需要的分集组合信号处理，其中信号对由来自上、下边频带获取模块或来自两者组合(组合信号对)的符号定时偏移和相应载波频率误差组成。本质上，模块370充当“灵巧”多路复用器，以便在输入的三符号定时偏移和载波频率误差对之间条件选择其输出t和f。

当分集接收机运行时，各接收机边带，包括上下边带获取模块，在极大程度上相互独立地运行。各验证逻辑模块340U和340L以第二实施方式(图4)中说明的方式运行，目的是提供各自的获取状态信号355U、355L作为输出。即，上边带验证逻辑模块340U验证峰值选择器335U输出的时间位置表示的上边频带符号定时偏移，而下边带验证逻辑模块340L验证峰值选择器335L输出的时间信号峰值位置表示的下边频带定时偏移。

参照图8，该图表示分集组合逻辑模块370执行的判断和选择(多路复用)逻辑，模块370执行以下判断(验证)步骤，然后作出响应，即选择以下符号定时偏移和载波频率误差作为其输出：

1)如果上边带获取状态信号355U表示上边带符号定时偏移有效，而下边带获取状态信号355L表示下边带符号定时偏移无效，则为解调过程选择上边带符号定时偏移Δt_U和载波频率Δf_U(图8中，块500和505)；

2)如果下边带获取状态信号355L表示下边带符号定时偏移有效，而上边带获取状态信号355U表示上边带符号定时偏移无效，则为解调过程选择下边带符号定时偏移Δt_L和载波频率误差Δf_L(图8中，块510和515)；

3)如果上下边带符号定时偏移都有效，则分集组合逻辑模块370确定有效的上下边带符号定时偏移之间是否存在预定的时间相关。即，如果上下边带符号定时偏移都在另一个的预定采样数(如10个采样)内，则为解调过程选择在峰值选择器390的输出端确定的组合符号定时偏移Δt_C，以及在模块392的输出端确定的组合载波频率误差Δf_C(图8中，块520，525和530)。

4)如果上下边带符号定时偏移都有效(如在上一步骤)，但是上下边带符号定时偏移时间不相关，或者两个边带信号定时偏移都无效(根据上一步骤)，则不选择符号定时偏移和载波频率误差，并且获取过程继续(图8中，块520，525和535)。

由于以附加组合时间相关的上下边带信号峰值的方式形成组合信号峰值，并且由于上下边带信号峰值的时间位置是已知的，因此必定将组合信号峰值的时间位置限制在相对于其组成信号峰值的预定位置范围内。因此，为了查找并确定组合信号峰值的时间位置，峰值选择器390只需在上述预定位置范围内进行搜索，例如在上、下边带时间位置两边的50个采样内。通过限制搜索范围，可缩短处理时间和获取时间，进而全面提高处理效率。

可以以离散数字逻辑(AND、OR、NOR、XOR等)，门阵列逻辑，在处理器上执行的软件模块，上述方式之组合，或使用任意其他常规方法的方式，实现分集组合逻辑模块370。另外，应该理解，在本发明中，上下边带验证逻辑模块与分集组合逻辑模块之间的逻辑功能性的特定划分只是示例而已。可以使用任意备用结构，只要保持所有验证和选择逻辑功能即可。

作为模块370的操作的简短总结，如果只有一个边带的符号定时偏移有效，则使用该偏移进行解调。另一方面，如果每个边带的符号定时偏移都有效，并且按照预定准则上述有效符号定时偏移时间相关，则组合IIR过滤的各边带的信号采样，并由此生成符号定时，即，为解调过程选择组合的符号定时偏移和频率误差。另一方面，如果各边带都有效，但是时间上两条边带互不相关，或者如果两条边带都无效，则不选择符号定时，并且获取过程继续。

在上述过程中，分集接收机控制器380始终按照分集组合逻辑模块370提供的选择输出375，判断对接收机电路的必需控制，以控制其操作。

总之，用于从OFDM信号中恢复符号定时偏移和载波频率误差的本发明的分集方法，包括以下步骤：

同时在上下边频带上传送OFDM调制信号，各边带包括许多OFDM调制频率载波和一连串OFDM符号；

接收上边频带上的OFDM调制信号，提供一个第一(上边带)接收信号输出，并且接收下边频带的OFDM调制信号，提供一个第二(下边带)接收信号输出；

生成一个与第一接收信号中的OFDM符号相对应的第一(上边带)符号定时偏移和频率误差；

生成一个与第二接收信号中的OFDM符号相对应的第二(下边带)符号定时偏移和频率误差；

根据其预定的时间一致性，验证第一符号定时偏移；

根据其预定的时间一致性，验证第二符号定时偏移；

响应验证步骤，从第一和第二符号定时偏移中选择最佳符号定时偏移；以及

使用最佳符号定时偏移，解调至少一条边带的一连串OFDM符号。

该方法还包括以下步骤：生成与第一和第二定时符号的组合相对应的第三(组合)符号定时偏移，其中第一和第二定时符号分别表示第一和第二符号定时偏移；以及

响应预定的定时条件，选择第三符号定时偏移作为最佳符号定时。

上述分集组合体系结构和方法提供一个鲁棒接收机获取系统，其中即使由于衰落或干扰阻塞了整条边带，也能成功恢复符号定时和载波频率。另一方面，当利用组合的符号定时(由峰值选择器390输出)时，通过利用信号组合器385组合上下边带信号，可以获得附加的处理增益。

贯穿本发明的上述详细说明，各种信号处理模块处理所接收的由一连串OFDM符号组成的采样OFDM信号。理解由OFDM调制器而不是由接收机建立预定采样数(如用于说明目的的1080个采样)是非常重要的。根据相对于本发明之重要特征而言并不重要的各种准则，如包括奈奎斯特准则等，设置位于接收机的采样率，如在A/D 50确定的采样率，而该采样率确定各接收符号的实际接收的采样数。在确定每个符号的接收采样数时，A/D 50可以低于或高于接收符号的采样数，作为选择，A/D 50也可以在接收机生成与调制器确定的每符号采样数相同的采样数。

本发明的信号处理的重要内容在于，在其每个阶段中均保持符号定时。只要各处理阶段基于所接收采样的符号周期宽度或其倍数，不论该采样数是低于、高于、抑或等于调制器确定的符号采样数，总能保持符号定时。总之，在本发明中，详细实施方式的上述说明决不限制所接收信号采样率的可能变更。

进一步扩展上述概念，可以在本发明的各种实施方式下，而不是在上述实施方式下，在每个信号处理阶段中保持符号定时。再者，只要信号处理基于采样的符号周期宽度或其倍数，则附加重叠模块就无需累加输入的各采样。例如，在一个符号周期内，可以每隔一个采样或每隔两个采样累加一个采样。另外，为生成累积信号而累加的边界信号段可以是不相邻的；可以每隔一段或每隔两段叠加一次，只要对所有入站边界信号段始终如一地应用该方法即可。

本发明的另一个备择实施方式来源于附加重叠和匹配滤波器处理的线性特性，因此可以互换。在本发明中，尽管最好在匹配过滤之前进行附加重叠，但这并不是一个限制。可以交换其顺序，从而在附加重叠之前提供匹配过滤。

请注意，可以使用各种技术和工艺实现本发明之各种实施方式中的信号处理电路或模块，包括但不限于，峰值生成模块，信号增强模块的附加重叠和匹配滤波器模块，峰值选择器，相位抽取器和频率发生器，验证逻辑模块，分集组合逻辑模块，OFDM调制器模块，以及构成上述模块的所有电路。

可以利用门阵列，专用集成电路，诸如Zilinx公司提供的现场可编程门阵列，可编程逻辑阵列和设备，以数字逻辑方式实现上述模块。

作为选择，可以以程序方式实现上述模块，其中在诸如定制或从市场上购买的数字信号处理器或微处理器之类的计算机硬件平台上执行该程序。

另外，也可以只使用在计算机工作站上执行的、例如包含模拟处理的应用程序的计算机程序例程的方式，实现信号处理模块。

再者，如果需要的话，模拟处理可以代替数字处理。

实际上，通过使用上述典型技术的无限制组合，也可以实现本发明的所有系统。

尽管结合特定形式和实施方式说明了本发明，应该理解，可以在不背离本发明的实质和范围的前提下，采取除上述方式之外的各种修改。例如，可以利用功能上等价的组件代替上述具体说明的组件，可以改变上面说明的组件的比例数量，可以在上述构成方法的步骤中保留或插入特定步骤，所有这些都不背离附属权利要求书中规定的实质和范围。

Claims

1.一种从正交频分复用(OFDM)信号中恢复符号定时偏移和载波频率误差的系统，所述系统包括用于接收OFDM调制信号的装置(45)，其中OFDM调制信号表示一连串的OFDM符号，每个OFDM符号包括一个前导部分和一个结尾部分，所述前导部分和结尾部分具有大致相同的预定相位，并且具有与预定时间加权函数相应的按时间加权的振幅，所述接收机装置向其输出端提供接收信号，该系统的特征在于：

峰值生成装置(110)，该装置生成具有许多信号峰值的边界信号，其中信号峰值表示所接收的各OFDM符号的符号边界位置，响应在各所述接收的OFDM符号的所述前导部分和结尾部分之间生成的振幅和相位一致性，生成各所述信号峰值；

用于增强所述边界信号的信号峰值的可检测性的装置(135)，所1述增强装置包括用于附加叠加所述边界信号的许多段的装置(140)，和用于过滤根据所述边界信号生成的信号的装置(145)，所述增强装置输出一个与所述许多段的预定数目相对应的、具有改善信噪比的增强信号峰值；

用于确定时间位置的装置(200)，其中时间位置表示所述增强装置输出的至少一个增强信号峰值的所述符号边界位置，所述时间位置表示所接收的OFDM信号符号定时偏移；以及

用于恢复与所述时间位置一致的所接收的OFDM信号载波频率误差的装置(205)。

2.根据权利要求1的系统，其特征在于所述峰值生成装置包括：

用于形成各所述接收的OFDM符号的所述前导部分和结尾部分之间的复共轭乘积的装置。

3.根据权利要求2的系统，其特征在于所述峰值生成装置包括：

用于形成所述接收信号和其延迟复制品之间的复共轭乘积的装置(120)，其中通过将所述接收信号延迟预定时间获得其延迟复制品，所述预定时间小于OFDM符号周期。

4.根据权利要求1的系统，其特征在于所述增强装置包括：

叠加装置(165)，用于叠加所述预定数目的所述边界信号段，各所述段内包含所述许多信号峰值的一个信号峰值；以及

用于在所述叠加装置输出的所述叠加的预定数目段上，累加叠加的信号电平的装置(160)，以生成一个其累积信号峰值能够体现所述改善信噪比的累积信号。

5.根据权利要求4的系统，其特征在于各所述段具有一个与OFDM符号周期的整数倍相对应的预定时间长度，并且包括位于延伸跨过所述段的所述时间长度的许多时间位置的各位置的信号值，所述增强装置包括：

用于累加占据所述预定数目的各段中的预定位置的各信号值的装置，以生成所述预定数目段上的所述预定位置的累积信号值；以及

用于形成所述累积信号的装置，所述累积信号包括延伸跨过所述累积信号的所述许多时间位置的各位置中的累积信号值。

6.根据权利要求1的系统，其特征在于所述滤波器是一个匹配滤波器，匹配滤波器具有一个与所述峰值生成装置生成的各所述信号峰值的振幅包络匹配的时间脉冲响应。

7.根据权利要求1的系统，其特征在于所述预定时间加权函数的包括位于各所述OFDM符号的所述前导部分和结尾部分具有对称的上升、下降振幅锥度。

8.根据权利要求7的系统，其特征在于所述振幅锥度为奈奎斯特余弦平方根锥度。

9.根据权利要求1的系统，其特征在于用于确定时间位置的所述装置包括：

一个第二滤波器(215)，用于过滤所述增强装置输出的至少一个增强信号峰值，由此在所述过滤增强信号中检测的最大信号值的位置相当于所述时间位置。

10.根据权利要求9的系统，其特征在于所述第二滤波器是一个无限脉冲响应滤波器。

11.根据权利要求9的系统，其特征在于所述系统还包括：

用于根据所述时间位置和为所述增强装置输出的增强信号峰值的各连续对建立的一对位置之间的预定时间相关性，确定有效时间位置的装置(255)；以及

其中所述接收机装置包括一个解调器，用于根据从用于确定时间位置的所述装置输出的经过验证的时间位置导出的符号定时偏移，解调所述接收的OFDM符号。

12.一种从正交频分复用(OFDM)信号中恢复符号定时偏移和载波频率误差的方法，该方法包括接收表示一连串OFDM符号的OFDM调制信号的步骤，每个OFDM符号包括一个前导部分和一个结尾部分，所述前导部分和结尾部分具有大致相同的预定相位，并且具有与预定时间加权函数相应的按时间加权的振幅，该方法的特征在于：

生成具有许多信号峰值的边界信号，其中信号峰值表示所接收的各OFDM符号的符号边界位置，响应在各所述接收的OFDM符号的所述前导部分和结尾部分之间生成的振幅和相位一致性，生成各所述信号峰值；

增强所述边界信号的信号峰值的可检测性，所述增强步骤包括以下步骤，附加叠加所述边界信号的许多段，并过滤所述二进制信号，以改善所述增强步骤生成的许多增强信号峰值的各信号峰值的信噪比；

根据至少一个所述增强信号峰值，确定所述符号边界的时间位置，所述时间位置表示所接收的OFDM信号符号定时偏移；以及

恢复与根据所述至少一个所述增强信号峰值确定的所述时间位置一致的所接收的OFDM信号载波频率误差。

13.根据权利要求12的方法，其中所述生成边界信号的步骤包括以下步骤：形成各所述接收的OFDM符号的所述前导部分和结尾部分之间的复共轭乘积，以生成所述信号峰值，所述信号峰值的振幅包络对应于所述预定时间加权函数。

14.根据权利要求12的方法，其中所述增强可检测性的步骤包括以下步骤：过滤信号，以进一步改善所述增强步骤生成的所述许多增强信号峰值的各信号峰值的所述信噪比。

15.根据权利要求14的方法，其特征在于所述过滤步骤还包括以下步骤：提供一个匹配滤波器，匹配滤波器具有一个与所述生成步骤生成的各所述信号峰值的振幅包络匹配的脉冲响应。

16.根据权利要求12的方法，其特征在于所述附加叠加步骤还包括以下步骤：

叠加所述边界信号的预定数目段，各所述段内包含一个信号峰值；以及

在所述预定数目叠加段上，累加叠加的信号电平，以生成一个其累积信号峰值能够体现改善信噪比的累积信号。

17.根据权利要求12的方法，其特征在于所述确定时间位置的步骤还包括以下步骤：

过滤所述增强步骤生成的增强信号，以生成一个过滤增强信号；以及

检测所述过滤增强信号内的最大信号值，确定其时间位置。

18.根据权利要求12的方法，其特征在于以下步骤：根据所述时间位置和为所述增强可检测性的步骤生成的增强信号峰值的各连续对建立的一对位置之间的预定时间相关性，验证所述时间位置。

19.根据权利要求18的方法，其特征在于以下步骤：根据所述经过验证的时间位置，解调所述OFDM符号。

20.一种从正交频分复用(OFDM)信号中恢复符号定时偏移和载波频率误差的分集系统，包括一个发射机(25)，用于在上下边频带中传输OFDM调制信号，各所述边带包括许多OFDM调制频率载波和一连串OFDM符号；以及接收装置(150)，用于接收所述上边频带的所述OFDM调制信号，提供一个第一接收信号输出和所述下边频带的所述OFDM调制信号，并提供一个第二接收信号输出；其特征在于：

第一恢复装置(315)，生成与所述第一接收信号中的OFDM符号相对应的第一符号定时偏移；

第二恢复装置(320)，生成与所述第二接收信号中的OFDM符号相对应的第二符号定时偏移；

第一验证装置(340U)，根据其预定的时间一致性，验证所述第一符号定时偏移；

第二验证装置(340L)，根据其预定的时间一致性，验证所述第二符号定时偏移；

选择装置(390)，根据所述第一和第二验证装置输出的信号，从所述第一和第二符号定时偏移中选择最佳符号定时偏移；以及

解调装置(370)，通过使用所述最佳符号定时偏移，解调所述一连串OFDM符号的至少一个符号。

21.根据权利要求20的系统，其特征在于所述选择装置还包括：

根据所述第一验证装置的输出和所述第二验证装置的输出，选择所述第一符号定时偏移的装置，其中所述第一验证装置的输出表示第一符号定时偏移有效，而所述第二验证装置的输出表示第二符号定时偏移无效；以及

根据所述第一验证装置的输出和所述第二验证装置的输出，选择所述第二符号定时偏移的装置，其中所述第一验证装置的输出表示第一符号定时偏移无效，而所述第二验证装置的输出表示第二符号定时偏移有效。

22.根据权利要求21的系统，其特征在于：

用于生成与第一和第二定时信号之组合相对应的第三符号定时偏移的装置，其中第一和第二定时信号分别表示所述第一和第二符号定时偏移。

23.根据权利要求22的系统，其特征在于所述选择装置还包括：

根据以下信息选择所述第三符号定时偏移的装置：

表示第一符号定时偏移有效的所述第一验证装置的输出，

表示第二符号定时偏移有效的所述第二验证装置的输出，以及

所述第一和第二符号定时偏移之间存在的预定的时间一致性。

24.根据权利要求20的系统，其特征在于所述第一和第二恢复装置还包括：

用于生成具有许多信号峰值的边界信号的峰值生成装置，信号峰值表示所述接收装置输出的所述第一和第二接收信号的各个信号中的各接收OFDM符号的符号边界位置；

用于增强所述边界信号的信号峰值的可检测性的装置；以及

用于确定时间位置的装置，时间位置表示所述增强装置输出的至少一个增强峰值的符号边界位置。

25.根据权利要求24的系统，其特征在于用于确定时间位置的所述装置还包括：

一个滤波器，用于过滤所述增强装置输出的增强信号，以生成一个过滤增强信号；以及

用于检测所述过滤增强信号中的最大信号值的位置并确定其时间位置的装置。

26.根据权利要求24的系统，其特征在于所述第一和第二验证装置还包括：

根据所述时间位置和为所述增强装置输出的增强信号峰值的各连续对建立的一对位置之间的预定时间相关性，确定第一符号定时偏移有效的装置。

27.一种从正交频分复用(OFDM)信号中恢复符号定时偏移和载波频率误差的分集方法，包括以下步骤，在上下边频带中传输OFDM调制信号，各所述边带包括许多OFDM调制频率载波和一连串OFDM符号；以及接收所述上边频带的所述OFDM调制信号，提供一个第一接收信号输出和所述下边频带的所述OFDM调制信号，并提供一个第二接收信号输出；其特征在于以下步骤：

生成与所述第一接收信号中的OFDM符号相对应的第一符号定时偏移；

生成与所述第二接收信号中的OFDM符号相对应的第二符号定时偏移；

根据其预定的时间一致性，验证所述第一符号定时偏移；

根据其预定的时间一致性，验证所述第二符号定时偏移；

响应所述验证步骤，从所述第一和第二符号定时偏移中选择最佳符号定时偏移；以及

通过使用所述最佳符号定时偏移，解调所述一连串OFDM符号的至少一个符号。

28.根据权利要求27的方法，其特征在于所述选择最佳符号定时偏移的步骤还包括以下步骤：

根据第一符号定时偏移有效而第二符号定时偏移无效，选择所述第一符号定时偏移；以及

根据第二符号定时偏移有效而第一符号定时偏移无效，选择所述第二符号定时偏移。

29.根据权利要求27的方法，其特征在于以下步骤：

生成与第一和第二符号定时信号之组合相对应的第三符号定时偏移，其中第一和第二符号定时信号分别表示所述第一和第二符号定时偏移。

30.根据权利要求29的方法，其特征在于所述选择最佳符号定时偏移的步骤还包括以下步骤：

根据第一符号定时偏移有效，第二符号定时偏移有效，以及它们之间存在的预定的时间一致性，选择所述第三符号定时偏移。

31.据权利要求27的方法，其特征在于所述生成第一符号定时偏移和生成第二符号定时偏移的步骤还包括以下步骤：

生成具有许多信号峰值的边界信号，信号峰值表示所述接收步骤生成的所述第一和第二接收信号的各个信号中的各接收OFDM符号的符号边界位置；

增强所述边界信号的信号峰值的可检测性；以及

确定时间位置，时间位置表示所述增强可检测性的步骤生成的至少一个增强峰值的所述符号边界位置。

32.根据权利要求31的方法，其特征在于所述确定时间位置的步骤还包括以下步骤：

过滤所述增强可检测性的步骤生成的增强信号，以生成一个过滤增强信号；以及

检测所述过滤增强信号中的最大信号值，并确定其时间位置。

33.根据权利要求31的方法，其特征在于验证所述第一和第二符号定时偏移的步骤还包括以下步骤：

根据所述时间位置和为所述增强可检测性的步骤生成的增强信号峰值的各连续对建立的一对位置之间的预定时间相关性，确定符号定时偏移有效。

34.根据权利要求32的方法，其特征在于以下步骤：

生成一个第三符号定时偏移，其中第三符号定时偏移与所述生成第一符号定时偏移和生成第二符号定时偏移的步骤分别生成的各所述过滤增强信号之附加组合相对应。

35.根据权利要求34的方法，其特征在于选择最佳符号定时偏移的步骤还包括以下步骤：

根据第一符号定时偏移有效，第二符号定时偏移有效，以及它们之间的预定的时间一致性，选择所述第三符号定时偏移。