KR20110036643A - 전력 변환 장치 - Google Patents

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Abstract

제어 수단(7)은, 회전 정보 검출 수단(6)에 의해 검출되는 동기기(5)의 회전 정보에 근거하여, 타행 운전으로 이행할 때에는 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc가 동기기(5)가 발생하는 유기 전압 Vm 이상으로 되도록 컨버터(2)에서 승압하고, 타행 중은 상기 충전 전압 Vc를 유지함과 아울러, 타행 운전으로부터 역행 운전 또는 회생 운전으로 이행할 때는, 동기기(5)가 발생하는 유기 전압 Vm이 직류 전압 Vdc보다 낮은 값으로 되도록 약계자 제어를 행한다.

Description

전력 변환 장치{POWER CONVERSION DEVICE}
본 발명은, 예컨대 철도 차량이나 전기 자동차 등의 전기차에 사용되는 동기기의 구동을 대상으로 하는 전력 변환 장치에 관하는 것으로, 특히 고속 운전시의 동기기의 유기 전압에 대응 가능한 전력 변환 장치에 관한 것이다.
종래, 전기 차량 등에 사용되는 전력 변환 장치에서는, 가선(架線)으로부터 팬토그래프(pantograph)를 통해 집전된 교류 전력이 컨버터에서 직류 전력으로 변환된다. 또는, 팬토그래프로부터 직접 직류 전력이 집전된다. 그 직류 전력은 전원 전압의 변동을 억제하기 위한 에너지 축적용의 콘덴서를 통해 인버터에 입력된다. 그리고, 이 인버터에 입력된 직류 전력은 가변 전압·가변 주파수의 교류 전력으로 변환되어, 영구 자석형의 동기기에 공급된다.
여기서, 상기 동기기는 영구 자석을 내장하고 있기 때문에, 회전 중에도 항상 기전력을 유기하고 있다. 이 유기 전압은 속도에 비례하여 커져서, 전기차가 고속으로 주행 중인 경우, 전원 전압을 초과하는 유기 전압을 발생한다. 이 때문에, 역행시는 인버터에서 이 유기 전압과 함께 동기기의 전류를 제어하는, 소위 약계자(弱界磁) 제어를 행하는 것에 의해 동기기의 구동 토크를 제어하고, 또한, 회생시는 동기기의 브레이킹 토크(braking torque)를 제어하고 있다.
그런데, 영구 자석형의 동기기를 이용한 전기차의 제어에서는, 통상, 타행(惰行)(coasting) 중에는 인버터를 정지시킨다. 그러나, 인버터를 정지시키면 동기 발전기로서 작용하여, 회생 에너지가 인버터 내의 다이오드를 통과해서 전원측으로 유입되어, 그 결과, 타행이 아니라 브레이킹 동작으로 되어 버린다.
이러한 현상을 방지하기 위해서, 종래 기술에서는, 동기기와 인버터 사이에 부하 접촉기를 설치하여, 타행 운전 중에는, 동기기의 회생 에너지가 인버터측으로 유입되지 않도록, 동기기와 인버터 사이에 있는 부하 접촉기를 개방(off)하여 전원 라인을 차단한다. 또한, 타행 운전으로부터 역행 운전으로 재기동할 때에도, 회생 에너지가 인버터측으로 불필요하게 유입되어 인버터의 스위칭 소자가 파손되는 것을 방지하기 위해서, 부하 접촉기를 투입(on)하기 전에, 미리 컨버터를 제어하여 인버터의 직류측의 회로의 전압이 동기기의 단자간의 유기 전압의 첨두값(尖頭値) 이상으로 되도록 승압하고, 그 후에 부하 접촉기를 투입(on)으로 하도록 하고 있다(예컨대, 하기의 특허 문헌 1 참조).
특허문헌 1: 일본 특허 공개 제2007-28852호 공보(68페이지, 도 63)
종래의 전력 변환 장치에서는, 상기한 바와 같이 역행 운전 또는 회생 운전으로부터 타행 운전으로 이행할 때에 동기기와 인버터 사이에 접속되어 있는 부하 접촉기에 의해 경로를 차단한다. 또한, 타행 운전으로부터 역행 운전 또는 회생 운전으로 이행하는 재기동시에도, 동기기와 인버터 사이에 접속되어 있는 부하 접촉기를 투입한다. 따라서, 종래는, 역행 운전 또는 회생 운전으로부터 타행 운전, 그 반대로, 타행 운전으로부터 역행 운전 또는 회생 운전으로와 같이, 각 운전 모드로의 이행이 빈번하게 일어나면, 이에 따라 부하 접촉기의 개폐 동작 회수가 많아져, 부하 접촉기의 동작 수명이 짧아진다고 하는 과제가 있었다.
또한, 동기기와 인버터 사이에 마련되어 있는 부하 접촉기는 큰 전류를 차단해야 하기 때문에 대형이다. 그 때문에, 소형, 경량화가 저해됨과 아울러, 비용이 든다고 하는 과제가 있었다.
또한, 종래, 타행 운전으로부터 역행 운전으로 이행할 때는, 동기기로부터 인버터측으로의 전류의 유입을 방지하는 데에 있어, 인버터의 직류측의 회로전압을 충분히 상승시킨 후에 인버터를 기동해야 하여, 인버터의 운전 지령이 발생하고 나서, 인버터가 실제로 재기동되기까지의 타임 래그(time-lag)가 커진다고 하는 과제가 있었다.
본 발명은, 상술한 바와 같이 과제를 해결하기 위해서 이루어진 것으로, 운전 모드가 빈번하게 전환되는 경우에도, 종래와 같이 동기기와 인버터 사이에 부하 접촉기를 마련할 필요가 없고, 소형, 경량화, 및 비용 절감을 도모하는 것이 가능한 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 전력 변환 장치는, 전원으로부터 직류 전압을 얻는 제 1 전력 변환기와, 상기 제 1 전력 변환기의 출력측에 접속된 콘덴서와, 이 콘덴서의 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 동기기에 출력하는 제 2 전력 변환기와, 상기 동기기의 회전 정보를 검출하는 회전 정보 검출 수단과, 이 회전 정보 검출 수단에서 검출한 회전 정보에 근거하여 상기 제 1 전력 변환기 및 상기 제 2 전력 변환기를 제어하는 제어 수단을 구비하되, 상기 제어 수단은, 타행 운전으로부터의 기동 개시시에 있어 상기 회전 정보 검출 수단에서 검출된 동기기의 회전 정보에 근거하여 상기 동기기가 발생하는 전압이 상기 콘덴서의 충전 전압 이하로 되도록 상기 제 2 전력 변환기를 제어함과 아울러, 상기 콘덴서의 충전 전압이 동기기가 발생하는 전압 이상으로 되도록 상기 제 1 전력 변환기를 제어하는 것이다.
본 발명의 전력 변환 장치에 의하면, 역행 운전 또는 회생 운전으로부터 타행 운전, 그 반대로, 타행 운전으로부터 역행 운전 또는 회생 운전으로와 같이, 각 운전 모드로의 이행이 빈번하게 일어나는 경우에도, 동기기로부터 전원측으로 전력이 불필요하게 역류하는 것을 확실히 억제할 수 있음과 아울러, 불필요한 브레이킹 토크의 발생을 방지할 수 있다. 따라서, 종래, 동기기와 제 2 전력 변환기 사이에 마련하고 있었던 부하 접촉기가 불필요하여, 전력 변환 장치의 소형, 경량화, 및 비용 절감을 도모할 수 있다고 하는 현저한 효과를 얻을 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시 형태 1에 있어서의 전력 변환 장치를 나타내는 구성도,
도 2는 동(同) 장치의 전압 지령 연산 수단의 상세를 나타내는 구성도,
도 3은 본 발명의 실시 형태 1에 있어서의 동작 설명에 뒷받침하는 타이밍차트,
도 4는 본 발명의 실시 형태 1에 있어서의 전력 변환 장치의 동작 확인을 위한 시뮬레이션 결과를 나타내는 특성도,
도 5는 본 발명의 실시 형태 2에 있어서의 전력 변환 장치를 나타내는 구성도,
도 6은 본 발명의 실시 형태 3에 있어서의 전력 변환 장치를 나타내는 구성도,
도 7은 본 발명의 실시 형태 3에 있어서의 동기 3펄스의 3상 전압 지령과 캐리어 주파수 및 선간(線間) 전압의 관계의 일례를 나타내는 도면,
도 8은 본 발명의 실시 형태 4에 있어서의 전력 변환 장치를 나타내는 구성도,
도 9는 본 발명의 실시 형태 5에 있어서의 전력 변환 장치를 나타내는 구성도,
도 10은 3상 교류 좌표계와 2상 교류 좌표의 관계를 나타내는 도면,
도 11은 본 발명의 실시 형태 5에 있어서의 전압 지령 연산 수단의 상세를 나타내는 구성도,
도 12는 본 발명의 실시 형태 6에 있어서의 전력 변환 장치를 나타내는 구성도,
도 13은 본 발명의 실시 형태 6에 있어서의 동작 설명에 뒷받침하는 타이밍차트,
도 14는 본 발명의 실시 형태 6에 있어서의 동작 설명에 뒷받침하는 타이밍차트이다.
(실시 형태 1)
도 1은 본 발명의 실시 형태 1에 따른 전력 변환 장치를 나타내는 구성도이다.
본 실시 형태의 전력 변환 장치는, 직류 전원(1)으로부터 소정 전압값을 갖는 직류 전압을 얻는 제 1 전력 변환기로서의 DC/DC형의 컨버터(2)와, 이 컨버터(2)의 출력측에 접속된 에너지 축적용의 콘덴서(3)와, 이 콘덴서(3)의 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 동기기(5)에 출력하는 제 2 전력 변환기로서의 인버터(4)와, 동기기(5)의 회전 정보(여기서는 회전 속도 ω)를 검출하는 회전 정보 검출 수단(6)과, 직류 전원(1)의 직류 전원 전압 Vdc를 검출하는 직류 전압 검출 수단(8)과, 회전 정보 검출 수단(6)에서 검출한 동기기(5)의 회전 속도 ω 및 직류 전압 검출 수단(8)에서 검출한 직류 전원 전압 Vdc에 근거하여 컨버터(2) 및 인버터(4)를 제어하는 제어 수단(7)을 구비하고 있다.
상기의 컨버터(2)는, 본 예에서는 승압 쵸퍼 회로(boost chopper circuit)로서, IGBT 등의 각 스위칭 소자 Q1, Q2에 다이오드 D1, D2를 각각 역병렬 접속하여 이루어지는 제 1, 제 2 스위치 수단(21, 22), 및 리액터(reactor)(23)로 이루어진다. 또한, 동기기(2)는 회전자에 부착된 영구 자석에 의해 계자를 만드는 영구 자석형 동기기(이하, 간단히 동기기라고 함)이다.
상기의 제어 수단(7)은, 예컨대 마이크로컴퓨터로 구성되는 것으로, 소정의 연산 프로그램을 인스톨하는 것에 의해, 전압 지령 연산 수단(71), 전압 제어 수단(72), d축 전류 지령 연산 수단(73), dq축 전압 지령 연산 수단(74), 적분 수단(75), 3상 전압 지령 연산 수단(76), 및 게이트 펄스 연산 수단(77)을 구비한다.
여기서, 제어 수단(7)의 전압 지령 연산 수단(71)은, 회전 정보 검출 수단(6)에서 검출된 동기기(5)의 회전 속도 ω에 근거하여 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc를 제어하기 위한 충전 전압 지령 Vc *, 및 동기기(5)가 발생하는 전압(여기서는 선간 전압 피크값) Vm을 제어하기 위한 전압 지령(Vm */ω2)을 각각 연산하여 출력하는 것이다.
전압 제어 수단(72)은 전압 지령 연산 수단(71)이 출력하는 충전 전압 지령 Vc *과 직류 전압 검출 수단(8)에서 검출되는 직류 전원 전압 Vdc에 근거하여 컨버터(2)를 제어하는 것이다. d축 전류 지령 연산 수단(73)은 전압 지령 연산 수단(71)으로부터 인가되는 전압 지령(Vm */ω2)과 동기기(5)의 회전 속도 ω에 근거하여 d축 전류 지령 id *을 연산하여 출력하는 것이다. dq축 전압 지령 연산 수단(74)은 d축 전류 지령 연산 수단(73)으로부터 인가되는 d축 전류 지령 id *과 q축 전류 지령 iq *으로부터 d축 전압 지령 vd *, q축 전압 지령 vq *을 연산하여 출력하는 것이다.
적분 수단(75)은 회전 정보 검출 수단(6)에서 검출된 회전 속도 ω를 적분하여 위상 θ를 연산하여 출력하는 것이다. 3상 전압 지령 연산 수단(76)은 dq축 전압 지령 연산 수단(74)으로부터 인가되는 d축 전압 지령 vd *, q축 전압 지령 vq *과, 위상 θ에 근거하여 3상 전압 지령 Vu *, Vv *, Vw *을 연산하여 출력하는 것이다. 게이트 펄스 연산 수단(77)은 3상 전압 지령 연산 수단(76)으로부터 인가되는 3상 전압 지령 Vu *, Vv *, Vw *에 근거하여 인버터(4)의 각 스위칭 소자를 제어하는 게이트 펄스 신호 Gu, Gv, Gw, Gx, Gy, Gz를 연산하여 출력하는 것이다.
도 2는 상기의 전압 지령 연산 수단(71)의 상세를 나타내는 구성도이다.
이 전압 지령 연산 수단(71)은 콘덴서 전압 증분 산출 테이블(711), 선간 전압 피크값 지령 산출 테이블(712), 가산기(713), 리미터 수단(714), 승산기(715), 영 비율 방지 수단(zero-division prevention means)(716), 및 제산기(717)를 구비하고 있다.
또, 전압 지령 연산 수단(71)을 포함하는 제어 수단(7)의 더 상세한 구성 및 동작에 대해서는 이후에 상술한다.
다음으로, 본 실시 형태 1에 있어서의 동기기(5)에 대한 약계자 제어의 원리에 대해 설명한다.
동기기(2)에서의 dq 좌표 상에서 나타낸 전압 방정식, 및 토크 T는 다음 (1), (2)식으로 주어진다.
Figure pct00001
Figure pct00002
여기서, id, iq: 전기자 전류의 d축, q축 성분, vd, vq: 전기자 전압의 d축, q축 성분, φa=√{(3/2)φf}, φf: 영구 자석에 의한 전기자 쇄교 자속(armature flux linkage)의 최대값, R: 전기자 저항, Ld, Lq: d축, q축 인덕턴스, p=d/dtf, Pn: 극대수, ω: 회전 속도(전기 각속도)이다.
고속 대역의 인버터(4)를 타행 운전으로부터 역행 운전을 행하기 위해서 재기동할 때, 인버터(4)의 기동 직후보다 약계자 제어를 행하여 재기동해야 한다. 즉, 동기기(5)의 유기 전압은 회전 속도 ω의 함수이고, 회전 속도 ω에 비례하여 커져 고속 주행 중인 경우, 전원 전압을 초과하는 유기 전압을 발생한다. 따라서, 인버터(4)를 재기동할 때는, 고속 대역으로 될수록 d축 전기자 반작용에 의한 감자(減磁) 작용을 이용한 약계자 제어를 행하여 회생 에너지가 동기기(5)로부터 인버터(4)측으로 역류하지 않도록 해야 한다.
동기기(5)에 공급할 수 있는 단자 전압 |Vm|은, |Vm|=√(vd 2+ vq 2)으로 주어진다. 이 경우, |Vm|는 선간 전압 피크값에 상당하고 있다. 그리고, 인버터(4)의 입력측의 콘덴서(3)의 충전 전압을 Vc라고 하면, 인버터(4)의 재기동시에 있어서 동기기(5)로부터 인버터(4)측으로의 전류의 유입을 방지하는 데에 있어, 선간 전압 피크값 Vm은 콘덴서(3)의 충전 전압을 Vc라고 하면, 다음 (3)식을 만족시키도록 제한된다.
Figure pct00003
그래서, 다음으로, 상기 (3)식의 전압 제한 조건을 만족시키기 위한 d축 전류 id의 값을 산출한다. 그것에는, 우선, (3)식을 간단화하면, 다음 (4)식으로 된다.
Figure pct00004
여기서, vd0, vq0는 미분항을 무시한 값이다.
다음으로, 약계자 제어를 행하여 인버터(4)를 재기동하는 것은 동기기(5)가 고속 대역이기 때문에, ωL은 충분히 크다고 생각된다. 그래서, 전기자 저항의 드롭(drop)분을 무시하면, (1)식은 다음 (5)식과 같이 간략화된다.
Figure pct00005
상기 (4), (5)식으로부터, 약계자 제어의 d축 전류 id의 조건은 다음 (6)식으로 된다.
Figure pct00006
인버터(4)의 재기동시에 있어서, 차량 등에 불필요한 쇼크(shock)가 생기지 않도록 토크 발생을 억제하기 위해서는, (2)식에서 토크 T=0으로 하면 좋다. 이것에는, iq=0으로 되면 좋기 때문에, (6)식에 iq=0을 입력하면, 다음 (7)식이 얻어진다.
Figure pct00007
이 (7)식을 만족하도록 약계자 제어의 d축 전류 id를 정하면, 인버터(4)의 재기동시에 있어서, 상기 (3)식에 나타낸 선간 전압 피크값 Vm에 대한 전압 제한 조건을 만족시킬 수 있고, 또한, 토크가 발생하지 않도록 (T=0)으로 할 수 있다.
(7)식으로부터 알 수 있는 바와 같이, Ld는 d축 인덕턴스, φf는 영구 자석에 의한 전기자 쇄교 자속의 최대값으로, 각각 동기기의 특성으로 결정되는 일정한 값이므로, (7)식의 d축 전류 id는 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc와 동기기(5)의 회전 속도 ω의 함수로 이루어져 있다. 따라서, (7)식에 있어서, 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc와, 동기기(5)의 회전 속도 ω를 인가할 수 있으면, 선간 전압 피크값 Vm을 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc 이하(Vm≤Vc)로 제어할 수 있고, 또한, 토크가 발생하지 않도록 하는 데에 필요한 d축 전류 id를 구할 수 있다.
한편, 인버터(4)의 재기동시에 있어서, 동기기(5)를 약계자 제어할 때, 동기기(5)로부터 인버터(4)로의 전류의 유입을 방지하기 위해서 필요한 경계 조건은 선간 전압 피크값 Vm과 콘덴서(3)의 충전 전압의 실효값(Vc/√2)이 동일할 때이다. 따라서, (7)식에 있어서, 콘덴서(3)의 충전 전압의 실효값(Vc/√ 2) 대신에, 선간 전압 피크값 지령 Vm *(이하, * 표시가 부가되어 있는 것은 지령값의 의미임)를 이용하고, 또한 회전 속도 ω의 정보를 인가하면, 동기기(5)로부터 인버터(4)측으로의 전류의 유입을 방지하고, 또한 토크가 발생하지 않기 때문(T=0)에 필요한 조건 하에서의 d축 전류 지령 id *을 연산할 수 있다. 그리고, 이 (7)식을 만족시키는 임계 상태 하에서의 선간 전압 피크값 지령 Vm *보다, 일정한 증분 ΔVc *만큼 콘덴서(3)의 충전 전압 지령 Vc *을 크게 설정하면(Vc *=Vm *+ΔV*), 항상 Vm *≤Vc *로 되어, 인버터(4)의 재기동시에 있어서, 동기기(5)로부터 인버터(4)측으로의 전류의 유입을 확실히 방지할 수 있게 된다.
그래서, 본 실시 형태 1에서는, 다음과 같이 하여 회전 속도 ω, 선간 전압 피크값 지령 Vm *, 및 충전 전압 지령 Vc *을 얻도록 하고 있다.
우선, 동기기(5)의 회전 속도 ω를 회전 정보 검출 수단(6)에 의해 검출한다. 검출한 회전 속도 ω는 제어 수단(7)의 전압 지령 연산 수단(71) 및 적분 수단(75)에 각각 입력된다.
도 2에 나타낸 바와 같이, 전압 지령 연산 수단(71)의 콘덴서 전압 증분 산출 테이블(711)은 회전 속도 ω(가로축)에 대한 전압 증분 ΔVc*(세로축)의 관계를 테이블화한 것이다. 그 경우, 회전 속도 ω가 영으로부터 ω1의 사이에서는 전압 증분으로서 영을 설정하고, ω1일 때에 ΔV1을 설정한다. 여기서, ΔV1은, 본 예에서는 회생 에너지의 역류 방지 후, 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc를 동기기(6)의 선간 전압 피크값 Vm보다 항상 높게 설정하기 위해서, 인버터(4)를 구성하는 스위칭 소자의 온(on) 저항에 의한 온(on) 전압을 고려하여 설정된다.
즉, 통상, 인버터(4)를 구성하는 각 스위칭 소자는, 직류 전원 전압 Vdc를 기초로 선정, 설계되어 있지만, 그 경우, 본 발명자 등은, 인버터(4)의 각 스위칭 소자의 온 저항에 의한 온 전압은 직류 전원의 전압 Vdc의 1% 이상이고 5% 이내인 것을 발견하였다. 따라서, ΔV1은 직류 전원의 전압 Vdc의 1% 이상이고 5% 이내로 설정된다. 또한, 회전 속도가 ω1 내지 ω2 사이의 경사는 선간 전압 피크값 지령 산출 테이블(712)의 ω1 내지 ω2 사이의 경사와 동일하게 되도록 ΔV2를 설정한다. 또, ω2 이상의 속도는 동기기(5)의 성능상 설정할 필요가 없기 때문에, ΔV2는 일정하게 한다.
또한, 선간 전압 피크값 지령 산출 테이블(712)은 회전 속도 ω(가로축)에 대한 동기기(5)에서의 선간 전압 피크값 지령 Vm *(세로축)의 관계를 테이블화한 것이다. 그 경우, 회전 속도 ω가 영 내지 ω1인 사이에서는 선간 전압 피크값 지령은 Vm1로 설정한다. 여기서, Vm1은 직류 전원 전압 Vdc와 동일한 값이다. 또한, ω2 이상에서는 선간 전압 피크값 지령은 Vm2로 되도록 설정한다. 이 Vm2는 동기기(5)의 최대 속도시의 유기 전압과 동일한 값으로 되도록 설정한다. ω1 내지 ω2의 사이는 ΔVm1로부터 ΔVm2로 선형적(linear)으로 변화되도록 경사를 설정한다. 따라서, ω1 이상의 속도에서는, 동기기(5)가 발생하는 유기 전압이 직류 전원 전압 Vdc 이상으로 된다. 또, ω2 이상은 동기기(5)의 성능상 설정할 필요가 없기 때문에, Vm2는 일정하게 한다.
가산기(713)는, 회전 정보 검출 수단(6)에서 검출된 동기기(5)의 회전 속도 ω에 따라 콘덴서 전압 증분 산출 테이블(711)로부터 출력되는 전압 증분 ΔVc *과, 선간 전압 피크값 지령 산출 테이블(712)로부터 출력되는 선간 전압 피크값 Vm *를 가산하여, 그 가산한 값 Vc1 *을 출력한다. 즉, Vc1 *=Vm *+ΔVc *으로 된다.
다음으로, 리미터 수단(714)은 가산기(713)에 의해 연산된 값 Vc1 *이 상정(想定) 이상으로 작게 되는 것이나 커지는 것을 방지하는 역할이 있다. 즉, 리미터 수단(714)은 이 신호 Vc1 *에 대하여 이하의 처리를 행하여 충전 전압 지령 Vc *을 출력한다.
Figure pct00008
또, Vmin은 인버터(4)가 구동할 수 있는 최저의 직류 전압의 값과 동일값으로 해 두고, 또한, Vmax는 인버터(4)의 과전압 보호의 설정값과 동일한 값으로 해 둔다. 이렇게 하여, 리미터 수단(714)으로부터는 콘덴서(3)의 충전 전압 지령 Vc *이 출력된다.
또한, 회전 정보 검출 수단(6)에서 검출된 동기기(5)의 회전 속도 ω는 승산기(715)에 의해서 제곱으로 곱해져 ω=를 출력한다. 그리고, 제산기(717)는 선간 전압 피크값 지령 산출 테이블(712)의 출력인 선간 전압 피크값 지령 Vm *을 ω=로 나눈다. 그 때, 전단의 영 방지 수단(716)은 영으로 나누는 것을 방지하기 위해서, 다음 처리를 행한다. 즉, ω2이 영인 경우, 영 비율 방지 수단(716)의 출력값은, 예컨대 0.0001 등의 영이 아닌 작은 값으로 한다. 이것에 의해, 영으로 나누는 것을 방지할 수 있다. 그리고, 제산기(717)로부터는 (Vm */ω2)이 출력되고, 이것이 다음단의 d축 전류 지령 연산 수단(73)에 인가된다. 또, (Vm */ω2)의 값은 후술하는 (9)식에 근거하여 d축 전류 지령 id *을 연산하기 위해서 사용된다.
전압 제어 수단(72)에는, 전압 지령 연산 수단(71)으로부터의 충전 전압 지령 Vc *이 입력됨과 아울러, 직류 전압 검출 수단(8)에 의해 검출된 직류 전원 전압 Vdc도 입력되고 있으며, 양자 Vc *, Vdc를 비교하여, 그 결과에 근거해서 컨버터(2)의 제 1, 제 2 스위치 수단(21, 22)에 대해 각 스위칭 신호 S1, S2를 출력하는 것에 의해 스위칭 동작을 제어한다. 이 경우의 구체적인 동작에 관해서는, 도 3에 나타내는 타이밍차트에 관련지어 이후에 설명한다.
한편, d축 전류 지령 연산 수단(73)에는, 전압 지령 연산 수단(71)으로부터 (Vm */ω2)가 인가되기 때문에, 다음 (9)식으로부터 d축 전류 지령 id *을 연산한다.
Figure pct00009
여기서, Ld: d축 인덕턴스, φa=√{(3/2)φf}, φf: 영구 자석에 의한 전기자 쇄교 자속의 최대값이다.
이 (9)식은, 이미 (7)식에 관련지어 설명한 바와 같이, 콘덴서(3)의 충전 전압의 실효값(Vc/√2) 대신에, 선간 전압 피크값 지령 Vm *을 이용하여 동기기(5)로부터 인버터(4)로의 전류의 유입을 방지하고, 또한 토크가 발생하지 않는 (T=0)을 위해서 필요한 조건 하에서의 d축 전류 지령 id *을 연산하는 식이다.
다음으로, dq축 전압 지령 연산 수단(74)은 d축 전류 지령 연산 수단(73)에서 연산된 d축 전류 지령 id *과, q축 전류 지령 iq *=0과 함께 입력하여, d축, q축 전압 지령 vd *, vq *을 이하의 (10)식에 근거해서 연산한다.
Figure pct00010
이 (10)식에 있어서, q축 전류 지령 iq *은, 영으로 설정되어 있으므로, 전술한 (2)식에서 나타내는 바와 같이, 인버터(4)의 재기동시에 있어 불필요한 토크가 발생하는 것을 억제할 수 있다. 그리고, dq축 전압 지령 연산 수단(74)에서 연산된 d축, q축 전압 지령 vd *, vq *은, 다음 단의 3상 전압 지령 연산 수단(76)에 인가된다.
공지한 바와 같이, 3상 전압 또는 3상 전류를 회전 직교 2축으로 좌표 변환을 할 때에, 제어 좌표축의 위상 θ가 필요해진다. 그래서, 적분 수단(75)은 회전 속도 ω에 근거하여 다음 (11)식에 의해 회전 2축 좌표인 제어 좌표축의 위상 θ를 산출한다.
Figure pct00011
다음으로, 3상 전압 지령 연산 수단(76)은 dq축 전압 지령 연산 수단(74)으로부터 인가되는 d축, q축 전압 지령 vd *, vq *, 및 적분 수단(75)으로부터 인가되는 위상 θ에 근거하여, 3상 전압 지령의 전압 위상 θv를 다음 (12)식에 근거해서 연산한다.
Figure pct00012
또한, 3상 전압 지령 연산 수단(76)은 변조율을 다음 (13)식에 근거하여 산출한다.
Figure pct00013
이어서, 3상 전압 지령 연산 수단(76)은 상기의 (11), (12), (13)식을 이용하여, 3상 전압 지령 Vu *, Vv *, Vw *을 다음 (14)식에 근거해서 산출한다.
Figure pct00014
3상 전압 지령 연산 수단(76)에서 연산된 3상 전압 지령 Vu *, Vv *, Vw *은 게이트 펄스 연산 수단(77)에 입력된다. 게이트 펄스 연산 수단(77)은 3상 전압 지령 Vu *, Vv *, Vw *에 근거하여 게이트 펄스 Gu~Gz를 생성하여, 인버터(4)를 구성하는 각 스위칭 소자를 PWM(펄스폭 변조) 제어한다.
다음으로, 상기 구성을 갖는 전력 변환 장치에서의 전체의 제어 동작에 대해, 역행 운전으로부터 타행 운전으로 이행하고, 또 타행 운전으로부터 역행 운전으로 이행하는 경우를 예로 들어, 도 3에 나타내는 타이밍차트를 참조하여 설명한다.
차량을 가속하는 등의 역행 운전이 행해지고 있는 경우, 제어 수단(7)에서 콘덴서(3)에 대한 충전 전압 지령 Vc *은 직류 전원 전압 Vdc과 대략 동등하게 설정된다. 이 때문에, 전압 제어 수단(72)으로부터 컨버터(2)로는 스위칭 신호 S1이 출력되지 않고, 제 1 스위치 수단(21)은 오프되는 한편, 스위칭 신호 S2가 출력되어 제 2 스위치 수단(22)이 온되어 있다. 이것에 의해, 직류 전원(1)으로부터 컨버터(2)를 경유하여 인버터(4)로 직류 전력이 공급되어, 인버터(4)에서 소정의 주파수의 교류 전력으로 변환되어 동기기(5)에 공급된다.
이 때, 제 1 스위치 수단(21)은 스위칭 동작되지 않으므로, 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc는 직류 전원 전압 Vdc와 대략 동일하게 되어 있다. 또한, 제어 수단(7)의 전술한 (10)식에 근거하는 약계자 제어에 의해, 동기기(5)의 선간 전압 피크값 Vm은 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc보다 작게 되어 있다.
다음으로, 시각 t1로 되어 역행 운전으로부터 타행 운전으로 전환된 경우, 운전 지령은 오프로 되지만, 그 때, 제어 회로(7)에서의 콘덴서(3)에 대한 충전 전압 지령 Vc *은 직류 전원 전압 Vdc보다 커진다. 이 경우에는, 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc을 증가시킬 필요가 있다. 이 때문에, 전압 제어 수단(72)으로부터 컨버터(2)에 대하여 스위칭 신호 S2의 출력이 정지되어 제 2 스위치 수단(22)이 오프되는 한편, 스위칭 신호 S1이 출력되어 제 1 스위치 수단(21)이 스위칭 동작을 행한다. 이 제 1 스위치 수단(21)의 스위칭 동작에 의해, 콘덴서(3)가 충전되고, 시각 t2로 되면 그 전압이 충전 전압 지령 Vc *에 대응한 소정값으로 될 때까지 승압된다. 이 시각 t1~t2의 기간 Ta 중, 동기기(5)는 제어 수단(7)에 의해서 전술한 (10)식에 근거하는 약계자 제어가 계속되고 있기 때문에, 그 선간 전압 피크값 Vm은 역행 운전시와 동일한 값으로 되어 있어 변화하지 않는다.
시각 t2로 되면, 콘덴서(3)의 충전 전압이 충전 전압 지령 Vc *에 대응한 값으로 될 때까지 승압되기 때문에, 인버터(4)의 동작이 정지된다. 이것에 의해, 동기기(5)는 약계자 제어가 행해지지 않기 때문에, 그 선간 전압 피크값 Vm은 동기기(5)의 회전 속도 ω로 결정되는 유기 전압으로 된다. 또한, 시각 t2으로부터 시각 t3에 도달하기까지의 기간 Tb 중, 전압 제어 수단(72)은 컨버터(2)에 대하여 스위칭 신호 S2의 출력을 정지하고, 또한, 스위칭 신호 S1을 출력하기 때문에, 컨버터(2)는 제 2 스위치 수단(22)이 오프된 상태에서 제 1 스위치 수단(21)이 스위칭 동작을 계속한다. 그 때문에, 이 기간 Tb 중, 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc는 동기기(5)가 발생하는 유기 전압 Vm 이상으로 유지된다. 즉, 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc는 제어 수단(7)의 전압 지령 연산 수단(71)에서 연산된 전압 증분 ΔVc *분에 상당하는 값만큼 동기기(5)가 발생하는 유기 전압 Vm보다 크게 설정된다. 이것에 의해, 타행 운전 중에 동기기(5)로부터 인버터(4)측으로 향해 전류가 유입되는 것을 방지할 수 있어, 그 결과, 타행 운전 중에 불필요한 브레이킹 토크의 발생을 억제할 수 있다.
시각 t3으로 되어 타행 운전으로부터 역행 운전으로 전환된 경우, 이에 따라 제어 수단(7)은 인버터(4)를 기동한다. 그리고, 제어 수단(7)은, 인버터(4)에 대해 전술한 (10)식에 근거하는 약계자 제어를 행하기 때문에, 동기기(5)의 선간 전압 피크값 Vm은 시각 t2 이전의 상태까지 저하된다. 한편, 시각 t3으로부터 시각 t4로 될 때까지 기간 Tc 중, 전압 제어 수단(72)의 제어에 의해서, 컨버터(2)의 제 2 스위치 수단(22)이 오프된 상태에서 제 1 스위치 수단(21)의 스위칭 동작이 계속되기 때문에, 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc는 타행 운전의 기간 Tb와 동일한 값이 유지된다.
그리고, 운전 지령이 입력되고 나서 소정의 시간 Tc가 경과하여 시각 t4로 되면, 콘덴서(3)에 대한 충전 전압 지령 Vc *은 직류 전원 전압 Vdc와 대략 동등하게 설정된다. 이 때, 전압 제어 수단(72)은 콘덴서(3)를 충전하여 충전 전압 Vc를 승압할 필요가 없기 때문에, 컨버터(2)의 제 1 스위치 수단(21)이 오프됨과 아울러, 제 2 스위치 수단(22)이 온되기 때문에, 콘덴서(3)의 충전 동작이 정지되어 충전 전압 Vc가 점차적으로 저하된다.
다음으로, 시각 t5로 되면, 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc는, 직류 전원 전압 Vdc와 대략 동등하게 되지만, 동기기(5)의 선간 전압 피크값 Vm은 제어 수단(7)의 약계자 제어에 의해 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc보다 작다.
따라서, 시각 t3의 운전 지령에 의해서 타행 운전으로부터 역행 운전으로 전환된 경우에도, 동기기(5)로부터 인버터(4)측으로 향해 전류가 유입되는 것을 억제할 수 있어, 인버터(4)의 스위칭 소자의 파손 등의 불량 발생을 확실히 방지할 수 있다. 또한, 인버터(4)의 재기동시에, 종래와 같이 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc를 재차 상승시킬 필요가 없기 때문에, 인버터(4)의 운전 지령이 발생하고 나서 인버터(4)가 실제로 재기동되기까지의 타임 래그가 생기지 않아, 응답성이 좋다.
이상과 같이, 본 실시 형태 1에서는, 제어 수단(7)이, 타행 운전시에는 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc가 동기기(5)가 발생하는 전압 Vm 이상으로 되도록 컨버터(2)를 제어한다. 그리고, 타행 운전으로부터의 기동 개시시에 있어서도, 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc가 동기기(5)의 선간 전압 피크값 Vm 이상으로 항상 유지되도록 컨버터(2) 및 인버터(4)를 제어한다. 그 때문에, 역행 운전 또는 회생 운전으로부터 타행 운전, 그 반대로, 타행 운전으로부터 역행 운전 또는 회생 운전이라는 것과 같이, 각 운전 모드로의 이행이 빈번하게 일어나는 경우에도, 동기기(5)로부터 인버터(4)측으로 전력이 불필요하게 역류하는 것을 확실히 억제할 수 있음과 아울러, 불필요한 브레이킹 토크의 발생을 방지할 수 있다. 따라서, 종래, 동기기(5)와 인버터(4) 사이에 마련하고 있었던 부하 접촉기를 불필요로 할 수 있어, 전력 변환 장치의 소형, 경량화, 및 비용 절감을 도모할 수 있다.
본 실시 형태 1의 구성을 구비한 전력 변환 장치에 있어서, 전철용의 모터 정수를 이용하여 회전 속도 270㎐로부터 재기동했을 때의 시뮬레이션 결과를 도 4에 나타낸다. 여기서, 도 4(a)의 세로축은 콘덴서 직류 전압[V], 도 4(b)의 세로축은 선간 전압[V], 도 4(c)의 세로축은 U상 전류[A], 도 4(d)의 세로축은 발생 토크[Nm], 도 4(e)의 세로축은 dq 전류[V], 도 4(f)의 세로축은 변조율[%]을 나타낸다. 또한, 도 4(a)~(f)의 가로축은 시간[sec]을 나타낸다.
도 4의 시뮬레이션 결과는 가로축의 0.1sec의 시점(도 3의 시각 t3에 대응)에서 인버터(4)가 기동된다.
도 4(a)는 콘덴서 전압 Vc을 나타내고 있고, 0~0.3sec까지가 컨버터(2)의 제 1 스위치 수단(21)이 스위칭되고, 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc를 3900V로 유지하도록 동작하고 있다. 0.3sec의 시점(도 3의 시각 t4에 대응)에 컨버터(2)의 제 1 스위치 수단(21)이 오프됨과 아울러, 제 2 스위치 수단(22)이 온되기 때문에, 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc의 전압이 점차적으로 저하되어 직류 전원(1)의 전압 Vdc와 거의 동일한 값인 3000V로 된다.
도 4(b)는 동기기(5)의 선간 전압 피크값 Vm을 나타내고 있고, 0~0.1sec까지는 동기기(5)의 기전력을 유기하여 발생하는 유기 전압이고, 전압 파형의 피크값은 약 3850V로 되어 있다. 0.1sec의 시점(도 3의 시각 t3에 대응)에서 인버터(4)가 기동되면, 그 직후로부터 제어 수단(7)에 의한 약계자 제어가 개시되고, 이것에 의해 선간 전압 피크값 Vm이 소정의 전압의 3000V로 제어된다. 또한, 도 4(d)는 인버터(4)의 기동 직후에 발생하는 토크를 나타내고 있고, 상기 토크는 과도시에는 일시적으로 발생하지만 거의 영인 것이 확인된다.
또한, 인버터(4)가 기동되고 나서 컨버터(2)의 제 1 스위치 수단(21)의 스위칭 동작이 정지되기까지의 시간(도 3의 시간 Tc에 대응)은 5msec 이상 500msec 이내로 하는 것이 바람직하다. 그 이유는 본 발명자 등이 발견한 다음 지견에 의한다. 즉, 5msec의 근거는 컨버터(2)의 직류 전압으로의 제어 성능으로 결정된다. 즉, 컨버터(2)에 의해서 직류 전압을 낮추기 위해서는, 최저 5msec의 시간이 필요하다. 또한, 500msec의 근거는 인버터(4)를 구성하는 스위칭 소자의 성능이나 수명을 고려하면, 직류 전압을 상승하여 스위칭하는 시간은 500msec 이내일 필요가 있기 때문이다.
(실시 형태 2)
도 5는 본 발명의 실시 형태 2에 있어서의 전력 변환 장치를 나타내는 구성도이며, 도 1에 나타낸 실시 형태 1와 대응 또는 상당하는 구성 부분에 동일한 부호를 부여한다.
본 실시 형태 2에서는, 교류 전원(1)을 입력으로 하고 있고, 따라서, 컨버터(9)는 교류 전압으로부터 직류 전압으로 변환을 행하는 PWM(펄스폭 변조) 제어를 행하는 AC/DC 컨버터가 사용되고 있다. 이 컨버터(9)에서는, 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc와 충전 전압 지령 Vc *의 차분 ΔVc에 근거하여 피드백 제어를 행하기 때문에, 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc를 검출하는 콘덴서 전압 검출 수단(10)이 마련된다. 또한, 제어 수단(7)에는, 전압 지령 연산 수단(71)에서 연산된 콘덴서(3)의 충전 전압 지령 Vc *으로부터 콘덴서 전압 검출 수단(10)에 의해 검출된 충전 전압 Vc를 감산하는 감산기(78)가 마련되어 있다.
또, 본 실시 형태 2에서는, 제어 수단(7)의 dq축 전압 지령 연산 수단(74)에 있어서, d축 전류 지령 id *과 d축 전류 검출값 id의 차분, 및 q축 전류 지령 iq *과 q축 전류 검출값 iq의 차분에 근거하여 dq축 전압 지령 vd *, vq *을 연산하기 때문에, 동기기(5)에 흐르는 전류를 검출하기 위해 전류 검출 수단(11a, 11b, 11c)이 마련된다. 또한, 제어 수단(7) 내에는 각 전류 검출 수단(11a, 11b, 11c)에서 검출된 상 전류 iu, iv, iw를, 위상 θ의 회전 직교 2축(d-q축) 상의 d축, q축 전류 검출값 id, iq로 좌표 변환하기 위한 3상/dq 변환 수단(79)이 마련되어 있다.
또, 본 실시 형태 2에서는, 교류측의 전류 검출 수단(11a~11c)으로서, 인버터(4)와 동기기(5)를 접속하는 결선에 흐르는 전류를 CT 등에 의해 검출하도록 하고 있지만, 이것에 한정되지 않고, 다른 공지된 수법을 이용하여 모선 전류 등 인버터(4) 내부에 흐르는 전류를 이용하고 상 전류를 검출하여도 좋다. 또, iu+iv+iw=0인 관계가 성립하기 때문에, 2상분의 검출 전류로부터 나머지 1상분의 전류를 구하도록 하여도 좋다.
그 외의 구성은 도 1에 나타낸 실시 형태 1과 동일하기 때문에, 여기서는 상세한 설명은 생략한다.
상기 구성의 전력 변환 장치에 있어서, 실시 형태 1과 동일하게 하여 전압 지령 연산 수단(71)에서 연산된 충전 전압 지령 Vc *과, 콘덴서 전압 검출 수단(10)에 의해 검출된 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc의 값은 각각 감산기(78)에 입력되기 때문에, 감산기(78)는 양자 Vc *, Vc의 차이를 구하고, 그 감산한 값 ΔVc를 전압 제어 수단(72)에 입력한다. 전압 제어 수단(72)은 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc가 충전 전압 지령 Vc *에 일치하도록 컨버터(9)를 제어한다. 이것에 의해, 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc가 충전 전압 지령 Vc *에 일치한다.
한편, 동기기(5)측의 각 전류 검출 수단(11a~11c)는 동기기(5)에 발생하는 상 전류 iu, iv, iw를 각각 검출하여, 그들이 제어 수단(7)에 입력된다. 계속해서, 3상/dq 변환 수단(79)은 3상 전류를 회전 직교 2축으로 좌표 변환을 하지만, 그 때, 제어 좌표축이 필요해지기 때문에, 적분 수단(75)에서 전술한 (11)에 근거하여 적분해서 얻어지는 제어 좌표축의 위상 θ를 취입한다. 그리고, 3상/dq 변환 수단(79)은, 전류 검출기(11a~11c)로부터 얻어진 상 전류 iu, iv, iw를 위상 θ의 회전 직교 2축 (d-q축) 상의 d축, q축 전류 검출값 id, iq로 좌표 변환하여, 이것을 다음 단의 dq축 전압 지령 연산 수단(74)에 출력한다.
dq축 전압 지령 연산 수단(74)은 d축 전류 지령 연산 수단(73)에서 연산된 d축 전류 지령 id *, q축 전류 지령 iq *=0, 및 3상/dq 변환 수단(79)으로부터의 d축, q축 전류 검출값 id, iq에 근거하여 d축, q축 전압 지령 vd *, vq *을 각각 다음 (15), (16)식에 의해 연산한다. 또, 전술한 바와 같이, iq *=0으로 설정하면, (2)식의 관계로부터 토크가 발생하지 않도록 할 수 있는 이점이 있다.
Figure pct00015
Figure pct00016
또, 비례 이득 kcpd, kcpq, ωcpi는 전류 응답 목표값 ωcc를 설정하고, 다음 (17)식에 의해서 인가되면 좋다. 또한, 전류 응답 목표값 ωcc는 재기동을 행하는 최고 속도보다 충분히 높은 값을 설정해야 한다.
Figure pct00017
이어서, 3상 전압 지령 연산 수단(76)은 실시 형태 1과 마찬가지로, dq축 전압 지령 연산 수단(74)으로부터 입력된 d축, q축 전압 지령 vd *, vq *에 근거하여, 3상 전압 지령의 전압 위상 θv를 전술한 식(12)에 근거해서 연산한다. 또한, 3상 전압 지령 연산 수단(76)은 콘덴서 전압 검출 수단(10)에서 검출된 충전 전압 Vc를 이용하여, 변조율 PMF를 다음 18)식에 근거해서 산출한다.
Figure pct00018
또, 3상 전압 지령 연산 수단(76)은 상기 (15), (16), (17)식을 이용하여 3상 전압 지령 vu *, vv *, vw *을 전술한 (14)식에 근거해서 산출한다.
이렇게 해서, 3상 전압 지령 연산 수단(76)에서 연산된 3상 전압 지령 vu *, vv *, vw *은 게이트 펄스 연산 수단(77)에 인가된다. 게이트 펄스 연산 수단(77)은 3상 전압 지령 vu *, vv *, vw *에 근거하여, 게이트 펄스 Gu~Gz를 생성해서, 인버터(4)를 구성하는 각 스위칭 소자를 PWM(펄스폭 변조) 제어한다.
이상과 같이, 본 실시 형태 2에서는, 컨버터(9)로서 AC/DC 컨버터를 사용하는 경우에도, 실시 형태 1과 동일한 작용 효과가 얻어지는 것에 부하여, 전류 검출 수단(11a~11c)을 이용하는 것에 의해, 실시 형태 1에 비하여, 제어 수단(7)의 dq축 전압 지령 연산 수단(74)에서, d축, q축 전압 지령 vd *, vq *을 연산하는 것이 용이해져, 그 때의 부하가 경감된다. 이 때문에, 제어 수단(7)을 실현하기 위한 마이크로컴퓨터로서 저렴한 것을 사용할 수 있는 이점이 얻어진다.
(실시 형태 3)
도 6은 본 발명의 실시 형태 3에 있어서의 전력 변환기 장치를 나타내는 구성도이며, 도 5에 나타낸 실시 형태 2와 대응 또는 상당하는 구성 부분에 동일한 부호를 부여한다.
본 실시 형태 3의 특징은 dq축 전압 지령 연산 수단(74) 및 게이트 펄스 연산 수단(77)의 구성이 상기 실시 형태 2와 상이한 것이다.
즉, 본 실시 형태 3에 있어서, dq축 전압 지령 연산 수단(74)은 d축 전류 지령 연산 수단(73)에서 연산된 d축 전류 지령 id *, q축 전류 지령 iq *=0, 3상/dq 변환 수단(79)으로부터 인가되는 d축, q축 전류 검출값 id, iq를 취입하여, d축, q축 전압 지령 vd *, vq *을 다음 (19)식에 근거해서 연산한다.
Figure pct00019
이 (19)식은, 그 제 1항 및 제 2항이 상기 실시 형태 1에서 나타낸 (10)식에 상당하고, 제 3항이 상기 실시 형태 2에서 나타낸 (15), (16)식에 상당하며, 이들을 조합시킨 것으로 되어 있다. 이것에 의해, 고성능인 제어를 실현할 수 있음과 아울러, 재기동시에 발생하는 과도적으로 발생하는 토크를 더욱 억제할 수 있다.
그리고, 이 dq축 전압 지령 연산 수단(76)에서 연산된 d축, q축 전압 지령 vd *, vq *은 다음 단의 3상 전압 지령 연산 수단(76)에 입력된다. 이에 따라, 3상 전압 지령 연산 수단(76)은 3상 전압 지령 Vu *, Vv *, Vw *을 연산하고, 그 3상 전압 지령 Vu *, Vv *, Vw *이 게이트 펄스 연산 수단(77)에 입력된다. 이 점은 실시 형태 1, 2의 경우와 마찬가지이다.
게이트 펄스 연산 수단(77)은 이 3상 전압 지령 Vu *, Vv *, Vw *에 근거하여, 동기 3펄스에 의한 게이트 펄스 Gu~Gz를 출력하여 인버터(4)를 구성하는 각 스위칭 소자를 PWM 제어한다. 즉, 도 7(a)에 나타낸 바와 같이, PWM 제어를 위한 각 게이트 펄스 Gu~Gz를 생성할 때, 동기기(5)의 회전수에 대응하는 3상 전압 지령(정현파)의 주파수를 fsin, 삼각파의 캐리어 주파수를 fc라고 하면, 3fsin=fc의 관계를 만족시키도록 설정되어 있다. 이 때문에, 도 7(b)에 나타낸 바와 같이, 각 게이트 펄스 Gu~Gz는 회전 속도의 반주기당 반드시 3펄스분이 확보된다.
여기서, 인버터(4)를 구성하는 스위칭 소자가 열적으로 캐리어 주파수를 충분히 높일 수 없으면서 높은 속도로부터 재기동하는 경우, 충분한 제어 성능을 실현하기 위한 인버터(4)의 게이트 펄스의 펄스수를 확보할 수 없는 경우가 있다. 예컨대, 캐리어 주파수 600㎐에서 동기기(5)의 회전 속도(주파수)가 300㎐로부터 재기동하는 경우, 회전 속도 300㎐의 반주기당, 인버터(4)의 스위칭 소자의 펄스수는 2펄스가 되어, 이것에서는 펄스수가 적기 때문에 충분한 제어 성능을 확보할 수 없을 가능성이 있다.
이에 반하여, 본 실시 형태 3에서는, 동기 3펄스를 이용하는 것에 의해, 반드시 동기기(5)에서의 회전 속도의 반주기당, 3펄스분을 확보할 수 있기 때문에, 높은 속도로부터 재기동하는 경우도 펄스수를 확보할 수 있어, 제어 성능을 높일 수 있다. 또한, 동기 펄스를 적용하는 것에 의해, 전압 이용율이 향상하여 동기기(5)에 흐르는 전류를 작게 할 수 있어, 인버터(4)의 소형화, 에너지 절약화를 실현할 수 있다.
또, 본 실시 형태 3에서는, 동기 3펄스에 대해서만 언급했지만, 동기 5펄스 또는 동기 9펄스이더라도 동일한 효과를 기대할 수 있는 것은 말할 필요도 없다. 그 외의 구성 및 작용 효과는, 실시 형태 2의 경우와 마찬가지이므로, 여기서는 상세한 설명은 생략한다.
(실시 형태 4)
도 8은 본 발명의 실시 형태 4에 있어서의 전력 변환 장치를 나타내는 구성도이며, 도 6에 나타낸 실시 형태 3과 대응 또는 상당하는 구성 부분에 동일한 부호를 부여한다.
본 실시 형태 4의 특징은 게이트 펄스 연산 수단(77)의 구성이 상기 실시 형태 3의 경우와 다른 것이다.
즉, 본 실시 형태 4에 있어서, 게이트 펄스 연산 수단(77)은 3상 전압 지령 Vu *, Vv *, Vw *에 근거하여, 동기 1펄스에 의한 게이트 펄스 Gu~Gz를 출력해서 인버터(4)를 구성하는 각 스위칭 소자를 PWM 제어한다. 즉, PWM 제어를 위한 각 게이트 펄스 Gu~Gz를 생성할 때, 동기기(5)의 회전수에 대응하는 3상 전압 지령(정현파)의 주파수를 fsin, 삼각파의 캐리어 주파수를 fc라고 하면, fsin=fc의 관계를 만족시키도록 설정되어 있다.
이와 같이, 본 실시 형태 4에서는, 게이트 펄스 연산 수단(77)에 있어서, 동기 1펄스에 의한 게이트 펄스 Gu~Gz를 출력하도록 하고 있기 때문에, 제어 성능상은 실시 형태 3보다 뒤떨어지지만, 인버터(4)의 전압 이용율을 향상할 수 있고, 실시 형태 3보다 동기기(5)에 흐르는 전류를 더욱 작게 할 수 있어, 인버터(4)의 소형화, 에너지 절약화를 실현할 수 있다.
그 외의 구성 및 작용 효과는, 실시 형태 3의 경우와 마찬가지이므로, 여기서는 상세한 설명은 생략한다.
(실시 형태 5)
도 9는 본 발명의 실시 형태 5에 있어서의 전력 변환 장치를 나타내는 구성도이며, 도 1에 나타낸 실시 형태 1과 대응 또는 상당하는 구성 부분에는 동일한 부호를 부여한다.
본 실시 형태 5의 특징은 실시 형태 1(도 1)의 구성에 부가하여 선간 전압 검출 수단(12a, 12b)이 마련되어 있다. 또한, 제어 수단(7)을 구성하는 전압 지령 연산 수단(71), d축 전류 지령 연산 수단(73)의 구성이 변경되어 있다. 또한, 제어 수단(7)에는 3상/αβ 변환 수단(80), 및 전압 실효값 연산 수단(81)이 마련되어 있는 것이다.
즉, 각 선간 전압 검출 수단(12a, 12b)은 동기기(5)의 UV 사이 및 VW 사이의 각 선간 전압 Vuv, Vuw를 검출한다. 검출된 선간 전압 Vuv, Vuw는 3상/αβ 변환 수단(80)에 입력된다. 3상/αβ 변환 수단(80)은 입력된 Vuv, Vvw를 다음 (20)식에 근거하여 2상 교류 전압 Vα, Vβ를 연산한다.
Figure pct00020
또, (20)식에 의해 3상 교류 전압 Vuv, Vuw(또는, Vu, Vv, Vw)를 2상 교류 전압 Vα, Vβ로 변환할 때, 도 10에 나타내는 3상 교류 좌표(u-v-w)계로부터 2상 교류 좌표(α-β)의 관계를 이용하여 변환을 행한다.
다음의 전압 실효값 연산 수단(81)은 3상/αβ 변환 수단(80)에서 변환된 2상 교류 전압 Vα, Vβ에 근거하여 동기기(5)의 선간 전압 피크값 Vm을 다음 (21)식에 근거해서 산출한다.
Figure pct00021
그리고, 이 전압 실효값 연산 수단(81)에 의해 연산된 동기기(5)의 선간 전압 피크값 Vm은 d축 전류 지령 연산 수단(73)에 인가된다.
한편, 전압 지령 연산 수단(71)은 실시 형태 1(도 3)에 나타낸 전압 지령 연산 수단(71)과 달리, 도 11에 나타낸 바와 같이, 콘덴서(3)의 충전 전압 지령 Vc * 및 선간 전압 피크값 지령 Vm *을 출력하도록 구성되어 있다.
따라서, d축 전류 지령 연산 수단(73)은, 동기기(5)의 선간 전압 피크값 Vm과 선간 전압 피크값 지령 Vm *에 근거하여, 인버터(4)의 재기동시에 있어 동기기(5)에 인가되는 선간 전압 피크값 Vm이 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc를 초과하지 않도록 d축 전류 지령 id *을 산출한다. 즉, 다음 (22)식에 근거하여 d축 전류 지령 id *을 산출한다.
Figure pct00022
또, kp, ωp는 동기기(5)의 회전 속도의 최고 속도를 ωmax라고 하면, 다음 (23)식과 같이 설정한다.
Figure pct00023
이상과 같이, 본 실시 형태 5에서는, 상기의 실시 형태 1의 효과에 부가하여, 선간 전압 검출 수단(12a, 12b)을 마련하는 것에 의해, 복잡한 루트의 계산 등을 없앨 수 있어, 그 결과, 제어 수단(7)을 실현하기 위한 마이크로컴퓨터로서 저렴한 것을 사용할 수 있는 이점이 얻어진다.
그 외의 구성 및 작용 효과는, 실시 형태 1의 경우와 마찬가지이므로, 여기서는 상세한 설명은 생략한다.
(실시 형태 6)
도 12는 본 발명의 실시 형태 6에 있어서의 전력 변환 장치를 나타내는 구성도이며, 도 5에 나타낸 실시 형태 2와 대응 또는 상당하는 구성 부분에는 동일한 부호를 부여한다.
본 실시 형태 6의 특징은, 운전 지령이 오프된 시점으로부터, dq축 전압 지령 연산 수단(74)에 인가하는 q축 전류 지령 iq *을 점차적으로 감소시킴과 아울러, 이 타이밍에 맞추어, 전압 지령 연산 수단(71)으로부터 출력되는 충전 전압 지령 Vc *을 증가하여 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc을 점차적으로 증가시키는 것이다. 이것에 의해, 인버터(4)를 정지시킬 때에 동기기(5)에 흐르는 전류를 더욱 작게 할 수 있다. 즉, 전류가 작게 되는 것에 의해 에너지 절약화를 실현할 수 있다.
도 13은 본 실시 형태 6의 전력 변환 장치의 동작을 설명하는 타이밍차트이다.
동 도면에 나타낸 바와 같이, 운전 지령이 오프된 시각 t1으로부터 시각 t2에 이르기까지의 동안에, q축 전류 지령 iq *을 점차적으로 저하시켜 영으로 함과 아울러, 그 동작에 맞추어, 충전 전압 지령 Vc *을 증가하여 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc를 소정의 값이 될 때까지 점차적으로 증가시킨다. 이것에 의해, 운전 지령이 오프된 시점에서 q축 전류 지령 iq *을 즉시 영으로 하고 나서 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc를 소정의 값으로 증가시키는 경우와 비교하여, 동기기(5)에 흐르는 전류를 작게 할 수 있는 효과가 있다.
또한, 도 14에 나타낸 바와 같이, 운전 지령이 오프된 시각 t1로부터 시각 t2에 이르기까지의 동안, 먼저 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc를 소정의 값으로 증가시키고 나서 q축 전류 지령 iq를 영으로 될 때까지 점차로 감소시키도록 하여도 좋다. 그 경우의 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc의 상승 방법은 동 도면에 나타낸 바와 같이 급격(또는 스텝적)하게 높이는 경우 외에, 1차 지연(first-order lag)과 같이 완만하게 높이도록 하여도 좋다. 이와 같이 하면, 전류의 변화나 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc의 과전압 등을 방지할 수 있기 때문에 유효하다.
이상과 같이, 본 실시 형태 6에서는, 상기의 실시 형태 2의 효과에 부가하여, 운전 지령이 오프했을 때에 q축 전류 지령 iq *과 콘덴서(3)의 충전 전압 Vc를 동시에 동작시킨다. 그 결과, 동기기(5)에 흐르는 전류를 더욱 작게 할 수 있어, 에너지 절약화를 실현할 수 있는 이점이 얻어진다.
그 외의 구성 및 작용 효과는, 실시 형태 2의 경우와 마찬가지이므로, 여기서는 상세한 설명은 생략한다.
(산업상 이용가능성)
본 발명은, 예컨대 철도 차량이나 전기 자동차 등에 탑재되어, 전원에 의해 구동되는 동기기를 제어하는 전력 변환 장치로서 널리 적용할 수 있는 것이다.

Claims (5)

  1. 전원으로부터 직류 전압을 얻는 제 1 전력 변환기와,
    상기 제 1 전력 변환기의 출력측에 접속된 콘덴서와,
    상기 콘덴서의 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 동기기에 출력하는 제 2 전력 변환기와,
    상기 동기기의 회전 정보를 검출하는 회전 정보 검출 수단과,
    상기 회전 정보 검출 수단에서 검출한 회전 정보에 근거하여 상기 제 1 전력 변환기 및 상기 제 2 전력 변환기를 제어하는 제어 수단
    을 구비하되,
    상기 제어 수단은, 타행(惰行) 운전(inertia operation)으로부터의 기동 개시시에 있어 상기 회전 정보 검출 수단에서 검출된 동기기의 회전 정보에 근거하여 상기 동기기가 발생하는 전압이 상기 콘덴서의 충전 전압 이하로 되도록 상기 제 2 전력 변환기를 제어함과 아울러, 상기 콘덴서의 충전 전압이 동기기가 발생하는 전압 이상으로 되도록 상기 제 1 전력 변환기를 제어하는 것인
    전력 변환 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어 수단은 타행 운전시에 상기 콘덴서의 충전 전압이 상기 동기기가 발생하는 전압 이상으로 되도록 상기 제 1 전력 변환기를 제어하는 것인 전력 변환 장치.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 제어 수단은 상기 동기기에 흐르는 q축 전류가 영으로 되도록 제어하는 것인 전력 변환 장치.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제어 수단은 상기 제 2 전력 변환기가 동기 펄스 모드에서 스위칭하도록 제어하는 것인 전력 변환 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제어 수단은 상기 제 2 전력 변환기가 동기 1 펄스 모드에서 스위칭하도록 제어하는 것인 전력 변환 장치.
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