CN102143855B - 电力转换装置 - Google Patents

Abstract

控制单元(7)根据由旋转信息检测单元(6)检测的同步机(5)的旋转信息，在转移到惯性运转时，通过转换器(2)升压，以使电容器(3)的充电电压(Vc)成为同步机(5)产生的感应电压(Vm)以上，在惯性运动中维持所述充电电压(Vc)，并且在从惯性运转转移到牵引运转或者再生运转时，进行弱磁场控制，以使同步机(5)产生的感应电压(Vm)成为比直流电压(Vdc)低的值。

Description

电力转换装置

技术领域

本发明涉及例如以在铁路车辆、电动汽车等电车中使用的同步机的驱动为对象的电力转换装置，特别涉及可以应对高速运转时的同步机的感应电压的电力转换装置。

背景技术

以往，在电动车辆等中使用的电力转换装置中，从架线经由动臂装置集电的交流电力通过转换器转换为直流电力。或者，从动臂装置直接集电直流电力。该直流电力通过用于抑制电源电压的变动的能量积蓄用的电容器而输入到逆变器。然后，输入到该逆变器的直流电力转换为可变电压/可变频率的交流电力，而供给到永久磁铁型的同步机。

此处，所述同步机内置了永久磁铁，所以在旋转中也始终感应出电动势。该感应电压与速度成比例地变大，在电车高速行驶中的情况下，产生超过电源电压的感应电压。因此，通过在牵引时用逆变器一起控制该感应电压和同步机的电流、即进行所谓弱磁场控制，控制同步机的驱动扭矩，并且在再生时控制同步机的制动扭矩。

但是，在使用了永久磁铁型的同步机的电车的控制中，通常，在惯性运动中使逆变器停止。但是，如果使逆变器停止，则同步机作为发电机发挥作用，再生能量通过逆变器内的二极管流入到电源侧，其结果，不是惯性运动而变成制动动作。

为了防止这样的现象，在以往技术中，在同步机与逆变器之间设置负载接触器，在惯性运转中，以不使同步机的再生能量流入到逆变器侧的方式，断开(OFF)处于同步机与逆变器之间的负载接触器而切断电源线路。另外，即使在从惯性运转向牵引运转再起动时，也防止再生能量不需要地流入到逆变器侧而使逆变器的开关元件破损，所以在使负载接触器导通(ON)之前，预先控制转换器，以使逆变器的直流侧的电路的电压成为同步机的端子之间的感应电压的最高值以上的方式升压，之后导通(ON)负载接触器(例如，参照下述专利文献1)。

专利文献1：日本特开2007-28852号公报(第68页、第63图)

发明内容

在以往的电力转换装置中，在如上所述从牵引运转或者再生运转转移到惯性运转时，通过连接在同步机与逆变器之间的负载接触器，切断路径。另外，即使在从惯性运转转移到牵引运转或者再生运转的再起动时，也接通连接在同步机与逆变器之间的负载接触器。因此，以往，存在如下课题：如果如从牵引运转或者再生运转转移到惯性运转、或者相反地从惯性运转转移到牵引运转或者再生运转那样，频繁地引起向各运转模式的转移，则相伴于此负载接触器的开闭动作次数变多，负载接触器的动作寿命变短。

另外，设置在同步机与逆变器之间的负载接触器由于需要切断大的电流而变得大型。因此，存在小型、轻量化被阻碍，并且成本增加这样的课题。

另外，以往存在如下课题：在从惯性运转转移到牵引运转时，需要防止从同步机向逆变器侧流入电流，并且需要在使逆变器的直流侧的电路电压充分地上升之后起动逆变器，从发出逆变器的运转指令到逆变器实际上再起动为止的时滞变大。

本发明是为了解决上述那样的课题而完成的，其目的在于提供一种电力转换装置，即使在运转模式频繁地切换的情况下，也无需如以往那样在同步机与逆变器之间设置负载接触器，可以实现小型、轻量化以及成本降低。

本发明提供一种电力转换装置，其中，具备：

第1电力转换器，从电源得到直流电压；

电容器，与所述第1电力转换器的输出侧连接；

第2电力转换器，将该电容器的直流电压转换为交流电压而输出到同步机；

旋转信息检测单元，对所述同步机的旋转信息进行检测；以及

控制单元，根据由该旋转信息检测单元检测出的旋转信息，对所述第1电力转换器以及所述第2电力转换器进行控制，

所述控制单元在从惯性运转的起动开始时，根据由所述旋转信息检测单元检测出的同步机的旋转信息，控制所述第2电力转换器，以使所述同步机产生的电压成为所述电容器的充电电压以下，并且对所述第1电力转换器进行控制，以使所述电容器的充电电压成为同步机产生的电压以上。

根据本发明的电力转换装置，即使在如从牵引运转或者再生运转转移到惯性运转、或者相反地从惯性运转转移到牵引运转或者再生运转那样，频繁地引起向各运转模式的转移的情况下，也可以可靠地抑制从同步机向电源侧电力不需要地逆流的现象，并且可以防止产生不需要的制动扭矩。因此，可以去除以往设置在同步机与第2电力转换器之间的负载接触器，起到可以实现电力转换装置的小型、轻量化、以及成本降低这样的显著的效果。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式1中的电力转换装置的结构图。

图2是详细示出该装置的电压指令运算单元的结构图。

图3是用于说明本发明的实施方式1中的动作的时序图。

图4是示出用于本发明的实施方式1中的电力转换装置的动作确认的仿真结果的特性图。

图5是示出本发明的实施方式2中的电力转换装置的结构图。

图6是示出本发明的实施方式3中的电力转换装置的结构图。

图7是示出本发明的实施方式3中的同步3脉冲的三相电压指令和载波频率以及线间电压的关系的一个例子的图。

图8是示出本发明的实施方式4中的电力转换装置的结构图。

图9是示出本发明的实施方式5中的电力转换装置的结构图。

图10是示出3相交流坐标系与2相交流坐标的关系的图。

图11是详细示出本发明的实施方式5中的电压指令运算单元的结构图。

图12是示出本发明的实施方式6中的电力转换装置的结构图。

图13是用于说明本发明的实施方式6中的动作的时序图。

图14是用于说明本发明的实施方式6中的动作的时序图。

具体实施方式

实施方式1.

图1是示出本发明的实施方式1的电力转换装置的结构图。

本实施方式的电力转换装置具备：作为第1电力转换器的DC/DC型的转换器2，从直流电源1得到具有规定电压值的直流电压；能量积蓄用的电容器3，与该转换器2的输出侧连接；作为第2电力转换器的逆变器4，将该电容器3的直流电压转换为交流电压而输出到同步机5；旋转信息检测单元6，检测同步机5的旋转信息(此处为转速ω)；直流电压检测单元8，检测直流电源1的直流电源电压Vdc；以及控制单元7，根据由旋转信息检测单元6检测出的同步机5的转速ω以及由直流电压检测单元8检测出的直流电源电压Vdc控制转换器2以及逆变器4。

所述转换器2在本例中是升压斩波电路，包括对IGBT等各开关元件Q1、Q2分别逆并联连接二极管D1、D2而成的第1、第2开关单元21、22、以及电抗器(reactor)23。另外，同步机5是通过转子中安装的永久磁铁制作磁场的永久磁铁型同步机(以下，简称为同步机)。

所述控制单元7例如由微型计算机构成，所以通过安装规定的运算程序，具备电压指令运算单元71、电压控制单元72、d轴电流指令运算单元73、dq轴电压指令运算单元74、积分单元75、三相电压指令运算单元76、以及栅极脉冲运算单元77。

此处，控制单元7的电压指令运算单元71根据由旋转信息检测单元6检测出的同步机5的转速ω分别运算用于控制电容器3的充电电压Vc的充电电压指令Vc^＊、以及用于控制同步机5产生的电压(此处为线间电压峰值)Vm的电压指令(Vm^＊/ω²)并将其输出。

电压控制单元72根据电压指令运算单元71输出的充电电压指令Vc^＊和由直流电压检测单元8检测的直流电源电压Vdc控制转换器2。d轴电流指令运算单元73根据从电压指令运算单元71提供的电压指令(Vm^＊/ω²)和同步机5的转速ω运算d轴电流指令id^＊并将其输出。dq轴电压指令运算单元74根据从d轴电流指令运算单元73提供的d轴电流指令id^＊和q轴电流指令iq^＊运算并输出d轴电压指令vd^＊、q轴电压指令vq^＊。

积分单元75对由旋转信息检测单元6检测出的转速ω进行积分而运算并输出相位θ。三相电压指令运算单元76根据从dq轴电压指令运算单元74提供的d轴电压指令vd^＊、q轴电压指令vq^＊和相位θ运算并输出三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊。栅极脉冲运算单元77根据从三相电压指令运算单元76提供的三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊运算并输出控制逆变器4的各开关元件的栅极脉冲信号Gu、Gv、Gw、Gx、Gy、Gz。

图2是详细示出所述电压指令运算单元71的结构的图。

该电压指令运算单元71具备电容器电压增量计算表711、线间电压峰值指令计算表712、加法器713、限制单元714、乘法器715、除零防止单元716、以及除法器717。

另外，在后面进一步详述包括电压指令运算单元71的控制单元7的结构以及动作。

接下来，说明该实施方式1中的针对同步机5的弱磁场控制的原理。

同步机5中的在dq坐标上表示的电压方程式、以及扭矩T通过下式(1)、(2)提供。

[公式1]

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R+p{L}_d& -\mathrm{\ω}{L}_q\\ \mathrm{\ω}{L}_d& R+p{L}_q\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\ω}\·{\mathrm{\φ}}_a\end{array}\right]---\left(1\right)$

[公式2]

T＝P_n·φ_a·i_q+P_n·(L_d-L_q)·i_d·i_q    (2)

此处，id、iq：电枢电流的d轴、q轴分量、vd、vq：电枢电压的d轴、q轴分量、

由永久磁铁产生的电枢交链磁通的最大值、R：电枢电阻、Ld、Lq：d轴、q轴电感、p＝d/dtf、Pn：极对数、ω：转速(电气角速度)。

为了使高速域的逆变器4从惯性运转进行牵引运转而再起动时，需要从逆变器4刚刚起动之后进行弱磁场控制而再起动。即，同步机5的感应电压是转速ω的函数，在与转速ω成比例地变大而高速行驶中的情况下，产生超过电源电压的感应电压。因此，在对逆变器4进行再起动时，越是高速域，越是需要进行利用了通过d轴电枢反作用实现的减磁作用的弱磁场控制而不使再生能量从同步机5逆流到逆变器4侧。

可以供给到同步机5的端子电压|Vm|通过提供。在该情况下，|Vm|相当于线间电压峰值。于是，如果逆变器4的输入侧的电容器3的充电电压为Vc，则防止在逆变器4的再起动时从同步机5向逆变器4侧的电流流入，并且，如果电容器3的充电电压为Vc，则以满足下式(3)的方式限制线间电压峰值Vm。

[公式3]

$\left|\mathrm{Vm}\right|=\sqrt{{v_d}^2+{v_q}^2}\≤\frac{\mathrm{Vc}}{\sqrt{2}}---\left(3\right)$

因此，接下来，计算用于满足所述式(3)的电压限制条件的d轴电流id的值。为此，首先，如果简化式(3)，则成为下式(4)。

[公式4]

$\sqrt{{v_{d0}}^2+{v_{q0}}^2}\≤\frac{\mathrm{Vc}}{\sqrt{2}}---\left(4\right)$

此处，vd0、vq0是忽略了微分项的值。

接下来，在进行弱磁场控制而使逆变器4再起动时，同步机5是高速域，所以可以认为ωL充分大。因此，如果忽略电枢电阻的下降量，则式(1)被简化为下式(5)。

[公式5]

$\left[\begin{array}{c}{v}_{d0}\\ v_{q0}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& -{\mathrm{\ωL}}_q\\ \mathrm{\ω}{L}_d& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\ω}\·{\mathrm{\φ}}_a\end{array}\right]---\left(5\right)$

根据所述式(4)、(5)，弱磁场控制的d轴电流id的条件成为下式(6)。

[公式6]

$i_d=-\frac{{\mathrm{\φ}}_a}{L_d}+\frac{1}{L_d}\sqrt{{\left(\frac{\mathrm{Vc}/\sqrt{2}}{{\mathrm{\ω}}^2}\right)}^2-{(L_d\·i_q)}^2}---\left(6\right)$

在逆变器4再起动时，为了以不对车辆等产生多余的震动的方式抑制产生扭矩，在式(2)中设成扭矩T＝0即可。此处，设成iq＝0即可，所以如果对式(6)输入iq＝0，则得到下式(7)。

[公式7]

$i_d=-\frac{{\mathrm{\φ}}_a}{L_d}+\frac{1}{L_d}\frac{\mathrm{Vc}/\sqrt{2}}{{\mathrm{\ω}}^2}---\left(7\right)$

如果以满足该式(7)的方式决定弱磁场控制的d轴电流id，则在逆变器4再起动时，可以满足所述式(3)所示的针对线间电压峰值Vm的电压限制条件，并且可以设成不产生扭矩(T＝0)。

由式(7)可知，Ld是d轴电感、

是通过永久磁铁得到的电枢交链磁通的最大值，分别是由同步机的特性决定的恒定的值，所以式(7)的d轴电流id成为电容器3的充电电压Vc和同步机5的转速ω的函数。因此，如果可以在式(7)中提供电容器3的充电电压Vc、和同步机5的转速ω，则可以将线间电压峰值Vm控制为电容器3的充电电压Vc以下(Vm≤Vc)，并且可以求出使得不产生扭矩而所需的d轴电流id。

另一方面，在逆变器4再起动时，为了防止在对同步机5进行弱磁场控制时从同步机5向逆变器4流入电流而所需的边界条件在于，线间电压峰值Vm和电容器3的充电电压的实效值

相等。因此，在式(7)中，如果代替电容器3的充电电压的实效值而使用线间电压峰值指令Vm^＊(以下，通过附加＊标志来表示指令值)，并且提供转速ω的信息，则可以防止从同步机5向逆变器4侧流入电流，并且可以运算用于不产生扭矩(T＝0)而所需的条件下的d轴电流指令id^＊。另外，如果将电容器3的充电电压指令Vc^＊设定得比满足该式(7)的临界状态下的线间电压峰值指令Vm^＊大一定的增量ΔVc^＊(Vc^＊＝Vm^＊+ΔV^＊)，则始终成为Vm^＊≤Vc^＊，在逆变器4再起动时，可以可靠地防止从同步机5向逆变器4侧流入电流。

因此，在该实施方式1中，如下所示得到转速ω、线间电压峰值指令Vm^＊、以及充电电压指令Vc^＊。

首先，通过旋转信息检测单元6检测同步机5的转速ω。所检测出的转速ω分别输入到控制单元7的电压指令运算单元71、以及积分单元75。

如图2所示，电压指令运算单元71的电容器电压增量计算表711是对电压增量ΔVc^＊(纵轴)相对转速ω(横轴)的关系进行表化而得到的。在该情况下，在转速ω从零到ω1的期间作为电压增量设定零，在ω1时设定ΔV1。此处，在本例中，为了防止再生能量的逆流，始终将电容器3的充电电压Vc设定得总是大于同步机6的线间电压峰值Vm，为此考虑通过构成逆变器4的开关元件的导通电阻得到的导通电压来设定ΔV1。

即，通常，根据直流电源电压Vdc选定、设计构成逆变器4的各开关元件，但在该情况下，本发明者发现了通过逆变器4的各开关元件的导通电阻得到的导通电压是直流电源的电压Vdc的1％以上5％以内的情况。因此，ΔV1被设定成直流电源的电压Vdc的1％以上且5％以内。另外，以使转速处于ω1至ω2之间的斜率与线间电压峰值指令计算表712的ω1至ω2之间的斜率相同的方式，设定ΔV2。另外，对于ω2以上的速度，由于对于同步机5的性能无需进行设定，所以将ΔV2设成一定。

另外，线间电压峰值指令计算表712是对同步机5中的线间电压峰值指令Vm^＊(纵轴)相对转速ω(横轴)的关系进行表化而得到的。在该情况下，在转速ω从零到ω1的期间，将线间电压峰值指令设定为Vm1。此处，Vm1是与直流电源电压Vdc相同的值。另外，在ω2以上时，线间电压峰值指令被设定为Vm2。该Vm2被设定为与同步机5的最大速度时的感应电压相同的值。在ω1至ω2的期间，以使从ΔVm1向ΔVm2线性地变化的方式，设定斜率。因此，在ω1以上的速度中，同步机5产生的感应电压成为直流电源电压Vdc以上。另外，在ω2以上时，对于同步机5的性能无需设定，所以将Vm2设成一定。

加法器713将根据由旋转信息检测单元6检测出的同步机5的转速ω从电容器电压增量计算表711输出的电压增量ΔVc^＊、和从线间电压峰值指令计算表712输出的线间电压峰值Vm^＊相加，输出该加法计算而得到的值Vc1^＊。即，成为Vc1^＊＝Vm^＊+ΔVc^＊。

接下来，限制单元714具有防止由加法器713运算出的值Vc1^＊减小或者变大得超出预想的作用。即，限制单元714针对该信号Vc1^＊进行以下的处置而输出充电电压指令Vc^＊。

[公式8]

Vc1^*＜Vmin：Vc^*＝Vmin

Vmin≤Vc1^*≤Vmax：Vc^*＝Vc1^*(＝Vm^*+ΔV_c)    (8)

Vc1^*＞Vmax：Vc^*＝Vmax

另外，预先将Vmin设为与逆变器4可驱动的最低的直流电压的值相同的值，并且预先将Vmax设为与逆变器4的过电压保护的设定值相同的值。这样，从限制单元714，输出电容器3的充电电压指令Vc^＊。

另外，针对由旋转信息检测单元6检测出的同步机5的转速ω，通过乘法器715对其进行平方而输出ω²。然后，除法器717将作为线间电压峰值指令计算表712的输出的线间电压峰值指令Vm^＊除以ω²。此时，前级的除零防止单元716为了防止除以零而进行接下来的处置。即，在ω²是零的情况下，除零防止单元716的输出值成为例如0.0001等非零的小值。由此，可以防止除以零。然后，从除法器717输出(Vm^＊/ω²)，将其提供给下级的d轴电流指令运算单元73。另外，(Vm^＊/ω²)的值用于根据后述的式(9)运算d轴电流指令id^＊。

对电压控制单元72，输入来自电压指令运算单元71的充电电压指令Vc^＊，并且还输入由直流电压检测单元8检测出的直流电源电压Vdc，对两者Vc^＊、Vdc进行比较，根据其结果对转换器2的第1、第2开关单元21、22输出各开关信号S1、S2，从而控制开关动作。在后面，参照图3所示的时序图，说明该情况的具体的动作。

另一方面，对d轴电流指令运算单元73，从电压指令运算单元71提供(Vm^＊/ω²)，所以根据下式(9)运算d轴电流指令id^＊。

[公式9]

${i_d}^{*}=-\frac{{\mathrm{\φ}}_a}{L_d}+\frac{1}{L_d}\left(\frac{{\mathrm{Vm}}^{*}}{{\mathrm{\ω}}^2}\right)---\left(9\right)$

此处，Ld：d轴电感、

通过永久磁铁得到的电枢交链磁通的最大值。

在该式(9)中，如与式(7)关联的上述说明，代替电容器3的充电电压的实效值

而使用线间电压峰值指令Vm^＊来运算出防止从同步机5向逆变器4流入电流，并且为了不产生扭矩(T＝0)而所需的条件下的d轴电流指令id^＊。

接下来，dq轴电压指令运算单元74还一起输入由d轴电流指令运算单元73运算出的d轴电流指令id^＊和q轴电流指令iq^＊＝0，根据下式(10)运算d轴、q轴电压指令vd^＊、vq^＊。

[公式10]

$\left[\begin{array}{c}{v_d}^{*}\\ {v_q}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}^{*}& -\mathrm{\ω}\·{L_q}^{*}\\ \mathrm{\ω}\·{L_d}^{*}& R^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i_d}^{*}\\ {i_q}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\ω}\·{{\mathrm{\φ}}_a}^{*}\end{array}\right]---\left(10\right)$

在该式(10)中，q轴电流指令iq^＊被设定为零，所以如所述式(2)所示，可以抑制在逆变器4再起动时产生不需要的扭矩。然后，将由dq轴电压指令运算单元74运算出的d轴、q轴电压指令vd^＊、vq^＊提供给下级的三相电压指令运算单元76。

如公知，在将三相电压或者三相电流坐标转换到旋转正交二轴时，需要控制坐标轴的相位θ。因此，积分单元75根据转速ω依照下式(11)计算作为旋转二轴坐标的控制坐标轴的相位θ。

[公式11]

θ＝∫ω·dt    (11)

接下来，三相电压指令运算单元76根据从dq轴电压指令运算单元74提供的d轴、q轴电压指令vd^＊、vq^＊、以及从积分单元75提供的相位θ，依照下式(12)运算三相电压指令的电压相位θv。

[公式12]

${\mathrm{\θ}}_v=\mathrm{\θ}+{\tan }^{-1}\left(\frac{{v_q}^{*}}{{v_d}^{*}}\right)---\left(12\right)$

另外，三相电压指令运算单元76根据下式(13)计算调制率。

[公式13]

$\mathrm{PMF}=\frac{\sqrt{{\left({v_d}^{*}\right)}^2+{\left({v_q}^{*}\right)}^2}}{\frac{\sqrt{6}}{\mathrm{\π}}{\mathrm{Vc}}^{*}}---\left(13\right)$

接下来，三相电压指令运算单元76使用所述式(11)、(12)、(13)，根据下式(14)计算三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊。

[公式14]

$\left[\begin{array}{c}{V_u}^{*}\\ {V_v}^{*}\\ {V_w}^{*}\end{array}\right]=\mathrm{PMF}\×\left[\begin{array}{c}\cos {\mathrm{\θ}}_v\\ \cos ({\mathrm{\θ}}_v-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \cos ({\mathrm{\θ}}_v-\frac{4}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]---\left(14\right)$

由三相电压指令运算单元76运算出的三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊被输入到栅极脉冲运算单元77。栅极脉冲运算单元77根据三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊生成栅极脉冲Gu～Gz，对构成逆变器4的各开关元件进行PWM(脉冲宽度调制)控制。

接下来，对于具有所述结构的电力转换装置中的整体的控制动作，以从牵引运转转移到惯性运转，进而从惯性运转转移到牵引运转的情况为例子，参照图3所示的时序图进行说明。

在进行使车辆加速等的牵引运转的情况下，在控制单元7中将针对电容器3的充电电压指令Vc^＊设定为与直流电源电压Vdc大致相同。因此，从电压控制单元72向转换器2不输出开关信号S1，第1开关单元21被设成OFF(断开)，另一方面，输出开关信号S2而将第2开关单元22设成ON(导通)。由此，从直流电源1经由转换器2向逆变器4供给直流电力，通过逆变器4转换为规定频率的交流电力而供给到同步机5。

此时，第1开关单元21不进行开关动作，所以电容器3的充电电压Vc与直流电源电压Vdc大致相等。另外，通过控制单元7的基于所述式(10)的弱磁场控制，同步机5的线间电压峰值Vm小于电容器3的充电电压Vc。

接下来，在成为时刻t1而从牵引运转切换为惯性运转的情况下，运转指令成为OFF，但此时，控制电路7中的针对电容器3的充电电压指令Vc^＊大于直流电源电压Vdc。在该情况下，需要使电容器3的充电电压Vc增加。因此，从电压控制单元72对转换器2停止开关信号S2的输出而使第2开关单元22成为OFF，另一方面，输出开关信号S1而使第1开关单元21进行开关动作。通过该第1开关单元21的开关动作，对电容器3进行充电，如果成为时刻t2，则其电压升压至与充电电压指令Vc^＊对应的规定值。在该时刻t1～t2的期间Ta中，同步机5通过控制单元7继续基于所述式(10)的弱磁场控制，所以其线间电压峰值Vm成为与牵引运转时相同的值而不变化。

如果成为时刻t2，则电容器3的充电电压升压至与充电电压指令Vc^＊对应的值，所以逆变器4的动作停止。由此，同步机5不进行弱磁场控制，所以其线间电压峰值Vm成为由同步机5的转速ω决定的感应电压。另外，在从时刻t2到达时刻t3的期间Tb中，电压控制单元72对转换器2停止开关信号S2的输出，并且输出开关信号S1，所以对于转换器2来讲，在第2开关单元22被设为OFF的状态下第1开关单元21继续开关动作。因此，在该期间Tb中，电容器3的充电电压Vc维持为同步机5产生的感应电压Vm以上。即，电容器3的充电电压Vc被设定为比同步机5产生的感应电压Vm大与由控制单元7的电压指令运算单元71运算出的电压增量ΔVc^＊量相当的值。由此，在惯性运转中可以防止从同步机5朝向逆变器4侧流入电流，其结果，在惯性运转中可以抑制产生不需要的制动扭矩。

在成为时刻t3而从惯性运转切换为牵引运转的情况下，与其对应地控制单元7起动逆变器4。然后，控制单元7对逆变器4进行基于所述式(10)的弱磁场控制，所以同步机5的线间电压峰值Vm被降低至时刻t2以前的状态。另一方面，在从时刻t3成为时刻t4的期间Tc中，通过电压控制单元72的控制，在转换器2的第2开关单元22被设为OFF的状态下，第1开关单元21的开关动作继续，所以电容器3的充电电压Vc维持与惯性运转的期间Tb相同的值。

然后，如果从输入运转指令起经过规定的时间Tc而成为时刻t4，则针对电容器3的充电电压指令Vc^＊被设定为与直流电源电压Vdc大致相同。此时，电压控制单元72无需对电容器3进行充电而使充电电压Vc升压，所以转换器2的第1开关单元21被设为OFF，并且第2开关单元22成为ON，所以电容器3的充电动作停止而充电电压Vc逐渐降低。

接下来，如果成为时刻t5，则电容器3的充电电压Vc与直流电源电压Vdc大致相等，但同步机5的线间电压峰值Vm通过控制单元7的弱磁场控制而小于电容器3的充电电压Vc。

因此，即使在通过时刻t3的运转指令而从惯性运转转换为牵引运转的情况下，也可以抑制从同步机5朝向逆变器4侧流入电流，可以可靠地防止产生逆变器4的开关元件破损等不合理情形。另外，在逆变器4再起动时，无需如以往那样重新使电容器3的充电电压Vc上升，所以不会产生从发出逆变器4的运转指令到逆变器4实际再起动为止的时滞，响应性良好。

如上所述，在该实施方式1中，控制单元7以在惯性运转时使电容器3的充电电压Vc成为同步机5产生的电压Vm以上的方式控制转换器2。而且，以即使在从惯性运转的起动开始时，也使电容器3的充电电压Vc始终保持为同步机5的线间电压峰值Vm以上的方式，控制转换器2以及逆变器4。因此，即使在如从牵引运转或者再生运转转移到惯性运转、或者相反地从惯性运转转移到牵引运转或者再生运转那样，频繁地引起向各运转模式的转移的情况下，也可以可靠地抑制从同步机5向逆变器4侧不需要地逆流电力，并且也可以防止产生不需要的制动扭矩。因此，可以去除以往设置在同步机5与逆变器4之间的负载接触器，可以实现电力转换装置的小型、轻量化、以及成本降低。

在具备该实施方式1的结构的电力转换装置中，使用电力铁道用的马达常数从转速270Hz再起动了时的仿真结果如图4所示。此处，图4(a)的纵轴表示电容器直流电压[V]、图4(b)的纵轴表示线间电压[V]、图4(c)的纵轴表示U相电流[A]、图4(d)的纵轴表示产生扭矩[Nm]、图4(e)的纵轴表示dq电流[A]、图4(f)的纵轴表示调制率[％]。另外，图4(a)～(f)的横轴表示时间[sec(秒)]。

根据图4的仿真结果，在横轴的0.1sec的时间点(对应于图3的时刻t3)，逆变器4起动。

图4(a)示出电容器电压Vc，在0～0.3sec，转换器2的第1开关单元21进行开关，以将电容器3的充电电压Vc维持为3900V的方式动作。在0.3sec的时间点(对应于图3的时刻t4)，转换器2的第1开关单元21被设成OFF，并且第2开关单元22成为ON，所以电容器3的充电电压Vc的电压逐渐降低而成为与直流电源1的电压Vdc大致相同的值即3000V。

图4(b)示出同步机5的线间电压峰值Vm，在0～0.1sec，是感应同步机5的电动势而产生的感应电压，电压波形的峰值成为约3850V。如果在0.1sec的时间点(对应于图3的时刻t3)逆变器4起动，则立即通过控制单元7开始弱磁场控制，由此线间电压峰值Vm被控制为规定的电压的3000V。另外，图4(d)示出在逆变器4刚刚起动之后产生的扭矩，该扭矩在过渡时临时产生，但确认为几乎是零。

另外，从逆变器4起动到转换器2的第1开关单元21的开关动作停止为止的时间(对应于图3的时间Tc)优选为5msec(毫秒)以上500msec以内。其理由基于本发明者发现的如下观点。即，由转换器2向直流电压的控制性能决定5msec的根据。即，为了通过转换器2降低直流电压，需要最低5msec的时间。另外，500msec的根据在于，如果考虑构成逆变器4的开关元件的性能、寿命，则需要使提高直流电压而进行开关的时间成为500msec以内。

实施方式2.

图5是示出本发明的实施方式2中的电力转换装置的结构图，对与图1所示的实施方式1对应或者相当的结构部分附加同一符号。

在该实施方式2中，以交流电源1为输入，因此，转换器9使用了进行从交流电压转换为直流电压的PWM(脉冲宽度调制)控制的AC/DC转换器。在该转换器9中，为了根据电容器3的充电电压Vc与充电电压指令Vc^＊的差分ΔVc进行反馈控制，设置了对电容器3的充电电压Vc进行检测的电容器电压检测单元10。另外，在控制单元7中，设置了从由电压指令运算单元71运算出的电容器3的充电电压指令Vc^＊中减去由电容器电压检测单元10检测出的充电电压Vc的减法器78。

进而，在该实施方式2中，在控制单元7的dq轴电压指令运算单元74中，为了根据d轴电流指令id^＊与d轴电流检测值id的差分、以及q轴电流指令iq^＊与q轴电流检测值iq的差分运算出dq轴电压指令vd^＊、vq^＊，设置了用于检测对同步机5流过的电流的电流检测单元11a、11b、11c。另外，在控制单元7内，设置了用于将由各电流检测单元11a、11b、11c检测出的相电流iu、iv、iw坐标转换为相位θ的旋转正交二轴(d-q轴)上的d轴、q轴电流检测值id、iq的3相/dq转换单元79。

另外，在该实施方式2中，作为交流侧的电流检测单元11a～11c，通过CT等对连接逆变器4和同步机5的接线中流过的电流进行检测，但不限于此，也可以使用其他公知的手法，使用母线电流等在逆变器4内部流过的电流来检测相电流。另外，由于iu+iv+iw＝0的关系成立，所以也可以根据2相量的检测电流求出剩余1相量的电流。

其他结构与图1所示的实施方式1相同，所以此处省略详细的说明。

在所述结构的电力转换装置中，与实施方式1同样地，由电压指令运算单元71运算出的充电电压指令Vc^＊、和由电容器电压检测单元10检测出的电容器3的充电电压Vc的值分别输入到减法器78，所以减法器78求出两者Vc^＊、Vc之差，将该相减后的值ΔVc输入到电压控制单元72。电压控制单元72以使电容器3的充电电压Vc与充电电压指令Vc^＊一致的方式，控制转换器9。由此，电容器3的充电电压Vc与充电电压指令Vc^＊一致。

另一方面，同步机5侧的各电流检测单元11a～11c分别检测同步机5中产生的相电流iu、iv、iw，将它们输入到控制单元7。接下来，3相/dq转换单元79将三相电流坐标转换为旋转正交二轴，但此时，需要控制坐标轴，所以取入通过积分单元75根据所述式(11)进行积分而得到的控制坐标轴的相位θ。然后，3相/dq转换单元79将从电流检测器11a～11c得到的相电流iu、iv、iw坐标转换为相位θ的旋转正交二轴(d-q轴)上的d轴、q轴电流检测值id、iq，将其输出到下级的dq轴电压指令运算单元74。

dq轴电压指令运算单元74根据由d轴电流指令运算单元73运算出的d轴电流指令id^＊、q轴电流指令iq^＊＝0、以及来自3相/dq转换单元79的d轴、q轴电流检测值id、iq，通过下式(15)、(16)分别运算d轴、q轴电压指令vd^＊、vq^＊。另外，如上所述，如果设定为iq^＊＝0，则具有由于式(2)的关系可以不产生扭矩的优点。

[公式15]

${v_d}^{*}=k_{\mathrm{cpd}}(1+\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{cpi}}}{s})({i_d}^{*}-i_d)---\left(15\right)$

[公式16]

${v_q}^{*}=k_{\mathrm{cpq}}(1+\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{cpi}}}{s})(0-i_q)---\left(16\right)$

另外，设定电流响应目标值ωcc，通过下式(17)提供比例增益kcpd、kcpq、ωcpi即可。另外，需要将电流响应目标值ωcc设定为比进行再起动的最高速度充分高的值。

[公式17]

$\left.\begin{array}{c}{k}_{\mathrm{cpd}}=\mathrm{\ωcc}\×L_d\\ k_{\mathrm{cpd}}=\mathrm{\ωcc}\×L_q\\ {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{cpi}}=\frac{\mathrm{\ωcc}}{10}\end{array}\right\}---\left(17\right)$

接下来，三相电压指令运算单元76与实施方式1同样地，根据从dq轴电压指令运算单元74输入的d轴、q轴电压指令vd^＊、vq^＊，依照所述式(12)运算三相电压指令的电压相位θv。另外，三相电压指令运算单元76使用由电容器电压检测单元10检测出的充电电压Vc，根据下式(18)计算调制率PMF。

[公式18]

$\mathrm{PMF}=\frac{\sqrt{{\left({v_d}^{*}\right)}^2+{\left({v_q}^{*}\right)}^2}}{\frac{\sqrt{6}}{\mathrm{\π}}\mathrm{Vc}}---\left(18\right)$

进而，三相电压指令运算单元76使用所述式(15)、(16)、(17)，根据所述式(14)计算三相电压指令vu^＊、vv^＊、vw^＊。

这样，由三相电压指令运算单元76运算出的三相电压指令vu^＊、vv^＊、vw^＊被提供给栅极脉冲运算单元77。栅极脉冲运算单元77根据三相电压指令vu^＊、vv^＊、vw^＊，生成栅极脉冲Gu～Gz，对构成逆变器4的各开关元件进行PWM(脉冲宽度调制)控制。

如上所述，在该实施方式2中，即使在作为转换器9使用了AC/DC转换器的情况下，除了得到与实施方式1同样的作用效果以外，通过使用电流检测单元11a～11c，与实施方式1相比，在控制单元7的dq轴电压指令运算单元74中，更易于运算d轴、q轴电压指令vd^＊、vq^＊，此时的负载被减轻。因此，得到作为用于实现控制单元7的微型计算机可以使用廉价的设备的优点。

实施方式3.

图6是示出本发明的实施方式3中的电力转换器装置的结构图，对与图5所示的实施方式2对应或者相当的结构部分附加同一符号。

该实施方式3的特征在于，dq轴电压指令运算单元74以及栅极脉冲运算单元77的结构与所述实施方式2不同。

即，在该实施方式3中，dq轴电压指令运算单元74取入由d轴电流指令运算单元73运算出的d轴电流指令id^＊、q轴电流指令iq^＊＝0、和从3相/dq转换单元79提供的d轴、q轴电流检测值id、iq，根据下式(19)运算出d轴、q轴电压指令vd^＊、vq^＊。

[公式19]

$\left[\begin{array}{c}{v_d}^{*}\\ {v_q}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}^{*}& -\mathrm{\ω}\·{L_q}^{*}\\ \mathrm{\ω}\·{L_d}^{*}& R^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i_d}^{*}\\ {i_q}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\ω}\·{{\mathrm{\φ}}_a}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{k}_{\mathrm{cpd}}(1+\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{cpi}}}{s})({i_d}^{*}-i_d)\\ k_{\mathrm{cpq}}(1+\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{cpi}}}{s})(0-i_q)\end{array}\right]---\left(19\right)$

在该式(19)中，其第1项以及第2项相当于所述实施方式1中示出的式(10)，第3项相当于所述实施方式2中示出的式(15)、(16)，相当于将它们组合。由此，可以实现高性能的控制，并且可以进一步抑制在再起动时产生的过渡地产生的扭矩。

然后，由该dq轴电压指令运算单元74运算出的d轴、q轴电压指令vd^＊、vq^＊输入到下级的三相电压指令运算单元76。与其对应地，三相电压指令运算单元76运算三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊，该三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊被输入到栅极脉冲运算单元77。该点与实施方式1、2的情况相同。

栅极脉冲运算单元77根据该三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊，输出通过同步3脉冲得到的栅极脉冲Gu～Gz而对构成逆变器4的各开关元件进行PWM控制。即，如图7(a)所示，在生成用于PWM控制的各栅极脉冲Gu～Gz时，如果将与同步机5的转速对应的三相电压指令(正弦波)的频率设为fsin、将三角波的载波频率设为fc，则设定成满足3fsin＝fc的关系。因此，如图7(b)所示，对于各栅极脉冲Gu～Gz，针对每个转速的半周期，必须确保3个脉冲量。

此处，在构成逆变器4的开关元件无法热性地充分提高载波频率而从高的速度再起动的情况下，有时无法确保用于实现充分的控制性能的逆变器4的栅极脉冲的脉冲数。例如，在载波频率600Hz下同步机5的转速(频率)从300Hz再起动的情况下，针对转速300Hz的每个半周期，逆变器4的开关元件的脉冲数成为2个脉冲，在该状态下脉冲数较少，所以有可能无法确保充分的控制性能。

相对于此，在该实施方式3中，通过使用同步3脉冲，必定可以针对同步机5中的每个转速的半周期，确保3个脉冲量，所以即使在从高的速度再起动的情况下也可以确保脉冲数，可以提高控制性能。另外，通过应用同步脉冲，电压利用率提高而可以减小对同步机5流过的电流，可以实现逆变器4的小型化、节能化。

另外，在该实施方式3中，仅说明了同步3脉冲，但即使是同步5脉冲或者同步9脉冲，当然也可以期待同样的效果。其他结构以及作用效果与实施方式2的情况相同，所以此处省略详细的说明。

实施方式4.

图8是示出本发明的实施方式4中的电力转换装置的结构图，对与图6所示的实施方式3对应或者相当的结构部分附加同一符号。

该实施方式4的特征在于，栅极脉冲运算单元77的结构与所述实施方式3的情况不同。

即，在该实施方式4中，栅极脉冲运算单元77根据三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊，输出通过同步1脉冲得到的栅极脉冲Gu～Gz而对构成逆变器4的各开关元件进行PWM控制。即，在生成用于PWM控制的各栅极脉冲Gu～Gz时，如果将与同步机5的转速对应的三相电压指令(正弦波)的频率设为fsin、将三角波的载波频率设为fc，则设定为满足fsin＝fc的关系。

这样，在该实施方式4中，在栅极脉冲运算单元77中，输出了通过同步1脉冲得到的栅极脉冲Gu～Gz，所以虽然在控制性能上比实施方式3劣化，但可以提高逆变器4的电压利用率，与实施方式3相比可以进一步减小同步机5中流过的电流，可以实现逆变器4的小型化、节能化。

其他结构以及作用效果与实施方式3的情况相同，所以此处省略详细的说明。

实施方式5.

图9是示出本发明的实施方式5中的电力转换装置的结构图，对与图1所示的实施方式1对应或者相当的结构部分附加同一符号。

该实施方式5的特征在于，除了实施方式1(图1)的结构以外，还设置了线间电压检测单元12a、12b。另外，构成控制单元7的电压指令运算单元71、d轴电流指令运算单元73的结构被变更。进而，在控制单元7中，设置了3相/αβ转换单元80、以及电压实效值运算单元81。

即，各线间电压检测单元12a、12b对同步机5的UV之间以及VW之间的各线间电压Vuv、Vvw进行检测。所检测出的线间电压Vuv、Vvw被输入到3相/αβ转换单元80。3相/αβ转换单元80针对所输入的Vuv、Vvw根据下式(20)运算2相交流电压Vα、Vβ。

[公式20]

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{V\α}\\ \mathrm{V\β}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& \frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vuv}\\ \mathrm{Vvw}\end{array}\right]---\left(20\right)$

另外，在通过式(20)将3相交流电压Vuv、Vvw(或者，Vu、Vv、Vw)转换为2相交流电压Vα、Vβ时，根据图10所示的3相交流坐标(u-v-w)系使用2相交流坐标(α-β)的关系进行转换。

接下来的电压实效值运算单元81根据由3相/αβ转换单元80转换后的2相交流电压Vα、Vβ依照下式(21)计算同步机5的线间电压峰值Vm。

[公式21]

$\mathrm{Vm}=\sqrt{2}\sqrt{{\mathrm{V\α}}^2+{\mathrm{V\β}}^2}---\left(21\right)$

然后，由该电压实效值运算单元81运算出的同步机5的线间电压峰值Vm被提供到d轴电流指令运算单元73。

另一方面，电压指令运算单元71与实施方式1(图2)所示的电压指令运算单元71不同，如图11所示，输出电容器3的充电电压指令Vc^＊以及线间电压峰值指令Vm^＊。

因此，d轴电流指令运算单元73根据同步机5的线间电压峰值Vm和线间电压峰值指令Vm^＊，在逆变器4再起动时以使施加到同步机5的线间电压峰值Vm不超过电容器3的充电电压Vc的方式，计算d轴电流指令id^＊。即，根据下式(22)计算d轴电流指令id^＊。

[公式22]

${i_d}^{*}=k_p(1+\frac{{\mathrm{\ω}}_p}{s})({V_m}^{*}-V_m)---\left(22\right)$

另外，如果将同步机5的转速的最高速度设为ωmax，则如下式(23)那样设定kp、ωp。

[公式23]

$\left.\begin{array}{c}{k}_p={\mathrm{\ω}}_{\max }\×10\\ {\mathrm{\ω}}_p=\frac{k_p}{10}={\mathrm{\ω}}_{\max }\end{array}\right\}---\left(23\right)$

如上所述，在该实施方式5中，除了所述实施方式1的效果以外，通过设置线间电压检测单元12a、12b，无需复杂的过程的计算等，其结果，得到作为用于实现控制单元7的微型计算机可以使用廉价的设备的优点。

其他结构以及作用效果与实施方式1的情况相同，所以此处省略详细的说明。

实施方式6.

图12是示出本发明的实施方式6中的电力转换装置的结构图，对与图5所示的实施方式2对应或者相当的结构部分附加同一符号。

该实施方式6的特征在于，从运转指令被设为OFF的时间点，使提供给dq轴电压指令运算单元74的q轴电流指令iq^＊逐渐减少，并且与该定时一起，使从电压指令运算单元71输出的充电电压指令Vc^＊增加而使电容器3的充电电压Vc逐渐增加。由此，在使逆变器4停止时可以进一步减少对同步机5流过的电流。即，通过电流变小可以实现节能化。

图13是说明该实施方式6的电力转换装置的动作的时序图。

如该图所示，在从运转指令被设为OFF的时刻t1到时刻t2的期间，使q轴电流指令iq^＊逐渐降低而设成零，并且与该动作一起，使充电电压指令Vc^＊增加而使电容器3的充电电压Vc逐渐增加至规定的值。由此，具有与在运转指令被设为OFF的时间点使q轴电流指令iq^＊立即成为零后使电容器3的充电电压Vc增加到规定的值的情况相比，可以减小对同步机5流过的电流的效果。

另外，也可以如图14所示，在从运转指令被设为OFF的时刻t1到时刻t2的期间，首先使电容器3的充电电压Vc增加到规定的值后使q轴电流指令iq逐渐减少至零。对于该情况的电容器3的充电电压Vc的上升方法，除了如该图所示急剧地(或者阶段性地)上升的情况以外，也可以如一次延迟(first-order lag)那样平缓地上升。由此，可以防止电流的变化、电容器3的充电电压Vc的过电压等，所以是有效的。

如上所述，在该实施方式6中，除了所述实施方式2的效果以外，在运转指令成为OFF时使q轴电流指令iq^＊和电容器3的充电电压Vc同时动作。其结果，得到可以进一步减小对同步机5流过的电流，可以实现节能化的优点。

其他结构以及作用效果与实施方式2的情况相同，所以此处省略详细的说明。

产业上的可利用性

本发明可以广泛应用为对例如铁路车辆、电动汽车等中搭载的通过电源驱动的同步机进行控制的电力转换装置。

Claims (5)

1.一种电力转换装置，其中，具备：

第1电力转换器，从电源得到直流电压；

电容器，与所述第1电力转换器的输出侧连接；

第2电力转换器，将该电容器的直流电压转换为交流电压而输出到同步机；

旋转信息检测单元，对所述同步机的旋转信息进行检测；以及

控制单元，根据由该旋转信息检测单元检测出的旋转信息，对所述第1电力转换器以及所述第2电力转换器进行控制，

所述控制单元在惯性运转时进行控制使得所述第2电力转换器停止，

所述控制单元在从惯性运转的起动开始时，根据由所述旋转信息检测单元检测出的同步机的旋转信息，控制所述第2电力转换器，以使所述同步机产生的电压成为所述电容器的充电电压以下，并且控制所述第1电力转换器，以使所述电容器的充电电压成为同步机产生的电压以上。

2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，

所述控制单元控制所述第1电力转换器，以使在惯性运转时所述电容器的充电电压成为所述同步机产生的电压以上。

3.根据权利要求1或者2所述的电力转换装置，其特征在于，

所述控制单元进行控制，以使流过所述同步机的q轴电流成为零。

4.根据权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于，

所述控制单元进行控制，以使所述第2电力转换器以同步脉冲模式进行开关，

其中，所述同步脉冲模式是所述同步机的转速的每半周期的脉冲数为1、3、5、9中的某一个的模式。

5.根据权利要求3所述的电力转换装置，其特征在于，

所述控制单元进行控制，以使所述第2电力转换器以同步脉冲模式进行开关，

其中，所述同步脉冲模式是所述同步机的转速的每半周期的脉冲数为1、3、5、9中的某一个的模式。

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