KR20050120715A - 무선 전송 시스템용 프론트엔드 회로 - Google Patents

무선 전송 시스템용 프론트엔드 회로 Download PDF

Info

Publication number
KR20050120715A
KR20050120715A KR1020057019346A KR20057019346A KR20050120715A KR 20050120715 A KR20050120715 A KR 20050120715A KR 1020057019346 A KR1020057019346 A KR 1020057019346A KR 20057019346 A KR20057019346 A KR 20057019346A KR 20050120715 A KR20050120715 A KR 20050120715A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
end circuit
signal paths
path
signal
frequency
Prior art date
Application number
KR1020057019346A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101122808B1 (ko
Inventor
크리스티안 블록
엔리코 라이트샤크
아르네 엑카우
홀거 플루에르
쿠르트 비이스바우어
페터 하근
에드가르 슈미트하머
Original Assignee
에프코스 아게
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 에프코스 아게 filed Critical 에프코스 아게
Publication of KR20050120715A publication Critical patent/KR20050120715A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101122808B1 publication Critical patent/KR101122808B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W88/00—Devices specially adapted for wireless communication networks, e.g. terminals, base stations or access point devices
    • H04W88/02—Terminal devices
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/005—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/403—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency
    • H04B1/406—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency with more than one transmission mode, e.g. analog and digital modes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/44—Transmit/receive switching
    • H04B1/48—Transmit/receive switching in circuits for connecting transmitter and receiver to a common transmission path, e.g. by energy of transmitter
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/54—Circuits using the same frequency for two directions of communication

Abstract

본 발명은 무선 전송 시스템용 프론트엔드 회로에 관한 것이다. 본 발명에 따라, 다중대역 및/또는 다중모드 동작에 맞게 설계되는 통신 단말기용 프론트엔드 회로의 기능 블록이 제안된다. 신호 경로의 분할 전에 입력측에 배치되는 대신에 서로 병렬로 연장되는 신호 경로 상에 핀 다이오드를 배치시킴으로써, 입력측에 배치되는 임피던스 변환 네트워크가 절약되고 이를 통해 신호 손실 및 회로의 공간 필요성이 감소된다. 또 다른 한 실시예에서는, 바람직하게는 인접 주파수 대역에 할당되는 신호 경로들이 출력측에 결합되고, 상응하는 신호들의 상이한 주파수 대역의 추가 처리가 하나의 경로 상에서 이루어진다. 이 경우, 예컨대 (n-1) 주파수 대역에 대해 설계되는 칩 세트가 n 밴드를 위해 설계되는 전송 시스템 영역 내에서 사용될 수 있다. 본 발명의 또 다른 개선예는 다중모드 시스템의 경우에 다른 시스템의 동작 모드에서도 시스템의 수신 신호의 모니터링을 가능하게 한다. 하나의 모듈 내에 프론트엔드 회로의 모든 소자들을 본 발명에 따라 집적함으로써, 회로의 안정적인 전기 특성들이 달성된다.

Description

무선 전송 시스템용 프론트엔드 회로{FRONT-END CIRCUIT FOR WIRELESS TRANSMISSION SYSTEMS}
본 발명은 이동 무선 시스템의 다수의 주파수 대역을 커버하거나 다수의 이동 무선 시스템을 조작할 수 있는 무선 전송 시스템용 프론트엔드 회로에 관한 것이다.
단일한 이동무선 단말기(이동전화)는 단 하나의 표준(이동 무선 시스템의 주파수 대역)을 취급하므로, 이러한 표준에 맞는 충분한 네트워크 커버리지가 주어지는 지역 내에서 작동시키기에만 적합하다. 불완전한 네트워크 커버리지를 갖는 지역에서의 통신을 개선시키기 위해, 또는 다수의 사용자가 있는 지역에서의 성능을 높이기 위해 (하나의 이동 무선 시스템의) 다수의 주파수 대역을 커버할 수 있는 다중 대역 이동 무선 단말기가 적합하다. 소위 듀얼밴드(dual band) 이동전화 및 트리플밴드(triple band) 이동전화는 동일한 전송 방법(예컨대 GSM)에 따라 작동되지만, 상이한 주파수 대역에서 송/수신될 수 있으며, 따라서 다수의 표준에 맞게, 예컨대 GSM1800(DCS, Digital Cellular System, 1800MHz) 및 GSM900(EGSM, 900MHz) 또는 추가로 GSM1900(PCS, Personal Communication System, 1900MHz) 및/또는 GSM850(850MHz)에 맞게 구현된다.
오늘날에는 동세대 또는 상이한 세대의 다수의 이동 무선 시스템(예컨대 GSM, UMTS와 조합됨)을 위해 적합한 다중모드 전송 시스템을 갖는 통신 단말기도 개발되며, 이때 입력측 또는 안테나측에 스위치가 제공되며, 상기 스위치는 상이한 이동 무선 시스템에 할당되는 신호 경로와 교대로 안테나를 연결시킨다. UMTS 전송 방법 - 연속파 신호 전송도 포함함 - 에 따른 작동을 위해서도 설계되는 다중모드 전송 시스템을 갖는 지금까지 공지된 통신 단말기의 경우에는, UMTS 소자들, 특히 2000MHz의 대역 통과 필터가 통상적으로 마이크로파 세라믹 소자를 기반으로 구축된다. 이러한 UMTS 소자들이 프론트엔드 회로 뒤에 연결되며, 이에 상응하는 인터페이스가 매칭 프로그램을 위한 잠재원이며 따라서 예컨대 신호 경로의 길이가 정해지지 않기 때문에 신호 손실도 나타난다.
여기서 프론트엔드 회로란 공통의 안테나를 필터와 연결하고 이러한 필터를 상이한 동작 모드 및 접근 방법을 위한 경우에 따라서는 상이한 신호 처리 경로, 특히 수신 경로용 LNA(Low Noise Amplifier) 또는 송신 경로용 PA(Power Amplifier)와 연결시키며, 접근 방법과 동작 방법 간의 전환을 위해 필요한 스위치를 갖는 통신 단말기의 안테나측 부분을 가리킨다.
다수의 무선 전송 시스템, 특히 이동 무선 시스템은 전송 표준 및 사용된 주파수 대역이 상이할 수 있다(다중모드/다중대역 시스템). 이 경우, 하나의 통신 채널에서 상이한 데이터를 전송하기 위해 상이한 접근 방법(다중 방식), 예컨대 CDMA(Code Division Multiple Access), WCDMA(Wideband CDMA), TDMA(Time Division Multiple Access) 또는 FDMA(Frequency Division Multiple Access)가 이용된다. 또한, UMTS 데이터를 전송할 때 예컨대 TD-CDMA(Time Division Code Division Multiple Access)와 같은 접근 방법의 혼합 형태도 공지되어 있다.
또한, 이러한 상이한 접근 방법은 상이한 이중화(duplex) 방법을 포함할 수 있어서, 송신 데이터 및 수신 데이터를 분리하여, 통신 단말기에서 송신 모드 및 수신 모드를 동시에 달성한다. 이중화 방법으로서 FDD(Frequency Division Duplex) 및 TDD(Time Division Duplex)가 공지되어 있다. 몇몇 표준이 혼합형 FDD/TDD 동작에 의한 이중화 방법을 사용하며, 특히 송신 모드 및 수신 모드에 대해 상이한 주파수 대역들이 제공되지만, 송신 신호 및 수신 신호가 시간적으로 서로 분리되어, 소위 상이한 시간 슬롯으로 송신되거나 수신된다.
혼합형 FDD/TDD 이중화 동작을 갖는 표준에 대해 공지된 다중대역 이동 무선 단말기에서는, 통상적으로 HF 스위치에 의한 송신(TX) 및 수신(RX)을 위한 공통 안테나에 대한 접근이 구현된다. 이 경우, 전송 시스템은 각각 (주파수) 대역쌍을 사용하며, 상기 주파수 대역쌍 내에 송신 및 수신을 위한 주파수들이 배치된다. 하나의 시스템의 대역쌍이 다른 대역들(다른 시스템)로부터 충분히 멀리 떨어지면(보통 대략 1 옥타브), 이러한 대역쌍을 위한 필터 및 신호 처리 경로가 나머지 필터 및 신호 처리 경로로부터 분리되어 임피던스 중립 방식으로(예컨대 다이플렉서에 의해) 연결되어, 공통 안테나와 연결될 수 있다. 통상적으로 다이플렉서의 사용은 주파수 대역들 간의 주파수 간격이 대략 1 옥타브일 경우에, 주파수 대역의 선택 및/또는 상이한 시스템들의 예비 선택을 위해 적합하다. 이 경우, 1 옥타브의 주파수 간격은 주파수의 두 배를 의미한다. 예컨대 1GHz 대역의 시스템 및 2GHz 대역의 시스템은 서로에 대해 1 옥타브 만큼 떨어져 있다. 1GHz 영역이라는 말은 800 내지 1000MHz의 전체 주파수 대역을 의미하며, 2GHz 시스템은 1700 내지 2200MHz에 있는 모든 대역을 포함한다.
제 1 대역쌍에 인접하게 놓인 다른 표준의 대역쌍은 공지된 다중대역 단말기에서 통상적으로 추가의 다이플렉서 회로에 의해 그리고 이러한 다이플렉서 회로 앞에 연결되는 활성 스위치에 의해 프론트엔드 회로의 나머지로부터 분리되어, 특히 다른 대역쌍의 수신 영역과 대역쌍의 송신 영역이 중첩될 때 관련 수신기를 제 1 신호 경로 상의 송신 전력으로부터 보호한다.
이동 무선 장치에서 사용되는 주파수 대역의 개수의 증가는 통상적으로 새로운 칩 세트(chip set)의 개발을 필요로 한다. 칩 세트는 하나 또는 다수의 HF IC로 이루어지고, 상이한 개수의 주파수 대역에 대해 신호 처리(예컨대 송신 신호 생성, 모듈레이션/디모듈레이션, 혼합, 증폭/전력 증폭)를 위해 적합하다.
도 1은 듀얼밴드 칩 세트와 연결될 수 있는 트리플밴드 전송 시스템용 회로를 도시하고,
도 2는 듀얼밴드 칩 세트와 결합될 수 있는 쿼드러플밴드 전송 시스템용 회로를 도시하며,
도 3 및 도 4a는 트리플밴드 칩 세트와 결합될 수 있는 쿼드러플밴드 전송 시스템용 회로를 각각 도시하며,
도 4b 및 도 4c는 도 4a에 도시된 회로의 수신 부분을 구현하기 위한 섹션들을 각각 도시하며,
도 5a는 트리플밴드 칩 세트와 결합될 수 있으며 대칭적으로 형성된 RX 출력부를 갖는 쿼드러플밴드 전송 시스템용 회로를 도시하며,
도 5b는 도 5a에 도시된 회로의 수신 부분을 구현하기 위한 한 섹션을 도시하며,
도 5c, 도 5d 및 도 5e는 트리플밴드 칩 세트와 결합될 수 있으며 대칭적으로 형성된 RX 출력부를 갖는 쿼드러플밴드 전송 시스템용 추가 회로를 각각 도시하며,
도 6은 두 개의 신호 경로 및 상기 신호 경로 앞에 연결된 PIN 다이오드 스위치를 갖는 공지된 회로를 도시하며,
도 7은 두 개의 신호 경로 및 하나의 신호 경로 내에 집적된 PIN 다이오드 스위치를 갖는 회로를 도시하며,
도 8은 두 개의 신호 경로 및 상기 신호 경로 내에 집적된 PIN 다이오드스위치를 갖는 회로를 도시하며,
도 9, 도 10a 및 도 10b는 쿼드러플밴드/듀얼모드 전송 시스템용 회로를 각각 도시하며,
도 11은 트리플밴드/듀얼모드 전송 시스템용 회로를 도시한다.
따라서 본 발명의 목적은 중첩된 주파수 대역을 갖는 다중대역 또는 다중대역/다중모드 무선 전송 시스템에 맞게 설계되고 이미 존재하는 칩 세트와 호환가능한 프론트엔드 회로를 제공하는 것이다.
상기 목적은 본 발명에 따라 청구항 1항, 6항 또는 10항에 따른 프론트엔드 회로에 의해 달성된다. 본 발명의 바람직한 실시예는 종속항에 제시된다.
본 발명은 다중대역 및/또는 다중모드 동작에 맞게 설계되는 통신 단말기용 프론트엔드 회로를 제안한다. 프론트엔드 회로는 병렬로 연장되며 안테나측에 배치되는 스위치에 연결되는 신호 경로를 가지며, 각각의 신호 경로 상에서 혼합형 FDD/TDD 동작 또는 단일한 TDD 동작을 갖는 전송 시스템용 필터가 제공된다. 바람직하게는 수신 경로를 나타내는 적어도 두 개의 신호 경로가 출력측에서 임피던스 중립 상태로 하나의 출력 신호 경로로 통합된다. 임피던스 중립이라는 말은, 출력측 임피던스 매칭이 적어도 하나의 신호 경로 상에 또는 출력측에 배치되는 병렬 분기 상에 제공되어, 상기 임피던스 매칭이 신호 경로의 관통 영역의 용량성 부하를 병렬로 배치되는 신호 경로(들)에 의해 보상하는 것을 의미한다. 두 개의 신호 경로의 임피던스 중립 연결은 예컨대 션트(shunt) 인덕턴스 또는 신호 경로들 중 하나의 신호 경로 상에 배치되는 스트립라인(stripline)을 통해 이루어질 수 있다.
본 발명에 따른 프론트엔드 회로는 하나의 소자 또는 모듈 내에 전체적으로 배치되며, 상기 소자 또는 모듈은 입력측에서는 안테나 단자에 의해 공통 안테나에 연결되고 출력측에서는 HF-IC 또는 다수의 HF-IC(칩 세트)와 연결될 수 있다. 본 발명에 따른 프론트엔드 회로를 갖는 소자는 바람직한 한 실시예에서 안테나 단자측에서 다이플렉서(diplexer)를 포함하고, 상기 다이플렉서는 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터를 가지며 예컨대 1GHz 및 2GHz 신호들을 수동으로 분리시킨다. (인접한) 주파수 대역쌍으로부터의 추가 분리 및 주파수 대역(단일한 TDD에서) 또는 주파수 대역쌍(혼합형 TDD/FDD 방식에서)의 송신 신호 및 수신 신호를 분리하는 것은 활성 회로 소자를 포함하는 HF 스위치에 의해 이루어진다.
본 발명에 따른 프론트엔드 회로는 공지된 프론트엔드 회로에 비해 주어진 주파수 차단 영역 내에서 신호 경로의 특히 적합한 분리에 의해 특징지워지며, 이와 동시에 상이한 주파수 대역에서 수신되는 신호들을 공통 출력 신호 경로 상에서 추가로 처리할 수 있다. 이를 통해, 이동 무선 장치에서 사용되는 주파수 대역의 개수가 증가될 경우에도 이미 존재하는 칩 세트가 사용될 수 있다. 또한, 신호 경로를 결합하는 것은 프론트엔드 회로와 그 뒤에 연결되는 칩 세트 사이의 인터페이스의 공간을 절약하기 위한 특별한 조치이다.
본 발명에 따른 프론트엔드 회로는 상이한 주파수 대역의 중첩시 신호 경로, 특히 수신 경로 및 송신 경로의 서로 간의 분리를 보장한다.
본 발명의 또 다른 변형예에서는, 다중모드 또는 다중대역/다중모드 전송 시스템을 갖는 통신 단말기를 위한 프론트엔드 회로가 제공된다. 프론트엔드 회로는 병렬로 연장되고 입력측에 배치되는 스위치에 연결되는 신호 경로를 가지며, 각각의 신호 경로 상에 필터가 배치된다. 입력측에 안테나 단자가 제공된다. 스위치 앞 또는 뒤에 다이플렉서가 연결된다. 신호 경로들 중 하나의 신호 경로가 주파수 분할 다중 접속 방식(FDMA) 및 주파수 분할 이중화 방식(FDD)을 갖는 제 1 이동 무선 시스템에 할당되고, 이때 연속파 전송을 위한 제 1 이동 무선 시스템이 형성된다. 이러한 신호 경로 상에는 듀플렉서(duplexer)가 배치되고, 상기 듀플렉서는 수신 부분 및 스위치 뒤에 배치되는 송신 부분을 갖는다. 언급한 신호 경로와 일치하지 않는 신호 경로들 중 적어도 두 개의 신호 경로가 시분할 다중 접속 방식(TDMA) 및 시분할 이중화 방식(TDD)을 갖는 제 2 이동 무선 시스템에 할당된다. 신호 경로는 본 발명의 다른 한 변형예에 따르면 혼합형 TDD/FDD 방식을 갖는 이동 무선 시스템에 할당될 수 있다. 프론트엔드 회로의 모든 언급된 소자들이 하나의 모듈 내에 집적된다.
프론트엔드 회로의 모든 소자들이 하나의 모듈 내에 집적됨으로써 회로의 매우 안정적인 전송 특성이 달성되며, 이는 지금까지 공지된 다중모드 및 다중대역/다중모드 통신 장치에서는 단지 제한적으로만 가능한 것이었다.
또 다른 바람직한 변형예에서는, 본 발명에 따른 프론트엔드 회로가 서로 병렬로 연장되고 입력부에 연결되는 신호 경로를 가지며, 각각의 신호 경로 상에서 입력측에서는 임피던스 변환 네트워크가 배치되고, 출력측에는 필터가 배치된다. 입력측에 안테나 단자가 제공되고, 상기 안테나 단자는 안테나와 직접 연결되거나 안테나측 부분 회로에 의해 연결될 수 있다. 임피던스 변환 네트워크와 필터 사이의 적어도 하나의 신호 경로 상에서 병렬 분기가 연결되며, 상기 병렬 분기 내에 주파수 차단 영역 내에서 신호 경로를 차단하기 위한 회로가 제공된다.
신호 경로는 바람직하게 서로 무관한 프론트엔드 회로의 수신 경로이다. 주파수 차단 영역은 예컨대 제 1 주파수 대역의 수신 영역과 제 2 주파수 대역의 송신 영역 사이의 중첩 영역일 수 있다.
이러한 실시예는 프론트엔드 회로의 공지된 기능 블록에 비해, 임피던스 변환 네트워크가 공통 수신 경로 상의 입력측 배치 대신에 신호 경로 상의 스위치 배치에 의해 특히 공간절약적으로 형성될 수 있다는 장점이 있으며, 이에 대해서는 뒤에 더 자세히 설명할 것이다.
실시예들 및 실시예에 속한 도면을 참고로 본 발명을 더 자세히 살펴보면 아래와 같다. 도 1 내지 도 11은 전체적으로 또는 부분적으로 본 발명에 따른 상이한 프론트엔드 회로를 도시한다.
도 1은 듀얼밴드 칩 세트와 연결될 수 있는 트리플밴드 시스템(예컨대 EGSM/DCS/PCS)을 위한 본 발명에 따른 회로를 도시한다. 안테나 단자(A)에 연결될 수 있는 안테나에 의해 전기 신호들이 전송된다. 안테나 단자에는 다이플렉서가 배치되며, 상기 다이플렉서는 이 실시예에서 고역 통과 필터(HD) 및 저역 통과 필터(LD)로 이루어진다. 상기 필터(HD 및 LD)는 대략 1 옥타브 정도 차이가 나는 신호들, 예컨대 한편으로는 EGSM 신호들 그리고 다른 한편으로는 DCS 및 PCS 신호들 또는 적합한 주파수 대역들을 분리한다.
필터(HD 및 LD) 뒤에 각각 HF 스위치(S1, S2)가 연결된다. 스위치(S1, S2)에 의해 신호 경로(TX1)(여기서는 DCS 및 PCS 주파수 대역에서 전송되기 위한 전송 경로), RX11 및 RX12(여기서는 DCS 또는 PCS 주파수 대역에서 수신되기 위한 수신 경로)가 단일한 TDD 방식 또는 TDD/FDD 혼합 방식으로 교대로 안테나 다이플렉서와 연결되고 그 뒤에 안테나와 추가로 연결될 수 있다. 두 개 또는 그 이상의 밴드에서 전송되기에 적합한 전송 경로(TX1) 상에 전송 필터(LTX1)가 배치된다. 스위치(S1)의 스위치 지점(3)에서 신호 경로(TX1)가 저역 통과 필터(LTX1)에 의해 안테나 다이플렉서의 고역 통과 필터(HD)와 연결된다. 대역 통과 필터(F11)가 배치되어 있는 수신 경로(RX11)는 스위치(S1)의 스위치 지점(2)에 의해 그리고 수신 필터(F12)가 배치되어 있는 수신 경로(RX12)는 스위치 지점(1)에 의해 안테나 다이플렉서의 고역 통과 필터(HD)와 연결된다. 스위치(S2)는 안테나 다이플렉서의 저역 통과 필터(LD)를 교대 방식으로, 스위치 지점(2')에서는 송신 필터(LTX2)가 배치되어 있는 송신 경로(TX2)와 연결시키고 스위치 지점(1')에서는 수신 필터(F2)가 배치되어 있는 수신 경로(RX2)와 연결시킨다. 신호 경로(TX2 및 RX2)는 예컨대 EGSM 주파수 대역으로 신호를 전송하기 위해 적합하게 설계될 수 있다.
다이플렉서에 의해 주파수에 따라 서로 분리되는 신호 경로들이 기본적으로 적합한 주파수 대역에서 동시에 신호를 전송하기 위해 사용될 수 있다. 이와 반대로, 활성 스위치는 상이한 신호 경로들 사이의 상이한 위치에서 전환되어서, 공통 안테나에 의해 동시에 신호를 전송하는 것은 불가능하다.
신호 경로(RX11, RX12)는 출력측에서 임피던스 중립 방식으로 결합되어 공통 수신 경로(RX1)를 형성하며, 따라서 수신 필터(F11 및 F12)가 관통 영역에서는 서로에 대해 부하를 받지 않는다. 단지 두 개 이상의 수신 경로도 출력측에서 임피던스 중립 방식으로 결합될 수 있으며, 상기 수신 경로의 임피던스가 관통 영역에서 예컨대 매칭 네트워크에 의해 서로 매칭된다. 이 경우, 매칭 네트워크는 수신 경로들(RX11, RX12 또는 RX1) 중 적어도 하나의 수신 경로 상에 또는 RX1에 연결되는 병렬 분기 내에 배치될 수 있다. (예컨대 도 2에 도시된 바와 같이 매칭 요소들을 포함하는 필터(F21 및 F22)와 같은)다수의 필터가 소자(모듈) 내에 집적되도록 구현될 수 있는 또 다른 가능성이 존재한다.
도 1에 도시된 회로는 트리플밴드 프론트엔드 회로를 나타낸다. 수신 경로(여기서는 수신 경로(RX12 및 RX12)의 본 발명에 따른 결합에 의해, 이러한 회로가 듀얼밴드 칩 세트와 연결될 수 있다. 이는 신호 처리 회로 소자의 개수를 감축시키고, 따라서 증폭기에 전력을 공급하기 위한 공간 및 전력 소비가 절약된다.
원하지 않는 고조파로부터 송신 신호를 분리시키기 위해, 송신 필터(LTX1, LTX2)는 저역 통과 필터로 형성된다. 저역 통과 필터는 특히 송신 필터 내에서, 적은 삽입 손실에 의해 대역 통과 필터 또는 듀플렉서로 작동될 수 있다는 장점이 있다. 수신 필터(F11, F12 및 F2)는 바람직하게 대역 통과 필터로 형성되며, 상기 대역 통과 필터는 적어도 적합한 수신 대역에 대해 요구되는 대역 폭을 갖는다.
송신 필터 및 수신 필터는 임의의 필터 기술로 형성될 수 있으며, 이때 회로 내에서 상이한 필터 기술들이 사용될 수도 있다. 회로는 예컨대 표면파 필터, 마이크로파 세라믹 필터, FBAR(FBAR=Thin Film Bulk Acoustic Wave Resonator) 필터, 스트립라인(stripline) 필터, Chip LC 필터 또는 이러한 필터 기술들의 결합에 의해서도 구현될 수 있다.
FBAR 기반 필터는 특히 적은 삽입 손실 및 크기가 작을 경우에는 높은 성능 호환성을 갖는다. 따라서 이러한 필터는 프론트엔드 모듈 내 집적을 위해 특히 적합하다.
인가되는 고주파 신호에 대한 간섭없이 그리고 시간 슬롯을 위해 필요한 소정의 속도(5㎲ 미만의 스위칭 시간)로 스위칭될 수 있는 모든 스위치가 HF 스위치(S1, S2)로서 적합하다. 스위치(S1, S2)는 예컨대 핀 다이오드를 포함하거나, 이에 대한 대안으로서 MEMS(microelectromechanical system)- 또는 GaAs 스위치로 형성될 수 있다.
다이오드스위치는 기능에 있어서 10mA 이하의 스위칭 전력을 필요로 하며, 상기 스위칭 전력은 적합한 축적 전력에 의해 이동 전화의 최대 응답 시간에 부정적인 영향을 미치며, 그러나 적합한 연결 토폴러지에 의해 이러한 전력 소비는 주로 송신 모드에서만 나타난다. 이에 대한 대안으로서 사용될 수 있는 GaAs 스위치는 전압 제어형 스위치이며, 이러한 전압 제어형 스위치는 전력에 의해서가 아니라 전압에 의해 스위칭되어서 최소 전력 소비를 나타낸다는 장점이 있다.
이 경우, 전체 프론트엔드 회로는 하나의 모듈 내에 집적될 수 있다. 예컨대 인덕턴스, 커패시턴스 및/또는 전력 섹션과 같은 수동 회로 소자들이 다층 지지 기판의 금속화 평면 상에 구현될 수 있다. 대개 수동 소자들로 구성된 다이플렉서가 지지 기판 내에 집적될 수도 있다. 지지 기판은 금속화 평면 사이에 배치되는 다수의 유전체 층, 바람직하게는 저온 소성 세라믹(Low Temperature Cofired Ceramics)을 포함한다. 다이오드, 필터, 경우에 따라서는 능동 회로 소자들 또는 부분적으로는 수동 회로 소자들이 개별 소자들로 형성되어, 지지 기판의 표면 상에 배치될 수 있다.
스위치(S1, S2), 송신 경로 상에 배치되는 저역 통과 필터(LTX1, LTX2), 수신 경로 상에 배치되는 대역 통과 필터(F21, F22) 및 안테나 다이플렉서(LD, HD)는 바람직하게는 각각 개별 소자들로 형성된다. 이 경우, 이러한 소자들, 예컨대 안테나 다이플렉서 및 스위치, 다수의 스위치 및/또는 다수의 필터가 하나의 개별 소자 내에서 임의로 결합될 수 있다. 이 경우에도, 개별 필터가 Chip LC 필터로 형성되고 세라믹 기판의 유전체 층, 예컨대 모듈을 위해 사용되는 지지 기판 내에 직접 집적될 수도 있다. 이에 대한 대안으로서, 수동 회로 소자들, 예컨대 필터(LTX1, LTX2) 및 안테나 다이플렉서(LD, HD)가 지지 기판 내에 집적될 수 있다.
개별 소자는 표면 장착 기술(예컨대 와이어본드, 표면 실장 장치, 플립칩, 베어 다이(bare die) 장착)에 의해 지지 기판과 전기/기계적으로 연결될 수 있다.
본 명세서에서 언급되는 수신 경로 또는 송신 경로는 일반적으로 신호 전송 또는 데이터 전송을 위한 신호 경로를 나타낼 수 있다.
도 2는 본 발명에 따른 회로의 또 다른 실시예를 도시한다. 이러한 경우, 안테나 다이플렉서에 의해 분리되는 두 개의 신호 경로가 실질적으로 동일하게 형성된다. 스위치(S2)는 경로들(RX22)(GSM850 수신 경로), RX21(EGSM 수신 경로) 및 TX2(GSM850/EGSM 송신 경로) 사이의 스위치 지점들(1', 2', 3') 내에서 전환된다. 예컨대 GSM850 밴드용으로 설계되는 수신 경로(RX21) 상에 수신 필터(F21)가 배치된다. 예컨대 EGSM 밴드용으로 설계되는 추가의 수신 경로(RX22) 상에 수신 필터(F22)가 배치된다. 신호 경로(RX21 및 RX22)는 출력부에서 임피던스 중립 방식으로 연결되어, 공통의 신호 경로(RX2)를 형성한다. 이에 상응하는 방식으로 스위치(S1)는 신호 경로(RX11(DCS-수신 경로)), RX12(PCS 수신 경로) 및 TX1(DCS/PCS 송신 경로) 사이의 스위치 지점(1, 2, 3) 내에서 전환된다. 신호 경로(RX11 및 RX12)는 출력부에서 임피던스 중립 방식으로 연결되어, 공통의 신호 경로(RX1)를 형성한다.
여기서, 수신 경로로 설계되는 신호 경로(RX11, RX12, RX21, RX22)가 상이한 이동 무선 시스템(예컨대 GSM/UMTS)에 할당되며, 송신 경로로 설계되는 신호 경로들(TX1 및 TX2) 중 각각 하나의 신호 경로에 의해 각 동작 모드에 따라 다수의 이동 무선 시스템으로부터 송신 신호들(DCS/UMTS 송신 신호들)이 전송될 수 있다.
특히 각각 상이한 이동 무선 시스템에 할당되는 다수의 수신 경로가 결합될 수 있는데, 이때 주파수 대역들은 크게 차이 나지 않는다(예컨대 1900MHz의 PCS 및 2000MHz의 UMTS).
도 2에 도시된 회로는 GSM 시스템의 GSM850/EGSM/DCS/PCS 밴드용 쿼드러플밴드 프론트엔드 회로이다. 수신 경로의 본 발명에 따른 결합에 의해, 이러한 회로가 듀얼밴드 칩 세트와 연결될 수 있다.
도 3에 도시된 본 발명의 또 다른 변형예에서, 스위치(S1)는 단지 두 개의 스위치 지점들을 가지며, (공통의 DCS/PCS) 송신 경로(TX1)와 입력측에 결합되는 수신 경로(RX1a)(예컨대 DCS) 및 RX1b(예컨대 PCS) 사이에 연결된다. 스위치(S2)는 도 2에 따른 실시예에서의 스위치(S2)와 유사하게 신호 경로(RX2 및 TX2)와 연결된다. 이러한 쿼드러플밴드 회로는 트리플밴드 칩 세트와 연결될 수 있다.
수신 경로(RX1b, RX1b) 상에 배치되는 필터(F11, F12)는 고역 통과 필터(HD)로부터 나온 수신 신호들로부터 두 개의 주파수 대역을 수동 분리하기 위해 다이플렉서를 함께 형성한다. 스위치(S1)의 전환은 도 6 내지 도 8과 관련하여 뒤에 설명할 것이다.
안테나측으로부터 경로들(RX1a, RX1b) 상으로 신호를 분할하는 것은 필터의 관통 영역 내에서 병렬 배치된 신호 경로 상의 이러한 주파수 영역 내에서 나타나는 필터 차단 효과에 의해 이루어진다.
도 4a에 도시된 회로는 신호 경로(RX2) 상에 반전기(S3)가 제공되는 점에 있어서 도 3과 구별되며, 상기 반전기는 적합한 주파수 대역과 연결되는 송신 모드 상에서 수신 경로(RX21, RX22)를 접지와 단락시켜서, 송신 모드에서, 특히 주파수 대역의 수신 영역이 그 다음 주파수 대역의 송신 영역과 중첩될 때 TX/RX 분리가 더욱 개선될 수 있다.
도 4a에 개략적으로 도시된 회로의 구현은 위치(A1)(안테나 단자)와 도 4b의 수신 경로(RX2) 사이에서 섹션별로 제공된다. 스위치(S2)의 대응하는 부분이 다이오드(D1 및 D2)에 의해 진동 회로와 조합하여, 소자들(C1, L1 및 C2, L2)에 의해 형성되는 방식으로 구현된다. 다이오드(D1)와 직렬로 연결되는 인덕턴스(L1)는 HF 신호가 동시에 차단될 때 상기 인덕턴스에 제어 전압을 인가할 때 다이오드(D1)에 전력을 공급하기 위해 사용된다.
스위치(S3)는 다이오드(D3) 및 소자들(L3, C3)을 포함한다. 송신 모드에서 다이오드(D3)에 제어 전압(Vc1)이 인가된다. 소자(D3)의 공급 인덕턴스 및 그 결과 야기되는 병렬 회로(L3 및 C3)의 커패시턴스가 함께 직렬 진동 회로를 형성하며, 상기 직렬 진동 회로의 공진 주파수가 적합한 송신 주파수와 일치한다. 소자들(L6 및 R2)는 직류 전류 경로의 HF 디커플링을 위해 또는 다이오드를 위해 필요한 직류 전압 작동 지점의 조절을 위해 사용된다. 이러한 송신 모드에서 바람직하게는 다이오드(D1)에 동시에 전력을 공급되어서, 수신 필터(F22)가 높은 전력 레벨의 송신 신호로부터 보호된다. 수신 필터(F22) 앞의 접지에 대한 단락이 지연 라인(TL), 바람직하게는 λ/4 스트립라인에 의해 위치(A1)에서 개방 단부로 변환된다. 그러나 지연 라인(TL)은 등가 회로에 의해 대체될 수도 있으며, 상기 등가 회로는 언급한 임피던스 변환을 충족시킨다.
다이오드(D2)는 수신 모드를 제외한 모든 동작 모드에서 수신 필터(F21)를 보호하기 위해 차단 모드로 존재하고 경로(TX2) 상의 송신 모드 및 경로(RX22) 상의 수신 모드에서 L2 및 C2와 함께 차단 회로를 형성한다. 수신 경로(RX21)(예컨대 GSM850)에 상응하는 주파수 대역의 수신 모드에서는, 제어 전압(Vc)이 소자들(L4, C4 및 R1)에 의해 형성되는 진동 회로에 의해 다이오드(D2)에 인가된다. 이 경우, 다이오드(D1)에도 전력이 공급되며, 이러한 방식으로 수신 경로(RX22)가 수신 경로(RX21)의 관통 영역 내에서 차단된다. 소자들(C4 및 L4)에 의해 형성되는 진동 회로는 직류 제어 경로의 HF 디커플링을 위해 사용된다. R1은 직류 작동 지점을 조절하기 위해 사용된다.
인덕턴스(L5)는 필터(F21)의 관통 영역 내에서 필터(F22)의 출력 임피던스를 매칭시키기 위해 사용된다. 스트립라인(TL2)은 인덕턴스(L5)와 함께 필터(F22)의 관통 영역 내에서 F21의 출력 임피던스를 매칭시키기 위해 사용된다. 라인(TL2)은 필터(F21)로부터 나온 신호의 위상 회전을 야기한다. 라인(TL2)의 길이는 필터(F22)의 관통 영역 내에서 필터(F21)의 출력 임피던스가 적어도 무부하 상태로 회전하도록 선택된다.
도 4c에 도시된 본 발명의 변형예에서는, 다이오드(D3) 및 소자들(L3 및 C3)을 포함하는 스위치가 대안적으로 신호 경로(여기서는 수신 경로(RX21)) 상에 배치될 수 있다. 이 경우, 수신 경로(RX21)가 경로(TX2)와 중첩되는 부분 주파수 영역을 가지며, 경로(RX22)는 다른 밴드들과 중첩되는 부분 주파수 영역을 갖지 않는다. 제어 전압(Vc1)에 의해 다이오드(D3)가 전환될 때 신호 경로(RX22)의 DC 디커플링은 커패시턴스(C5)에 의해 구현된다. 커패시턴스(C5)를 포함하는 라인(TL2)이 필터(F21)의 출력부에서 매칭 네트워크를 형성한다. 이와 마찬가지로, 인덕턴스(L5) 및 커패시턴스(C6)가 신호 경로의 출력 임피던스의 매칭을 위해 사용된다.
도 5a에는 본 발명의 또 다른 바람직한 변형예들이 도시되는데, 여기서는 수신 경로들(RX21, RX22) 간의 분리를 증가시키기 위해 수신 경로(RX21) 상에 배치되는 스위치(S3)가 제공된다. 여기서 공통 신호 경로(RX2)는 대칭적으로 형성되며, 이때 공통 신호 경로 상에 신호 경로(RX21, RX22)의 결합 직후에 매칭 네트워크(AN)가 배치되며, 상기 매칭 네트워크(AN)는 출력 임피던스의 매칭을 위해 사용되고, 신호 경로 상에서 직렬로 또는 병렬로 연결되는 LC 소자들 및/또는 라인 섹션들을 포함한다. 매칭 네트워크(AN) 뒤에 발룬(BA)이 연결되고, 상기 발룬은 신호 대칭을 수행한다. 발룬(BA)은 이와 동시에 임피던스 변환, 예컨대 50옴에서 150옴으로의 변환을 수행할 수 있다. 발룬 뒤에 추가의 소자들, 예컨대 직렬 커패시턴스가 연결될 수 있으며, 상기 직렬 커패시턴스는 출력 신호의 DC 디커플링을 위해 사용된다.
도 5b에는 도 5a에 따른 회로의 구현이 섹션별로 도시된다. 스위치(S2)와 경로(RX21, RX22)의 연결은 도 4b에 도시된 바와 같이 소자들(D1, C1, L1 또는 D2, L2, C2)에 의해 구현된다. 라인(TL)의 기능은 도 4b에서도 설명된다. 다이오드(D2 및 D1)를 위한 제어 전압이 제어 전압(Vc), 저항(R1) 및 인덕턴스(L4)에 의해 조절되고, 이와 동시에 다이오드(D2 및 D1)를 도통시키며, 이때 다이오드(D1)는 접지에 대한 단락을 생성하고, 필터(F22)는 필터(F21)의 관통 영역에서 차단된다. 소자들(L4 및 C4)은 공진 차단 회로를 형성하며, 상기 공진 차단 회로는 예컨대 필터(F21)의 관통 영역 내에서 차단된다. 다이오드(D3)를 위한 제어 전압은 저항(R2)에 의해 조절된다. 인덕턴스(L6)는 HF 신호를 위한 신호 경로를 차단한다. 인덕턴스(L6)는 HF 신호를 위한 신호 경로를 차단한다. 다이오드(D3)는 제어 전압(Vc)이 수신 경로(RX21)의 수신 모드에서(필터(F21)의 관통 영역에서) 인가될 경우에만 신호를 통과시킨다.
필터(F21)의 출력부에 배치되는 인덕턴스(L7)는 소자들(D3, C3 및 L3)과 함께 출력측에서 신호 경로(RX21) 내에 배치되는 매칭 네트워크를 형성하며, 상기 매칭 네트워크는 필터(F22)의 관통 영역에서(특히 다이오드(D3)가 차단된 상태일 때 수신 경로(RX22) 상의 동작 모드에서) 신호 경로(RX21) 또는 필터(F21)의 높은 출력 임피던스를 보장한다. 인덕턴스(L5)는 출력 신호 경로 상에서 병렬 분기 내에 배치되고 매칭 네트워크(AN)에 상응한다. 상기 인덕턴스는 이와 동시에 제어 전압(Vc)이 다이오드(D3)에 인가될 때 접지에 대한 직류-역경로로서 사용된다. 발룬(BA) 앞에 배치되는 커패시턴스(C5)는 출력 신호의 DC 부분을 디커플링한다. 발룬(BA)은 두 개의 병렬로 배치된 LC 회로에 의해 형성된다.
도 5c 및 도 5d는 대칭적으로 형성되는 RX 출력부(RX2)를 갖는 쿼드러플밴드 시스템을 위한 추가 회로를 도시하며, 상기 추가 회로는 트리플밴드 칩 세트와 결합될 수 있다. 이러한 변형예에서, 필터(F21, F22)가 고유 필터 기능과 함께 발룬 기능도 충족시킨다. 따라서 경로의 결합 전에 신호 대칭이 이루어진다.
도 5c에 도시된 바와 같이, 매칭 네트워크(AN)는 신호 경로(RX2)의 신호 라인들 사이의 병렬 분기 상에 배치될 수 있다(차동 매칭 네트워크).
도 5d에서는 각각의 매칭 네트워크(AN1 및 AN2)가 신호 경로(RX2)의 두 개의 신호 라인 내에 배치된다. 매칭 네트워크(AN1 및 AN2)는 접지에 관련된 매칭 네트워크로서 각각 형성될 수 있고 소위 대칭 매칭 네트워크를 함께 형성할 수 있다.
이에 대한 대안으로서, 매칭 네트워크는 대칭적으로 형성되는 신호 경로(RX21 및 RX22)의 신호 라인 상에서 출력측으로 이러한 신호 경로의 결합 앞에 배치될 수도 있다. 또한, 여기에 제시된 가능성들의 임의의 조합들이 가능하다. 도 5d에 도시된 바와 같이, 매칭 네트워크(AN1 및/또는 AN2)는 신호 라인과 병렬로 연결된, 바람직하게는 접지에 관련된 인덕턴스로 형성되고 그리고 매칭 네트워크(AN, AN1 및/또는 AN2)는 하나의 신호 라인 상에서 직렬로 연결되는 인덕턴스로 형성될 수 있다. 여기에 제시된 인덕턴스 대신에, 매칭 네트워크가 인덕턴스, 커패시턴스 및/또는 라인 섹션들의 임의의 연결을 포함할 수 있으며, 이때 대칭 π 회로 또는 T 회로가 바람직하다.
도 5e는 본 발명의 또 다른 변형예를 섹션별로 도시한다. 이 변형예에서 안테나 단자(A1)에는 수신 경로(RX21, RX22)에 대해 병렬로 송신 경로(TX2)도 배치된다. 송신 경로(TX2)는 수신 동작 모드에서 다이오드(D4)에 의해 차단되며, 상기 다이오드(D4)는 다이오드(D1 및 D2)와 더불어 스위치(S2)의 일부를 구현한다. 송신 모드에서 다이오드(D4)는 제어 전압(Vc1)에 의해 작동된다(도 2의 스위치(S2)의 위치(3')에 상응함). 인덕턴스(L9)는 HF 신호 경로(TX2)의 직류 회로를 디커플링한다. 소자들(C5, C6, L8 및 C8)은 저역 통과 필터(LTX2)의 실시예이며, 상기 저역 통과 필터(LTX2)는 송신 신호의 고조파의 억제를 위해 사용된다. 저항(R3)은 제어 전압의 조절을 위해 사용된다. 여기서 커패시턴스(C3)는 한편으로는 제어 전압(Vc1)을 다이오드(D2)로부터 DC 디커플링하기 위해 그리고 다른 한편으로는 다이오드(D3)로부터 제어 전압(Vc)을 DC 디커플링하기 위해 사용된다.
신호 경로(RX22)의 대칭 단부에 배치되는 인덕턴스(L5 및 L6)는 매칭 네트워크(AN1 및 AN2)에 상응한다.
이 경우, 주파수 밴드들이 부분적으로 중첩되고, 예컨대 주파수 대역의 송신 영역이 그 다음 주파수 대역의 수신 영역과 부분적으로 중첩된다(이는 예컨대 1850 내지 1910MHz의 PCS 송신 영역 및 1805 내지 1880MHz의 DCS 수신 영역에 관련됨). 이 경우 중첩 영역 내에서 (DCS 수신 경로 내에 배치되는) 수신 필터의 분리가 다른 주파수 대역의 송신 전력에 대해 주어지지 않기 때문에, 이에 상응하는 수신 경로(DCS)가 임계적인 중첩 영역 내에서 능동적으로 차단되어야 한다. DCS 송신 신호를 위한 1710 내지 1785MHz의 송신 영역도 두 개의 수신 경로를 위한 주파수 차단 영역으로서 형성되어야 한다. 공통 신호 경로 상에서 GSM(850MHz) 및 EGSM 신호들이 전송될 경우에도 중첩 영역들이 존재한다. 예기치 않은 간섭들이 다중대역 전송 시스템에서도 나타나는데, 상기 다중대역 전송 시스템은 예컨대 GSM, UMTS 및 WLAN의 신호들을 서로 분리해야만 한다.
제한된 주파수 범위 내에서, 예컨대 송신 영역 내에서 두 개 또는 그 이상의 입력측에서 위치(B)에서 결합되는 수신 경로가 예컨대 도 3의 수신 경로(RX1a, RX1b)의 배치에 상응하여 차단될 수 있는 공지된 가능성이 도 6에 도시된다.
도 6은 입력측에서 위치(B)에 결합되는 두 개의 병렬 신호 경로(C 및 D)를 도시하며, 각각의 신호 경로 상에서 출력측으로 필터(F21, F22)가 연결되고 입력측으로 임피던스 변환 네트워크(IT1, IT2)가 연결된다. 임피던스 변환 네트워크(IT1, IT2)는 다른 필터의 관통 영역을 위해 뒤에 연결되는 필터의 입력 임피던스를 고저항 영역으로 변환시키고 이러한 주파수 영역에서 상응하는 신호 경로를 차단하기 위해서 각각 사용된다. 임피던스 변환 네트워크는 인덕턴스, 커패시턴스 및 라인 섹션의 적합한 결합을 포함한다.
위치(B) 상에 신호 경로들을 분할하기 전에, 병렬 분기 내에서 (능동) 스위치가 제공되고, 상기 (능동) 스위치는 다이오드(D1), 커패시턴스(C1), 인덕턴스(L1) 및 임피던스 변환 네트워크(IT3)에 의해 형성된다. 제어 전압을 다이오드(D1)에 인가할 때(예컨대 송신 영역에서) 이러한 다이오드가 도통되어서, 위치(B) 상에서 접지에 대한 단락을 생성하며, 상기 단락은 신호 경로(C, D)를 차단하고 공개 단부에 대한 상응하는 주파수 차단 영역의 위치(A1) 상에서 임피던스 변환 네트워크(IT3)에 의해 변환된다.
임피던스 변환 네트워크(IT3)는 바람직하게 λ/4 라인으로 형성되며, λ/4의 라인 길이는 송신 주파수에서의 라인 길이이다. 임피던스 변환 네트워크(IT1)는 통상적으로 하나의 라인을 포함하며, 상기 라인의 길이는 파장으로 측정할 때 λ/4를 약간 초과한다. 따라서 도 6에 도시된 기능 블록은 신호 경로 당 전체 라인 길이가 적어도 λ/2의 값을 가지므로, 이에 상응하는 높은 신호 손실 및 높은 공간 필요성이 요구되는 단점이 있다.
본 발명에 따르면, 병렬 분기를 이러한 스위치와 함께 신호 경로(도 7의 신호 경로(D)) 상에서 또는 다수의 신호 경로(C, D)(도 8) 상에서 차단될 필터(F22, F21) 앞의 위치(B1, B2)에 각각 배치시키거나 분기시키는 대안예가 제공된다.
송신 모드일 때 병렬 분기 내 다이오드(D1)에 또는 두 개의 다이오드(D1, D2)(도 8)에 동시에 제어 전압이 인가되고, 위치(B1 및 B2)에서 접지에 대한 단락이 생성된다. 핀 다이오드(D1)와 직렬로 인덕턴스(L1)가 연결되고, 상기 인덕턴스(L1)는 핀 다이오드(D1)와 함께 직류 경로를 형성한다. 인덕턴스(L1)와 병렬로 그리고 핀 다이오드(D1)와 직렬로 커패시턴스(C1)가 연결된다. 제어 전압의 인가시 작은 인덕턴스로 작용하는 도통된 다이오드(D1)가 단락시 형성되고, 커패시턴스(C1)가 직렬 회로 또는 흡입 회로를 형성하며, 상기 직렬 회로 또는 흡입 회로의 공진 주파수가 주파수 차단 영역의 적어도 하나의 주파수(송신 주파수)와 일치하며, 이때 상기 흡입 회로는 매우 잘 전도된다. 임피던스 변환 네트워크(IT1, IT2)는 위치(A1) 상의 개방 단부로 단락을 변환시키기 위해 사용된다.
도 8에 도시된 회로에서는, 병렬 분기들과 필터(F21, F22) 사이에 각각 추가의 매칭 네트워크(IT1a, IT2a)가 배치된다. 이 경우, 필터(F21, F22)의 입력 임피던스가 매칭된다. 매칭 네트워크는 예컨대 필터(F21 또는 F22) 앞에 연결되는 직렬 인덕턴스 또는 션트 인덕턴스로서 또는 LC 소자들의 임의의 결합 형태로서 제공될 수 있다. 도 8의 소자들(L2 및 C2)의 기능 방식은 소자들(L1 및 C1)의 기능 방식에 상응한다.
신호 경로(C 및 D)는 바람직하게는 각각 수신 경로로 형성된다.
도통된 다이오드(D1)는 예컨대 필터(F22)의 관통 영역에서 필터(F21)를 차단할 수도 있다. 도통된 다이오드(D2)는 필터(F22)와 유사하게 필터(F21)의 관통 영역에서 차단될 수 있다. 바람직한 변형예에서는, 두 개의 다이오드가 주파수 차단 영역(특히 주파수 대역 중 하나의 송신 영역에서)에서 작동되어서, 송신 신호로부터 필터(F21, F22)를 보호한다.
도 7 또는 도 8에 따른 스위치의 실시예에서, 도 6에 도시된 입력측에 배치된 임피던스 변환 네트워크(IT3)는 생략된다. 따라서 신호 경로 당 전체 라인 길이는 도 6과 비교해 볼 때 최대 절반의 길이이며, 이는 특히 비용 절약적이고 손실이 적은 조치이다.
신호 경로를 분할하기 전 입력측에 스위치를 배치시키는 대신에 신호 경로의 병렬 분기 내에 스위치(S1)를 배치시키는 것은, 필터가 병렬로 연장되는 신호 경로상에서 임피던스 변환 네트워크와 함께 차단 영역에서 우수한 분리를 보장하는 것이 전제가 된 경우에 달성된다.
도 6 내지 도 8에 도시된 회로는 공통의 기판 상에서 상이한 기술들을 기반으로 수행되는 개별 소자들로 구현될 수 있다.
도 9는 쿼드러플밴드/듀얼모드 시스템의 프론트엔드 회로를 도시하며, 상기 쿼드러플밴드/듀얼모드 시스템은 예컨대 트리플밴드-GSM(EGSM, DCS, PCS) 모드 및 UMTS 모드로 동작된다.
안테나측에 배치되고 도 1에 이미 도시된 다이플렉서는 안테나로부터 나온 신호들을 주파수에 따라 분리시킨다.
신호 경로(TX1/RX1)는 주파수 분할 다중 접속 방식 및 주파수 분할 이중화 방식을 갖는 제 1 이동 무선 시스템, 바람직하게는 연속파 모드로 전송되는 시스템, 예컨대 UMTS 시스템(2000MHz)에 할당된다. 이 경우, 제 1 이동 무선 시스템은 특히 연속파 전송을 위해 형성된다. 이러한 신호 경로 상에서 듀플렉서(DU)가 배치되고, 상기 듀플렉서(DU)는 수신 부분 및 송신 부분을 가지며, 상기 송신 부분 및 수신 부분은 본 발명의 변형예에서 스위치(S1) 뒤에 연결된다. 듀플렉서의 송신 부분 및 수신 부분에서 각각 대역 통과 필터(F12 또는 F11)가 배치되며, 이러한 필터의 주파수 대역은 중첩되지 않고 나란히 배치된다.
신호 경로들(TX2, RX2a, RX2b, RX3 및 TX3)은 시분할 다중 접속 방식 및 시분할 이중화 방식을 갖는 제 2 이동 무선 시스템, 예컨대 3개의 주파수 대역을 갖는 GSM 시스템에 할당된다. 이 경우, 신호 경로(TX2)는 제 1 주파수 대역(PCS, 1900MHz) 및 제 2 주파수 대역(DCS, 1800MHz)을 위한 송신 경로로 사용된다. 송신 경로(TX3)는 제 3 주파수 대역(EGSM, 900MHz)을 위한 송신 경로로 사용된다. 신호 경로(RX2a, RX2b 및 RX3)는 각각 제 1 주파수 대역, 제 2 주파수 대역 또는 제 3 주파수 대역을 위한 수신 경로로 설계된다.
다이플렉서는 다른 주파수 대역의 신호들로부터 제 2 이동 무선 시스템의 제 3 주파수 대역의 신호들(EGSM 신호들)을 분리한다. 저역 통과 필터(LD) 뒤에 연결되는 스위치(S2)는 신호 경로들(RX3 및 TX3) 사이에서 TDD를 도통한다. 스위치(S1)는 각각의 동작 모드에 따라 제 1 이동 무선 시스템의 신호 경로(TX1, RX1)(UMTS 경로) 또는 제 2 이동 무선 시스템(GSM 경로)의 신호 경로(TX2, RX2a, RX2b)를 안테나 다이플렉서의 고역 통과 필터(HD)와 연결시킨다. 스위치(S1)는 GSM 동작 모드로 송신 경로(RX2)와 대응하는 수신 경로(RX2a 또는 RX2b) 사이에 연결된다.
본 발명에 따르면 여기에 언급된 모든 회로 소자들이 지지 기판(TS) 상에 배치된다.
상이한 이동 무선 시스템을 통해 동시에 데이터를 전송하는 것이 기본적으로 가능하다. 도 9에 도시된 회로는 다이플렉서에 의해 결합되고 주파수에 따라 서로 수동으로 분리되는 정보 채널 상에서 동시에 데이터를 전송할 수 있게 한다(예컨대 한편으로는 FDD/TDD 시스템의 정보 채널(TX3/RX3) 그리고 다른 한편으로는 연속파 모드로 전송되는 FDD 시스템의 정보 채널(TX1/RX1) 상에서).
또한, 프론트엔드 모듈에서는 나란히 배치된 주파수 대역에서 단말기의 상응하는 조절(예컨대 시간 슬롯으로)에 의해 병렬 신호 전송이 작동될 수 있는데, 상기 주파수 대역들은 한편으로는 UMTS 그리고 다른 한편으로는 GSM1800(또는 GSM1900)과 같은 상이한 이동 무선 시스템에 속한다.
다중대역/듀얼모드 시스템을 구현하기 위한 또다른 가능성이 도 10a에 제시된다. 도 9와는 달리, 제 1 이동 무선 시스템의 신호 경로(RX1)는 스위치(S1) 뒤에 배치되는 것이 아니라, 다이플렉서와 스위치(S1) 사이에 배치된다. 이러한 실시예는 제 2 이동 무선 시스템의 동작 모드에서도 제 1 이동 무선 시스템의 수신 신호의 모니터링이 가능하다는 장점이 있다. 제 1 이동 무선 시스템을 통한 호출시에는 제 2 이동 무선 시스템을 통한 대화시 "노킹(knocking)"이 이루어질 수 있다. 사용자는 이러한 호출을 받아들일 수 있는지의 여부를 결정할 수 있다. 사용자가 전환하기로 결정하면, 스위치(S1)가 지점(1)으로 이동되어, 제 1 이동 무선 시스템을 통한 전송이 가능해진다. 단말기의 상응하는 조절에 의해, 제 1 이동 무선 시스템(UMTS)의 데이터 및 제 2 이동 무선 시스템의 인접한 주파수 대역(GSM1800, GSM 1900)의 데이터가 병렬로 처리될 수도 있으며, 이때 스위치(S1)가 두 개의 상응하는 송신 경로를 시간 슬롯으로 안테나 단자(A1)와 교대로 연결시킨다.
도 10b는 도 10a에 이미 설명된 실시예의 바람직한 변형예로서, 여기서는 신호를 신호 경로(TX1, RX1, TX2, RX2a 및 RX2b) 상에 분리하기 위해 스위치(S1) 대신에 두 개의 스위치(S1' 및 S1'')가 사용된다. 스위치(S1')는 두 개의 스위치 지점을 가지며 안테나 단자(A1) 또는 안테나를 각 단말기의 조절 후에 제 1 이동 무선 시스템의 송신 경로(TX1)와 연결시키거나, 또는 - 스위치(S1'')의 각 스위치 지점에 따라 - 신호 경로들(TX2, RX2a 및 RX2b) 중 하나의 신호 경로와 연결시킨다. 스위치(S1'')는 이에 상응하는 세 개의 스위치 지점들을 갖는다.
경로(TX3, RX3)는 도 9에 도시된 바와 같이 형성된다.
신호 경로(TX2) 상의 출력측에서(저역 통과 필터(LTX1) 뒤에) 노치 필터(notch filter)(NF)가 연결되고, 상기 노치 필터는 예컨대 송신 신호의 고조파의 선택적인 억제를 위해 사용될 수 있다. 노치 필터는 칩 상에 형성될 수 있고, 상기 칩은 지지 기판(TS) 상에 배치된다.
이 경우, 이 문서에서 언급된 필터들(F11 내지 F22, LTX1, LTX2, NF)이 함께 또는 각각 개별적으로 칩 상에 형성되어, 칩을 지지 기판(TS) 위에 배치시켜서, 상기 지지 기판과 전기적으로 연결시킨다. 이와 같은 소자의 배열을 프론트엔드 모듈이라고 한다.
송신 경로(TX1, TX2)를 통해 전송되는 높은 송신 전력 때문에, 관통 영역에서 송신 신호의 적합한 억제가 제공되어야 한다.
나란히 배치된 상이한 주파수 대역들을 통해 전송되는 신호들을 완전히 분리하기 위해서는, 관련 신호 경로(여기서는 TX1, RX1, TX2, RX2a 및 RX2b) 상의, 특히 다이플렉서의 고역 통과 필터(HD)로부터 신호 경로상에서 출력측에 배치되는 상응하는 필터(F11 내지 F22, LTX2, NF)에 이르는 경로 상의 고정된 위상 관계가 중요하다. 따라서 프론트엔드 회로 상의 위상 관계가 외부로부터 영향받지 않고 단말기 유형과 무관하도록 요구된다.
우선 위상 관계는 전송 라인의 길이에 의해 결정되며, 상기 전송 라인은 회로 소자들(HD 및 S1', S1' 및 TX1, S1' 및 S1'', S1'' 및 LTX1, S1'' 및 RX2a, 및 S1'' 및 RX2b)를 연결시킨다. 상응하는 라인 섹션들이 도 10b에서 도면부호 11 내지 18로 표시된다.
본 발명은 전송 라인(11 내지 18) 사이의 고정된 위상 관계가 언급한 프론트엔드 모듈 상에서 상응하는 라인 섹션들의 집적에 의해 제조되도록 제안한다. 전송 라인(11 내지 18)은 바람직하게는 지지 기판(TS)의 적어도 하나의 금속화 평면 상에 형성된다. 이 경우, 라인 섹션들이 바람직하게는 지지 기판의 내부에 제공된다.
프론트엔드 모듈 상에서 전송 라인의 본 발명에 따른 집적은 모듈이 삽입되는 방식의 단말기가 프론트엔드 회로의 전기적 특성, 특히 선택된 신호 경로(예컨대 UMTS 수신 경로 (RX1))의 관통 영역에서 인접한 역밴드(예컨대 GSM1800, GSM1900)의 억제에 대하여 어떠한 영향도 미치지 않는다는 장점이 있다.
도 11은 트리플밴드/듀얼모드 전송 시스템을 위한 회로를 도시한다. 전술한 변형예와는 달리 여기서는 스위치(S1)가 안테나에 직접 연결된다. 신호 경로(RX1 및 TX1)는 제 1 이동 무선 시스템(UMTS)에 할당된다. 수신 경로(RX1) 상에 배치되는 필터(F11) 및 송신 경로(TX1) 상에 배치되는 필터(F12)가 바람직하게는 듀플렉서를 형성한다.
신호 경로들(RX2, RX3, TX2 및 TX3)은 제 2 이동 무선 시스템(GSM)의 제 1 주파수 대역(RX2/TX2) 및 제 2 주파수 대역(RX3/TX3)에 할당된다. 제 1 주파수 대역은 예컨대 EGSM 밴드일 수 있다. 제 2 주파수 대역은 예컨대 DCS 밴드일 수 있다. 제 1 이동 무선 시스템의 결합된 송/수신 경로(TX1/RX1)는 입력측에서 다이플렉서(LD, HD)에 의해 임피던스 중립 방식으로 제 2 이동 무선 시스템의 수신 경로(RX2)와 연결된다. 다이플렉서는 스위치와 달리 수동적인 신호 분리를 수행하기 때문에, 이와 동시에 제 1 이동 무선 시스템을 통한 전송 및 제 2 이동 무선 시스템의 제 1 주파수 대역의 모니터링을 수행할 수 있다.
이러한 신호 경로의 임피던스 중립 방식의 연결이 가능해지면, 다이플렉서는 신호 경로의 결합시 기본적으로 생략될 수 있다.
본 발명에 따른 프론트엔드 회로에서는 다수의 스위치 및 다수의 크로스오버 네트워크(crossover network)(다이플렉서 및 듀플렉서)가 통합될 수도 있다.
이미 언급한 바와 같이, HF 필터 및 다이플렉서는 상이한 기술로 구성될 수 있으며, 이와 마찬가지로 HF 스위치, 다중 스위치 및 반전기가 상이한 기술로 사용될 수 있다. 예컨대 스위치는 갈륨비소 FET 트랜지스터로 형성될 수 있다. 또한, 스위치는 추가의 변환 라인 또는 다른 매칭 전환 소자를 갖는 PIN 다이오드로 구현될 수 있으며, 상기 PIN 다이오드는 위상 이동을 야기할 수 있다. 여기서는 지지 기판 내에 집적되는 λ/4 스트립라인이 구현될 수도 있다.
수신 경로의 출력부는 통신 단말기의 개별 요구에 따라 대칭적으로 또는 차동적으로 수행될 수 있으며, 출력부의 임피던스 차단은 안테나 단자와 마찬가지로 각각 50옴으로 나타날 수 있다. 출력부의 임피던스 차단은 임피던스 변환에 의해서 안테나 단자에 비해 높아지거나 낮아질 수 있다.
신호 경로는 각각 이동 무선 시스템과 더불어 임의의 데이터 전송 시스템에 할당될 수도 있다.
실시예에서 그리고 관련 도면에 제시되는 본 발명의 구현 이외에, 또 다른 조합들도 생각될 수 있으며, 이러한 조합은 개별 구성요소의 생략에 의해 또는 기술된 실시예들의 개별 구성요소의 조합에 의해 달성될 수 있다.

Claims (19)

  1. 다중대역 또는 다중대역/다중모드 전송 시스템을 갖는 통신 단말기용 프론트엔드 회로로서,
    상기 프론트엔드 회로는 병렬로 연장되고 입력측에 배치된 스위치(S1, S2)에 연결되는 신호 경로들을 가지며,
    각각의 신호 경로 상에 필터(F11, F12, F21, F22)가 배치되며,
    입력측에 안테나 단자가 제공되고,
    상기 신호 경로들 중 적어도 두 개의 신호 경로가 출력측에서 임피던스 중립 상태로(impedance-neutral) 결합되어, 공통의 출력 신호 경로를 형성하며,
    상기 필터 중 하나의 필터가 다른 필터의 관통 영역에서 높은 출력 임피던스를 가지거나, 상기 공통 출력 신호 경로의 신호 경로들 중 적어도 하나의 신호 경로 상에서 또는 출력측에 배치되는 병렬 분기 상에서 출력측 임피던스 매칭(impedance matching)이 제공되고,
    상기 프론트엔드 회로의 모든 구성 요소들이 하나의 모듈 내에 집적되는,
    통신 단말기용 프론트엔드 회로.
  2. 제 1항에 있어서,
    추가의 스위치가 제공되는데, 상기 추가의 스위치는 상기 공통 출력 신호 경로의 상기 신호 경로들 중 적어도 하나의 신호 경로 상에서 상기 필터(F21, F22)의 앞 또는 뒤에 배치되거나, 상기 출력측에 배치되는 병렬 분기 상에 배치되는,
    통신 단말기용 프론트엔드 회로.
  3. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    신호 경로들(RX21, RX22)이 상이한 표준 및/또는 상이한 이동 무선 시스템에 상응하며 상이한 이동 무선 주파수 대역에 할당되는 수신 경로인,
    통신 단말기용 프론트엔드 회로.
  4. 제 3항에 있어서,
    적어도 수신 경로 및/또는 출력 신호 경로 상에서 신호 경로들의 분리(isolation)를 증가시키기 위해 직렬로 연결되는 다이오드 또는 션트 다이오드(shunt diode)가 제공되며, 상기 다이오드들은 주파수 차단 대역 내에서 대응하는 신호 경로를 차단하며,
    적어도 하나의 수신 경로 상에 배치되는 다이오드들이 상기 필터(F21, F22)의 앞 또는 뒤에 연결되는,
    통신 단말기용 프론트엔드 회로.
  5. 제 4항에 있어서,
    수신 경로로 형성되는 신호 경로들 중 적어도 하나의 수신 영역이 송신 경로로 형성되는 다른 신호 경로의 송신 영역과 적어도 부분적으로 중첩되는 주파수 영역들이 상기 주파수 차단 대역에 의해 차단되는,
    통신 단말기용 프론트엔드 회로.
  6. 다중모드 또는 다중대역/다중모드 전송 시스템을 갖는 통신 단말기용 프론트엔드 회로로서,
    상기 프론트엔드 회로는 병렬로 연장되고 입력측에 배치되는 스위치(S1, S2)에 연결되는 신호 경로들(RX21, RX22)을 가지며,
    상기 각각의 신호 경로 상에 필터(F11, F12, F21, F22)가 배치되고,
    입력측에 안테나 단자가 제공되며,
    입력측에 스위치(S1, S2)의 앞 또는 뒤에 다이플렉서(diplexer)가 연결되고,
    상기 신호 경로들(RX21, RX22) 중 하나의 신호 경로가 주파수 분할 다중 접속 방식 및 주파수 분할 이중화 방식을 갖는 제 1 이동 무선 시스템에 할당되며, 상기 제 1 이동 무선 시스템이 연속파(continuous wave) 전송을 위해 형성되고, 상기 신호 경로 상에 듀플렉서(duplexer)(DU)가 배치되며, 상기 듀플렉서(DU)는 수신 부분 및 송신 부분을 가지며, 상기 송신 부분은 스위치(S1, S2) 뒤에 연결되며,
    상기 신호 경로와 다른 적어도 두 개의 신호 경로가 시분할 다중 접속 방식 및 시분할 이중화 방식을 갖는 제 2 이동 무선 시스템에 할당되며,
    상기 모든 프론트엔드 회로의 소자들이 하나의 모듈 내에 집적되는, Z
    통신 단말기용 프론트엔드 회로.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 듀플렉서(DU)의 수신 부분(ET)이 상기 스위치(S1, S2) 뒤에 연결되는,
    통신 단말기용 프론트엔드 회로.
  8. 제 6항에 있어서,
    상기 듀플렉서(DU)의 수신 부분(ET)이 상기 디플렉서와 상기 스위치(S1, S2) 사이에서 임피던스 중립 방식으로 연결되며,
    상기 제 1 이동 무선 시스템의 수신 모니터링이 상기 제 1 이동 무선 시스템 또는 상기 제 2 이동 무선 시스템의 동작 모드에서 제공되는,
    통신 단말기용 프론트엔드 회로.
  9. 제 6항에 있어서,
    상기 제 2 이동 무선 시스템이 다중대역 시스템인,
    통신 단말기용 프론트엔드 회로.
  10. 다중대역 또는 다중대역/다중모드 전송 시스템을 갖는 통신 단말기용 프론트엔드 회로로서,
    상기 프론트엔드 회로는 병렬로 연장되고 입력부에 연결되는 신호 경로들(RX21, RX22)을 가지며,
    상기 각각의 신호 경로(RX21, RX22) 상에서 입력측에는 임피던스 변환 네트워크(IT1, IT2)가 제공되고 출력측에는 필터(F21, F22)가 배치되며,
    입력측에는 안테나 단자(A1)가 제공되며,
    상기 신호 경로들(RX21, RX22) 중 적어도 하나의 신호 경로 상에서 상기 임피던스 변환 네트워크(IT1, IT2)와 필터(F21, F22) 사이에 병렬 분기가 연결되고, 상기 병렬 분기 내에 주파수 차단 영역에 대해 상기 신호 경로(RX21, RX22)를 차단하기 위한 스위치가 제공되는,
    통신 단말기용 프론트엔드 회로.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 스위치가 핀 다이오드(pin diode) 또는 GaAs 스위치 또는 MEMS 스위치를 포함하는, 통신 단말기용 프론트엔드 회로.
  12. 제 10항 또는 제 11항에 있어서,
    상기 신호 경로들 중 적어도 하나의 신호 경로 상에서 상기 병렬 분기와 상기 필터(F21, F22) 사이에 매칭 네트워크(IT1a, IT2a)가 제공되는, 통신 단말기용 프론트엔드 회로.
  13. 제 11항 또는 제 12항에 있어서,
    상기 개별 병렬 분기 내에 상기 핀 다이오드와 직렬로 인덕턴스(L1, L2)가 연결되고, 상기 인덕턴스(L1, L2)는 상기 핀 다이오드와 함께 직류 경로를 형성하며, 상기 인덕턴스와 병렬로 그리고 상기 핀 다이오드와 직렬로 커패시턴스(C1, C2)가 연결되고, 상기 커패시턴스는 작동된 핀 다이오드와 함께 직렬 공진 회로(serial resonant circuit)를 형성하며, 상기 직렬 공진 회로의 공진 주파수가 주파수 차단 영역의 적어도 하나의 주파수와 일치하는, 통신 단말기용 프론트엔드 회로.
  14. 제 1항 내지 제 13항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 프론트엔드 회로는 지지 기판(TS) 상에 구성되는, 통신 단말기용 프론트엔드 회로.
  15. 제 14항에 있어서,
    상기 지지 기판이 다수의 금속화 평면을 포함하며, 상기 금속화 평면은 유전체 층에 의해 서로 분리되고, 상기 금속화 평면 상에 임피던스 변환 네트워크(IT1, IT2), 매칭 네트워크(IT1a, IT2a), 인덕턴스(L1, L2) 및/또는 커패시턴스(C1, C2)가 적어도 부분적으로 구현되는, 통신 단말기용 프론트엔드 회로.
  16. 제 1항 내지 제 15항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 필터(F21, F22)가 표면 음파로 작동되는 소자들, 벌크파(bulk wave)로 작동되는 소자들, 마이크로파 세라믹(microwave ceramic) 소자들 및/또는 Chip LC 소자들로부터 서로에 대해 독립적으로 선택되는, 통신 단말기용 프론트엔드 회로.
  17. 제 1항 내지 제 10항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스위치(S1, S2)가 GaA 스위치 또는 MEMS 스위치인, 통신 단말기용 프론트엔드 회로.
  18. 제 15항 내지 제 17항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 프론트엔드 회로의 서로 직접 연결되는 소자들이 전송 라인들(11 내지 18)에 의해 전기적으로 연결되고,
    상기 프론트엔드 회로의 모든 소자들 및 상기 전송 라인들(11 내지 18)이 하나의 모듈 내에 집적되는, 통신 단말기용 프론트엔드 회로.
  19. 제 18항에 있어서,
    상기 전송 라인들(11 내지 18)이 상기 지지 기판의 금속화 평면들 중 적어도 하나의 금속화 평면 상에 라인 섹션으로서 형성되는, 통신 단말기용 프론트엔드 회로.
KR1020057019346A 2003-04-11 2004-02-02 무선 전송 시스템용 프론트엔드 회로 KR101122808B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE10316719.6A DE10316719B4 (de) 2003-04-11 2003-04-11 Frontendschaltung für drahtlose Übertragungssysteme
DE10316719.6 2003-04-11
PCT/EP2004/000933 WO2004091109A2 (de) 2003-04-11 2004-02-02 Frontendschaltung für drahtlose übertragungssysteme

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20050120715A true KR20050120715A (ko) 2005-12-22
KR101122808B1 KR101122808B1 (ko) 2012-03-21

Family

ID=33039037

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020057019346A KR101122808B1 (ko) 2003-04-11 2004-02-02 무선 전송 시스템용 프론트엔드 회로

Country Status (5)

Country Link
US (1) US7349717B2 (ko)
JP (1) JP4537386B2 (ko)
KR (1) KR101122808B1 (ko)
DE (1) DE10316719B4 (ko)
WO (1) WO2004091109A2 (ko)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100951089B1 (ko) * 2007-02-15 2010-04-05 삼성전자주식회사 무선통신 시스템에서 시간 분할 복신 및 주파수 분할복신을 선택적으로 지원하기 위한 장치
KR101234045B1 (ko) * 2006-05-25 2013-02-15 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 신호 송수신 장치 및 방법
KR101249870B1 (ko) * 2006-11-29 2013-04-03 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 신호 송수신 장치 및 방법
US10812129B2 (en) 2014-06-16 2020-10-20 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and entity in TDD radio communications

Families Citing this family (59)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6908770B1 (en) * 1998-07-16 2005-06-21 Board Of Regents, The University Of Texas System Fluid based analysis of multiple analytes by a sensor array
US8101431B2 (en) * 2004-02-27 2012-01-24 Board Of Regents, The University Of Texas System Integration of fluids and reagents into self-contained cartridges containing sensor elements and reagent delivery systems
DE102004031397A1 (de) * 2004-06-29 2006-01-26 Epcos Ag Duplexer
DE102004035812A1 (de) * 2004-07-23 2006-03-16 Epcos Ag Mit akustischen Volumenwellen arbeitender Resonator
DE102004049684B4 (de) * 2004-10-12 2019-01-03 Snaptrack, Inc. Frontendmodul mit einem Antennenschalter
US9172404B1 (en) * 2005-02-07 2015-10-27 Rf Micro Devices, Inc. Switch architecture for TDMA and FDD multiplexing
WO2006112306A1 (ja) * 2005-04-15 2006-10-26 Hitachi Metals, Ltd. マルチバンド高周波回路、マルチバンド高周波回路部品及びこれを用いたマルチバンド通信装置
US8377398B2 (en) 2005-05-31 2013-02-19 The Board Of Regents Of The University Of Texas System Methods and compositions related to determination and use of white blood cell counts
EP1981173A4 (en) * 2006-01-31 2010-11-10 Murata Manufacturing Co HIGH-FREQUENCY COMPOSITE COMPONENTS AND MOBILE COMMUNICATION APPARATUS
CN101467388B (zh) * 2006-06-13 2016-11-16 应用转换有限责任公司 点对点和点对多点通信
JP4692631B2 (ja) * 2006-07-05 2011-06-01 株式会社村田製作所 フィルタモジュールおよび通信装置
KR100818909B1 (ko) * 2006-07-10 2008-04-04 주식회사 이엠따블유안테나 다중 대역 ｒｆｉｄ 리더기
DE102006035874B3 (de) * 2006-08-01 2008-02-07 Epcos Ag Mit akustischen Volumenwellen arbeitendes Filter
US20080129628A1 (en) * 2006-12-01 2008-06-05 Kent Rosengren Wideband antenna for mobile devices
TWI407761B (zh) * 2006-12-07 2013-09-01 Wistron Neweb Corp 可同時於複數個行動通訊系統下待機之通訊裝置
EP2128981B1 (en) * 2007-02-02 2014-12-17 Murata Manufacturing Co. Ltd. Elastic wave filter device
DE102007019082B4 (de) 2007-04-23 2018-04-05 Snaptrack Inc. Frontendmodul
DE102007050606B3 (de) * 2007-10-23 2009-04-23 Epcos Ag Schaltungsanordnung für eine Mobilfunkeinrichtung und Verfahren zum Betrieb
KR101528495B1 (ko) * 2008-02-05 2015-06-15 삼성전자주식회사 동시대기 휴대 단말기의 정합 장치
US7859359B2 (en) * 2008-02-25 2010-12-28 Broadcom Corporation Method and system for a balun embedded in an integrated circuit package
JP2009284459A (ja) * 2008-04-22 2009-12-03 Panasonic Corp アンテナ整合部とこれを用いた高周波受信部
DE102008061474B4 (de) 2008-12-10 2019-07-04 Snaptrack, Inc. Frontendmodul und Verfahren zum Testen eines Frontendmoduls
DE102009032093B9 (de) * 2009-07-07 2017-03-02 Epcos Ag Diplexerschaltung mit Balun-Funktionalität
DE112009005325B4 (de) * 2009-10-26 2022-02-10 Snaptrack, Inc. Front-End-Schaltung für verbesserte Antennenleistung
US9948348B2 (en) * 2010-05-26 2018-04-17 Skyworks Solutions, Inc. High isolation switch with notch filter
US8349648B2 (en) * 2010-06-15 2013-01-08 Stats Chippac, Ltd. Semiconductor device and method of forming RF FEM with IC filter and IPD filter over substrate
JP5170174B2 (ja) * 2010-06-28 2013-03-27 株式会社村田製作所 モジュール
JP5590134B2 (ja) * 2010-09-29 2014-09-17 株式会社村田製作所 高周波モジュール
DE102010048619A1 (de) * 2010-10-15 2012-04-19 Epcos Ag Antennenanordnung
US9252830B2 (en) * 2010-12-10 2016-02-02 Blackberry Limited Communications device with multiple receive and transmit paths and related methods
CN102104392B (zh) * 2010-12-15 2013-10-09 华为技术有限公司 多频段多路收发设备及方法、基站系统
US20130016633A1 (en) * 2011-07-14 2013-01-17 Lum Nicholas W Wireless Circuitry for Simultaneously Receiving Radio-frequency Transmissions in Different Frequency Bands
US8750809B2 (en) * 2011-08-03 2014-06-10 Blackberry Limited Mobile wireless communications device with selectively controlled antenna and filter switches and related methods
WO2013036319A1 (en) * 2011-09-07 2013-03-14 Commscope, Inc. Of North Carolina Communications connectors having frequency dependent communications paths and related methods
US9065540B2 (en) * 2011-09-09 2015-06-23 Peregrine Semiconductor Corporation Systems and methods for minimizing insertion loss in a multi-mode communications system
WO2013041146A1 (en) 2011-09-22 2013-03-28 Epcos Ag Frontend circuit for band aggregation modes
WO2013118237A1 (ja) * 2012-02-06 2013-08-15 太陽誘電株式会社 フィルタ回路およびモジュール
KR101408534B1 (ko) 2013-04-05 2014-06-17 삼성전기주식회사 스위칭 회로
US9100061B2 (en) 2012-08-03 2015-08-04 Entropic Communications, Llc Combined network switching and filter system and method
US9030270B2 (en) * 2012-08-03 2015-05-12 Entropic Communications, Inc. Cascaded diplexer circuit
US9071388B2 (en) 2012-08-03 2015-06-30 Entropic Communications, LLC. Switchable diplexer with physical layout to provide improved isolation
US20160261901A1 (en) * 2012-08-03 2016-09-08 Entropic Communications, Llc Method and Apparatus for Band Selection, Switching and Diplexing
CN202841115U (zh) * 2012-10-09 2013-03-27 中兴通讯股份有限公司 一种多频段天线调谐电路及无线终端
JP5737304B2 (ja) * 2013-01-18 2015-06-17 株式会社村田製作所 フィルタ回路
US9722639B2 (en) 2013-05-01 2017-08-01 Qorvo Us, Inc. Carrier aggregation arrangements for mobile devices
US9225382B2 (en) 2013-05-20 2015-12-29 Rf Micro Devices, Inc. Tunable filter front end architecture for non-contiguous carrier aggregation
US9270302B2 (en) * 2013-06-20 2016-02-23 Rf Micro Devices, Inc. Carrier aggregation arrangement using triple antenna arrangement
US9859943B2 (en) 2013-09-26 2018-01-02 Qorvo Us, Inc. Tunable RF diplexer
US20150215111A1 (en) * 2014-01-28 2015-07-30 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Low jitter device and system
US9893709B2 (en) 2014-03-14 2018-02-13 Qorvo Us, Inc. RF triplexer architecture
US9729191B2 (en) 2014-03-14 2017-08-08 Qorvo Us, Inc. Triplexer architecture for aggregation
US9602156B2 (en) * 2014-04-22 2017-03-21 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for diversity modules
KR20150142201A (ko) * 2014-06-11 2015-12-22 엘지이노텍 주식회사 Rf 모듈
CN107710608B (zh) * 2015-06-24 2021-02-09 株式会社村田制作所 分波电路
US9960748B2 (en) * 2015-07-07 2018-05-01 Provenance Asset Group Llc RF filter suppression tuning based on transmit power
US20170110792A1 (en) * 2015-09-29 2017-04-20 Silicon Laboratories Inc. Radio-Frequency Apparatus with Integrated Antenna Control and Associated Methods
DE102017219685B3 (de) 2017-11-06 2019-05-09 Laird Dabendorf Gmbh Verfahren und Vorrichtungen zur Verstärkung von Funksignalen zwischen einem Endgerät und einer Antenne in einem ersten Frequenzband und in einem zweiten Frequenzband
WO2019212830A2 (en) * 2018-04-30 2019-11-07 Skyworks Solutions, Inc. Front end systems with switched termination for enhanced intermodulation distortion performance
EP3896792A4 (en) * 2018-12-29 2021-12-29 Huawei Technologies Co., Ltd. Multi-band radio frequency front-end device, multi-band receiver, and multi-band transmitter

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4980660A (en) * 1986-10-06 1990-12-25 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Antenna sharing apparatus for switchable transmit/receive filters
FI117841B (fi) * 1996-07-18 2007-03-15 Nokia Corp Järjestely radiotaajuisen signaalin lähettämiseksi ja vastaanottamiseksi kahdella taajuusalueella
US6249670B1 (en) 1997-01-13 2001-06-19 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Signal combining device and method for radio communication
EP0959567A1 (en) 1998-05-19 1999-11-24 Robert Bosch Gmbh Diplexer for mobile phone
DE69941583D1 (de) * 1998-10-27 2009-12-03 Murata Manufacturing Co Zusammengestellte Hochfrequenzkomponente und damit ausgerüstetes mobiles Kommunikationsgerät
US6298224B1 (en) * 1999-02-22 2001-10-02 Motorola, Inc. Multiple frequency band receiver
US6466768B1 (en) 1999-06-11 2002-10-15 Conexant Systems, Inc. Multi-band filter system for wireless communication receiver
DE19960299A1 (de) * 1999-12-14 2001-06-21 Epcos Ag Duplexer mit verbesserter Sende-/Empfangsbandtrennung
DE10029419A1 (de) * 2000-06-15 2001-12-20 Siemens Ag Mehrband-Mobilfunkendgerät und Antennen-Schalteinrichtung für ein solches
JP3980859B2 (ja) * 2000-10-13 2007-09-26 松下電器産業株式会社 アンテナ
JP2002135157A (ja) * 2000-10-20 2002-05-10 Sony Corp マルチバンド携帯無線端末
DE10053205B4 (de) * 2000-10-26 2017-04-13 Epcos Ag Kombinierte Frontendschaltung für drahtlose Übertragungssysteme
DE10054968A1 (de) 2000-11-06 2002-05-08 Epcos Ag Frontend-Schaltung mit Duplexer für ein Kommunikationssystem
JP2002208873A (ja) * 2001-01-09 2002-07-26 Hitachi Metals Ltd アンテナスイッチ積層モジュール複合部品
JP2004530360A (ja) 2001-04-11 2004-09-30 キョウセラ ワイヤレス コーポレイション チューナブルマルチプレクサ
KR20030002452A (ko) * 2001-06-29 2003-01-09 엘지전자 주식회사 이동통신 단말기의 3 밴드 수신주파수 회로
FI20011866A0 (fi) * 2001-09-21 2001-09-21 Nokia Corp Monituloinen vahvistin
US6845231B2 (en) * 2003-03-24 2005-01-18 Agilent Technologies, Inc. Method facilitating inter-mode handoff

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101234045B1 (ko) * 2006-05-25 2013-02-15 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 신호 송수신 장치 및 방법
KR101249870B1 (ko) * 2006-11-29 2013-04-03 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 신호 송수신 장치 및 방법
KR100951089B1 (ko) * 2007-02-15 2010-04-05 삼성전자주식회사 무선통신 시스템에서 시간 분할 복신 및 주파수 분할복신을 선택적으로 지원하기 위한 장치
US7948924B2 (en) 2007-02-15 2011-05-24 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus for optionally supporting time division duplex and frequency division duplex in a wireless communication system
US10812129B2 (en) 2014-06-16 2020-10-20 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and entity in TDD radio communications

Also Published As

Publication number Publication date
WO2004091109A3 (de) 2005-01-06
DE10316719B4 (de) 2018-08-02
DE10316719A1 (de) 2004-10-28
US7349717B2 (en) 2008-03-25
JP4537386B2 (ja) 2010-09-01
JP2006523050A (ja) 2006-10-05
KR101122808B1 (ko) 2012-03-21
WO2004091109A2 (de) 2004-10-21
US20060194550A1 (en) 2006-08-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101122808B1 (ko) 무선 전송 시스템용 프론트엔드 회로
EP1311063B1 (en) Diplexer, and high-frequency switch and antenna duplexer using the same
US7142884B2 (en) Combined front-end circuit for wireless transmission systems
US6990357B2 (en) Front-end arrangements for multiband multimode communication engines
JP4007323B2 (ja) 高周波複合スイッチモジュールおよびそれを用いた通信端末
KR100902296B1 (ko) 멀티 밴드 안테나 스위치 회로 및 이들을 사용한 적층 모듈 복합 부품과 통신 기기
US7373171B2 (en) Front end module
JP4243532B2 (ja) スイッチング回路
JP3772771B2 (ja) マルチバンド高周波スイッチ
JP4210978B2 (ja) マルチバンドアンテナスイッチ回路及びマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品並びにこれを用いた通信装置
JP3810011B2 (ja) 高周波スイッチモジュールおよび高周波スイッチモジュール用多層基板
JPH08316870A (ja) 無線通信送受信装置
JP4221205B2 (ja) ダイプレクサ並びにそれを用いた高周波スイッチ
JP2008522533A (ja) 分散型ダイプレクサ
WO2005122417A1 (ja) 高周波スイッチモジュール及びその制御方法
JP2006526315A (ja) 損失の少ない送信モジュール
US20080100395A1 (en) Switch circuit, front end module and radio terminal including switch circuit
US20040240420A1 (en) Front end module and high-frequency functional module
JP2004135316A (ja) 高周波部品及び高周波モジュール並びにこれらを用いた通信機
JP4120927B2 (ja) 高周波スイッチモジュール及び複合積層モジュール並びにこれらを用いた通信機
JP2004166185A (ja) 高周波部品及び高周波モジュール並びにこれらを用いた通信機
KR100504813B1 (ko) 듀얼모드 단말기의 프런트 엔드 송수신 장치
KR20040025469A (ko) 이중 대역 단말기의 다이플렉서 회로
JP2002252567A (ja) 周波数分波回路、およびマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品
JP2003133992A (ja) 高周波回路

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E90F Notification of reason for final refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150223

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170217

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20171228

Year of fee payment: 7

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20190107

Year of fee payment: 8