KR20050056898A - 전원 장치 및 이를 이용한 휴대 기기 - Google Patents

전원 장치 및 이를 이용한 휴대 기기 Download PDF

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KR20050056898A
KR20050056898A KR1020040104142A KR20040104142A KR20050056898A KR 20050056898 A KR20050056898 A KR 20050056898A KR 1020040104142 A KR1020040104142 A KR 1020040104142A KR 20040104142 A KR20040104142 A KR 20040104142A KR 20050056898 A KR20050056898 A KR 20050056898A
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이시노츠토무
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로무 가부시키가이샤
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Abstract

본 발명은 DC-DC 컨버터와 시리즈 레귤레이터를 구비하며, 이들을 선택적으로 동작시키는 전원 장치에 있어서, 이들 동작 전환을 원활하게 행하고, 그 전환시에 자유 진동이나 이로 인한 오버슈트의 발생을 억제하는 것이다.
시리즈 레귤레이터와 스위칭형 DC-DC 컨버터를 병렬로 설치하고, 이의 부하 전류를 고려하고 모드 지령 신호에 근거하여 선택적으로 전환하여 출력하는 동시에, 전환시에 소정 시간만 서로 오버랩시킨다. 또, DC-DC 컨버터의 동작 상태 변경시에, 펄스폭 변조 신호의 펄스폭을 좁게 하여 데드 타임을 소정 시간만큼 길게 한다.

Description

전원 장치 및 이를 이용한 휴대 기기 {POWER SUPPLY AND PORTABLE EQUIPMENT USING THE SAME}
본 발명은 경부하시에 있어서 자신의 소비 전류의 경감화를 도모하여 전력의 낭비를 줄이고, 전체적으로 전력의 변환 효율의 향상을 도모하도록 한 전원 장치, 및 이를 이용한 휴대 전화기, 퍼스널 컴퓨터, PDA 등의 휴대 기기에 관한 것이다.
종래부터, 전원 장치로서는 예를 들면, 입력 전압을 스위칭하고, 그 입력 전압을 소정의 출력 전압으로 변환하는 스위칭형 DC-DC 컨버터가 널리 사용되고 있다.
이 DC-DC 컨버터는 자신의 소비 전류가 비교적 크지만 전력의 변환 효율이 높기 때문에, 어느 정도 이상의 부하시(중부하시)에는 그 높은 전력의 변환 효율이 유효하게 된다. 단, 부하가 어느 정도보다 적은 경우(경부하시)에는 자신의 소비 전류가 비교적 크기 때문에, 전체적으로 전력의 변환 효율이 저하된다.
이러한 경부하시의 효율 저하를 피하기 위해, 자신의 소비 전류가 작으며, 전력의 변환 효율이 낮은 시리즈 레귤레이터를 DC-DC 컨버터와 병용한다. 그리고, 중부하시에는 DC-DC 컨버터를 사용하고, 경부하시에는 시리즈 레귤레이터를 사용하도록 전환한다. 이로 인해, 전체적으로 전력의 변환 효율을 높게 하는 것이 제안되어 있다. (특허 문헌 1, 2 참조).
[특허 문헌 1] 특개 20O2-3OO769호 공보
[특허 문헌 2] 특개 20O1-21164O호 공보
그러나, 종래의 특허 문헌 1에 있어서는 경부하시에서 중부하시로 이행할 때나, 중부하시에서 경부하시로 이행할 때에, DC-DC 컨버터와 시리즈 레귤레이터를 한쪽만 동작하도록 선택적으로 전환하고 있다. 이 전환시에 원활하게 전환 동작이 행해지지 않을 우려가 있었다. 또, 평활용 코일과 캐패시터로의 전력 공급이 급변하여 자유 진동이 발생하거나 이로 인한 오버슈트가 발생하는 일이 있다. 또, 조건이 나쁜 경우에는 전압 변동에 의해 다른 제어 회로가 리셋되는 경우도 있었다.
여기서, 본 발명은 DC-DC 컨버터와 시리즈 레귤레이터를 구비하고, 이들을 선택적으로 동작시키는 전원 장치에 있어서, 이들 DC-DC 컨버터와 시리즈 레귤레이터의 동작 전환을 원활하게 행할 수 있는 전원 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다. 또, 그러한 전원 장치를 이용하여 전력의 변환 효율을 높게 하고, 또 안정된 전력 공급을 행할 수 있는 휴대 기기를 제공하는 것을 목적으로 한다.
청구항 1의 전원 장치는 입력 전압을 연속적으로 제어하여 소정의 출력 전압으로 변환하여 출력 단자로부터 출력하는 시리즈 레귤레이터와, 상기 입력 전압을 스위칭하여 소정의 출력 전압으로 변환하는 동시에, 그 출력단이 상기 시리즈 레귤레이터의 출력단과 병렬로 접속되는 스위칭형 DC-DC 컨버터를 구비하는 전원 장치로서,
모드 지령 신호에 근거하여 상기 시리즈 레귤레이터만의 동작 상태에서 상기 스위칭형 DC-DC 컨버터만의 동작 상태로 전환을 행할 때, 및/또는 상기 스위칭형 DC-DC 컨버터만의 동작 상태에서 상기 시리즈 레귤레이터만의 동작 상태로 전환을 행할 때에, 상기 모드 지령 신호의 변화 후, 상기 시리즈 레귤레이터 및 상기 스위칭형 DC-DC 컨버터가 소정 시간 동안 함께 동작하는 오버랩 기간을 설정한 것을 특징으로 한다.
청구항 2의 전원 장치는 제1 인에이블(enable) 신호에 의해 동작하여 입력 전압을 연속적으로 제어하여 소정의 출력 전압으로 변환하여 출력하는 시리즈 레귤레이터와, 제2 인에이블 신호에 의해 동작하고 상기 입력 전압을 스위칭하여 상기 입력 전압을 소정의 출력 전압으로 변환하는 동시에, 그 출력단이 상기 시리즈 레귤레이터의 출력단과 병렬로 접속되는 스위칭형 DC-DC 컨버터와, 모드 지령 신호에 근거하여 상기 제1 인에이블 신호와 상기 제2 인에이블 신호를 선택적으로 전환하여 출력하는 동시에, 상기 제1 인에이블 신호에서 상기 제2 인에이블 신호로의 전환시에 제1 소정 시간만 서로 오버랩하고, 및/또는 상기 제2 인에이블 신호에서 상기 제1 인에이블 신호로의 전환시에 제2 소정 시간만 서로 오버랩하고 있는 오버랩 기간을 구비하도록 전환하는 전환 회로를 포함하는 것을 특징으로 한다.
청구항 3의 전원 장치는 청구항 1 또는 2에 기재된 전원 장치에 있어서, 상기 스위칭형 DC-DC 컨버터는 교류 귀환 회로와 직류 귀환 회로를 완전히 전환할 수 있으며, 또 기준 전압과 상기 출력 전압에 따른 전압과의 차에 따라 상기 출력 전압을 제어하기 위한 오차 증폭 회로를 포함하고, 상기 오버랩 기간에 상기 교류 귀환 회로에서 상기 직류 귀환 회로로 전환하는 것을 특징으로 한다.
청구항 4의 전원 장치는 청구항 1 또는 2에 기재된 전원 장치에 있어서, 상기 스위칭형 DC-DC 컨버터는 전원 사이에 직렬로 접속되어 있고, 교대로 온으로 하고, 또 함께 오프로 하고 있는 데드 타임을 포함하는 제1 스위치 및 제2 스위치와, 그 제1, 제2 스위치의 접속점의 스위칭 출력 전압을 평활하여 상기 출력 전압을 발생시키기 위한 평활용 코일과 평활용 캐패시터와, 상기 소정의 출력 전압을 발생시키도록 펄스폭 변조 제어된 펄스폭 변조 신호에 근거하는 스위칭 제어 신호를 발생하여 상기 제1, 제2 스위치에 공급하는 펄스폭 제어 회로를 포함하고,
상기 펄스폭 제어 회로는 그 정지 상태에서 동작 상태로, 및/또는 그 반대로 변경될 때에, 상기 모드 지령 신호에 근거하여 상기 펄스폭 변조 신호의 펄스폭을 좁게 하여 상기 데드 타임을 제3 소정 시간의 기간 및/또는 제4 소정 시간의 기간만큼 길게 하는 것을 특징으로 한다.
청구항 5의 전원 장치는 청구항 4에 기재된 전원 장치에 있어서, 상기 스위칭형 DC-DC 컨버터는 교류 귀환 회로와 직류 귀환 회로를 전환할 수 있고, 또 기준 전압과 상기 출력 전압에 따른 전압과의 차에 따라 상기 출력 전압을 제어하기 위한 오차 증폭 회로를 포함하고, 상기 오버랩 기간에 상기 교류 귀환 회로에서 상기 직류 귀환 회로로 전환하는 것을 특징으로 한다.
청구항 6의 전원 장치는 청구항 1 또는 2에 기재된 전원 장치에 있어서, 상기 스위칭형 DC-DC 컨버터는 전원 사이에 직렬로 접속되어 있고, 교대로 온으로 하며, 또 함께 오프로 하는 데드 타임을 포함하는 제1 스위치 및 제2 스위치와, 상기 제1, 제2 스위치의 접속점의 스위칭 출력 전압을 평활하여 상기 출력 전압을 발생시키기 위한 평활용 코일과 평활용 캐패시터와, 상기 소정의 출력 전압을 발생시키도록 펄스폭 변조 제어된 펄스폭 변조 신호에 근거하는 스위칭 제어 신호를 발생하여 상기 제1, 제2 스위치에 공급하는 펄스폭 제어 회로를 포함하고,
상기 펄스폭 제어 회로는 상기 스위칭형 DC-DC 컨버터가 정지 상태에서 동작 상태로 변경될 때에, 상기 데드 타임을 상기 펄스폭 변조 신호의 펄스폭을 조정함으로써, 복수 단계에 걸쳐서 소정의 긴 시간에서부터 짧은 시간으로 순차 변경하고, 및/또는 상기 스위칭형 DC-DC 컨버터가 동작 상태에서 정지 상태로 변경될 때에, 상기 펄스폭 변조 신호의 펄스폭을 조정함으로써, 상기 데드 타임을 복수 단계에 걸쳐서 소정의 짧은 시간에서부터 긴 시간으로 순차 변경하는 것을 특징으로 한다.
청구항 7의 전원 장치는 청구항 6에 기재된 전원 장치에 있어서, 상기 스위칭형 DC-DC 컨버터는 교류 귀환 회로와 직류 귀환 회로를 전환할 수 있고, 또 기준 전압과 상기 출력 전압에 따른 전압과의 차에 따라 상기 출력 전압을 제어하기 위한 오차 증폭 회로를 포함하고, 상기 오버랩 기간에 상기 교류 귀환 회로에서 상기 직류 귀환 회로로 전환하는 것을 특징으로 한다.
청구항 8의 전원 장치는 제1 인에이블 신호에 의해 동작하며, 입력 전압을 연속적으로 제어하여 소정의 출력 전압으로 변환하는 시리즈 레귤레이터와, 제2 인에이블 신호에 의해 동작하며, 상기 입력 전압을 스위칭하여 상기 입력 전압을 소정의 출력 전압으로 변환하는 동시에, 그 출력단이 상기 시리즈 레귤레이터의 출력단과 병렬로 접속되는 스위칭형 DC-DC 컨버터와, 모드 지령 신호에 근거하여 상기 제1 인에이블 신호와 상기 제2 인에이블 신호를 선택적으로 전환하여 출력하는 전환 회로를 포함하고,
상기 스위칭형 DC-DC 컨버터는 전원 사이에 접속되어 있고, 교대로 온으로 하고, 또 함께 오프로 하고 있는 데드 타임을 포함하는 제1 스위치 및 제2 스위치와, 그 제1, 제2 스위치의 접속점의 스위칭 출력 전압을 평활하여 상기 출력 전압을 발생시키기 위한 평활용 코일과 평활용 캐패시터와 상기 소정의 출력 전압을 발생시키도록 펄스폭 변조 제어된 펄스폭 변조 신호에 근거하는 스위칭 제어 신호를 발생하여 상기 제1, 제2 스위치에 공급하는 펄스폭 제어 회로를 포함하고,
상기 펄스폭 제어 회로는 그 정지 상태에서 동작 상태로, 및/또는 그 반대로 변경될 때에, 상기 모드 지령 신호에 근거하여 상기 펄스폭 변조 신호의 펄스폭을 좁게 하여 상기 데드 타임을 제3 소정 시간의 기간 및/또는 제4 소정 시간의 기간만큼 길게 하는 것을 특징으로 한다.
청구항 9의 전원 장치는 청구항 8에 기재된 전원 장치에 있어서, 상기 펄스폭 제어 회로는 상기 출력 전압에 따른 귀환 전압과 기준 전압을 비교하고, 그 차에 따른 오차 신호를 발생하는 오차 증폭 회로와, 삼각파 신호를 발생하는 발진기와, 상기 오차 신호와 상기 삼각파 신호를 비교하여 펄스폭 변조 신호를 발생하는 PWM 비교기와, 상기 펄스폭 변조 신호를 종렬 접속된 인버터로 증폭하여 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치에 공급하는 프리 드라이버를 구비하고,
상기 종렬 접속된 인버터 중 어느 하나에 지연 시간 제어 수단을 설치하고,이 지연 시간 제어 수단을 상기 제3 소정 시간과 제4 소정 시간에 대응한 소정 시간만 작용시킴으로써, 상기 데드 타임을 길게 하는 것을 특징으로 한다.
청구항 1O의 전원 장치는 제1 인에이블 신호에 의해 동작하며, 입력 전압을 연속적으로 제어 하여 소정의 출력 전압으로 변환하는 시리즈 레귤레이터와, 제2 인에이블 신호에 의해 동작하며, 상기 입력 전압을 스위칭하여 상기 입력 전압을 소정의 출력 전압으로 변환하는 동시에, 그 출력단이 상기 시리즈 레귤레이터의 출력단과 병렬로 접속되는 스위칭형 DC-DC 컨버터와, 모드 지령 신호에 근거하여 상기 제1 인에이블 신호와 상기 제2 인에이블 신호를 선택적으로 전환하여 출력하는 전환 회로를 포함하고,
상기 스위칭형 DC-DC 컨버터는 전원 사이에 접속되어 있고, 교대로 온으로 하고, 또 함께 오프로 하고 있는 데드 타임을 포함하는 제1 스위치 및 제2 스위치와, 상기 제1, 제2 스위치의 접속점의 스위칭 출력 전압을 평활하여 상기 출력 전압을 발생시키기 위한 평활용 코일과 평활용 캐패시터와, 상기 소정의 출력 전압을 발생시키도록 펄스폭 변조 제어된 펄스폭 변조 신호에 근거하는 스위칭 제어 신호를 발생하여 상기 제1, 제2 스위치에 공급하는 펄스폭 제어 회로를 포함하고,
상기 펄스폭 제어 회로는 상기 스위칭형 DC-DC 컨버터가 정지 상태에서 동작 상태로 변경될 때에, 상기 데드 타임을 상기 펄스폭 변조 신호의 펄스폭을 조정함으로써, 복수 단계에 걸쳐서 소정의 긴 시간에서부터 짧은 시간으로 순차 변경하고, 및/또는 상기 스위칭형 DC-DC 컨버터가 동작 상태에서 정지 상태로 변경될 때에 상기 펄스폭 변조 신호의 펄스폭을 조정함으로써, 상기 데드 타임을 복수 단계에 걸쳐서 소정의 짧은 시간에서부터 긴 시간으로 순차 변경하는 것을 특징으로 한다.
청구항 11의 전원 장치는 청구항 1O에 기재된 전원 장치에 있어서, 상기 펄스폭 제어 회로는 상기 출력 전압에 따른 귀환 전압과 기준 전압을 비교하여 그 차에 따른 오차 신호를 발생하는 오차 증폭 회로와 삼각파 신호를 발생하는 발진기와, 상기 오차 신호와 상기 삼각파 신호를 비교하여 펄스폭 변조 신호를 발생하는 PWM 비교기와, 상기 펄스폭 변조 신호를 종렬 접속된 인버터로 증폭하여 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치에 공급하는 프리 드라이버를 구비하고,
상기 종렬 접속된 인버터 중 어느 한 쪽에 지연 시간 제어 수단을 설치하고,이 지연 시간 제어 수단의 지연 시간을 단계적으로 제어함으로써 상기 데드 타임을 변경하는 것을 특징으로 한다.
청구항 12의 전원 장치는 청구항 2, 8 및 1O 중 어느 하나에 기재된 전원 장치에 있어서, 상기 제1 인에이블 신호는 상기 모드 지령 신호와 상기 스위칭형 DC-DC 컨버터로부터 공급되는 클록을 카운트하는 제1 카운터의 제1 카운터 출력이 입력되는 제1 로직 회로에 의해 형성하고, 상기 제2 인에이블 신호는 상기 모드 지령 신호와 상기 클록을 카운트하는 제2 카운터의 제2 카운터 출력이 입력되는 제2 로직 회로에 의해 형성되는 것을 특징으로 한다.
청구항 13의 전원 장치는 입력 전압을 소정의 출력 전압으로 변환하여 출력하는 전원 회로로서, 경부하시에 전력 변환 효율이 높고, 부하량의 증가와 함께 전력 변환 효율이 저하하는 제1 전원 회로와,
입력 전압을 소정의 출력 전압으로 변환하여 출력하고, 그 출력단이 상기 제1 전원 회로의 출력단에 접속되어 있는 전원 회로로서, 경부하시의 전력 변환 효율이 상기 제1 전원 회로의 경부하시의 전력 변환 효율보다 낮고, 부하량의 증가에 따라 전력 변환 효율이 서서히 높아지고, 어느 특정 부하량보다 큰 부하량에서는 전력 변환 효율이 상기 제1 전원 회로의 전력 변환 효율을 상회하는 제2 전원 회로를 포함하고,
상기 제1, 제2 전원 회로로부터 공급해야 할 부하량에 따라 상기 제1 전원 회로의 출력과, 상기 제2 전원 회로의 출력을 전환하여 부하에 공급하는 동시에, 상기 전환에 있어서는 상기 제1 전원 회로와 상기 제2 전원 회로를 함께 출력 가능하게 동작시키는 소정의 오버랩 기간을 설정한 것을 특징으로 한다.
청구항 14의 전원 장치는 청구항 13에 기재된 전원 장치에 있어서, 상기 전환은 상기 제1, 제2 전원 회로로부터 공급해야 할 부하량이 상기 특정 부하량에 이르도록 증가 또는 감소하는 것을 예측하고, 실제의 증가 또는 감소에 앞서서 행하는 것을 특징으로 한다.
청구항 15의 휴대 기기는 전원 전압을 발생하는 전지와 상기 전원 전압을 입력 전압으로 하는 청구항 1 내지 14 중 어느 하나에 기재된 전원 장치와, 이 전원 장치를 제어하기 위한 제어 장치를 구비하는 것을 특징으로 한다.
[발명의 실시형태]
본 발명에서는 입력 전압을 소정의 출력 전압으로 변환하여 출력하는 전원 회로로서, 경부하시에 전력 변환 효율이 높고, 부하량의 증가와 함께 전력 변환 효율이 저하되는 제1 전원 회로와, 입력 전압을 소정의 출력 전압으로 변환하여 출력하는 전원 회로로서, 경부하시의 전력 변환 효율이 제1 전원 회로의 경부하시의 전력 변환 효율보다 낮고, 부하량의 증가에 따라 전력 변환 효율이 서서히 높아지고, 어느 특정 부하량보다 큰 부하량에서는 전력 변환 효율이 제1 전원 회로의 전력 변환 효율을 상회하는 제2 전원 회로를 포함하고 있다.
이 제1 전원 회로와 제2 전원 회로를 그 출력단에서 병렬로 접속하여 부하 장치에 전력을 공급한다. 상술한 특정 부하량은 이보다 작은 부하량일 때는 제1 전원 회로의 전력 변환 효율이 제2 전원 회로의 것보다 높아지고, 또 이보다 큰 부하량일 때는 제2 전원 회로의 전력 변환 효율이 제1 전원 회로의 것보다 높아지는 부하량이다.
그리고, 제1, 제2 전원 회로로부터 공급해야 할 부하량에 따라, 예를 들면 컨트롤러로부터의 지령 신호에 의해 전체적으로 전력 변환 효율이 높아지도록 제1 전원 회로의 출력과 제2 전원 회로의 출력을 전환하여 부하 장치에 전력을 공급한다.
그 전환시에, 제1 전원 회로와 제2 전원 회로를 함께 동작시키고, 소정의 기간은 양쪽 전원 회로로부터 출력 가능하게 하도록 오버랩 기간을 설정한다. 또, 그 전원 회로의 전환은 공급해야 할 부하량이 특정 부하량에 이르도록 증가 또는 감소하는 것을 예측하고, 실제의 증가 또는 감소에 앞서서 행하는 것이 좋다.
이하, 본 발명의 전원 장치 및 이를 이용한 휴대 기기의 실시예에 대해서, 도면을 참조하여 설명한다.
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 전원 장치 및 휴대 기기의 구성을 나타내는 도면이다. 도 1의 전원용 IC(10)에 있어서, 전지(도시를 생략)로부터 공급되는 입력 전압(전원 전압) Vcc를 연속적으로 제어하여 소정의 레귤레이터 출력 전압 Vo1으로 변환하는 제1 전원 회로로서의 시리즈 레귤레이터(이하, LDO(Low Drop Out) 레귤레이터)(20)와, 전원 전압 Vcc를 스위칭하여 스위칭 출력 전압 Vo2를 발생하는 제2 전원 회로로서의 스위칭형 DC-DC 컨버터부(30)와, 이들 LDO 레귤레이터(20)와 DC-DC 컨버터부(30)의 동작을 전환하는 전환 회로(40)를 구비하고 있다.
이 전환 회로(40)는 외부의 컨트롤러(60)로부터의 모드 지령 신호 MOD를 받아서 그 모드 지령 신호 MOD의 내용, 구체적으로는 고(H)레벨인지 저(L)레벨인지의 여부에 따라 LDO 레귤레이터(20)에 공급하는 제1 인에이블 신호 CTR1과, DC-DC 컨버터부(30)에 공급하는 제2 인에이블 신호 CTR2를 선택적으로 전환하여 출력한다.
전환 회로(40)는 제1 인에이블 신호 CTR1에서 제2 인에이블 신호 CTR2로의 전환시에 제1 소정 시간 T1만 서로 오버랩시키는 동시에, 제2 인에이블 신호 CTR2에서 제1 인에이블 신호 CTR1로의 전환시에 제2 소정 시간 T2만 서로 오버랩시킨다.
또, 저항 R1, 저항 R2는 LDO 레귤레이터(20) 및 DC-DC 컨버터부(3O)에 귀환하는 귀환 전압 Vfb를 형성하기 위한 분압 저항이다. 이 분압 저항 R1, R2에는 출력 전압 Vo가 공급된다.
DC-DC 컨버터부(30)의 스위칭 출력 전압 Vo2는 평활용 코일 Lo 및 평활용 캐패시터 Co로 평활되어서 출력 전압 Vo로 된다. 따라서, DC-DC 컨버터부(30)와 평활용 코일 Lo, 평활용 캐패시터 Co로 스위칭형 DC-DC 컨버터가 구성되게 된다. 또, LDO 레귤레이터(20)의 레귤레이터 출력 전압 Vo1은 출력 전압 Vo와 동일하다. 이상과 같이 전원 장치가 구성되어 있다.
회로 블록(51)~회로 블록(5n)은 휴대 기기의 내부에 설치되어 있는 각종의 회로부이며, 전원 장치의 부하로 된다. 이러한 회로 블록(51~5n)은 소비 전력이 작은 회로 블록에서부터, 예를 들면 DSP나 적외선 통신부 등의 소비 전력이 큰 회로 블록까지 다수의 회로 블록이 설치되어 있다. 이러한 회로 블록(51~5n)에 전원 장치로부터 출력 전압 Vo가 인가되어서 각 회로 블록의 동작시에 전력을 공급한다.
CPU 등을 포함하여 구성되는 컨트롤러(제어 장치)(6O)는 휴대 기기의 전체의 제어를 맡는 것이다. 회로 블록(51~5n)로의 급전(給電)도 컨트롤러(60)로부터의 제어에 근거하여 행해진다. 따라서, 컨트롤러(60)에서는 회로 블록(51~5n)이 어느 정도의 전력을 소비하는지, 그 전력 소비의 타이밍 등의 정보를 파악하고 있다.
모드 지령 신호 MOD는 컨트롤러(60)에서부터 회로 블록(51~5n)로의 급전 정보에 근거하여 컨트롤된다. 따라서, 부하 전류를 검출하기 위한 전류 검출 회로는 불필요하다. 또, 경부하 상태에서 중부하 상태로 이행하는 것이 예측되는 경우에, LDO 레귤레이터(20)로부터의 급전 상태에서 사전에 DC-DC 컨버터부(30)로부터의 급전 상태로 선행하여 전환한다는 예측 제어도 용이하게 행할 수 있다.
전원 장치의 동작을 설명하기 전에, 주요한 구성요소인 LDO 레귤레이터(20)의 구성을 나타내는 도 2, DC-DC 컨버터부(30)의 구성을 나타내는 도 3, 및 전환 회로(40)의 구성예를 나타내는 도 4에 대해 설명한다.
도 2에 있어서, LDO 레귤레이터(20)는 전원 전압 Vcc가 입력되고, P형 MOS 트랜지스터(21)의 도통도가 제어되어서 레귤레이터 출력 전압 Vo1이 출력된다. P형 MOS 트랜지스터(21)의 게이트에는 제1 기준 전압 Vref1과 귀환 전압 Vfb를 2입력으로 하는 오차 증폭 회로(22)로부터의 오차 출력이 공급된다. 제1 기준 전압 Vref1에 귀환 전압 Vfb가 동일해지도록 P형 MOS 트랜지스터(21)의 도통도가 제어되어서 소정의 출력 전압 Vo1이 출력된다.
또, 오차 증폭 회로(22)에는 제1 인에이블 신호 CTR1이 공급되고 오차 증폭 회로(22)의 동작 상태, 즉 LDO 레귤레이터(20)의 동작 상태가 제어된다. 본 실시예에서는 제1 인에이블 신호 CTR1은 L 레벨로 공급된다. 즉, 제1 인에이블 신호 CTR1이 L 레벨일 때에 LDO 레귤레이터(20)는 동작 상태로 되고, 반대로 제1 인에이블 신호 CTR1이 H 레벨일 때에 LDO 레귤레이터(20)는 정지 상태로 된다.
도 3의 DC-DC 컨버터부(30)에 있어서, 전원 전압 Vcc와 그라운드 사이에 P형 MOS 트랜지스터(31)와 N형 MOS 트랜지스터(32)가 직렬로 접속된다. MOS 트랜지스터(31, 32)의 각 게이트에 펄스폭이 제어된 스위칭 제어 신호 P1, P2가 공급된다. MOS 트랜지스터(31, 32)의 스위칭에 따른 스위칭 출력 전압 Vo2가 이 직렬 접속점으로부터 출력되고, 평활용 코일 Lo, 평활용 캐패시터 Co로 평활되어 출력 전압 Vo로 된다. MOS 트랜지스터(31, 32)는 함께 오프로 하고 있는 데드 타임을 설정하도록 제어된다. 이로 인해, MOS 트랜지스터(31, 32)를 통과하는 관통 전류의 발생을 방지한다.
오차 증폭 회로(33)는 제2 기준 전압 Vref2와 귀환 전압 Vfb가 입력되고, 이 2 입력의 차에 따른 오차 신호 FB를 출력한다.
발진기(OSC)(34)는 소정 주파수(예를 들면, 약 1MHz)의 삼각파 신호 CT와 클록 CK를 발생한다. 클록 CK는 삼각파 신호 CT와 동기 하고 있는 것이 구성을 간단하고 쉽게 하는 점에서 바람직하다.
PWM(펄스폭 변조) 비교기(35)는 오차 신호 FB와 삼각파 신호 CT를 비교하고, 그 비교 결과에 따른 펄스폭 변조 신호 Pwm를 발생한다.
프리 드라이버(36)는 펄스폭 변조 신호 Pwm를 증폭하고, 또 MOS 트랜지스터(31, 32)를 구동하는에 필요한 극성의 스위칭 제어 신호 P1, P2를 발생하는 것이다. 또, 프리 드라이버(36)에는 모드 지령 신호 MOD가 입력되어 있다. 이 프리 드라이버(36)는 DC-DC 컨버터부(30)가 정지 상태에서 동작 상태로, 및 그 반대로 변경될 때에, 모드 지령 신호 MOD에 근거하여 스위칭 제어 신호 P1, P2의 펄스폭을 조정하고, MOS 트랜지스터(31)가 온으로 있는 시간 및 MOS 트랜지스터(32)가 온으로 있는 시간을 짧게 한다. 이로 인해, MOS 트랜지스터(31, 32)가 함께 오프하고 있는 데드 타임을 길게 한다.
DC-DC 컨버터부(30)내의 각 회로(33~36)에는 제2 인에이블 신호 CTR2가 공급되고, 이러한 동작 상태, 즉 DC-DC 컨버터부(30)의 동작 상태가 제어된다. 본 실시예에서는 제2 인에이블 신호 CTR2는 L 레벨로 공급된다. 즉, 제2 인에이블 신호 CTR2가 L 레벨일 때에 DC-DC 컨버터부(30)는 동작 상태로 되고, 반대로 제2 인에이블 신호 CTR2가 H 레벨일 때에 DC-DC 컨버터부(30)는 정지 상태로 된다.
도 4의 전환 회로(40)에 있어서, 제1 로직 회로(41) 및 제2 로직 회로(42)와, 제1 카운터(43) 및 제2 카운터(44)를 포함하고 있으며, 각각 모드 지령 신호 MOD가 공급되어 있다.
제1 카운터(43)에는 모드 지령 신호 MOD와 클록 CK가 입력된다. 이 예에서는 제2 카운터(44)는 모드 지령 신호 MOD가 L 레벨에서 H 레벨로 된 때에 클록 CK의 카운트를 개시하여 제1 소정 시간 T1에 상당하는 클록 수를 카운트 한다. 제1 로직 회로(41)에는 모드 지령 신호 MOD와 제1 카운터(43)의 출력이 입력된다. 제1 로직 회로(41)는 모드 지령 신호 MOD가 L 레벨에서 H 레벨로 된 다음, 제1 소정 시간 T1이 경과한 후에 L 레벨에서 H 레벨로 되고, 모드 지령 신호 MOD가 L 레벨로 되는 동시에 L 레벨로 되는 제1 인에이블 신호 CTR1를 출력한다.
제1 로직 회로(41) 및 제1 카운터(43)는 이러한 입출력의 관계를 만족하는 로직를 실시할 수 있는 것이면 된다. 예를 들면, 제1 카운터(43)의 출력은 모드 지령 신호 MOD가 L 레벨일 때 L 레벨이고, 모드 지령 신호 MOD가 L 레벨에서 H 레벨로 된 다음, 제1 소정 시간 T1이 경과한 후에 L 레벨에서 H 레벨로 되며, 또 모드 지령 신호 MOD가 L 레벨될 경우에 L 레벨로 되면, 제1 로직 회로(41)는 앤드 회로로 무방하다.
제2 카운터(44)에는 모드 지령 신호 MOD와 클록 CK가 입력되며, 이 예에서는 모드 지령 신호 MOD가 H 레벨에서 L 레벨로 된 때에 클록 CK의 카운트를 개시하여 제2 소정 시간 T2에 상당하는 클록 수를 카운트를 한다. 제2 로직 회로(42)에는 모드 지령 신호 MOD와 제2 카운터(44)의 출력이 입력된다. 제2 로직 회로(42)는 모드 지령 신호 MOD가 L 레벨에서 H 레벨로 되는 동시에, H 레벨에서 L 레벨로 되고, 모드 지령 신호 MOD가 L 레벨로 된 다음, 제2 소정 시간 T2 경과한 후에 H 레벨로 되는 제2 인에이블 신호 CTR2를 출력한다.
제2 로직 회로(42)및 제2 카운터(44)는 이러한 입출력의 관계를 만족하는 로직를 실시할 수 있는 것이면 된다. 예를 들면, 제2 카운터(44)의 출력이 모드 지령 신호 MOD가 L 레벨일 때 L 레벨이며, 모드 지령 신호 MOD가 H 레벨로 되는 동시에 H 레벨로 되는 또, 모드 지령 신호 MOD가 L 레벨로 된 다음, 제2 소정 시간 T2가 경과한 후에 L 레벨로 되는 것이면, 제2 로직 회로(42)는 노아(NOR) 회로라도 무방하다.
도 5는 프리 드라이버(36)에서 스위칭 제어 신호 P1, P2의 펄스폭을 조정하기 위한, 지연 시간 제어 수단을 설치한 제1 구성예를 나타내는 도면이다. 프리 드라이버(36)에서는 펄스폭 변조 신호 Pwm를 증폭하며, 또 MOS 트랜지스터(31, 32)를 구동하는데 필요한 극성의 스위칭 제어 신호 P1, P2를 발생하기 위해서, CMOS 구성의 복수의 인버터 INV1, INV2···가 종렬 접속된다.
이 인버터의 종렬 접속중의 적절한 위치에, 예를 들면 인버터 INV1의 출력 측에 도 5와 같이 지연용 캐패시터 Cd를 N형 MOS 트랜지스터 등의 스위치 SW1를 통해 그라운드에 접속한다. 또, 도시하고 있지 않지만, 인버터 INVl의 PMOS 트랜지스터측이나 NMOS 트랜지스터측에 저항을 설정하고, 지연용 캐패시터 Cd에의 충전이나 방전 시간을 조정하도록 해도 된다. 제3 카운터(61)는 클록 CK와 모드 지령 신호 MOD가 입력되어 있고, 스위치 SW1을 온시키는 지연 신호 Sd를 출력한다.
모드 지령 신호 MOD가 L 레벨에서 H 레벨로 된 때, 제3 카운터(61)는 클록 CK의 카운트를 개시하고, 제3 소정 시간 T3에 상당하는 클록 수를 카운트할 때까지의 동안에 지연 신호 Sd를 출력한다. 지연 신호 Sd에 의해 스위치 SW1이 온으로 되어 지연용 캐패시터 Cd가 접속된다. 지연용 캐패시터 Cd가 접속되면, 인버터 INV1의 출력 전압, 즉 인버터 INV2의 입력 전압의 상승 및 하강이 지연용 캐패시터 Cd의 용량에 따라 지연된다. 따라서, 인버터 INV1의 PMOS 트랜지스터의 구동 능력이 NMOS 트랜지스터의 구동 능력보다 작으면, 인버터 INV2로부터 출력되는 L 레벨의 펄스폭은 좁아진다. 이로 인해, MOS 트랜지스터(31, 32)가 온으로 있는 시간이 지연용 캐패시터 Cd가 접속되어 있지 않을 때에 비해 짧아진다.
또, 모드 지령 신호 MOD가 H 레벨에서 L 레벨로 된 때, 제3 카운터(61)는 클록 CK의 카운트를 개시한다. 그리고, 제4 소정 시간 T4의 시작점에 상당하는 클록 CK를 카운트 한 시점에서부터 제4 소정 시간 T4만큼 지연 신호 Sd를 출력한다. 이 때도 동일하게 MOS 트랜지스터(31, 32)가 온으로 있는 시간이 짧아진다.
도 6은 프리 드라이버(36)에서의 스위칭 제어 신호 P1, P2의 펄스폭을 조정하기 위해, 지연 시간 제어 수단을 설치한 제2 구성예를 나타내는 도면이다. 도 6에서는 인버터 INV1의 출력점과 그 PMOS 트랜지스터의 드레인 사이에 저항 R3, R4를 직렬로 설치하며, 그 저항 R3와 병렬로 스위치 SW2를 접속하고 있다. 또, 지연용 캐패시터 Cd는 상시 접속되어 있다.
제4 카운터(62)의 구성이나 동작은 도 5의 제3 카운터(61)과 동일해도 된다. 그러나, 스위치 SW2는 제4 카운터(62)로부터의 지연 신호 Sd에 의해 오프로 된다. 이 스위치 SW2의 동작은 스위치 SW1과 반대이다. 스위치 SW2로서 예를 들면, CMOS 구성의 아날로그 스위치나, PMOS 트랜지스터 등이 이용된다. 또, 저항 R4는 생략해도 된다.
이 도 6에서, 모드 지령 신호 MOD가 L 레벨에서 H 레벨로 된 때, 지연 신호 Sd에 의해 스위치 SW2가 오프로 되고, 저항 R3이 경로안에 삽입된다. 저항 R3가 경로안에 삽입되면 지연용 캐패시터 Cd와에 의한 시정수가 커진다. 즉, 시정수가 R4 × Cd에서 (R3+R4)× Cd로 된다. 이로 인해, 인버터 INV1의 출력 전압, 즉 인버터 INV2의 입력 전압의 시동이 그 시정수의 증가에 따라 지연된다. 따라서, 인버터 INV2로부터 출력되는 L 레벨의 펄스폭은 좁아진다. 이로 인해, MOS 트랜지스터(31, 32)가 온으로 있는 시간이 저항 R3가 접속되어 있지 않을 때에 비해 짧아진다.
이와 같이, DC-DC 컨버터부(30)가 동작을 개시한 후의 제3 소정 시간 T3 및 DC-DC 컨버터부(30)가 동작을 정지하기 직전의 제4 소정 시간 T4는 MOS 트랜지스터(31, 32)가 온으로 있는 시간을 각각 짧게 한다. 따라서, 제3, 제4 소정 시간 T3, T4의 기간에서는 MOS 트랜지스터(31, 32)가 함께 오프로 하고 있는 데드 타임이 길어진다.
이로 인해, DC-DC 컨버터부(30)의 동작-정지 상태 변경시에, 평활용 코일 LO, 평활용 캐패시터 Co에 기인하는 자유 진동이나 오버슈트을 억제할 수 있다.
또, 제3 소정 시간 T3은 제1 소정 시간 T1과 동일하게 해도 되고, 또 제4 소정 시간 T4는 제2 소정 시간 T2와 동일하게 해도 된다. 즉, 오버랩 기간 TI, T2의 동안은 지연 신호 Sd를 출력하도록 해도 된다. 이 경우에는 지연 신호 Sd로서 제1 인에이블 신호 CTR1의 반전 신호를 이용할 수 있다.
또, DC-DC 컨버터부(30)의 동작 개시시와 동작 정지시 양쪽에서 MOS 트랜지스터(31, 32)가 함께 오프로 하고 있는 데드 타임을 길게 하는 것에 대신하고, DC-DC 컨버터부(30)의 동작을 개시할 때에만 그 데드 타임을 길게 하도록 해도 된다.
이러한 본 발명의 제1 실시예의 동작을 도 7, 도 8의 타이밍 차트도 참조하여 설명한다.
도 7에서는 모드 지령 신호 MOD, LDO 레귤레이터(20)(LDO로 표시하고 있음), DC-DC 컨버터부(30)(DC-DC로 표시하고 있음), 전환 회로(40)의 제1, 제2 인에이블 신호 CTR1, CTR2 및 지연 신호 Sd의 관계를 나타내고 있다.
도 7에 있어서, 시점 t1 이전에는 컨트롤러(60)로부터의 모드 지령 신호 MOD는 L 레벨이며, 제1 인에이블 신호 CTR1이 L 레벨이고, LDO 레귤레이터(20)가 동작 상태에 있고, 제2 인에이블 신호 CTR2가 H 레벨이고, DC-DC 컨버터부(30)는 정지 상태에 있다.
시점 t1에서 모드 지령 신호 MOD가 L 레벨에서 H 레벨로 되면, 제2 인에이블 신호 CTR2는 즉시 L 레벨로 되고, DC-DC 컨버터부(30)는 동작 상태로 된다.
DC-DC 컨버터부(30)가 동작 상태로 됨으로써, 클록 CK가 발생된다. 시점 tI로부터의 클록 CK를 제1 카운터(43)에서 소정 수 카운트함으로써, 제1 인에이블 신호 CTR1은 시점 t1에서부터 제1 소정 시간 T1만큼 경과한 시점 t2로 되어 H 레벨로 된다. 제1 인에이블 신호 CTR1이 H 레벨로 되면, LDO 레귤레이터(2O)는 정지한다.
따라서, LDO 레귤레이터(20)의 동작 상태에서 DC-DC 컨버터부(30)의 동작 상태로 이행할 때에, 시점 t1에서부터 시점 t2까지의 제1 소정 시간 T1은 LDO 레귤레이터(20) 및 DC-DC 컨버터부(30)가 함께 동작 상태에 있는 오버랩 기간으로 된다. 이로 인해, LDO 레귤레이터(20)에서부터 DC-DC 컨버터부(30)로의 동작 상태의 전환을 원활하게 행할 수 있다.
시점 t2에서부터 시점 t3까지는 컨트롤러(60)로부터의 모드 지령 신호 MOD는 H 레벨이며, 제2 인에이블 신호 CTR2가 L 레벨이고, DC-DC 컨버터부(30)가 동작 상태에 있다. 또, 제1 인에이블 신호 CTR1이 H 레벨이고, LDO 레귤레이터(20)는 정지 상태에 있다.
시점 t3에서 모드 지령 신호 MOD가 H 레벨에서 L 레벨로 되면, 제1 인에이블 신호 CTR1은 즉시 L 레벨로 되고, LDO 레귤레이터(20)는 동작 상태로 된다.
시점 t3을 지나도 DC-DC 컨버터부(30)는 동작 상태에 있기 때문에, 여전히 클록 CK가 발생되어 있다. 모드 지령 신호 MOD가 L 레벨로 된 시점 t3에서부터의 클록 CK를 제2 카운터(44)로 소정 수카운트함으로써, 제2 인에이블 신호 CTR2는 시점 t3에서부터 제2 소정 시간 T2만큼 경과한 시점 t4로 되어 H 레벨로 된다. 제2 인에이블 신호 CTR2가 H 레벨로 되면, DC-DC 컨버터부(30)는 정지한다.
따라서, DC-DC 컨버터부(30)의 동작 상태에서 LDO 레귤레이터(20)의 동작 상태로 이행할 때에도, 시점 t3에서부터 시점 t4까지의 제2 소정 시간 T2는 LDO 레귤레이터(20) 및 DC-DC 컨버터부(30)가 함께 동작 상태에 있는 오버랩 기간으로 된다. 이로 인해, DC-DC 컨버터부(30)에서부터 LDO 레귤레이터(20)로의 동작 상태의 전환을 원활하게 행할 수 있다. 이 제1, 제2 소정 시간 T1, T2는 각각 임의의 길이로 설정할 수 있고, 또 같은 길이(예를 들면, 5OO ㎲)이라도 된다.
LDO 레귤레이터(20)와 DC-DC 컨버터부(30)와의 전환시의 오버랩 시간 T1, T2는 DC-DC 컨버터부(30)로부터 공급되는 클록 CK를 이용하여 카운트하기 때문에, 간단한 구성으로 실현될 수 있다.
그리고, DC-DC 컨버터부(30)는 자신의 소비 전류가 크지만, 입력 전력에 대한 출력 전력의 변환 효율이 높기 때문에, 부하 전류가 증가하는 중부하시에는 유효하다. 또, 그 부하가 경부하시에는 LDO 레귤레이터(20)를 동작시킨다. LDO 레귤레이터(20)는 전력의 변환 효율은 낮으나, 자신의 소비 전류가 작기 때문에 부하 전류의 작은 경부하시에는 유효하다. 따라서, 중부하시와 경부하시에 따라 DC-DC 컨버터와 시리즈 레귤레이터를 전환하여 사용함으로써, 전체적으로 전력의 변환 효율이 양호하게 된다.
이 전환을 위한 모드 지령 신호 MOD를 회로 블록(51~5n)의 제어를 맡는 컨트롤러(60)로부터 발생시키기 때문에, 중부하시와 경부하시를 판별하기 위한 부하 전류 검출 회로 등은 불필요하게 되어서 구성이 간단하게 된다. 또, 단지 부하 전류 검출 회로 등이 불필요해질 뿐만 아니라, 회로 블록(51~5n)이 예정되어 있는 동작에 근거하여 컨트롤러(60)로부터 모드 지령 신호 MOD를 발생시킨다. 따라서, 부하 변동을 예측하고, LDO 레귤레이터(20)와 DC-DC 컨버터부(30)의 전환을 적절히 실시할 수 있다.
도 8은 프리 드라이버(36)에서의 스위칭 제어 신호 P1, P2의 펄스폭 조정을 설명하기 위한 타이밍 차트가며, 도 5의 펄스폭 조정 회로를 예로 하고, 도 7을 함께 참조하여 그 동작을 설명한다.
도 7에서, 모드 지령 신호 MOD가 L 레벨에서 H 레벨로 되면, 제3 카운터(61)는 클록 CK의 카운트를 개시하고, 제3 소정 시간 T3에 상당하는 클록 수를 카운트할 때까지 지연 신호 Sd를 발생한다. 스위치 SW1이 지연 신호 Sd에 의해 온으로 되기 때문에, 제3 소정 시간 T3의 동안은 지연용 캐패시터 Cd가 인버터 INV1의 출력단과 그라운드 사이에 접속된다.
지연용 캐패시터 Cd가 접속되어 있을 때는 인버터 INV1의 상승 및 서 하강은 지연용 캐패시터 Cd의 정전 용량에 따라 시간 지연된다. 따라서, 인버터 INV1의 PMOS 트랜지스터의 구동 능력이 NMOS 트랜지스터의 구동 능력보다 작게 하기 때문에, 인버터 INV2로부터 출력되는 L 레벨의 펄스폭은 좁아진다. 이로 인해, 인버터 INV2로부터 출력되는 펄스폭은 인버터 INV1에 입력되는 펄스폭보다 좁은 것으로 된다. 인버터 INV2로부터 출력되는 펄스에 따라 스위칭 제어 신호 P1, P2가 형성되기 때문에, MOS 트랜지스터(31, 32)의 온 시간이 짧아지며 데드 타임은 길어진다.
도 8은 DC-DC 컨버터부(30)가 정지 상태에서 동작 상태로 이행할 때의 스위칭 제어 신호 P1과 스위칭 제어 신호 P2의 파형을 나타내고 있다. DC-DC 컨버터부(30)의 정지 상태에서 스위칭 제어 신호 P1은 H 레벨, 스위칭 제어 신호 P2는 L 레벨이고, MOS 트랜지스터(31, 32)는 함께 오프로 하고 있다.
DC-DC 컨버터부(30)가 정지 상태에서 동작 상태로 이행하면, PWM 비교기(35)로부터는 비교 결과에 근거한 폭의 펄스폭 변조 신호 Pwm가 프리 드라이버(36)로 공급된다. 그러나, 프리 드라이버(36)에서는 동작 상태로 된 이후에, 제3 소정 시간 T3의 기간은 스위칭 제어 신호 P1이 L 레벨, 스위칭 제어 신호 P2가 H 레벨로 되는 시간, 즉 MOS 트랜지스터(31, 32)의 온 시간은 짧아진다. 이로 인해, 제3 소정 시간 T3의 기간은 데드 타임 Td1은 길어진다.
제3 소정 시간 T3가 경과하면, 지연 신호 Sd가 출력되지 않게 되고, 스위치 SW1이 오프로 된다. 따라서, 그 후의 데드 타임 Td2는 통상의 제어 상태에 있어서의 시간 길이로 된다.
이 제3 소정 시간 T3은 오버랩 동작을 하는 제1 소정 시간 T1의 개시와 동시에 개시하는 것이 바람직하다. 또, 제3 소정 시간 T3은 제1 소정 시간 T1이하의 시간, 즉 T3T1 으로 하는 것이 좋다.
또, 도 7에서, 모드 지령 신호 MOD가 H 레벨에서 L 레벨로 된 때에도, 제3 카운터(61)는 클록 CK의 카운트를 개시한다. 그리고, 제4 소정 시간 T4의 시작점에 상당하는 클록 수를 카운트 한 시점에서부터 제4 소정 시간 T4만큼 지연 신호 Sd를 발생한다. 스위치 SW1이 지연 신호 Sd에 의해 온으로 되기 때문에, 제4 소정 시간 T4의 동안은 지연용 캐패시터 Cd가 인버터 INVI의 출력단과 그라운드 사이에 접속된다. 이 경우에도, 제3 소정 시간 T3에 있어서와 동일하게 동작하며, 데드 타임이 길어진다.
이 제4 소정 시간 T4는 오버랩 동작을 하는 제2 소정 시간 T2의 종료와 동시에 종료하는 것이 바람직하고, 제4 소정 시간 T4는 제2 소정 시간 T2 이하의 시간, 즉 T4T2로 하는 것이 좋다. 따라서,이 경우에는 제4 소정 시간 T4의 개시 시점은 모드 지령 신호 MOD가 H 레벨에서 L 레벨로 된 시점이나 또는 이보다 조금 늦은 시점으로 된다.
이와 같이 DC-DC 컨버터부(30)가 정지 상태에서 동작 상태로 및 그 반대로 변갱될 때, 그 스위칭 제어 신호 P1, P2의 펄스폭이 좁게 되고, 이로 인해 데드 타임 Td1이 길어진다. 따라서, DC-DC 컨버터부(30)와 LDO 레귤레이터(20)의 동작 전환시에 평활용 코일 Lo와 평활용 캐패시터 Co에 의한 자유 진동이나 이로 인한 오버슈트의 발생을 억제한다. 또, 그 펄스폭의 협소화는 프리 드라이버(36)의 종렬 접속된 인버터 INV1, INV2··· 중 어느 하나에 지연용 캐패시터 Cd를 소정 시간 T3, T4만 접속함으로써 행해지기 때문에, 간단하고 쉬운 구성으로 실현될 수 있다.
도 9~도 13은 본 발명의 전원 장치의 제2 실시예에 따른 구성을 나타내는 도 및 타이밍 차트가다. 또, 도 1~도 3은 제2 실시예에 있어서도, DC-DC 컨버터부(3O) 및 전환 회로(40)가 일부 다른 것 이외는 동일하다.
도 9의 전환 회로(40)에 있어서, 제1 로직 회로(41)와 제2 로직 회로(42)는 도 4에 있어서와 동일하다. 제3 로직(45)은 오버랩 기간 중에 제1 지연 신호 Sd1 및 제2 지연 신호 Sd2를 순차적으로 발생한다. 이 때문에, 모드 지령 신호 MOD나, 제1, 제2 카운터(43A, 44A)로부터의 소정 카운트 출력이 입력된다. 그 외의 점은 도 4와 동일하다.
도 10은 프리 드라이버(36)에서의 스위칭 제어 신호 P1, P2의 펄스폭을 다단계로 조정하기 위한 지연 시간 제어 수단을 설치한 구성예를 나타내는 도면이다.
도 10에서는 인버터 INV1의 출력점과 그 PMOS 트랜지스터의 드레인 사이에 저항 R5~R8를 직렬로 설치한다. 그 저항 R5와 병렬로 스위치 SW3 을 접속하여 저항 R5, R6와 병렬로 스위치 SW4를 접속하며, 또 저항 R5~R7와 병렬로 스위치 SW5를 접속하고 있다. 스위치 SW3은 제1 지연 신호 Sd1에 의해 제어되며, 스위치 SW4는 제2 지연 신호 Sd2에 의해 제어되고, 또 스위치 SW5는 제1 인에이블 신호 CTR1에 의해 제어된다. 따라서, 이 제2 실시예에서는 DC-DC 컨버터부(3O)에는 제2 인에이블 신호 이외에, 제1 인에이블 신호 CTR1도 입력된다.
이 도 1O의 지연 시간 제어 수단에서는 DC-DC 컨버터부(30)가 정지 상태에서 동작 상태로 변경될 때에, 저항 R5~R8과 캐패시터 Cd로 정해지는 시정수를 스위치 SW3~SW5의 순차적인 온에 따라 단계적으로 짧게 한다. 이로 인해, DC-DC 컨버터부(30)가 정지 상태에서 동작 상태로 변경될 때에, 데드 타임을 복수 단계에 걸쳐서 소정의 긴 시간에서부터 짧은 시간으로 순차 변경한다.
또, DC-DC 컨버터부(30)가 동작 상태에서 정지 상태로 변경될 때에, 저항 R5~R8과 캐패시터 Cd에서 정해지는 시정수를 스위치 SW5~SW3의 순차적인 오프에 따라 단계적으로 길게 한다. 이로 인해, DC-DC 컨버터부(30)가 동작 상태에서 정지 상태로 변경될 때에, 데드 타임을 복수 단계에 걸쳐서 소정의 짧은 시간에서부터 긴 시간으로 순차 변경한다.
또, DC-DC 컨버터부(30)의 동작 개시시와 동작 정지시 양쪽에서 데드 타임을 길게 하는 것에 대신하고, DC-DC 컨버터부(30)의 동작을 개시할 때에만, 그 데드 타임을 길게 하도록 해도 된다.
이러한 본 발명의 제2 실시예의 동작을 도 11~도 13의 타이밍 차트도 참조하여 설명한다.
도 11에서는 모드 지령 신호 MOD, LDO 레귤레이터(20)(LDO로 표시하고 있음), DC-DC 컨버터부(30)(DC-DC로 표시하고 있음), 제1, 제2 인에이블 신호 CTR1, CTR2, 및 제1, 제2 지연 신호 Sd1, Sd2의 관계를 나타내고 있다.
도 11에 있어서, 시점 t1 이전에서는 컨트롤러(60)로부터의 모드 지령 신호 MOD는 L 레벨이고, 제1 인에이블 신호 CTR1이 L 레벨이고, LDO 레귤레이터(20)가 동작 상태에 있고, 제2 인에이블 신호 CTR2가 H 레벨이고, DC-DC 컨버터부(30)는 정지 상태에 있다.
시점 t1에서 모드 지령 신호 MOD가 L 레벨에서 H 레벨로 되면, 제2 인에이블 신호 CTR2는 즉시 L 레벨로 되고, DC-DC 컨버터부(30)는 동작 상태로 된다.
DC-DC 컨버터부(30)가 동작 상태로 됨으로써, 클록 CK가 발생된다. 시점 t1에서부터의 클록 CK를 제1 카운터(43A)로 소정 수 카운트함으로써, 제1 인에이블 신호 CTR1은 시점 t1에서부터 제1 소정 시간 t1만큼 경과한 시점 t4로 되어 H 레벨로 된다. 제1 인에이블 신호 CTR1이 H 레벨로 되면, LDO 레귤레이터(20)는 정지한다.
제1 소정 기간 T1에 있어서, 시점 t1에서부터 시점 t2까지의 기간 T3-1에서는 스위치 SW3~SW5가 모두 오프로 하고 있다. 그 후, 시점 t2에서부터 시점 t3까지의 기간 T3-2에서는 스위치 SW3이 온으로 하고, 시점 t3에서부터 시점 t4까지의 기간 T3-3에서는 스위치 SW4가 온으로 하고, 시점 t4 이후는 스위치 SW5가 온으로 한다.
이로 인해, 시점 t1에서부터 시점 t4(즉, 제1 소정 기간 T1)에 걸쳐서 기간 T3-1~기간 T3-3마다 데드 타임은 복수 단계에 걸쳐서 소정의 긴 시간에서부터 짧은 시간으로 순차 변경된다.
또, 도 11에서 시점 t5 이전에서는 컨트롤러(60)로부터의 모드 지령 신호 MOD는 H 레벨이며, 제1 인에이블 신호 CTR1이 H 레벨이고, LDO 레귤레이터(20)가 정지 상태에 있고, 제2 인에이블 신호 CTR2가 L 레벨이고, DC-DC 컨버터부(30)는 동작 상태에 있다.
시점 t5에서 모드 지령 신호 MOD가 H 레벨에서 L 레벨로 되면, 제1 인에이블 신호 CTR1은 즉시 L 레벨로 되고, LDO 레귤레이터(20)는 동작 상태로 된다.
시점 t5 이후에, DC-DC 컨버터부(30)는 동작 상태를 계속하고 있기 때문에, 클록 CK는 발생되고 있다. 시점 t5에서부터의 클록 CK를 제2 카운터(44A)로 소정 수 카운트함으로써, 제2 인에이블 신호 CTR2는 시점 t5에서부터 제2 소정 시간 T2만큼 경과한 시점 t8로 되어서 H 레벨로 된다. 제2 인에이블 신호 CTR2가 H 레벨로 되면, DC-DC 컨버터부(30)는 정지한다.
시점 t5 이전에서는 스위치 SW3~SW5는 모두 온으로 하고 있다. 제2 소정 기간 T2에 있어서, 시점 t5에서부터 시점 t6까지의 기간 T4-3에서는 스위치 SW5가 오프로 하고, 스위치 SW4, SW3이 온으로 하고 있다. 그 후, 시점 t6에서부터 시점 t7까지의 기간 T4-2에서는 스위치 SW4가 오프로 하며, 시점 t7에서부터 시점 t8까지의 기간 T4-1에서는 스위치 SW3이 오프로 한다.
이로 인해, 시점 t5에서부터 시점 t8(즉, 제2 소정 기간 T2)에 걸쳐서 기간 T4-3~기간 T4-1마다 데드 타임은 복수 단계에 걸쳐서 소정의 짧은 시간에서부터 긴 시간으로 순차 변경된다.
도 12는 본 발명에 있어서, DC-DC 컨버터부(30)와 LDO 레귤레이터(20)를 오버랩시켜서 전환할 때에, 데드 타임을 2단계로 전환하는 경우의 타이밍 차트를 출력 전압 Vo와 함께 나타내고 있다. 이 도 12에서는 제1 인에이블 신호 CTR1과 제2 지연 신호 Sd2가 동시에 변화하는 예를 나타내고 있다.
도 13은 도 12의 2단계 전환에 대비하기 위해서 도시되어 있다. 이 도 13에서는 DC-DC 컨버터부(30)와 LDO 레귤레이터(20)를 오버랩시켜서 전환할 때에, 데드 타임을 1단계에서 전환하는 경우의 타이밍 차트를 출력 전압 Vo와 함께 나타내고 있다. 이 도 13에서는 제1 인에이블 신호 CTR1과 지연 신호 Sd가 동시에 변화하는 예를 나타내고 있고, 오버랩시에는 데드 타임은 길며, 또 DC- DC 컨버터부(30)만의 동작시에 데드 타임은 짧아지고 있다.
도 12, 도 13에 있어서, LDO & DC-DC는 DC-DC 컨버터부(30)와 LDO 레귤레이터(20)가 오버랩 동작시를 나타내고 있고, 또 DC-DC는 DC-DC 컨버터부(30)만 동작중임을 나타내고 있다. 또, 도 12, 도 13에 있어서 횡축은 시간을 나타내고 있다.
도 12의 2단계 전환에서는 A11이나 A12에 도시된 바와 같이 전환에 수반하는 오버슈트는 도 13의 1단계 전환의 A21로 도시된 오버슈트에 비해 작아진다. 또, 도 12의 2단계 전환에서는 B11~B13으로 도시된 바와 같이 전환에 수반하는 언더슈트는 도 13의 1단계 전환의 B21이나 B22로 도시된 오버슈트에 비해 작아진다. 특히, 언더슈트에 대해서 보면, B22에서는 도면에 예시된 바와 같이 1.8V가 1.7V 이하로 저하는데 반해, B12나 B13에서는 도면에 예시된 바와 같이 1.75V 정도이다.
이와 같이 DC-DC 컨버터부(30)와 LDO 레귤레이터(20)의 동작 전환시에, 데드 타임이 다단계로 순차 변경됨으로써, 자유 진동이나 이로 인한 오버슈트, 언더슈트의 발생을 더욱 억제할 수 있다.
도 14~도 16은 본 발명의 전원 장치의 제3 실시예에 따른 구성을 나타내는 도면 및 주파수-이득·위상 특성을 나타내는 도면이다.
도 14에 있어서, 도 3의 오차 증폭 회로(33)를 오차 증폭기(33A)와 그 귀환계를 포함하여 나타내고 있다. 저항 R9와 저항 R1O을 직렬로 하고 귀환 전압 Vfb가 오차 증폭기(33a)의 반전 입력단에 입력된다. 또, 저항 R11과 귀환용 캐패시터 Cf가 직렬로 오차 증폭기(33a)의 출력단과 반전 입력단 사이에 접속된다. 귀환 캐패시터 Cf에 병렬로 스위치 SW7과 저항 R12의 직렬 회로가 접속된다. 또, 저항 R1O에 병렬로 스위치 SW6이 접속된다.
이들, 스위치 SW6, SW7은 제1 인에이블 신호 CTR1에 의해 제어된다.
제1 인에이블 신호 CTR1이 H 레벨일 때, 즉 DC-DC 컨버터부(30)만이 동작 상태일 때는 스위치 SW6, SW7은 오프로 하고 있다. 따라서, 저항 R9(예를 들면, 75㏀), R1O(예를 들면, 275㏀), R11(예를 들면, 1OO㏀), 및 귀환용 캐패시터 Cf(예를 들면, 20OpF)에 의해 교류 귀환 회로(AC 피드백 루프)가 형성되어 있다. DC-DC 컨버터부(30) 단독으로의 동작시에는 AC 피드백 루프에 의해 오차 증폭 회로(33)가 동작한다.
또, 제1 인에이블 신호 CTR1이 L 레벨일 때, 즉 DC-DC 컨버터부(3O)가 LDO 레귤레이터(20)와 오버랩하고 있는 동작 상태일 때는 스위치 SW6, SW7은 온으로 하고 있다. 따라서, 저항 R10은 쇼트되고, 또 저항 R12(예를 들면, 2㏁)가 귀환용 캐패시터 Cf에 병렬로 접속된다. 이로 인해, 직류 귀환 회로(DC 피드백 루프)가 형성되어 있다. 오버랩 동작시에는 DC 피드백 루프에 의해 오차 증폭 회로(33)가 동작한다.
오차 증폭 회로(33)가 DC 피드백 루프에 의해 동작할 때는 높은 주파수 영역에서의-이득(게인)이 AC 피드백 루프의 경우에 비해 더욱 높아진다. 이 높은 주파수 영역에서의 이득이 높아짐으로써 응답성이 향상한다.
도 15는 오차 증폭 회로(33)가 DC 피드백 루프로 동작할 때의 주파수-이득 및 위상 특성을 나타내고 있고, 또 도 16은 오차 증폭 회로(33)가 AC 피드백 루프와, 동작할 때의 주파수-이득 및 위상 특성을 나타내고 있다.
이들 도 15 및 도 16의 주파수-이득 특성을 보면, DC 피드백 루프로 동작할 때의 이득이 AC 피드백 루프로 동작할 때의 이득보다 고주파수 영역에서 높게 되는 것을 알 수 있다.
이와 같이 오차 증폭 회로(33)의 귀환 회로를 오버랩 기간에 직류 귀환 회로에 전환하고, 높은 주파수 영역에서의 이득(게인)을 올려 응답성을 양호하게 한다. 이로 인해, DC-DC 컨버터와 시리즈 레귤레이터의 동작 상태의 전환시에 출력 전압에의 영향이 적게 된다.
또,이 제3 실시예의 오버랩 기간에 직류 귀환 회로로 전환하는 것을 제1 실시예나 제2 실시예와 편성할 수도 있다. 이 경우에는 LDO 레귤레이터(20)와 DC-DC 컨버터부(30)의 전환에 의한 출력 전압 Vo로의 영향을 더욱 억제하는 것을 기대할 수 있다.
이상의 설명에서는 소정 시간의 설정용으로 각 블록(30, 40) 등에 카운터를 설치하는 경우에 대해 설명하였으나, 캐파시터, 저항에 의한 CR 지연 회로를 이용하거나, 또 컨트롤러(60)로부터 분주된 클록 신호를 이용해도 된다. 또, 시리즈 레귤레이터 및 강압형의 스위칭 DC-DC 컨버터의 경우에 대해 설명하였으나, 동일한 기능을 포함하는 다른 전원 회로라도 무방하다.
본 발명에 의하면, 전원 장치에 접속되는 부하가 중부하시에는 제2 전원 회로인 스위칭형 DC-DC 컨버터를 동작시킨다. DC-DC 컨버터는 자신의 소비 전류가 크지만, 입력 전력에 대한 출력 전력의 변환 효율이 높으므로, 부하 전류가 증가하는 중부하시에는 유효하다. 또, 그 부하가 경부하시에는 제1 전원 회로인 시리즈 레귤레이터를 동작시킨다. 시리즈 레귤레이터는 전력의 변환 효율은 DC-DC 컨버터에 비하여 낮으나, 자신의 소비 전류가 DC-DC 컨버터의 것보다 작으므로, 부하 전류가 작은 경부하시에는 유효하다. 따라서, 중부하시와 경부하시에 따라 DC-DC 컨버터와 시리즈 레귤레이터를 전환하여 사용함으로써, 전체적으로 전력의 변환 효율이 양호하게 된다.
또, 제1 인에이블 신호 인가시에 동작하는 시리즈 레귤레이터와 제2 인에이블 신호 인가시에 동작하는 DC-DC 컨버터와의 전환시에, 모드 지령 신호에 근거하여 제1, 제2 인에이블 신호를 선택적으로 전환하여 출력하는 동시에, 제1, 제2 인에이블 신호는 전환시에 제1 소정 시간과 제2 소정 시간만 서로 오버랩시킨다. 이로 인해, DC -DC 컨버터와 시리즈 레귤레이터의 동작 상태의 전환을 원활하게 행할 수 있다. 그 전환시의 오버랩시간은 DC-DC 컨버터로부터 공급되는 클록을 이용하여 카운트하기 때문에, 간단하고 쉬운 구성으로 실현될 수 있다.
또, DC-DC 컨버터의 펄스폭 변조 신호의 펄스폭이 정지 상태에서 동작 상태로 또는 그 반대로 변경될 때에 좁게 되며, 이로 인해 데드 타임이 길어진다. 따라서, DC-DC 컨버터와 시리즈 레귤레이터의 동작 전환시에 자유 진동이나 이로 인한 오버슈트의 발생을 억제할 수 있다. 또, 그 펄스폭의 협소화는 프리 드라이버내의 종렬 접속된 인버터 중 어느 하나에 지연용의 저항이나 캐패시터를 소정 시간만 접속함으로써 행해지기 때문에, 간단하고 쉬운 구성으로 실현될 수 있다.
또, 스위칭형 DC-DC 컨버터가 정지 상태에서 동작 상태로, 또는 그 반대로 변경될 때에, 상기 데드 타임을 상기 펄스폭 변조 신호의 펄스폭을 조정함으로써, 복수 단계에 걸쳐서 소정의 긴 시간에서부터 짧은 시간으로, 또는 복수 단계에 걸쳐서 소정의 짧은 시간에서부터 긴 시간으로 순차 변경한다. 이로 인해, DC-DC 컨버터와 시리즈 레귤레이터의 동작 전환시에 데드 타임이 다단계로 순차 변경되기 때문에, 자유 진동이나 이로 인한 오버슈트의 발생을 더욱 억제할 수 있다.
또, 스위칭형 DC-DC 컨버터의 오차 증폭 회로는 그 귀환 회로를 오버랩 기간에 직류 귀환 회로로 전환하고, 높은 주파수 영역에서의 이득(게인)을 높임으로써 응답성을 양호하게 한다. 이로 인해, DC-DC 컨버터와 시리즈 레귤레이터의 동작 상태의 전환시에 출력 전압에의 영향이 적게 된다.
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 전원 장치 및 휴대 기기의 구성을 나타내는 도면.
도 2는 시리즈 레귤레이터(LDO 레귤레이터)의 구성을 나타내는 도면.
도 3은 스위칭 DC-DC 컨버터의 구성을 나타내는 도면.
도 4는 전환 회로의 구성예를 나타내는 도면.
도 5는 펄스폭을 조정하기 위한 구성예를 나타내는 도면.
도 6은 펄스폭을 조정하기 위한 다른 구성예를 나타내는 도면.
도 7은 시리즈 레귤레이터와 DC-DC 컨버터의 전환을 설명하는 도면.
도 8은 펄스폭 조정시의 스위칭 제어 신호를 설명하는 도면.
도 9는 본 발명의 제2 실시예에 따른 전환 회로의 구성을 나타내는 도면.
도 1O은 본 발명의 제2 실시예에 따른 지연 시간 제어 수단의 구성예를 나타내는 도면.
도 11은 본 발명의 제2 실시예에 따른 타이밍 차트.
도 12는 본 발명의 제2 실시예에 따른 다단계 전환시의 동작을 설명하는 도면.
도 13은 도 12에 비교되는 1 단계 전환시의 동작을 설명하는 도면.
도 14는 본 발명의 제3 실시예에 따른 오차 증폭 회로의 구성을 나타내는 도면.
도 15는 본 발명의 제3 실시예에 따른 직류 귀환시의 주파수-이득 특성을 나타내는 도면.
도 16은 본 발명의 제3 실시예에 따른 교류 귀환시의 주파수-이득 특성을 나타내는 도면.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
1O : 전원용 IC Lo : 평활용 코일
Co : 평활용 캐패시터
2O : 시리즈 레귤레이터(LDO 레귤레이터)
21 : P형 MOS 트랜지스터 22 : 오차 증폭 회로
3O : 스위칭 DC-DC 컨버터부 31 : P형 MOS 트랜지스터
32 : N형 MOS 트랜지스터 33 : 오차 증폭 회로
34 : 발진기 35 : PWM 비교기
36 : 프리 드라이버 4O : 전환 회로
41, 42, 45 : 제1~제3 로직 회로 43, 43A, 44, 44A : 제1, 제2 카운터
51~5n : 회로 블록 6O : 컨트롤러
61, 62 : 제3, 제4 카운터 INV1, INV2 : 인버터
Cd : 지연용 캐패시터 Cf : 귀환용 캐패시터
SW1~SW7 :스위치 Vcc : 전원 전압
Vo : 출력 전압 Vo1 : 레귤레이터 출력 전압
Vo2 : 스위칭 출력 전압 MOD : 모드 지령 신호
CTR1 : 제1 인에이블 신호 CTR2 : 제2 인에이블 신호
CK : 클록 Vfb : 귀환 전압
Vref1, Vref2 : 제1, 제2 기준 전압 P1, P2: 스위칭 제어 신호
FB : 오차 신호 CT : 삼각파 신호
Pwm : 펄스폭 변조 신호 Sd, Sd1, Sd2 : 지연 신호

Claims (15)

  1. 입력 전압을 연속적으로 제어하여 소정의 출력 전압으로 변환하고 출력단으로부터 출력하는 시리즈 레귤레이터와,
    상기 입력 전압을 스위칭하여 소정의 출력 전압으로 변환하는 동시에, 그 출력단이 상기 시리즈 레귤레이터의 출력단과 병렬로 접속되는 스위칭형 DC-DC 컨버터를 구비하는 전원 장치로서,
    모드 지령 신호에 근거하여 상기 시리즈 레귤레이터만의 동작 상태에서 상기 스위칭형 DC-DC 컨버터만의 동작 상태로 전환을 행할 때, 및/또는 상기 스위칭형 DC-DC 컨버터만의 동작 상태에서 상기 시리즈 레귤레이터만의 동작 상태로 전환을 행할 때에, 상기 모드 지령 신호의 변화 후, 상기 시리즈 레귤레이터 및 상기 스위칭형 DC-DC 컨버터가 소정 시간 동안에 함께 동작하는 오버랩 기간을 설정한 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  2. 제1 인에이블 신호에 의해 동작하고, 입력 전압을 연속적으로 제어하여 소정의 출력 전압으로 변환하여 출력하는 시리즈 레귤레이터와,
    제2 인에이블 신호에 의해 동작하고, 상기 입력 전압을 스위칭하여 상기 입력 전압을 소정의 출력 전압으로 변환하는 동시에, 그 출력단이 상기 시리즈 레귤레이터의 출력단과 병렬로 접속되는 스위칭형 DC-DC 컨버터와,
    모드 지령 신호에 근거하여 상기 제1 인에이블 신호와 상기 제2 인에이블 신호를 선택적으로 전환하여 출력하는 동시에, 상기 제1 인에이블 신호에서 상기 제2 인에이블 신호로의 전환시에 제1 소정 시간만 서로 오버랩하고, 및/또는 상기 제2 인에이블 신호에서 상기 제1 인에이블 신호로의 전환시에 제2 소정 시간만 서로 오버랩하는 오버랩 기간을 구비하도록 전환하는 전환 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 스위칭형 DC-DC 컨버터는 교류 귀환 회로와 직류 귀환 회로를 전환할 수 있고, 또 기준 전압과 상기 출력 전압에 따른 전압과의 차에 따라 상기 출력 전압을 제어하기 위한 오차 증폭 회로를 포함하고,
    상기 오버랩 기간에 상기 교류 귀환 회로에서 상기 직류 귀환 회로로 전환하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 스위칭형 DC-DC 컨버터는 전원 사이에 직렬로 접속되어 있고, 교대로 온으로 하며, 또 함께 오프로 하고 있는 데드 타임을 포함하는 제1 스위치 및 제2 스위치와,
    상기 제1, 제2 스위치의 접속점의 스위칭 출력 전압을 평활하여 상기 출력 전압을 발생시키기 위한 평활용 코일과 평활용 캐패시터와,
    상기 소정의 출력 전압을 발생시키도록 펄스폭 변조 제어된 펄스폭 변조 신호에 근거하는 스위칭 제어 신호를 발생하고, 상기 제1, 제2 스위치에 공급하는 펄스폭 제어 회로를 포함하고,
    상기 펄스폭 제어 회로는 그 정지 상태에서 동작 상태로 및/또는 그 반대로 변경될 때에, 상기 모드 지령 신호에 근거하여 상기 펄스폭 변조 신호의 펄스폭을 좁게 하고, 상기 데드 타임을 제3 소정 시간의 기간 및/또는 제4 소정 시간의 기간만큼 길게 하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 스위칭형 DC-DC 컨버터는 교류 귀환 회로와 직류 귀환 회로를 전환할 수 있고, 또 기준 전압과 상기 출력 전압에 따른 전압과의 차에 따라 상기 출력 전압을 제어하기 위한 오차 증폭 회로를 포함하고,
    상기 오버랩 기간에 상기 교류 귀환 회로에서 상기 직류 귀환 회로로 전환하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  6. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 스위칭형 DC-DC 컨버터는 전원 사이에 직렬로 접속되어 있고, 교대로 온으로 하며, 또 함께 오프로 하고 있는 데드 타임을 포함하는 제1 스위치 및 제2 스위치와,
    상기 제1, 제2 스위치의 접속점의 스위칭 출력 전압을 평활하여 상기 출력 전압을 발생시키기 위한 평활용 코일과 평활용 캐패시터와,
    상기 소정의 출력 전압을 발생시키도록 펄스폭 변조 제어된 펄스폭 변조 신호에 근거하는 스위칭 제어 신호를 발생하여 상기 제1, 제2 스위치에 공급하는 펄스폭 제어 회로를 포함하고,
    상기 펄스폭 제어 회로는 상기 스위칭형 DC-DC 컨버터가 정지 상태에서 동작 상태로 변경될 때에, 상기 데드 타임을 상기 펄스폭 변조 신호의 펄스폭을 조정함으로써, 복수 단계에 걸쳐서 소정의 긴 시간에서부터 짧은 시간으로 순차 변경하며, 및/또는 상기 스위칭형 DC-DC 컨버터가 동작 상태에서 정지 상태로 변경될 때에, 상기 펄스폭 변조 신호의 펄스폭을 조정함으로써, 상기 데드 타임을 복수 단계에 걸쳐서 소정의 짧은 시간에서부터 긴 시간으로 순차 변경하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 스위칭형 DC-DC 컨버터는 교류 귀환 회로와 직류 귀환 회로를 전환할 수 있고, 또 기준 전압과 상기 출력 전압에 따른 전압과의 차에 따라 상기 출력 전압을 제어하기 위한 오차 증폭 회로를 포함하고,
    상기 오버랩 기간에 상기 교류 귀환 회로에서 상기 직류 귀환 회로로 전환하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  8. 제1 인에이블 신호에 의해 동작하고, 입력 전압을 연속적으로 제어하여 소정의 출력 전압으로 변환하는 시리즈 레귤레이터와,
    제2 인에이블 신호에 의해 동작하고, 상기 입력 전압을 스위칭하여 상기 입력 전압을 소정의 출력 전압으로 변환하는 동시에, 상기 출력단이 상기 시리즈 레귤레이터의 출력단과 병렬로 접속되는 스위칭형 DC-DC 컨버터와,
    모드 지령 신호에 근거하여 상기 제1 인에이블 신호와 상기 제2 인에이블 신호를 선택적으로 전환하여 출력하는 전환 회로를 포함하고,
    상기 스위칭형 DC-DC 컨버터는 전원 사이에 접속되어 있고, 교대로 온으로 하며, 또 함께 오프로 하고 있는 데드 타임을 포함하는 제1 스위치 및 제2 스위치와,
    상기 제1, 제2 스위치의 접속점의 스위칭 출력 전압을 평활하여 상기 출력 전압을 발생시키기 위한 평활용 코일과 평활용 캐패시터와,
    상기 소정의 출력 전압을 발생시키도록 펄스폭 변조 제어된 펄스폭 변조 신호에 근거하는 스위칭 제어 신호를 발생하여 상기 제1, 제2스위치에 공급하는 펄스폭 제어 회로를 포함하고,
    상기 펄스폭 제어 회로는 그 정지 상태에서 동작 상태로, 및/또는 그 반대로 변경될 때에, 상기 모드 지령 신호에 근거하여 상기 펄스폭 변조 신호의 펄스폭을 좁게 하고, 상기 데드 타임을 제3 소정 시간의 기간 및/또는 제4 소정 시간의 기간만큼 길게 하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 펄스폭 제어 회로는 상기 출력 전압에 따른 귀환 전압과 기준 전압을 비교하고, 그 차에 따른 오차 신호를 발생하는 오차 증폭 회로와,
    삼각파 신호를 발생하는 발진기와,
    상기 오차 신호와 상기 삼각파 신호를 비교하여 펄스폭 변조 신호를 발생하는 PWM 비교기와,
    상기 펄스폭 변조 신호를 종렬 접속된 인버터로 증폭하여 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치에 공급하는 프리 드라이버를 구비하고,
    상기 종렬 접속된 인버터 중 어느 하나에 지연 시간 제어 수단을 설치하고,상기 지연 시간 제어 수단을 상기 제3 소정 시간과 제4 소정 시간에 대응한 소정 시간만 작용시킴으로써, 상기 데드 타임을 길게 하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  10. 제1 인에이블 신호에 의해 동작하고, 입력 전압을 연속적으로 제어하여 소정의 출력 전압으로 변환하는 시리즈 레귤레이터와,
    제2 인에이블 신호에 의해 동작하고, 상기 입력 전압을 스위칭하여 상기 입력 전압을 소정의 출력 전압으로 변환하는 동시에, 그 출력단이 상기 시리즈 레귤레이터의 출력단과 병렬로 접속되는 스위칭형 DC-DC 컨버터와,
    모드 지령 신호에 근거하여 상기 제1 인에이블 신호와 상기 제2 인에이블 신호를 선택적으로 전환하여 출력하는 전환 회로를 포함하고,
    상기 스위칭형 DC--DC 컨버터는 전원 사이에 접속되어 있고, 교대로 온으로 하며, 또 함께 오프로 하고 있는 데드 타임을 포함하는 제1 스위치 및 제2 스위치와,
    상기 제1 , 제2 스위치의 접속점의 스위칭 출력 전압을 평활하여 상기 출력 전압을 발생시키기 위한 평활용 코일과 평활용 캐패시터와,
    상기 소정의 출력 전압을 발생시키도록 펄스폭 변조 제어된 펄스폭 변조 신호에 근거하는 스위칭 제어 신호를 발생하여 상기 제1, 제2 스위치에 공급하는 펄스폭 제어 회로를 포함하고,
    상기 펄스폭 제어 회로는 상기 스위칭형 DC-DC 컨버터가 정지 상태에서 동작 상태로 변경될 때에, 상기 데드 타임을 상기 펄스폭 변조 신호의 펄스폭을 조정함으로써, 복수 단계에 걸쳐서 소정의 긴 시간에서부터 짧은 시간으로 순차 변경하고, 및/또는 상기 스위칭형 DC-DC 컨버터가 동작 상태에서 정지 상태로 변경될 때에, 상기 펄스폭 변조 신호의 펄스폭을 조정함으로써, 상기 데드 타임을 복수 단계에 걸쳐서 소정의 짧은 시간에서부터 긴 시간으로 순차 변경하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 펄스폭 제어 회로는 상기 출력 전압에 따른 귀환 전압과 기준 전압을 비교하고, 그 차에 따른 오차 신호를 발생하는 오차 증폭 회로와,
    삼각파 신호를 발생하는 발진기와,
    상기 오차 신호와 상기 삼각파 신호를 비교하여 펄스폭 변조 신호를 발생하는 PWM 비교기와,
    상기 펄스폭 변조 신호를 종열 접속된 인버터로 증폭하여 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치에 공급하는 프리 드라이버를 구비하고,
    상기 종열 접속된 인버터 중 어느 하나에 지연 시간 제어 수단을 설치하고,이 지연 시간 제어 수단의 지연 시간을 단계적으로 제어함으로써, 상기 데드 타임을 변경하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  12. 제2항, 제8항 및 제10항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 인에이블 신호는 상기 모드 지령 신호와 상기 스위칭형 DC-DC 컨버터로부터 공급되는 클록을 카운트하는 제1 카운터의 제1 카운터 출력이 입력되는 제1 로직 회로에 의해 형성하고,
    상기 제2 인에이블 신호는 상기 모드 지령 신호와 상기 클록을 카운트하는 제2 카운터의 제2 카운터 출력이 입력되는 제2 로직 회로에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  13. 입력 전압을 소정의 출력 전압으로 변환하여 출력하는 전원 회로로서,
    경부하시에 전력 변환 효율이 높고, 부하량의 증가와 함께 전력 변환 효율이 저하하는 제1 전원 회로와,
    입력 전압을 소정의 출력 전압으로 변환하여 출력하며, 그 출력단이 상기 제1 전원 회로의 출력단에 접속되어 있는 전원 회로로서,
    경부하시의 전력 변환 효율이 상기 제1 전원 회로의 경부하시의 전력 변환 효율보다 낮고, 부하량의 증가에 따라 전력 변환 효율이 서서히 높게 되며, 어느 특정 부하량보다 큰 부하량에서는 전력 변환 효율이 상기 제1 전원 회로의 전력 변환 효율을 상회하는 제2 전원 회로를 포함하고,
    상기 제1, 제2 전원 회로로부터 공급해야 할 부하량에 따라 상기 제1 전원 회로의 출력과, 상기 제2 전원 회로의 출력을 전환하여 부하에 공급하는 동시에, 상기 전환시에 있어서는 상기 제1 전원 회로와 상기 제2 전원 회로를 함께 출력 가능하게 동작시키는 소정의 오버랩 기간을 설정한 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 전환은 상기 제1, 제2 전원 회로로부터 공급해야 할 부하량이 상기 특정 부하량에 이르도록 증가 또는 감소하는 것을 예측하고, 실제의 증가 또는 감소에 앞서서 행하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  15. 전원 전압을 발생하는 전지와,
    상기 전원 전압을 입력 전압으로 하는 제1항 내지 제14항 중 어느 하나에 기재된 전원 장치와,
    상기 전원 장치를 제어하기 위한 제어 장치를 구비하는 것을 특징으로 하는 휴대 기기.
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