CN100409551C - 电源装置以及采用该装置的便携式设备 - Google Patents

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Abstract

一种电源装置，其包括DC-DC转换器和串联稳压器，并联设置串联稳压器和开关型DC-DC转换器，根据考虑负荷电流的模式指令信号选择性地切换这两个设备并输出的同时，在切换时只互相重叠规定时间。此外，在DC-DC转换器的动作状态变更时，脉冲宽度调制信号的脉冲宽度变窄而停滞时间只延长规定时间。由此可平滑进行切换动作，抑制在切换时自由振荡以及与此相伴的超调的产生。

Description

电源装置以及采用该装置的便携式设备
技术领域
本发明涉及在低负荷时谋求以减小自身的电流消费从而减少电能的浪费，并提高整体电能的变换效率的电源装置，以及采用该装置的便携电话机、个人计算机、PDA等的便携式设备。
背景技术
以往，作为电源装置，例如广泛采用通断输入电压，将该输入电压转换为规定的输出电压的开关型DC-DC转换器。
该DC-DC转换器，自身的电流消费大但是电能的转换效率越高，因此在负荷为一定值以上时(高负荷时)该高电能转换效率有效。但是，在负荷比一定值小的情况下(低负荷时)由于自身的消费电流较大，所以作为整体的电能的转换效率会降低。
为了避免这种低负荷时的效率降低，将自身的消费电流越小电能的转换效率越低的串联稳压器与DC-DC合用。并且，在高负荷时使用DC-DC转换器，在低负荷时切换使用串联稳压器。由此，提出提高整体的电能的转换效率的方案(参照特许文献1、2)。
但是，在现有的专利文献1中，在从低负荷时向高负荷时转移的时候或从高负荷时向低负荷时转移的时候，按照DC-DC转换器和串联稳压器的只一方动作的那样选择性地进行切换。在该切换时存在切换动作不能平滑进行的隐患。此外，由于向平滑用线圈和电容器供给电能的突变，或产生自由振荡，或由此产生超调。进一步，在条件恶劣的情况下，由电压变动甚至其它控制电路也会被复位。
专利文献1：特开2002-300769号公报，
专利文献2：特开2001-211640号公报。
发明内容
在此，本发明的目的在于提供一种电源装置，该电源装置具备DC-DC转换器和串联稳压器，并选择性地让这两个装置动作，能够平滑地进行该DC-DC转换器和串联稳压器的动作切换。此外，本发明的目的还在于提供一种采用这种电源装置，能够提高电能的转换效率且能够进行稳定地电能供给的便携式设备。
本发明方案一的电源装置，其包括：串联稳压器，其连续控制输入电压并转换为规定的输出电压而从输出端输出；和开关型DC-DC转换器，其在通断所述输入电压转换为规定的输出电压的同时，将其输出端与所述串联稳压器的输出端并联连接，其特征在于，设置重叠期间，在该重叠期间内，根据模式指令信号，在进行只有所述串联稳压器的动作状态向只有所述开关型DC-DC转换器的动作状态的切换时，或者在进行只有所述开关型DC-DC转换器的动作状态向只有所述串联稳压器的动作状态的切换时，在所述模式指令信号变化后，所述串联稳压器以及所述开关型DC-DC转换器在规定时间的期间内均进行动作，并且所述开关型DC-DC转换器包括误差放大电路，该误差放大电路可切换交流反馈电路和直流反馈电路，且根据基准电压与对应于所述输出电压的电压之间的差值控制所述输出电压，在所述重叠期间内从所述交流反馈电路切换为所述直流反馈电路。
本发明方案二的电源装置的特征在于，具有：串联稳压器，其根据第1使能信号进行动作，连续控制输入电压并转换为规定的输出电压而输出；开关型DC-DC转换器，其根据第2使能信号进行动作，在通断所述输入电压并转换为规定的输出电压的同时，将其输出端与所述串联稳压器的输出端并联连接；切换电路，其按照具有下述重叠期间那样进行切换：在根据模式指令信号选择性地切换输出所述第1使能信号和所述第2使能信号的同时，在从所述第1使能信号向所述第2使能信号切换时，只互相重叠第1规定时间，或者在从所述第2使能信号向所述第1使能信号切换时只互相重叠第2规定时间，所述开关型DC-DC转换器包括误差放大电路，该误差放大电路可切换交流反馈电路和直流反馈电路，且根据基准电压与对应于所述输出电压的电压之间的差值控制所述输出电压，在所述重叠期间内从所述交流反馈电路切换为所述直流反馈电路。
本发明方案四的电源装置的特征在于，在本发明方案一或者方案二中所述的电源装置中，所述开关型DC-DC转换器包括：第1开关和第2开关，其串联连接在电源间，具有交替导通且一起截止的停滞时间；平滑用线圈和平滑用电容器，其用于平滑所述第1、第2开关的连接点的通断输出电压且产生所述输出电压；脉冲宽度控制电路，其按照发生所述规定的输出电压那样，基于脉冲宽度被调整控制过的脉冲宽度调制信号产生开关控制信号，并供给到所述第1、第2开关，
其中，所述脉冲宽度控制电路，在从其停止状态向动作状态以及或者其反向变换时，根据所述模式指令信号，将所述脉冲宽度调制信号的脉冲宽度变窄，将所述停滞时间只延长第3规定时间和/或者第4规定时间的时间长度。
本发明方案五的电源装置的特征在于，在本发明方案四中所述的电源装置中，所述开关型DC-DC转换器包括误差放大电路，该误差放大电路可切换交流反馈电路和直流反馈电路，且用于根据基准电压与对应所述输出电压的电压之间的差值控制所述输出电压。其中，在所述重叠期间从所述交流反馈电路切换为所述直流反馈电路。
本发明方案六的电源装置的特征在于，在本发明方案一或者方案二中所述的电源装置中，所述开关型DC-DC转换器包括：第1开关和第2开关，其串联连接在电源间，具有交替导通且一起截止的停滞时间；平滑用线圈和平滑用电容器，其用于平滑上述第1、第2开关的连接点的通断输出电压且产生所述输出电压；和脉冲宽度控制电路，其按照发生所述规定的输出电压那样，基于脉冲宽度被调制控制过的脉冲宽度调制信号产生开关控制信号，并供给第1、第2开关。
其中，所述脉冲宽度控制电路，在所述开关型DC-DC转换器从停止状态向动作状态变换时，通过调整所述脉冲宽度调制信号的脉冲宽度，将所述停滞时间经过多个阶段，从规定的长时间顺次变换为短时间，和/或者所述开关型DC-DC转换器从动作状态向停止状态变换时，通过调整所述脉冲宽度调制信号的脉冲宽度，将所述停滞时间经过多个阶段从规定的短时间顺次变换为长时间。
本发明方案七的电源装置的特征在于，在本发明方案六中所述的电源装置中，所述开关型DC-DC转换器包括误差放大电路，该误差放大电路可切换交流反馈电路和直流反馈电路，且按照基准电压与对应所述输出电压的电压之间的差值控制所述输出电压。其中，在所述重叠期间从所述交流反馈电路切换为所述直流反馈电路。
本发明方案八的电源装置的特征在于，具有：串联稳压器，其根据第1使能信号进行动作，连续控制输入电压并转换为规定的输出电压；开关型DC-DC转换器，其根据第2使能信号进行动作，在通断所述输入电压并将所述输入电压转换为规定的输出电压的同时，将其输出端与所述串联稳压器的输出端并联连接；切换电路，其根据模式指令信号选择性地切换所述第1使能信号和所述第2使能信号。
其中，所述开关型DC-DC转换器包括：第1开关和第2开关，其串联连接在电源间，具有交替导通且一起截止的停滞时间；平滑用线圈和平滑用电容器，其用于平滑所述第1、第2开关的连接点的通断输出电压，且产生所述输出电压；脉冲宽度控制电路，其按照发生所述规定的输出电压那样，基于脉冲宽度被调制控制过的脉冲宽度调制信号，产生开关控制信号，并供给到所述第1、第2开关。所述脉冲宽度控制电路，在从其停止状态向动作状态，和/或者与其相反变化时，根据所述模式指令信号，将所述脉冲宽度调制信号的脉冲宽度变窄，将所述停滞时间只延长第3规定时间和/或者第4规定时间的时间长度。
本发明方案九的电源装置的特征在于，在本发明方案八中所述的电源装置中，所述脉冲宽度控制电路具备：误差放大电路，其将所述输出电压所对应的反馈电压与基准电压相比较，根据该差值产生误差信号；振荡器，其产生三角波信号；PWM比较器，其将所述误差信号和所述三角波信号进行比较，产生产生脉冲宽度调制信号；和预驱动器，其由级连连接的反相器放大所述脉冲宽度调制信号，并供给到所述第1开关和所述第2开关。
在所述级连连接的反相器的任一个上设置有延迟时间控制机构，通过使该延迟时间控制机构发挥延迟所述第3规定时间和第4规定时间所对应的规定时间的作用，延长所述停滞时间。
本发明方案十的电源装置的特征在于，包括：串联稳压器，其根据第1使能信号进行动作，连续控制输入电压并转换为规定的输出电压；开关型DC-DC转换器，其根据第2使能信号进行动作，在通断所述输入电压并转换为规定的输出电压的同时，将其输出端与所述串联稳压器的输出端并联连接；和切换电路，其根据模式指令信号选择性地切换所述第1使能信号和所述第2使能信号。
其中，所述开关型DC-DC转换器包括：第1开关和第2开关，其串联连接在电源间，具有交替导通且一起截止的停滞时间；平滑用线圈和平滑用电容器，其用于平滑所述第1、第2开关的连接点的通断输出电压且产生所述输出电压；脉冲宽度控制电路，其按照发生所述规定的输出电压那样，基于脉冲宽度被调制控制过的脉冲宽度调制信号，产生开关控制信号，并供给到第1、第2开关。
其中，所述脉冲宽度控制电路，在所述开关型DC-DC转换器从停止状态向动作状态变更时，通过调整所述脉冲宽度调制信号的脉冲宽度，将所述停滞时间经过多个阶段从规定的长时间顺次变换为短时间，和/或者在所述开关型DC-DC转换器从动作状态向停止状态变换时，通过调整所述脉冲宽度调制信号的脉冲宽度，将所述停滞时间经过多个阶段从规定短时间顺次变更为长时间。
本发明方案十一的电源装置的特征在于，在本发明方案十中所述的电源装置中，所述脉冲宽度控制电路，具备：误差放大电路，其将所述输出电压所对应的反馈电压与基准电压相比较，产生对应该差值的误差信号；振荡器，其产生三角波信号；PWM比较器，其将所述误差信号和所述三角波信号进行比较，产生脉冲宽度调制信号；和预驱动器，其通过级连连接的反相器放大所述脉冲宽度调制信号，并供给到所述第1开关和所述第2开关，其中，在所述级连连接的反相器的任一个上设置有延迟时间控制机构，通过逐级控制该延迟时间控制机构的延迟时间，变更所述停滞时间。
本发明方案十二的电源装置的特征在于，在本发明方案二、八或十中的任一项中所述的电源装置中，所述第1使能信号由第1逻辑电路形成，该第1逻辑电路被输入所述模式指令信号和第1计数器的输出，该第1计数器计数自所述开关型DC-DC转换器所供给的时钟，其中，所述第2使能信号由第2逻辑电路形成，该第2逻辑电路被输入所述模式指令信号和第2计数器的输出，该第2计数器对所述时钟计数。
本发明方案十三的电源装置特征在于，具有：第1电源电路，其是将输入电压变换为规定的输出电压后输出的电源电路，在低负荷时电能转换效率高，随负荷量的增加电能转换效率将低；和
第2电源电路，其是将输入电压转换为规定的输出电压后输出并将该输出端连接在所述第1电源电路的输出端上的电源电路，其在低负荷时的电能转换效率比所述第1电源电路的低负荷时的电能转换效率低，随着负荷量的增加电能转换效率逐渐增大，在比某特定负荷量大的负荷量时电能转换效率大于第1电源电路的电能转换效率。
其中，还设定了重叠期间，在该重叠期间中，在根据从所述第1、第2电源电路应供给的负荷量，切换所述第1电源电路的输出与所述第2电源电路的输出，并供给负荷的同时，在所述切换时能够进行让所述第1电源电路和所述第2电源电路均输出动作。
本发明方案十四的电源装置特征在于，在本发明方案十三中所述的电源装置中，所述切换，是所述第1、第2电源电路应供给的负荷量，按照经由所述特定负荷量那样预测增加或者减少，并在实际的增加或者减少之前进行。
本发明方案十五的便携式设备，其特征在于，具备：产生电源电压的电池；和将所述电源电压作为输入电压的发明方案一到十四中任一项中所述的电源装置；和用于控制该电源装置的控制装置。
(发明效果)
根据本发明，在连接在电源装置上的负荷为高负荷时，使第2电源电路的开关型DC-DC转换器动作。DC-DC转换器虽然自身的消费电流大，但是由于输出电能相对输入电能的转换效率高，所以在增加负荷电流的高负荷时有效。此外，在该负荷为低负荷时，让作为第1电源电路的串联稳压器动作。串联稳压器由于电能的转换效率与DC-DC转换器相比低，自身的消费电流比DC-DC转换器也小，所以在负荷电流小的低负荷时有效。因此，对应高负荷时与低负荷时通过切换使用的DC-DC转换器和串联稳压器，提高整体的电能转换效率。
此外，在进行外加第1使能信号时进行动作的串联稳压器、和在外加第2使能信号时进行动作的DC-DC转换器的切换时，在根据模式指令信号选择性地切换第1、第2使能信号并输出的同时，在切换时第1、第2使能信号只互相重叠第1给定时间和第2给定时间。由此，能够平滑地进行DC-DC转换器和串联稳压器的动作状态的切换。由于该切换时的重叠时间利用从DC-DC转换器所供给的时钟，所以能够由简易的构成实现。
此外，DC-DC转换器的脉冲宽度调制信号的脉冲宽度，在从停止状态向动作状态或者相反变换时变窄，由此停滞时间变长。因此，在DC-DC转换器和串联稳压器的动作切换时，能够抑制自由振荡或与此相伴的超调的产生。此外，该脉冲宽度的狭小化，由于通过在预驱动器内的级连连接的反相器的任一个上只规定时间连接延迟用的电阻和电容而进行，所以能够由简易的构成实现。
此外，开关型DC-DC转换器从停止状态向动作状态或者相反变更时，通过调整所述脉冲宽度调制信号的脉冲宽度，将所述停滞时间经过多个阶段从规定的长时间向短时间，或经过多个阶段从规定的短时间向长时间顺次变换。由此，在DC-DC转换器和串联稳压器的动作切换时，由于多级顺次变更停滞时间，所以能够进一步抑制自由振荡或与此相伴的超调的产生。
此外，开关型DC-DC转换器的误差放大电路，在重叠期间将该反馈电路切换为直流反馈电路，通过增加高频域的增益(gain)而提高响应性。由此，在切换DC-DC转换器和串联稳压器的动作状态时，对输出电压的影响变小。
附图说明
图1是表示本发明的第1实施例的电源装置以及便携式设备的构成图。
图2是表示串联稳压器(LDO稳压器)的构成图。
图3是表示开关DC-DC转换器的构成图。
图4是表示切换电路构成例的图。
图5是表示用于调整脉冲宽度的构成例的图。
图6是表示用于调整脉冲宽度的其它构成例的图。
图7是说明串联稳压器和DC-DC转换器的切换的图。
图8是说明调整脉冲宽度时的开关控制信号的图。
图9是表示本发明的第2实施例的切换电路的构成图。
图10是表示本发明的第2实施例的延迟时间控制机构的构成例图。
图11是表示本发明的第2实施例的时序图。
图12是说明本发明的第2实施例的多级切换时的动作图。
图13是说明与图12作对比的1级切换时的动作图。
图14是表示本发明的第3实施例的误差放大电路的构成图。
图15是表示本发明的第3实施例的直流反馈时的频率-增益特性图。
图16是表示本发明的第3实施例的交流反馈时的频率-增益特性图。
图中：10-电源用IC，Lo-平滑用线圈，Co-平滑用电容器，20-串联稳压器(LDO稳压器)，21-P型MOS晶体管，22-误差放大电路，30-开关DC-DC转换器部，31-P型MOS晶体管，32-N型MOS晶体管，33-误差放大电路，34-振荡器，35-PWM比较器，36-预驱动器，40-切换电路，41、42、45-第1～第3逻辑电路；43、43A、44、44A-第1、第2计数器；51～5n-电路模块；60-控制器；61、62-第3、第4计数器；INV1、INV2-反相器；Cd-延迟用电容；Cf-反馈用电容；SW1～SW7-开关；Vcc-电源电压；Vo-输出电压；Vo1-稳压器输出电压；Vo2-通断输出电压；MOD-模式指令信号；CTR1-第1使能信号；CTR2-第2使能信号；CK-时钟；Vfb-反馈电压；Vref1、Vref2-第1、第2基准电压；P1、P2-开关控制信号；FB-误差信号；CT-三角波信号；Pwm-脉冲宽度调制信号；Sd、Sd1、Sd2-延迟信号。
具体实施方式
在本发明中，具有：第1电源电路，作为将输入电压转换为规定的输出电压输出的电源电路，在低负荷时电能转换效率高，随负荷量增加电能转换效率降低；第2电源电路，其作为将输入电压转换为规定的输出电压输出的电源电路，低负荷时的电能转换效率比第1电源电路的低负荷时的电能转换效率低，随着负荷量的增加电能转换效率逐渐增大，在比某特定负荷量大的负荷量时电能转换效率大于第1电源电路的电能转换效率。
该第1电源电路和第2电源电路在其输出端并联连接，将电能供给负荷装置。所述的特定负荷量是下述的负荷量：在比该负荷量小的负荷量时，第1电源电路的电能转换效率比第2电源电路的电能转换效率高，此外在比该负荷量大的负荷量时，第2电源电路的电能转换效率比第1电源电路的电能转换效率高。
并且，根据从第1、第2电源电路应供给的负荷量，例如根据来自控制器的指令信号，按照将作为整体的电能转换效率变高那样切换第1电源电路的输出与第2电源电路的输出，并将电能供给负荷装置。
在该切换时，让第1电源电路与上述第2电源电路一起动作，按照规定的期间从双方的电源电路能够输出那样设置重叠期间。此外，该电源电路的切换，应供给的负荷量按照经由特定负荷量那样预测增加或减少，也可以在实际的增加或者减少之前进行。
以下，参照附图对本发明的电源装置以及采用该装置的便携式设备的实施例进行说明。
图1表示本发明的第1实施例的电源装置以及便携式设备的构成图。在图1的电源用IC10中，具备：串联稳压器(以下称作LDO(Low DropOut)稳压器)20，其作为连续控制从电池(省略图示)被供给的输入电压(电源电压)Vcc，并转换为规定的稳压器输出电压Vo1的第1电源电路；和开关型DC-DC转换器部30，其作为通断电源电压Vcc并产生通断输出电压Vo2的第2电源电路；和切换电路40，其切换该LDO稳压器20与DC-DC转换器部30的动作。
该切换电路40接收来自外部控制器60的模式指令信号MOD，该模式指令信号MOD的内容，具体对应高(H)电平或低(L)电平，将供给到LDO稳压器20的第1使能信号CTR1和供给到DC-DC转换器30的第2使能信号CTR2选择性地切换并输出。切换电路40，在从第1使能信号CTR1向第2使能信号CTR2切换时，只互相重叠第1规定时间T1，同时在从第2使能信号CTR2向第1使能信号CTR1切换时，只互相重叠第2规定时间T2。
此外，电阻R1、R2是形成反馈到LDO稳压器20以及DC-DC转换器30中的反馈电压Vfb用的分压电阻。在该分压电阻R1、R2中供给输出电压Vo。
DC-DC转换器部30的通断输出电压Vo2是由平滑用线圈Lo以及平滑用电容器Co平滑，成为输出电压Vo。因此，由DC-DC转换器部30和平滑用线圈Lo、平滑用电容器Co构成开关型DC-DC转换器。还有，LDO稳压器20的稳压输出电压Vol与输出电压Vo相等。如上所述，构成电源装置。
电路模块51～电路模块5n是设置在便携式设备的内部的各种电路部，为电源装置的负荷。这些电路模块51～5n，设置了从消费电能小的电路模块到例如DSP或者红外线通信部等的消费电能大的电路模块的各种电路模块。在这些电路模块51～5n上外加来自电源装置的输出电压Vo，在各电路模块动作时供给电能。
包括CPU等所构成的控制器(控制装置)60是负责便携式设备的整体的控制。向电路模块51～5n的供电也根据来自控制器60的控制而进行。因此，在控制器60中掌握电路模块51～5n消费多少电能、其电能消费的定时等的信息。
模式指令信号MOD，根据从控制器60向电路模块51～5n的供电信息而被控制。因此，不需要用于检测负荷电流的电流检测电路。此外，在被预测从低负荷状态转移到高负荷状态的情况下，从来自LDO稳压器20的供电状态，预先切换为事先来自DC-DC转换器部30的供电状态，也可容易地进行预测控制。
在说明电源装置的动作之前，对作为主要的构成要素的表示LDO稳压器20的构成的图2、表示DC-DC转换器部30的构成的图3以及表示切换电路40的构成例的图4进行说明。
在图2中，LDO稳压器20被输入电源电压Vcc，控制P型MOS晶体管21的导通度，输出稳压器输出电压Vo1。在P型MOS晶体管21的栅极上供给来自误差放大电路22的误差输出，该误差放大电路22将第1基准电压Vref1和反馈电压Vfb作为两个输入。按照反馈电压Vfb与第1基准电压Vref1相等那样控制P型MOS晶体管21的导通度，输出规定的输出电压Vo1。
此外，在误差放大电路22中供给第1使能信号CTR1，控制误差放大电路22的动作状态从而控制LDO稳压器20的动作状态。在本实施例中，第1使能信号CTR1由低电平被供给。即，在第1使能信号CTR1为低电平时LDO稳压器20变为动作状态，反过来在第1使能信号CTR1为高电平时LDO稳压器20变为停止状态。
在图3的DC-DC转换器部30中，在电源电压Vcc与地之间串联连接有P型MOS晶体管31与N型MOS晶体管32。在MOS晶体管31、32的各栅极上供给控制脉冲宽度的开关控制信号P1、P2。将与MOS晶体管31、32的通断相对应的通断输出电压Vo2从这两个晶体管的串联连接点输出，变为被平滑用线圈Lo、平滑用电容器Co平滑的输出电压Vo。MOS晶体管31、32按照设置一起截止的停滞时间的方式而被控制。由此，防止产生通过MOS晶体管31、32的贯通电流。
误差放大电路33被输入第2基准电压Vref2和反馈电压Vfb，输出对应该两输入的差值的误差信号FB。
振荡器(OSC)34产生规定频率(例如约1MHz)的三角波信号CT和时钟CK。从构成简化的角度，优选时钟CK与三角波信号CT同步。
PWM(脉冲宽度调制)比较器35对误差信号FB与三角波信号CT进行比较，产生对应该比较结果的脉冲宽度调制信号Pwm。
预驱动器36放大脉冲宽度调制信号Pwm，且产生驱动MOS晶体管31、32所需要极性的开关控制信号P1、P2。此外，在预驱动器36中输入模式指令信号MOD。该预驱动器36，在DC-DC转换器部30从停止状态向动作状态及其逆向变换时，根据模式指令信号MOD调整开关控制信号P1、P2的脉冲宽度，缩短MOS晶体管31的导通时间以及MOS晶体管32的导通时间。由此，延长MOS晶体管31、32一起截止的停滞时间。
在DC-DC转换器部30内的各电路33～36中供给第2使能信号CTR2，控制其动作状态从而控制DC-DC转换器部30的动作状态。在本实施方式中，第2使能信号CTR2以低电平供给。即，在第2使能信号CTR2为低电平时DC-DC转换部30变为动作状态，反过来在第2使能信号CTR2为高电平时DC-DC转换部30变为停止状态。
在图4的切换电路40中，具有第1逻辑电路41、第2逻辑电路42、第1计数器43和第2计数器44，对每一个分别供给模式指令信号MOD。
在第1计数器43中输入模式指令信号MOD和时钟CK。在本例中，第2计数器44在模式指令信号MOD从低电平变为高电平时开始时钟CK的计数，计数相当于第1规定时间T1的时钟数。在第1逻辑电路41中输入模式指令信号MOD和第1计数器43的输出。第1逻辑电路41，从模式指令信号MOD从低电平变为高电平开始到经过第1规定时间T1后，从低电平变为高电平，在与模式指令信号MOD变为低电平的同时，输出变为低电平的第1使能信号CTR1。
第1逻辑电路41以及第1计数器43也可以满足这种输入输出关系的逻辑。例如，如果第1计数器43的输出，在模式指令信号MOD为低电平时为低电平，从模式指令信号MOD从低电平变为高电平开始经过第1规定时间T1后从低电平变为高电平，且模式指令信号MOD变为低电平则变为低电平，那么第1逻辑电路41也可以是与电路。
在第2计数器44中输入模式指令信号MOD和时钟CK。在本例中在模式指令信号MOD从高电平变为低电平时，开始计数时钟CK，计数到相当于第2规定时间T2的时钟数。在第2逻辑电路42中输入模式指令信号MOD和第2计数器44的输出。第2逻辑电路42，在模式指令信号MOD从低电平变为高电平的同时从高电平变为低电平，从模式指令信号MOD变为低电平开始经过第2规定时间T2后，输出变为高电平的第2使能信号CTR2。
第2逻辑电路42以及第2计数器44也可以满足这种输入输出关系的逻辑。例如，如果第2计数器44的输出在模式指令信号MOD为低电平时为低电平，在模式指令信号MOD变为高电平的同时变为高电平，且从模式指令信号MOD变为低电平开始经过第2规定时间T2后变为低电平，那么第2逻辑电路42也可以是或电路。
图5是表示用于调整预驱动器36的开关控制信号P1、P2的、设置了脉冲宽度的延迟时间控制机构的第1构成例的图。在预驱动器36中，为了放大脉冲宽度调制信号Pwm，且产生驱动MOS晶体管31、32所需要极性开关控制信号P1、P2，级连连接CMOS构成的多个反相器INV1、INV2…。
在该转换器的级连连接中的适当位置上，例如图5所示反相器INV1的输出侧上，通过N型MOS晶体管等的开关SW1将延迟用电容器Cd连接在地上。此外，图中未示出，在反相器INV1的PMOS晶体管侧或者NMOS晶体管侧设置电阻，也可以调整对延迟用电容器Cd的充电或者放电时间。第3计数器61被输入时钟CK和模式指令信号MOD，输出使开关SW1导通的延迟信号Sd。
模式指令信号MOD从低电平变为高电平时，第3计数器61开始计数时钟CK，在到计数到相当于第3规定时间T3的时钟数为止的期间后输出延迟信号Sd。由延迟信号Sd导通开关SW1，连接延迟用电容器Cd。如果连接延迟用电容器Cd，那么反相器INV1的输出电压，即反相器INV2的输入电压的上升沿以及下降沿被延迟了相应延迟用电容器Cd电容所确定的时间。因此，如果反相器INV1的PMOS晶体管的驱动能力比NMOS晶体管的驱动能力小，那么从反相器INV2输出的低电平的脉冲宽度变窄。由此，MOS晶体管31、32导通的时间与不连接延迟用电容器Cd时相比变短。
此外，在模式指令信号MOD从高电平变为低电平时，第3计数器开始计数时钟CK。并且，从计数相当于第4规定时间T4的起始时刻的时钟CK的时刻开始，只将输出延迟信号Sd输出第4规定时间T4。此时同样MOS晶体管31、32导通的时间变短。
图6表示用于调整预驱动器36的开关控制信号P1、P2的脉冲宽度的、设置延迟时间控制机构的第2构成例的图。在图6中，在反相器INV1的输出点与该PMOS晶体管的漏极之间串联设置有电阻R3、R4，与该电阻R3并联连接开关SW2。还有，始终连接的延迟用电容器Cd。
第4计数器62的构成和动作也可以与图5的第3计数器61相同。但是开关SW2由来自第4计数器62的延迟信号Sd而被截止。该开关SW2的动作与开关SW1相反。作为开关SW2，例如采用CMOS构成的模拟开关或PMOS晶体管等。还有，也可以省略电阻R4。
在该图6中，在模式指令信号MOD从低电平变为高电平时，根据延迟信号Sd使开关SW2截止，将电阻R3插入到电路中。根据将电阻R3插入到电路中和延迟用电容器Cd，时间常数变大。即时间常数从R4×Cd变为(R3+R4)×Cd。由此，即使反相器INV1的输出电压，即反相器INV2的输入电压上升沿，对应该时间常数被延迟。因此，从反相器INV2输出的低电平的脉冲宽度变窄。由此，MOS晶体管31、32导通的时间与没有连接电阻R3时相比变短。
由此，DC-DC转换器部30开始动作后的第3规定时间T3以及在DC-DC转换器部30停止动作之前的第4规定时间T4，分别缩短了MOS晶体管31、32导通的时间。因此，在第3、第4规定时间T3、T4的期间中，MOS晶体管31、32一起截止的停滞时间变长。
由此，在变更为DC-DC转换器部30的动作-停止的状态变换时，能够抑制起因于平滑用线圈Lo、平滑用电容器Co的自由振荡或超调。
还有，第3规定时间T3也可以与第1规定时间T1相等，此外第4规定时间T4也可以与第2规定时间T2相等。即重叠期间T1、T2期间也可以输出延迟信号Sd。在这种情况下，作为延迟信号Sd，能够采用第1使能信号CTR1的反相信号。
此外，代替由DC-DC转换器部30的动作开始时以及动作停止时的双方中延长MOS晶体管31、32一起截止的停滞时间，也可以只在DC-DC转换器部30的开始动作时延长该停滞时间。
也可以参照图7、图8的时序图说明该本发明的第1实施例的动作。
在图7中，表示模式指令信号MOD、LDO稳压器20(由LDO表示)、DC-DC转换器部30(由DC-DC表示)、切换电路40的第1、第2使能信号CTR1、CTR2以及延迟信号Sd间的关系。
在图7中，在时刻t1以前来自控制器60的模式指令信号MOD为低电平，第1使能信号CTR1为低电平则LDO稳压器20为动作状态，第2使能信号CTR2为高电平则DC-DC转换器部30为停止状态。
如果在时刻t1，模式指令信号MOD从低电平变为高电平，那么第2使能信号CTR2立刻变为低电平，DC-DC转换器部30变为动作状态。
通过DC-DC转换器部30变为动作状态而产生时钟CK。通过由第1计数器43以规定数计数来自时刻t1的时钟CK，第1使能信号CTR1在从时刻t1开始只经过第1规定时间T1的时刻t2变为高电平。第1使能信号CTR1一变为高电平，LDO稳压器20就停止工作。
因此，在从LDO稳压器20的动作状态转移到DC-DC转换器部30的动作状态时，从时刻t1到时刻t2的第1规定时间T1变为LDO稳压器20以及DC-DC转换器部30一起动作状态的重叠期间。由此，能够平滑地进行从LDO稳压器20向DC-DC转换器部30的动作状态的切换。
在从时刻t2到时刻t3中，来自控制器60的模式指令信号MOD为高电平，第2使能信号CTR2为低电平则DC-DC转换器部30处于动作状态。此外，第1使能信号CTR1为高电平则LDO稳压器20处于停止状态。
如果在时刻t3模式指令信号MOD从高电平变为低电平，那么第1使能信号CTR1立刻变为低电平，LDO稳压器20变为动作状态。
即使经过时刻t3 DC-DC转换器部30处于动作状态所以仍然产生时钟CK。通过由第2计数器44以规定数目计数时钟CK，该时钟CK来自模式指令信号MOD变为低电平的时刻t3，第2使能信号CTR2在从时刻t3只经过第2规定时间T2的时刻t4后变为高电平。第2使能信号CTR2一变为高电平，DC-DC转换器部30就停止动作。
因此，在从DC-DC转换器部30的动作状态转移为LDO稳压器20的动作状态时，从时刻t3到时刻t4的第2规定时间T2也变为LDO稳压器20以及DC-DC转换器部30均为动作状态的重叠期间。由此，能够平滑进行从DC-DC转换器部30向LDO稳压器20的动作状态的切换。该第1、第2规定时间T1、T2可分别可以设定为任意的长度，还有也可以是相同长度(例如500μs)。
LDO稳压器20和DC-DC转换器部30之间切换时的重叠时间T1、T2采用从DC-DC转换器部30所供给的时钟CK进行计数，所以能够由简易的构成而实现。
并且，DC-DC转换器部30虽然自身的消费电流大，但是输出电能相对输入电能的转换效率高，所以在增加负荷电流的高负荷时有效。此外，在该负荷为低负荷时让LDO稳压器20动作。LDO稳压器20由于电能的转换效率低自身的消费电流小，所以在负荷电流小的低负荷时有效。因此，对应高负荷时和低负荷，通过切换使用的DC-DC转换器和串联稳压器，作为整体的电能的转换效率变高。
由于从控制器60中产生控制电路模块51～5n的用于切换的模式指令信号MOD，所以不需要用于判断高负荷时与低负荷时的负荷电流检测电路等，构成变得简单。此外，不仅不需要负荷电流检测电路等，而且基于电路模块51～5n的预定动作，从控制器60中产生的模式指令信号MOD。因此，预测负荷变动，并能够适当进行LDO稳压器20与DC-DC转换器部30间的切换。
图8是用于说明预驱动器36的开关控制信号P1、P2的脉冲宽度调整的时序图，以图5的脉冲宽度调整电路为例，也可以参照图7说明其动作。
在图7中，如果模式指令信号MOD从低电平变为高电平，那么第3计数器61开始计数时钟CK，直计数相当于第3规定时间T3的时钟数为止，产生延迟信号Sd。由于开关SW1由延迟信号Sd导通，所以第3规定时间T3的期间，延迟用电容器Cd被连接在反相器INV1的输出端与地之间。
在连接了延迟用电容器Cd时，反相器INV1的上升沿以及下降沿被延迟了对应延迟用电容器Cd的静电电容所确定的时间。因此，由于反相器INV1的PMOS晶体管的驱动能力比NMOS晶体管的驱动能力小，所以从反相器INV2输出的低电平的脉冲宽度变窄。由此，从反相器INV2输出的脉冲宽度变得比输入到反相器INV1的脉冲宽度窄。由于对应从反相器INV2所输出的脉冲，形成开关控制信号P1、P2，所以MOS晶体管31、32的导通时间变短，停滞时间变长。
图8是表示DC-DC转换器部30从停止状态转移到动作状态时的开关控制信号P1和开关控制信号P2的波形。在DC-DC转换器部30的停止状态时，开关控制信号P1为高电平，开关控制信号P2为低电平，MOS晶体管31、32均截止。
如果DC-DC转换器部30从停止状态转移为动作状态，那么由PWM比较器35将基于比较结果宽度的脉冲宽度调制信号Pwm供给预驱动器36。但是，在预驱动器36中从变为动作状态的第3规定时间T3的期间，开关控制信号P1变为低电平，开关控制信号P2变为高电平的时间，即MOS晶体管31、32的导通时间变短。由此，第3规定时间T3的期间，停滞时间Td1变长。
如果经过第3规定时间T3，不输出延迟信号Sd，开关SW1截止。因此，在此之后的停滞时间Td2变为在通常控制状态中的时间长度。
期望该第3规定时间T3和开始进行重叠动作的第1规定时间T1同时开始。此外，第3规定时间T3也可以是小于第1规定时间T1的时间，即T3≤T1。
此外，在图7中在模式指令信号MOD从高电平变为低电平时，第3计数器61也开始计数时钟CK。并且，从计数相当于第4规定时间T4的起始点的时钟数的时刻开始，只在第4规定时间T4内产生延迟信号Sd。由于开关Sw1由延迟信号Sd导通，所以第4规定时间T4的期间将延迟用电容器Cd连接在反相器INV1的输出端与地之间。在这种情况下也能够与第3规定时间T3同样进行动作，停滞时间变长。
期望该第4规定时间T4在结束进行重叠动作的第2规定时间T2的同时结束，第4规定时间T4也可以是小于第2规定时间T2的时间，即T4≤T2。因此，在这种情况下，第4规定时间T4的开始时刻变为模式指令信号MOD从高电平变为低电平的时刻或比该时刻延迟少许的时刻。
由此，DC-DC转换器部30，在从停止状态向动作状态及其反向变换时，该开关控制信号P1、P2的脉冲宽度变窄，由此停滞时间Td1变长。因此，在DC-DC转换器部30和LDO稳压器20的动作切换时可抑制平滑用线圈Lo和平滑用电容器Co的自由振荡或与此相伴的超调的发生。此外，该脉冲宽度的狭小化，由于通过在预驱动器36的级连连接的反相器INV1、INV2…的任一个上只规定时间T3、T4连接延迟用电容器Cd而进行，所以能够由简易的构成而实现。
图9～图13是本发明的电源装置的第2实施例的构成图以及时序图。还有，图1～图3，在第2实施方式中也只DC-DC转换器部30以及切换电路40一部分不同，其它相同。
在图9的切换电路40A中，第1逻辑电路41和第2逻辑电路42与图4相同。第3逻辑电路45在重叠期间顺次产生第1延迟信号Sd1以及第2延迟信号Sd2，由此，被输入模式指令信号MOD或来自第1、第2计数器43A、44A的规定计数输出。除此之外，与图4相同。
图10是表示用于多级调整预驱动器36的开关控制信号P1、P2的脉冲宽度的、设置延迟时间控制机构的构成例图。
在图10中，在反相器INV1的输出点与该PMOS晶体管的漏极之间串联设置电阻R5～R8。与该电阻R5并联连接有开关SW3，与电阻R5、R6并联连接有开关SW4，此外与电阻R5～R7并联连接有开关SW5。开关SW3由第1延迟信号Sd1控制，开关SW4由第2延迟信号Sd2控制，此外开关SW5由第1使能信号CTR1控制。因此，在该第2实施例中，在DC-DC转换器部30中除了第2使能信号之外还输入第1使能信号CTR1。
在该图10的延迟时间控制机构中，在DC-DC转换器部30从停止状态向动作状态变换时，对应开关SW3～SW5的顺次导通将由电阻R5～R8和电容Cd所确的时间常数逐级变短。由此，在DC-DC转换器部30从停止状态向动作状态变换时，将停滞时间经过多个阶段从规定的长时间向短时间顺次变换。
此外，在DC-DC转换器部30从动作状态向停止状态变化时，对应开关SW3～SW5的顺次打开将由电阻R5～R8和电容Cd所确定的时间常数逐级变长。由此，在DC-DC转换器部30从动作状态向停止状态变更时，将停滞时间经过多个阶段从规定的短时间向长时间顺次变更。
还有，代替由DC-DC转换器部30的动作开始时以及动作停止时的双方中延长停滞时间，也可以只在开始DC-DC转换器部30的动作时延长该停滞时间。
也可以参照图11～图13的时序图说明该本发明的第2实施例的动作。
在图11中表示模式指令信号MOD、LDO稳压器20(由LDO表示)、DC-DC转换器部30(由DC-DC表示)、第1、第2使能信号CTR1、CTR2以及第1、第2延迟信号Sd1、Sd2之间的关系。
在图11中，在时刻t1以前，来自控制器60的模式指令信号MOD为低电平，第1使能信号CTR1为低电平则LDO稳压器20为动作状态，第2使能信号CTR2为高电平则DC-DC转换器部30为停止状态。
在时刻t1，模式指令信号MOD从低电平变为高电平，那么第2使能信号CTR2就立刻变为低电平，DC-DC转换器部30变为动作状态。
通过DC-DC转换器部30变为动作状态，产生时钟CK。通过由第1计数器43A规定数计数自时刻t1开始的时钟CK，第1使能信号CTR1在从时刻t1只经过了第1规定时间T1的时刻t4变为高电平。如果第1使能信号CTR1变为高电平，那么LDO稳压器20停止工作。
在第1规定时间T1中，从时刻t1到时刻t2的期间T3-1中开关SW3～SW5全部截止。在此之后，从时刻t2到时刻t3的期间T3-2中开关SW3导通，在从时刻t3到时刻t4的期间T3-3中开关SW4导通，在时刻t4以后开关SW5导通。
由此，在从时刻t1到时刻t4(即第1规定期间T1)中，每个期间T3-1～期间T3-3中，停滞时间经过多个阶段从规定的长时间顺次变更为短时间。
此外，在图11中，在时刻t5以前，来自控制器60的模式指令信号MOD为高电平，第1使能信号CTR1为高电平则LDO稳压器20为停止状态，第2使能信号CTR2为低电平则DC-DC转换器部30为动作状态。
如果在时刻t5模式指令信号MOD从高电平变为低电平，那么第1使能信号CTR1立刻变为低电平，LDO稳压器20变为动作状态。
在时刻t5以后，DC-DC转换器部30也继续动作状态，所以还产生时钟CK。通过由第2计数器44A进行规定数计数自时刻t5开始的时钟CK，第2使能信号CTR2在从时刻t5只经过了第2规定时间T2的时刻t8变为高电平。如果第2使能信号CTR2变为高电平后，那么DC-DC转换器部30就停止工作。
在时刻t5以前，开关SW3～SW5全部导通。在第2规定期间T2中，从时刻t5到时刻t6的期间T4-3中开关SW5截止，开关SW4、SW3导通。在此之后，在从时刻t6到时刻t7的期间T4-2中开关SW4截止，在从时刻t7到时刻t8的期间T4-1中开关SW3截止。
由此，在从时刻t5到时刻t8(即第2规定期间T2)中，每个期间T4-3～期间T4-1中，停滞时间经过多个阶段从规定的短时间顺次变更为长时间。
图12同时表示在本发明中，在使DC-DC转换器部30和LDO稳压器20发生重叠切换时，将停滞时间分两级切换情况的时序图以及输出电压Vo。在该图12中，表示第1使能信号CTR1与第2延迟信号Sd2同时变化的例子。
图13为了与图12的两级切换进行对比而表示。在该图13中，在让DC-DC转换器部30和LDO稳压器20重叠切换时，同时表示1级切换停滞时间情况的时序图和输出电压Vo。在该图13中，表示第1使能信号CTR1和延迟信号Sd同时变化的例子，在重叠时延长停滞时间，此外，只在DC-DC转换器部30动作时停滞时间变短。
在图12、图13中，LDO&DC-DC表示DC-DC转换器部30与LDO稳压器20重叠动作时，此外DC-DC只表示DC-DC转换器部30的动作中。还有，在图12、图13中横轴表示时间。
在图12的2级切换中，如A11或A12所示的伴随切换的超调比由图13的1级切换的A21所示的超调小。此外，在图12的2级切换中，如B11～B13所示伴随切换的欠调比图13的1级切换的B21或B22所示的超调小。特别如果只观察欠调，那么在B22中如图所例示，相对1.8V变为低于1.7V以下，在B12或B13中如图例所示为1.75V左右。
由此，在DC-DC转换器部30和LDO稳压器20的动作切换时，多级顺次变换停滞时间，能够进一步抑制自由振荡或与此相伴的超调、欠调的发生。
图14～图16表示有关本发明的电源装置的第3实施例构成图以及频率-增益相位特性图。
在图14中，表示图3的误差放大电路33，包括误差放大器33a和其反馈部分。通过串联电阻R9和电阻R10，将反馈电压Vfb输入到误差放大器33a的反相输入端。此外，将电阻R11和反馈用电容Cf串联连接在误差放大器33a的输出端与反相输入端之间。与反馈电容Cf并联连接开关SW7和电阻R12的串联电路。此外，与电阻R10并联连接开关SW6。
这些开关SW6、SW7由第1使能信号CTR1控制。在第1使能信号CTR1为高电平时，即仅DC-DC转换器部30为动作状态时，开关SW6、SW7截止。因此，由电阻R9(例如75KΩ)、R10(例如275KΩ)、R11(例如100KΩ)以及反馈用电容器Cf(例如200PF)形成交流反馈电路(AC反馈电路)。DC-DC转换器部30单独动作时，通过AC反馈电路，误差放大电路33开始动作。
另一方面，第1使能信号CTR1为低电平时，即DC-DC转换器部30与LDO稳压器20重叠的动作状态时，开关SW6、SW7导通。因此，电阻R10被短路，此外，电阻R12(例如2MΩ)与反馈用电容Cf并联连接。由此，形成直流反馈电路(DC反馈电路)。在重叠动作时，通过DC反馈电路，误差放大电路33开始动作。
在误差放大电路33通过DC反馈电路进行动作时，高频域的增益(gain)与AC反馈电路的情况相比要大。通过该高频域的增益变大，提高响应性。
图15表示误差放大电路33由DC反馈电路进行动作时的频率-增益以及相位特性，此外，图16表示误差放大电路33由AC反馈电路进行动作时的频率-增益以及相位特性。
如果只观察这些图15以及图16的频率-增益以及相位特性，那么可判断在高频域由DC反馈电路进行动作时的增益比AC反馈电路进行动作时的增益大。
由此，在重叠期间将误差放大电路33的反馈电路切换为直流反馈电路，提高在高频区域的增益(gain)，提高响应性。由此，在DC-DC转换器与串联稳压器的动作状态切换时，减少对输出电压的影响。
此外，也能够在该第3实施例的重叠期间，将切换为直流反馈电路与第1实施例或第2实施例结合。在这种情况下，能够进一步抑制由LDO稳压器20与DC-DC转换器部30的切换对输出电压Vo的影响。
在以上的说明中，虽然对规定时间的设定用中的各模块30、40等中设置计数器的情况进行了说明，但是也可以采用电容、电阻的CR延迟电路，此外还可以采用来自控制器60的分频而得到的时钟信号。此外，虽然对串联稳压器以及降压型的开关DC-DC转换器的情况进行了说明，但是也可以采用具有相同功能的其它电源电路。

Claims (8)

1. 一种电源装置，包括：串联稳压器，其连续控制输入电压并转换为规定的输出电压而从输出端输出；和开关型DC-DC转换器，其在通断所述输入电压并转换为规定的输出电压的同时，将其输出端与所述串联稳压器的输出端并联连接，特征在于，
设置重叠期间，在该重叠期间内，根据模式指令信号，在进行只有所述串联稳压器的动作状态向只有所述开关型DC-DC转换器的动作状态的切换时，或者在进行只有所述开关型DC-DC转换器的动作状态向只有所述串联稳压器的动作状态的切换时，在所述模式指令信号变化后，所述串联稳压器以及所述开关型DC-DC转换器在规定时间的期间内均进行动作，并且
所述开关型DC-DC转换器包括误差放大电路，该误差放大电路可切换交流反馈电路和直流反馈电路，且根据基准电压与对应于所述输出电压的电压之间的差值控制所述输出电压，
在所述重叠期间内从所述交流反馈电路切换为所述直流反馈电路。
2. 一种电源装置，其特征在于，具有：
串联稳压器，其根据第1使能信号进行动作，连续控制输入电压并转换为规定的输出电压而输出；
开关型DC-DC转换器，其根据第2使能信号进行动作，在通断所述输入电压并转换为规定的输出电压的同时，将其输出端与所述串联稳压器的输出端并联连接；和
切换电路，其按照具有下述重叠期间那样进行切换：在根据模式指令信号选择性地切换输出所述第1使能信号和所述第2使能信号的同时，在从所述第1使能信号向所述第2使能信号切换时，只互相重叠第1规定时间，或者在从所述第2使能信号向所述第1使能信号切换时只互相重叠第2规定时间，
所述开关型DC-DC转换器包括误差放大电路，该误差放大电路可切换交流反馈电路和直流反馈电路，且根据基准电压与对应于所述输出电压的电压之间的差值控制所述输出电压，
在所述重叠期间内从所述交流反馈电路切换为所述直流反馈电路。
3. 根据权利要求1或2所述的电源装置，其特征在于，
所述开关型DC-DC转换器包括：第1开关和第2开关，其串联连接在电源间，具有交替导通且一起截止的停滞时间；平滑用线圈和平滑用电容器，其用于平滑所述第1、第2开关的连接点的通断输出电压且产生所述输出电压；脉冲宽度控制电路，其按照发生所述规定的输出电压那样，基于脉冲宽度被调制控制过的脉冲宽度调制信号产生开关控制信号，并供给到所述第1、第2开关，
所述脉冲宽度控制电路，在从其停止状态向动作状态或者从动作状态向停止状态变换时，根据所述模式指令信号，将所述脉冲宽度调制信号的脉冲宽度变窄，将所述停滞时间只延长第3规定时间的时间长度或者第4规定时间的时间长度。
4. 根据权利要求1或2所述的电源装置，其特征在于，所述开关型DC-DC转换器包括：第1开关和第2开关，其串联连接在电源间，具有交替导通且一起截止的停滞时间；平滑用线圈和平滑用电容器，其用于平滑上述第1、第2开关的连接点的通断输出电压且产生所述输出电压；和脉冲宽度控制电路，其按照发生所述规定的输出电压那样，基于脉冲宽度被调制控制过的脉冲宽度调制信号产生开关控制信号，并供给所述第1、第2开关，
所述脉冲宽度控制电路，在所述开关型DC-DC转换器从停止状态向动作状态变换时，通过调整所述脉冲宽度调制信号的脉冲宽度，将所述停滞时间经过多个阶段，从规定的长时间顺次变换为短时间，或者所述开关型DC-DC转换器从动作状态向停止状态变换时，通过调整所述脉冲宽度调制信号的脉冲宽度，将所述停滞时间经过多个阶段从规定的短时间顺次变换为长时间。
5. 根据权利要求1或2所述的电源装置，其特征在于，所述第1使能信号由第1逻辑电路形成，该第1逻辑电路被输入所述模式指令信号和第1计数器的输出，该第1计数器对从所述开关型DC-DC转换器所供给的时钟进行计数，
所述第2使能信号由第2逻辑电路形成，该第2逻辑电路被输入所述模式指令信号和第2计数器的输出，该第2计数器对所述时钟计数。
6. 一种电源装置，其特征在于，具有：
第1电源电路，其是将输入电压变换为规定的输出电压后输出的电源电路，在低负荷时电能转换效率高，随负荷量的增加电能转换效率将低；和
第2电源电路，其是将输入电压转换为规定的输出电压后输出并将该输出端连接在所述第1电源电路的输出端上的电源电路，其在低负荷时的电能转换效率比所述第1电源电路的低负荷时的电能转换效率低，随着负荷量的增加电能转换效率逐渐增大，在比某特定负荷量大的负荷量时电能转换效率大于第1电源电路的电能转换效率，
还设定了重叠期间，在该重叠期间中，在根据从所述第1、第2电源电路应供给的负荷量，切换所述第1电源电路的输出与所述第2电源电路的输出，并供给到负荷，并且，在所述切换时能够进行让所述第1电源电路和所述第2电源电路均输出动作。
7. 根据权利要求6所述的电源装置，其特征在于，所述切换，是所述第1、第2电源电路应供给的负荷量，按照经由所述特定负荷量那样预测增加或者减少，并在实际的增加或者减少之前进行。
8. 一种便携式设备，其特征在于，具备：产生电源电压的电池；将所述电源电压作为输入电压的权利要求1、2、6任一项中所述的电源装置；和用于控制该电源装置的控制装置。
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