KR20030084915A - 비선형 전자기 액추에이터의 서보 제어를 위한 시스템 및방법 - Google Patents

비선형 전자기 액추에이터의 서보 제어를 위한 시스템 및방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20030084915A
KR20030084915A KR10-2003-7010079A KR20037010079A KR20030084915A KR 20030084915 A KR20030084915 A KR 20030084915A KR 20037010079 A KR20037010079 A KR 20037010079A KR 20030084915 A KR20030084915 A KR 20030084915A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
solenoid
current
flux
armature
magnetic
Prior art date
Application number
KR10-2003-7010079A
Other languages
English (en)
Inventor
조셉 비. 실
게리 이. 버그스트롬
Original Assignee
맥더모트, 윌 앤 애머리
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 맥더모트, 윌 앤 애머리 filed Critical 맥더모트, 윌 앤 애머리
Publication of KR20030084915A publication Critical patent/KR20030084915A/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02N—ELECTRIC MACHINES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H02N15/00—Holding or levitation devices using magnetic attraction or repulsion, not otherwise provided for
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H47/00—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current
    • H01H47/22—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for supplying energising current for relay coil
    • H01H47/32—Energising current supplied by semiconductor device
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L13/00—Electric propulsion for monorail vehicles, suspension vehicles or rack railways; Magnetic suspension or levitation for vehicles
    • B60L13/04—Magnetic suspension or levitation for vehicles
    • B60L13/06—Means to sense or control vehicle position or attitude with respect to railway
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F01—MACHINES OR ENGINES IN GENERAL; ENGINE PLANTS IN GENERAL; STEAM ENGINES
    • F01L—CYCLICALLY OPERATING VALVES FOR MACHINES OR ENGINES
    • F01L9/00—Valve-gear or valve arrangements actuated non-mechanically
    • F01L9/20—Valve-gear or valve arrangements actuated non-mechanically by electric means
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02D—CONTROLLING COMBUSTION ENGINES
    • F02D13/00—Controlling the engine output power by varying inlet or exhaust valve operating characteristics, e.g. timing
    • F02D13/02—Controlling the engine output power by varying inlet or exhaust valve operating characteristics, e.g. timing during engine operation
    • F02D13/0253—Fully variable control of valve lift and timing using camless actuation systems such as hydraulic, pneumatic or electromagnetic actuators, e.g. solenoid valves
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02D—CONTROLLING COMBUSTION ENGINES
    • F02D41/00—Electrical control of supply of combustible mixture or its constituents
    • F02D41/20—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F7/00—Magnets
    • H01F7/06—Electromagnets; Actuators including electromagnets
    • H01F7/08—Electromagnets; Actuators including electromagnets with armatures
    • H01F7/18—Circuit arrangements for obtaining desired operating characteristics, e.g. for slow operation, for sequential energisation of windings, for high-speed energisation of windings
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H47/00—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current
    • H01H47/22—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for supplying energising current for relay coil
    • H01H47/32—Energising current supplied by semiconductor device
    • H01H47/325—Energising current supplied by semiconductor device by switching regulator
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K41/00—Propulsion systems in which a rigid body is moved along a path due to dynamo-electric interaction between the body and a magnetic field travelling along the path
    • H02K41/02—Linear motors; Sectional motors
    • H02K41/03—Synchronous motors; Motors moving step by step; Reluctance motors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/032—Reciprocating, oscillating or vibrating motors
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F01—MACHINES OR ENGINES IN GENERAL; ENGINE PLANTS IN GENERAL; STEAM ENGINES
    • F01L—CYCLICALLY OPERATING VALVES FOR MACHINES OR ENGINES
    • F01L9/00—Valve-gear or valve arrangements actuated non-mechanically
    • F01L9/20—Valve-gear or valve arrangements actuated non-mechanically by electric means
    • F01L9/21—Valve-gear or valve arrangements actuated non-mechanically by electric means actuated by solenoids
    • F01L2009/2105—Valve-gear or valve arrangements actuated non-mechanically by electric means actuated by solenoids comprising two or more coils
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F01—MACHINES OR ENGINES IN GENERAL; ENGINE PLANTS IN GENERAL; STEAM ENGINES
    • F01L—CYCLICALLY OPERATING VALVES FOR MACHINES OR ENGINES
    • F01L9/00—Valve-gear or valve arrangements actuated non-mechanically
    • F01L9/40—Methods of operation thereof; Control of valve actuation, e.g. duration or lift
    • F01L2009/4086—Soft landing, e.g. applying braking current; Levitation of armature close to core surface
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02D—CONTROLLING COMBUSTION ENGINES
    • F02D41/00—Electrical control of supply of combustible mixture or its constituents
    • F02D41/0002—Controlling intake air
    • F02D2041/001—Controlling intake air for engines with variable valve actuation
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02D—CONTROLLING COMBUSTION ENGINES
    • F02D41/00—Electrical control of supply of combustible mixture or its constituents
    • F02D41/02—Circuit arrangements for generating control signals
    • F02D41/14—Introducing closed-loop corrections
    • F02D41/1401—Introducing closed-loop corrections characterised by the control or regulation method
    • F02D2041/1413—Controller structures or design
    • F02D2041/1418—Several control loops, either as alternatives or simultaneous
    • F02D2041/1419—Several control loops, either as alternatives or simultaneous the control loops being cascaded, i.e. being placed in series or nested
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02D—CONTROLLING COMBUSTION ENGINES
    • F02D41/00—Electrical control of supply of combustible mixture or its constituents
    • F02D41/20—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils
    • F02D2041/202—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils characterised by the control of the circuit
    • F02D2041/2024—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils characterised by the control of the circuit the control switching a load after time-on and time-off pulses
    • F02D2041/2027—Control of the current by pulse width modulation or duty cycle control
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02D—CONTROLLING COMBUSTION ENGINES
    • F02D41/00—Electrical control of supply of combustible mixture or its constituents
    • F02D41/20—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils
    • F02D2041/202—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils characterised by the control of the circuit
    • F02D2041/2055—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils characterised by the control of the circuit with means for determining actual opening or closing time
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02D—CONTROLLING COMBUSTION ENGINES
    • F02D41/00—Electrical control of supply of combustible mixture or its constituents
    • F02D41/20—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils
    • F02D2041/202—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils characterised by the control of the circuit
    • F02D2041/2058—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils characterised by the control of the circuit using information of the actual current value
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02D—CONTROLLING COMBUSTION ENGINES
    • F02D41/00—Electrical control of supply of combustible mixture or its constituents
    • F02D41/20—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils
    • F02D2041/2068—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils characterised by the circuit design or special circuit elements
    • F02D2041/2079—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils characterised by the circuit design or special circuit elements the circuit having several coils acting on the same anchor
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02D—CONTROLLING COMBUSTION ENGINES
    • F02D41/00—Electrical control of supply of combustible mixture or its constituents
    • F02D41/02—Circuit arrangements for generating control signals
    • F02D41/14—Introducing closed-loop corrections
    • F02D41/1401—Introducing closed-loop corrections characterised by the control or regulation method
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F7/00—Magnets
    • H01F7/06—Electromagnets; Actuators including electromagnets
    • H01F7/08—Electromagnets; Actuators including electromagnets with armatures
    • H01F7/18—Circuit arrangements for obtaining desired operating characteristics, e.g. for slow operation, for sequential energisation of windings, for high-speed energisation of windings
    • H01F7/1844—Monitoring or fail-safe circuits
    • H01F2007/185—Monitoring or fail-safe circuits with armature position measurement
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F7/00—Magnets
    • H01F7/06—Electromagnets; Actuators including electromagnets
    • H01F7/08—Electromagnets; Actuators including electromagnets with armatures
    • H01F7/18—Circuit arrangements for obtaining desired operating characteristics, e.g. for slow operation, for sequential energisation of windings, for high-speed energisation of windings
    • H01F7/1844—Monitoring or fail-safe circuits
    • H01F2007/1866—Monitoring or fail-safe circuits with regulation loop
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F7/00—Magnets
    • H01F7/06—Electromagnets; Actuators including electromagnets
    • H01F7/08—Electromagnets; Actuators including electromagnets with armatures
    • H01F7/18—Circuit arrangements for obtaining desired operating characteristics, e.g. for slow operation, for sequential energisation of windings, for high-speed energisation of windings
    • H01F2007/1894—Circuit arrangements for obtaining desired operating characteristics, e.g. for slow operation, for sequential energisation of windings, for high-speed energisation of windings minimizing impact energy on closure of magnetic circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F7/00—Magnets
    • H01F7/06—Electromagnets; Actuators including electromagnets
    • H01F7/08—Electromagnets; Actuators including electromagnets with armatures
    • H01F7/16—Rectilinearly-movable armatures
    • H01F7/1607—Armatures entering the winding
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F7/00—Magnets
    • H01F7/06—Electromagnets; Actuators including electromagnets
    • H01F7/08—Electromagnets; Actuators including electromagnets with armatures
    • H01F7/18—Circuit arrangements for obtaining desired operating characteristics, e.g. for slow operation, for sequential energisation of windings, for high-speed energisation of windings
    • H01F7/1844—Monitoring or fail-safe circuits
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/10—Internal combustion engine [ICE] based vehicles
    • Y02T10/12—Improving ICE efficiencies

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Combustion & Propulsion (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Transportation (AREA)
  • Control Of Linear Motors (AREA)
  • Reciprocating, Oscillating Or Vibrating Motors (AREA)
  • Control Of Vehicles With Linear Motors And Vehicles That Are Magnetically Levitated (AREA)

Abstract

강자성 코어 물질(501,502) 및 전기 권선(506,507)을 이용한 서보 제어는 자속, 힘 표시; 및 자기 갭(503), 위치 표시의 추론과 권선 전류 및 전압의 모니터링에 기초한다.

Description

비선형 전자기 액추에이터의 서보 제어를 위한 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR SERVO CONTROL OF NONLINEAR ELECTROMAGNETIC ACTUATORS}
배경
1. 발명의 분야
본 발명은 기계 장치의 움직임을 제어하기 위한 시스템 및 방법에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 전자기 장치의 서보 제어에 관한 것이다. 보다 상세하게는, 본 발명은, 전기자의 움직임을 조절하기 위해서 솔레노이드 전기자의 위치의 근사와 위치의 측정을 이용하는 솔레노이드의 서보 제어에 관한 것이다. 본 발명은 최소 에너지 소비로 리프팅(lifting) 및/또는 추진(propulsion)이 소망되는 다양한 영역에서 이용될 수 있다.
2. 종래 기술의 설명
솔레노이드는 본질적으로 전기 에너지에서 기계 에너지로의 효율적 변환을 본래 행할 수 있는 선형 모터이다. 경험상, 회전 모터에서는, 큰 크기에는 효율성을 선호하며, 주어진 크기의 모터에 있어서, 최고의 효율은 고정자와 회전자 사이에 매우 근접한 간극(clearance)이 있을 경우와 동작이 높은 RPM일 경우에 획득된다. 전기적인 관점에서는, 고주파의 자기 반전(reversal)은 전자기력의 고속전송으로 해석된다. 저주파에서는, 저항성 전력 손실이 효율성을 감소시키는 반면, 최대 자속이 일정 크기에 있을 때는, 고주파는 I2R 저항성 전력 손실의 상당한 증가 없이 보다 높은 전력 전송으로 해석된다. 고주파 자계와 관련되는 와전류(eddy current) 손실을 방지하기 위해서, 회전 모터는 자기강, 또는 고저항성의 페라이트부 내에 박막(lamination)을 채용한다. 스틸은, 비교적 저주파(특히, 1㎑ 이하)에서 약 2테슬라 까지 플럭스 밀도를 다룰 수 있어서, 페라이트가 약 0.5 테슬라까지 할 수 것에 비하여 큰 이점을 가진다. 플럭스 밀도에서 4대1의 이점은 에너지 밀도와 자기력에서는 16대1의 이점으로 해석된다. 회전 모터의 규칙을 솔레노이드 분야로 해석하면, 효율적인 동작은 고속 동작임을 예측할 수 있다. 고속 솔레노이드는 낮은 셔틀 질량을 가져야 하며, 또는, 셔틀 관성은 설계 동작 주파수에서 스프링을 갖는 질량을 공진시킴으로써 소거될 수 있다 (예를 들어, 수족관의 격판 펌프(diaphragm pump)와 이발사의 가위에 대한 튜닝된 자기 진동기에서 행해진 것 등). 회전 모터 내에서 근접 간극의 대향측으로서, 솔레노이드는 힘/중력 비를 높이기 위한 큰 파워와 고주파수의 동작에 따라, 매우 짧게 동작하는 스트로크(stroke)에서 매우 효율적으로 동작한다. 짧은 스트로크는, 파워 스트로크의 끝에서, 전체 자기 회로가 최소한의 공극일 경우 -효율적 디자인의 문제- 에만 효과적이다. 비공진 동작에서 솔레노이드 셔틀에 있어서, 짧은 스트로크는 짧은 스트로크 타임으로 해석되어, 자기 갭이 닫힘에 따라 자속 "Φ" 가 고주파 및 고속의 변화에서 동작하게 된다. 고속의 플럭스 변화, 즉 큰 "dΦ/dt"는 저항성 전압에 관련하여 높은 유도성 자기 전압으로 해석된다. 저항성 전압이 에너지 손실을 의미하는 반면에, 유도전압은 전기에너지와 기계에너지 간의 변환을 나타내므로, 큰 "dΦ/dt"는 고효율로 해석된다.
예를 들어, 아래층 정문 열기 등의 실제 이진 제어 동작을 위한 솔레노이드가 항상 설계되었고 앞으로도 그러할 것이며, 이는 전력 효율이 중요하지 않지 않고 스트로크 길이가 효율적인 모터 설계의 문제라기 보다 가능성과 편리성의 문제인 경우이다. 자기강 솔레노이드 부위는 통상 박막(lamination)이기 보다 입방체(solid)이며, 이는 동적 동작에서의 와전류 손실이 설계 고려사항이 아니기 때문이다. 빈도가 낮은 문 빗장 동작에서 빈도가 높은 도트 매트릭스 프린트 헤드 내의 프린트 전선 드라이버의 동작의 경우, 솔레노이드 내에서 자기강의 반복적인 충돌과 연속적인 표면강화는 중요한 고려사항이 된다. 솔레노이드용 자기 재료는 낮은 항자력(coercive force), 즉 자속 변화에 대한 낮은 고유저항을 나타내어야 한다. 자기강에서, 낮은 항자력은 큰 결정 구조에 관련되며, 이는 고온 어닐링을 통해 큰 결정을 성장함으로써 획득된다. 어닐링된 스틸은 기계적으로 연성이고 그들의 낮은 항자력 속성은 자기적으로 유연한 것으로서 기술된다. 반복적인 스트레스와 충격은 스틸 내 큰 결정들을 파쇄하여, 기계적으로 표면강화(work hardening)되고 자기적으로 강해진 보다 세밀한 그레인(grain) 구조를 산출한다. 영구 자석은 높은 항자력, 또는 높은 외부 영향에 대하여 자화를 유지하는 능력인 높은 자기 경도에 대하여 최적화된다. 솔레노이드에서, 스틸의 기계적인 표면강화는 센 자화 필드에서 실시하며, 이에 따라, 솔레노이드 회로의 영구 자성(permanet magnetism)을 유지시킨다. 그 결과, 외부 회로가 제거된 후에도, 솔레노이드를 담힘 위치에고정되도록 한다. 이는 프린트 전선 솔레노이드에 있어서는 실패한 방법이다. 솔레노이드 부분이 접착하는 것을 방지하기 위한 통상의 접근법은 완전 닫힘(full closure) 시의 랜딩(landing)을 완화(cushion)하는 것이며, 이는 통상 완화재의 두께에 의해 닫히지 않은 자기 갭을 남게한다. 이러한 잔류 갭은 전력을 제거한 후에 잔류 플럭스에 대한 저항을 생성하여, 셔틀이 닫힘을 유지하려는 경향을 감소시킨다. 잔류 자기 갭은 2가지 방법으로 효율성과 절충하는데, 자기 스트로크의 가장 효율적인 부위가 완전 갭 닫힘이 접근하고, 전력 소모 대 힘의 비가 높은 경우, 또한 연장된 닫힘을 유지하기 위한 전류가 갭의 자기 저항을 극복할 만큼 실질적으로 보다 높게 제조되어야 하기 때문이다.
솔레노이드 움직임, 보다 일반적으로는, 자기 액추에이션의 서보 제어에 대한 종래 기술은, Jayawant 등에게 부여된 미국 특허 제5,467,244 호의 도입부에 잘 요약되어 있는데, 여기서 "대상의 비교위치는 제어 전자석과 제어되는 대상 간의 분리 또는 갭이며, 종래 기술에서, 시스템은 피드백 루프용 제어 신호 생성기의 일부를 형성하는 트랜듀서에 의해 모니터링된다. 이러한 트랜듀서는 포토셀(예를 들어, 대상의 움직임에 의해 광선의 간섭을 탐지), 자기(예를 들어, 홀 플레이트와 같은 갭 플럭스 밀도 측정으로 구성), 인덕터(코일들의 인덕턴스가 동일 할 때 균형되는 맥스웰 브리지에서 있는 두개의 코일을 채용), I/B 탐지기(전가석 코일 전류와 자속의 비가 전자석과 대상간의 갭 측정을 제공하기 위해 판정됨, 작은 디스터번스(disturbance)에서는 제산이 감산으로 대체가능), 커패시터(출력주파수가 서스펜션 갭에 따라 변화하는 발진 회로를 채용)인 소자들을 포함한다." 이라 기재되어 있다. Dick(3,671,814)은 홀 센서를 이용하는 자기 센싱을 교시한다. Jayawant 등에 "대상의 서스펜션의 전자기 제어를 위한 장치"의 이후 설명에서, 일반화된 비선형 전자기 모델로부터, 고정 목표 위치에 인접한 대상의 자기 서스펜션에 이용되는 선형화된 작은 섭동 모델을 유도하였다. 특히, 그들은 자칭 "I/B 탐지기"(상기 인용문헌 참조)을 사용하였으며, 그 탐지기는 전류 "I"를 자계 강도 "B"로 나눈 비가 대략 자기 갭의 선형 측정치를 제공한다. 또한, 유도 전압 측정이 국부 플러스 밀도 "B" 대신 총 플럭스 "Φ" 의 판정을 유도하기 때문에 "I/B" 보다 "I/Φ" 비가 더 선호되어 사용된다. 특히, Jayawant 등이 지적한 바와 같이, 시간 미분 "ndΦ/dt"은 자속 "φ"에 의해 연결되는 n번의 권선에서 전자기적으로 유도된 전압과 동일하다. 따라서, 코일에서 유도된 전압의 시간 적분은 "φ" 변동의 측정치를 산출하며, "I"에 대한 부가적인 직접 측정 또는 간접적인 추론은 서보 루프를 폐쇄하는 데 이용되는 "I/Φ" 비의 판정을 이끌어낸다. 전기 주파수가 솔레노이드 기계적 움직임에 관련되는 주파수보다 실질적으로 높은 곳에서는, "I/Φ" 비는 또한 시간 미분 "(dI/dt)/(dφ/dt)"의 비이며, n번의 권선을 통한 유도 전압의 대응하여 측정된 변화, "V=ndΦ/dt"로 나눈 전류 기울기 "dI/dt"의 고주파 변화의 측정은 또한 위치측정을 이끌어낸다. 이중 후자의 비 측정시, 솔레노이드의 인덕턴스의 측정치를 인식할 것이다. 인덕턴스는 기지의 커패시턴스 "C"를 갖는 LC 공진기의 자연 주파수를 판정함으로써 측정될 수 있음은 잘 알려진 사실이며, 그 기술은 Jayawant 등의 문헌의 마지막 부분에서 확인된다. 유도 전압의 시간 적분 또는 전류의 시간 미분을 포함하는 기술 중에서 어떠한 비율 기술에 의해서든, 액추에이션 장치의 일부로서 채용되는 코일 또는 코일등으로부터의 유도 전압과 전류측정치를 이끌어내는 수단 이외의 센서를 사용하지 않고도 위치를 판정할 수 있다. 이들 관계가 본 발명의 개념에서 빌딩 블록을 요구되지만, 그들은 기계적으로 큰 움직임 및 그에 대응하여 솔레노이드 인덕턴스의 큰 변화를 발생시키는 서보 시스템에 대하여 적절한 기반기술은 아니다. 첫째, 큰 솔레노이드 움직임을 제어하기 위해 Jayawant 등에 의해 교시된 선형화된 소형 섭동 모델에 한계가 존재한다. 둘째, 동적 안정성 문제는, Jayawant의 비율과 제곱 법칙 관례의 직교 선형 근사법 대신, 예를 들어, 플럭스의 제곱으로서의 힘 및 전류/플럭스의 비율로서 컴퓨팅 위치와 같은 비선형 회로모델을 사용하여 보다 복잡하고 비싼 서보 구현을 이용해도 여전히 발생한다. 솔레노이드 제어가 위치 X를 제어하기 위한 전압 V를 이용하는 권선의 유도에 기초하는 경우, 제어되는 시스템은, 전압 대 자기력으로부터 얻기 위한 비선형 1차 시스템을 포함하여 (전압은 유도성 솔레노이드 내 전류의 1차 미분을 제어하고, 전류변화는 상당한 지연없이 힘의 변화를 야기하기 때문에), 근본적으로 3차이다. 위상이 원하는 제어에 대한 대역에 있어서는 쉽계 180도를 넘고 고주파에서는 270도를 향하는 경향으로 제어 루프에 따라 변하기 때문에, 3차 시스템에 대한 서보 제어는 불안정하기 쉽다. Jaywant 등에 의해 교시된 바와 같은 위상 리드(phase lead) 보상은 90도의 위상 여유를 추가하여, 최적의 여유 안정성으로 효율적인 전자기 시스템을 제공한다. 전자기 효율이 매우 낮으면, 저항 R은 ω의 서보 제어 대역까지 유도성 임피던스 ωL 에 대하여 지배적이므로, 시스템의 3차 속성은 어디에서 이득이 1이 넘고 위상 리드 보상이 충분한 안정성 여유를 제공하는지가 명확하지 않다. 이러한 저효율의 시스템의 예는 본 출원인들의 "Bearingless Ultrasound-Sweep Rotor" 시스템 (미국특허 제5,635,784호)이며, 여기서 극단적인 소형화와 소프트 강자성 코어의 결합이 ㎑ 영역에서는 저항성에서 유도성으로 잘 동작하도록 전이된다. 본 발명에서 개시되는 효율적인 액추에이션 시스템에 있어서, 저항성 임피던스에서 유도성 임피던스로의 전이는 100 ㎐ 이하에 해당할 수 있다. "엄격한(tight)" 서보 제어는 중요 기계 응답의 대역에 대한 비교적 높은 루프 이득을 의미하며, 이는 중요 기계 응답의 대역을 훨씬 초과한 경우의 루프 이득-대역 곱을 의미한다. 루프 안정성을 위한 타이트 제어 기간과 고효율의 조합의 문제는, 싱글-폴(single-pole) 위상 리드 보상 -예를 들어, 기계적 굴곡(flexture)으로부터의 사소한 공진- 을 이용하는 경우에 있어서도, 이 서보 시스템을 발진시킬 수 있다.
Jayawant 등이 고정 목표 위치로부터 위치 변동이 작은 경우에 적용될 수 있는 폐루프 서보 제어 기술을 기술한 반면, Wieloch (미국특허 제5,406,440호)은 전기 컨덕터에서 사용되는 솔레노이드에서의 충격과 기계적 바운스를 감소시키기 위한 개루프 제어기술을 기술한다. 종래 기술의 액추에이션은, 솔레노이드 권선을 모든 동작 조건에서 접촉을 닫히게 하는데 필요한 전체 전압에 순시 적용하는 것, 및 접촉 열림을 유지하여 스프링 프리로드(preload)의 제조 변동을 고려하는 것으로 이루어진다. 고정 액추에이션 전압은 최소 요건을 항상 충분히 초과하며, 그 결과 과도한 힘과 결과적인 심각한 접촉 바운스를 갖는 액추에이션이다. Wieloch는 솔레노이드 전류를 천천히 끌어올리는 것을 교시하므로, 자기력이 스프링 프리로드 힘을 극복하고 움직임을 개시하기에만 충분할 때, 솔레노이드 스트로크가 종료되기 전에 평균 액추에이션 전압의 추가적인 증가는 거의 없다. 효율적인 전류 램핑(ramping)은 스위칭 레귤레이터(regulator)를 통하여 달성되며, 그 스위칭 레귤레이터는, 권선 전류가 구동 전압 펄스 사이의 구간동안 다이오드를 통하여 재순환할 때, 솔레노이드에 점증하는 전압 듀티 사이클를 인가한다. 충분히 높은 스위칭 주파수에서, 솔레노이드의 인덕턴스는 현재의 파형을 램프(ramp)로 평판화시킨다. 유사한 스위칭 조절이 본 발명의 바람직한 구현예에서 개시되지만, Wieloch의 소프트 랜딩 설계에서의 한계를 극복하기 위해서 보다 큰 제어를 갖는다. 솔레노이드가 닫히기 시작할 때, 일정한 자속을 유지하기 위해서, 전기자 움직임에 기인한 결과적인 "백 EMF"는 갭에 관련하여 전류를 감소시키려는 경향이 있으므로, 갭 닫힘에 대하여 힘이 증가하는 결과만이 적절하다. (Jayawant 등의 간략화된 모델, 식 9는 일정 자속에서 갭 닫힘의 함수로서 힘에 대한 어떠한 변화도 암시하지 않는다.) 후술하는 식 42에서 Jayawant가 단일한 것으로 취급하고, 예를 들어 이후 명세서의 식 20의 대략적인 공식에서 나타낸 바와 같이 큰 자기 갭에 적당한 단일성(unity)으로부터 매우 벗어난 "dxeff/dx"의 기울기함수를 제외하면, 식 9에 대응한다. 일정한 평균 전압이 권선에 인가되면(예를 들어, 고주파에서 일정 듀티 사이클 전압 스위칭을 통하여), 전류는 갭이 닫힘에 따라 감소하기 시작하여, 전류가 감소함에 따라 저항의 전류 제한 효과가 감소되어, 자속이 상승하기 시작한다. 이는 유도성 시상수, 기계적 관성 및 스프링 계수에 기초하여, 완전 닫힘에서의 임팩트를 향하여 솔레노이드 전기자의 가속을 유도한다. 충분한 소프트 랜딩이 달성된 경우에서도, 실질적으로 과도한 에너지 소비의 댓가로 단지 중간 부위만이 액추에이션을 초래하는 롱 램프의 펄스 듀티 사이클과 전류를 생성한다. 주어진 작동 조건에 의해 지시된 전기 에너지의 거의 최소의 총 소비를 갖는 가변 조건하에서, 소프트 랜딩을 달성하기 위해 (이하) 솔레노이드 닫힘동안 펄스폭 또는 펄스 듀티 사이클의 어댑티브한 조절이 도시된다.
Hurley 등(미국 특허 제5,546,268호)는 소정의 풀 커브의 전자석을 달성하기 위해서 측정된 솔레노이드 갭의 소정의 함수를 따르도록 전류를 조절하는 적응형 제어장치를 교시한다. 이러한 시스템은 Wieloch의 일부 한계에 응답하지만, 조용하고, 임팩트 영향이 없고, 효율적인 동작을 달성하는 동안 개시 위치와 부하 힘의 조건을 변경하도록 응답해야 하는 액추에이션 시스템에 용이하게 적합한 것은 아니다.
제어가능성과 에너지 효율 모두에서, 일부 솔레노이드는 고정자와 전기자 성분이 근접하여 이격된 평행 표면을 갖고 전기자가 오버랩 변경 영역을 통해 인플레인으로 이동하여, 일정 전류에서 상대적으로 일정한 액추에이션 힘의 영역을 산출하는 동작영역을 갖도록 설계된다. Eilertsen(미국 특허 제4,578,604호)는 선형의 중간 영역 액추에이션과 액추에이션 스트로크의 말단에서 강한 유지력(holding force)를 위한 듀얼 코일 장치의 지오메트리를 교시한다. 회전 액추에이션 설계는 병렬 자기 플레이트의 회전 오버랩을 이용하여 유사한 선형 속성을 달성한다. 자기 부분이 근접하여 접촉하는 터치다운 영역은 서보 제어 분야에서는 통상 회피된다. 이 영역에서의 자기 특성은 실제 제어를 위해서는 너무 비선형적인 것으로 여겨졌다. 특히, 메이팅(mating) 자기 표면의 완전 닫힘과 접촉에 근접하는 동작영역에서는 인덕턴스가 매우 가파르게 변화하고, 그에 따라서 코일 전류의 변경하기 위한 힘의 민감도가 가파르게 변화한다. 코어 포화 아래에서 동작하는 솔레노이드에 있어서, 코일 전류 "I"와 자기 갭 "x"를 갖는 자기력 "F"은 "F ∝ (1/x)2"에 대략 비례하여 기재된다. 솔레노이드의 갭이 기계적 닫힘에 이를 때, 이 비례에서 분모 "x"가 영에 근접하는 것은 제어 변수와 그 결과의 자기력간의 거의 단일한 관계를 암시한다. 이 비례식을 대략 표현하는 정적 힘/스트로크/전압 곡선들의 공개된 군을 통하여, 엔지니어는 위치 서버 제어루프가 솔레노이드의 완전 자기 닫힘에 근접시 또는 넓은 액추에이션 범위에 걸쳐 다룰 수 없을 정도로 비선형이 된다는 결론에 도달할 것이다. 이 가정이 타당하다는 증거로서, 최근 Jayawant 특허(미국 특허 제5,467,244호)의 도2는 거리의 함수로서 자기력에 있어서 비례관계 "F ∝ (1/x)2n"를 도시하며, 심볼 "ㅿ"에 의해 지정된 작은 영역을 나타내며, 이 영역에서 곡선은 비교적 선형이고 이후 개시되는 선형 제어기술에 순응할 수 있다. 설명하지는 않았으나 제어 문제를 재정립하는 것은 2개의 잘 동작하고 결합된 서브시스템 -자기력을 제어하기 위해 전압을 이용하는 고속 1차 제어기, 및 힘 제어 서보를 이용하는 저속 2차 위치 서보- 으로 시스템을 분할한다. 주요 시스템의 비선형성은 강인한 1차 제어기 서브시스템에 한정된다. 따라서, 제어의 관점에서, 플랫 평면의 메이팅을 포함하는 솔레노이드 지오메트리에서 기계적 단순성 및 경제성의 이점을 이용하지만, 힘에 대한 전기자 움직임의 관계를 선형화하는 자기 지오메트리에는 어떠한 이점도 없다. 이러한 단순 지오메트리는 예를 들어, 아주 오래전에 특허가 부여된 Kussy(미국특허 제3,324,356호)에 의해 발견된다. 이러한 지오메트리는 일정 전류에서 갭에 의해 힘의 강한 비선형성을 부여하므로, 플랫 지오메트리의 기계적 경제성이 실현되면 적절한 제어기 설계로 극복할 필요가 있다.
솔레노이드에 대한 유지 전류 또는 구동 전압은 솔레노이드를 닫힘 방향으로 움직이는데 필요한 피크 전압 또는 전류보다 충분히 아래에서 통상 설정된다. 구동 및 이동 신호 레벨은 개방형 루프 시스템에서는, 닫힘을 확보하도록 충분히 높게 설정된 후, 유닛별 제조사의 변동성을 포함하여, 전원 소스(예를 들어, 유틸러티 라인 전압)의 변동성을 포함하여, 그리고 기계적 부하의 변동성을 포함하는 등의 모든 조건하에서 유지하게 한다. 폐루프 솔레노이드 제어는 구동 및 유지 신호를 최소한의 실용 레벨로 감소시키는 방법을 제공한다. 자기적으로 소프트한 강자성 코어 솔레노이드에서의 고유한 안정성 및 비선형성 문제점은 서보 솔레노이드의 개발을 방해하였으며, 따라서, 상술한 잠재적인 효율성 이점을 방해한다.
솔레노이드는, 조용하고 임팩트가 없는 동작, 매우 빈번하거나 연속적인 움직임, 및 전기 에너지를 기계적 작업으로 변환하는데 있어서 높은 효율성 등의 효율적 모터에 관련된 동작 특성에 대한 가능성을 갖는다. 전기로부터의 왕복 전력(reciprocating power)은 통상 회전 모터와 캠 또는 크랭크 샤프트로부터 유도되지만, 본 발명에서의 솔레노이드는, 권선에서 자속의 급격한 변화를 생성하기 위해서, 솔레노이드가 고속동작하도록 설계되어 있다면, 고효율의 왕복 전력을 전달하도록 개시된다. 많은 왕복 전력 애플리케이션에서, 정교한 제어를 갖는 솔레노이드는 높은 편리성과 회전-왕복 움직임 변환장치와 회전 모터를 사용하여 달성될 수 있는 매우 치밀한 제어를 제공할 수 있다. 솔레노이드를 통한 외부 프로세스의 제어 및 센싱 영역에서, 이하 개시되는 본 발명은 위치 제어기와 동시에 힘의 센서로서, 또는 힘의 제어기와 동시에 위치 센서로서, 또는 특히 복구 및 댐핑의 전기적으로 제어된 기계적 임피던스를 갖는 기계적 액추에이션의 소스로서 중간 모드에서 구성될 수 있다. 회전 모터를 이용하여, 예를 들어, 토크 또는 힘 트랜듀서와 함께 사용되는 스테퍼 모터, 또는 회전 위치 인코더 및 가능한 토크 또는 힘 트랜듀서와 함께 사용되는 논 스테퍼 모터의 사용에 대한 제어를 포함한다. 이하, 2개의 추가적인 솔레노이드가 펌프의 입구와 출구 밸브를 제어하는 동안, 고효율의 왕복 펌프를 구동하도록 선형 모터로서 동작되는 솔레노이드를 나타낼 것이다. 이들 모두 3개의 솔레노이드는 서보 제어 하에서 조용하고 효율적으로 동작한다. 이 새로운 시스템은 매우 넓은 동작 영역의 펄스 체적과 레이트에 대하여 압력이 가해진 유체 소스로부터 체적 흐름 조절을 달성할 수 있으며 이하 기재되는 기계적으로 유사한 밸브 솔레노이드 액추에이터를 이용한 시스템인, 출원인의 미국특허 제5,624,409호인 "Variable-Pulse Dynamic Fluid Flow Controller"에 기재된 목적을 상회한다. 아래 기술하는 시스템은 출원인 이전 발명의 체적 측정 장치를 위치가 커패시터에 의해 솔레노이드 구동 권선의 공진 주파수의 측정으로부터 판정되는 솔레노이드 펌프 액추에이터의 위치로부터 추론되는 유체 체적 측정에 더하여 능동 펌핑 액추에이션을 제공하는 솔레노이드로 대체한다.
발명의 목적
본 발명의 목적은 닫힘 임팩트 및 관련 잡음, 효율성 손실, 및 자기 재료 속성의 손상을 포함하는 점진적 손상(progressive damage)을 제거하기 위하여 솔레노이드의 급전되는 닫힘을 제어하는 것이다. 관련 목적은 "론치 제어(launch control)"라 지칭되는 저가의 전략 및 "서보 제어"라고 지칭되는 피드백 전략인 2개의 전략을 통하여 닫힘 임팩트를 제거하는 것이다. 또다른 목적은, 호버링(hovering) 또는 부상(levitating) 모드에서 솔레노이드 위치를 동적으로 유지하기 위한 서보 제어를 채용하는 것이다. 또다른 목적은 솔레노이드의 평탄화된 개부를 위해서 서보 제어를 채용하는 것이다.
"론치 제어" 내에서, 전류 신호 및/또는 유도 전압 신호로부터, 론치 펄스를 종단시키는 시간을 동적으로 판정하기 위한 임계치 함수에 비교되는 파라미터를 추론하여, 솔레노이드 갭은 완전 닫힘에 못미치고 임팩트에 못미치는 목표를 근접하여 닫히게 된다.
기계적인 "서보 제어" 내에서, 통상의 용어로서,센싱 파라미터는 서보 시스템의 기계적 응답을 나타내며,목표 파라미터는 센싱 파라미터로부터 감산되어에러 파라미터로 되며,PID이득 파라미터는 에러 파라미터의 피드백 증폭의 3가지 측면, 즉, 비례 피드백, 적분 피드백, 미분 피드백을 설명하며,구동 파라미터는 P, I, D 피드백 성분의 합으로부터 생성되어 제어되는 기계적 응답을 초래하는액추에이션 출력을 판정한다. 서보 제어 루프는안정화 시상수를 특징으로 하는데, 이는 에러 파라미터가 시구간의 개시에서 정의된 초기 에러 이하의 최소 규정된 비율에 의해 계속 감소되도록 하는 최단 시구간으로 정의된다. 안정화 시상수는 통상 비례 및 미분 피드백 이득의 최적 조합에 의해 최소화된다. 적분 피드백 이득의 증가는 통상 장기간의 에러 감소를 증가시키는 반면, 안정화 시상수를 증가시켜, 단기간의 안정화를 열화시키고, 과도한 적분 피드백 이득에서는 서보 시스템의 발진와 불안정성을 야기한다.
이러한 틀 내에서, 서보 제어에 대한센싱 파라미터에 있어서, 그리고 솔레노이드의자기 갭이 센싱되고 제어되는 파라미터로서 본 발명에서 식별되는 경우, 본 발명의 목적은 서보 루프의 센싱 파라미터로서솔레노이드 전류의 측정을 채용하는 것이다. 다른 목적은, 자기 갭에 대략 비례해서 단기간동안 외부영향을 무시하면 솔레노이드 전류가 변경되는 자기 갭과 솔레노이드 전류 간의 직접 전자기 인력을 이용하는 것이다. 또다른 목적은, 서보 제어 루프가 기계적 부하힘(load force)에 대하여 균형을 이루도록 전자기력을 유도 할 때, 자기 갭에 대략 비례하여 필요적으로 변하는 솔레노이드 전류를 설정하는 결과를 요구하는 관계를 이용하는 것이다. 이러한 경우, 후술하는 서보 제어의 범위 내에서, 솔레노이드 전류는 자기 갭과 대략 비례하여 변경되게 초래되며, 전자기 인력의 물리에 기인하는 단기간과 서보 루프의 힘 균형 속성에 기인한 장기간에서 모두, 서보 제어를 포함하여 솔레노이드 자기 갭을 표시하는 센싱 파라미터로서 솔레노이드 전류를 채용하는 것이 목적이다.
다른 센싱 파라미터를 채용하는 서보 제어의 다른 구현예에서, 서보 시스템의 액추에이션 출력은 스위칭 증폭의 출력이며, 그 스위칭 증폭의 출력은 2 개의기지의 값 사이에서 스위칭하도록 솔레노이드 코어를 가로지르는 전압 편차를 야기하여, 하나 이상의 스위칭 사이클에서 평균되는 바와 같은 코일 전류에 대한 듀티 사이클 제어를 우선 발생하고, 솔레노이드 코일 내의 전류의 시간 미분의 측정된 AC 요동(fluctuation)을 그 다음으로 발생시킨다. 그 AC 요동은 솔레노이드의 자기 갭에 대하여 단조적으로 항상 변화하여, 그 갭의 반복가능한 측정을 제공한다. 따라서, 듀티 사이클 제어를 갖는 스위칭 증폭기에 의해 구동된 솔레노이드 시스템에서, 목적은 서보 제어기의 센싱 파라미터로서 전류 기울기에서의 측정된 AC 요동을 채용하는 것이다.
Φ로 지정되는, 솔레노이드와 코일을 통하는 총자속은 자기력과 자기 갭, 즉 위치 판정에 관련되는 주요 제어기 파라미터이다. 본 발명의 목적은 솔레노이드 플럭스로 연결된 코일내에서 유도된 전압의 결합하여 제어기에서의 자속 변동을 판정하는 것이다. 또다른 목적은 개방 자기갭에 대해서 그리고 솔레노이드 전류가 영일 때, 플럭스 적분을 영으로 초기화함으로써 절대 플럭스를 판정하는 것이다. 또다른 목적은 코일을 가로지르는 총전압으로부터 저항성 코일전압의 추정치를 빼서 솔레노이드 구동권선에서 유도전압을 판정하는 것이다. 또다른 목적은 구동 권선과 전기적으로 별도인 부가적인 센싱 권선, 원형에서의 유도 전압을 측정하는 것이다.
서보 제어에 대한 관련구동 파라미터,센싱 파라미터,목적 파라미터에 있어서, 목적은, 내부루프가 외부 루프보다 실질적으로 짧은 안정화 시상수를 갖도록, 솔레노이드 제어 서보 시스템을 기능적으로 분할하여 개별, 구동, 센싱 및 목적 파라미터와 내부 및 외부 루프를 결합시키는 것이다. 다른 목적은 센싱 파라미터가 위치의 측정이고 구동 파라미터가 힘에 관련된 신호에 대하여 외부 제어 루프를 설정하는 것이다. 위치 센싱된 측정치는 솔레노이드 전류, 또는 솔레노이드 전류 기울기에서의 측정된 AC 변동, 또는, 예를 들어, 홀 효과 센서와 영구자석 또는 광센서와 광원에 의한 기계적 위치의 부가적인 측정일 수 있다. 또다른 목적은 센싱 파라미터가 자속 변동의 측정치이고, 외부 루프의 구동 파라미터가 자속의 센싱된 측정치에 비교하여 구동 파라미터의 최소의 부가 성분을 정의하며, 구동 파라미터가 코일 구동 전압이 경우의 내부 제어 루프를 설정하는 것이다. 이 구동 전압은 솔레노이드에서 기계적 움직임을 궁극적으로 제어하는 액추에이션 출력이다. 또다른 목적은, 증폭기 구동 솔레노이드 코일에서 효율적인 전압 스위칭 발진을 설정하고, 코일을 구동하는 단기간의 평균 전압이 내부 루프의 전압 구동 파라미터가 되도록 스위칭 발진의 듀티 사이클이 변하도록 하는 것이다. 서보 시스템의 전자 설계를 단순화하는 방법으로서, 제어된 듀티 사이클을 이용하여 스위칭 발진의 설정에 관련된 목적은, 원하는 특성을 갖는 스위칭 발진이 발생하는 의도된 단기간의 불안전성을 이용하여 제어기 루프를 설계하는 것이다.
솔레노이드 인덕턴스/레지스턴스 비율 L/R에 의해 정의되는 시상수보다 실질적으로 긴 기간동안, 솔레노이드 코일에 인가된 평균 전압은, 유도성 효과가 "잊혀질" 동안 코일 전압을 판정함이 인식된다. 또한, PID 피드백 제어의 적분 성분이 입력 에러 신호의 영구 또는 장기간의 트래드에서만 비교적 민감하다는 점이 인식된다. 이들 인식으로부터, PID 피드백 제어기의 적분 성분에서 센싱된 전류에 대한 전압 또는 듀티 사이클을, 안정화 특성이 다를지라도, 유사한 장기간의 경과로도, 대체가능할 것이다. 따라서, 목적은, 센싱 변수가 구동 전류 또는 구동 전압 또는 구동 듀티 사이클일 수 있는 적분 피드백에 기초한 제어기를 설계하는 것이다. 센싱 변수의 임의의 이러한 선택에 있어서, 서보 제어에 의해 확립된 평형 자기 갭은 적분 루프의 센싱 변수에 대한 제어기 목표, 즉 전류 또는 전압 또는 듀티 사이클에 대한 목표와 기계적 부하 힘의 조합에 의존한다. 임의의 이러한 경우에서, 본 발명의 목적은 실용적인 최소한의 전력으로 거의 닫힘으로 이끌려서 이에 유지될 수 있는 제어된 솔레노이드이다. 이는 유한 갭에서 솔레노이드를 유지하기에 충분하도록 미리 판정되는 신호 레벨에서 바이어스를 영의 적분비(rate-of-integration)로 설정함으로써 달성될 수 있다. 본 발명의 솔레노이드는 영구자석 재료를 포함할 수 있으며, 힘을 유지하는 데 요구 범위가 솔레노이드 갭의 대응 유용 범위에 걸쳐 영의 구동 코일 전류에서 획득되도록 통합된다. 이러한 영구자석과 결합된 구현예에서, 목적은 영 또는 그 근방에서 구동 코일 전류의 영의 적분비로 바이어스를 설정하는 것이므로, 평형으로부터 섭동을 보상하기 위한 전력 과도를 제외하면, 제어 시스템은 매우 작은 구동 전력으로 유지되는 솔레노이드를 달성한다. 영구자석의 포함 여부에 따라, 솔레노이드의 이동부는 자유로이 이동가능할 수 있으며, 이 경우에, 본 발명의 목적은 자유 이동의 자석 성분의 안정된 전자기 부상을 달성하는 것이다. 또다른 목적은 액추에이션 전력의 최소화로 부상하는 것이다.
솔레노이드 권선에 맞춰 실질적인 전류를 제어하는데 있어서, 공통모드 전압스윙이 전력 공급 범위 밖으로 벗어나는 저항을 거쳐 센싱하여야 하는 난점을 포함하고, 전류 센싱 저항에서 추가적인 전력 소모의 단점을 포함하는 등의, 전류 센싱 저항과 관련 차동 증폭의 통합의 난점과 단점들이 있다. 차동 전압 출력은, 전력 구동 권선에 권선된 동축인 분리된 플럭스 센싱 권선에 의해 제공되어, 이러한 센싱 권선이 스위칭 모드 구동에 대하여 사용될 때, 전류 "I"와 자속 "Φ"의 동적판정에 있어서 필요한 정보를 전송한다. 따라서, 본 발명의 목적은, 스위칭 모드 솔레노이드 제어기에서 코일 전류와 자속 모두를 판정하기 위한 센싱 권선을 채용하는 것이다.
센싱 코일 정보로부터, "I/Φ"로 지정된 "적분비" 또는 "(dI/dt)(dΦ/dt)"로 지정된 "미분비" 또는 "ㅿ(dI/dt)/ㅿ(dΦ/dt)"로 지정된 "차동 미분비(derviatve difference ratio)"를 유도할 수 있으며, 임의의 이들 3개의 비는 서보 제어에 있어서, 유효 자기 갭의 측정과 그에 따른 위치 측정이다. 적분비는 상술한 바와 같이 그리고 유도 전분의 적분으로서 정의된 플러스 적분이 기지의 영플럭스 조건 -예를 들어, 개방 자기 갭과 영의 권선 전류에서의 영플럭스- 하에서 초기화될 때 가능한 바와 같이, 절대 플럭스의 판정에 의존한다. 절대 플럭스 판정의 또다른 제한은 적분 드리프트이며, 이는 초기화 후에 너무 많은 시간이 경과하면 절대 플럭스 판정에서 에러를 초래한다. 적분비의 다른 단점은 나눗셈이 필요하다는 것이다. 본 발명의 일부 구현예에서, 자기 갭이 영에 근접하고 자속이 일정 부하힘에 균형되는 힘을 발생시키는 일정 값에 근접함에 따라 서보 제어에 대하여 특히 유용하여, 적분비의 분모는 대략 상수여서, 센싱 파라미터로서 전류 "I"를 사용하게 한다. 이러한 근사는 매우 큰 자기 갭에 있어서 또는 과도한 루프 이득의 조건하에서는, 불안정한 제어 루프를 야기하여 사용될 수 없다. 따라서, 보다 강인한 제어기는 적분비의 일정 분모 근사를 피하여, 실제의 적분비를 계산하거나, 차동 미분비 또는 보조센서를 통한 직접위치측정을 사용한다. 스위칭 레귤레이터의 경우, 차동 미분비의 분모, 즉 ㅿ(dΦ/dt)는 스위칭 증폭 출력의 피크 대 피크 전압 스윙의 1/n 배이며, 여기서, n은 구동 권선에서의 감김 수이다. 따라서, 일정한 구동 전압 스윙에서, 차동 미분비의 분모는 일정하고, 분자는 유효 자기갭에 직접 비례하여 변한다. 따라서, 목적은, 외부 제어루프의 센싱 파라미터로서 실제 지오메트리 위치 또는 유효 자기 갭 중의 하나의 정확한 측정을 이용함으로써 보다 덜 불안정한, 보다 강인한 제어기를 달성하는 것이다. 다른 목적은 외부 제어루프에 대한 센싱 파라미터로서, 전류를 플럭스로 나눈 I/φ를 이용하는 것이다. 전압 스위칭 서보에서 또다른 목적은 피크 대 피크 전류 기울기 크기, "ㅿ(dI/dt)", 또는 외부 제어 루프의 센싱 파라미터로서, 전류 기울기의 근사 측정을 이용하는 것이다. 완전 자기 닫힘에 근접하는 솔레노이드 동작에 있어서, 스위칭 전압 구동에 기인한 톱니 전류파형은 단기간의 전류상승(구동 전압이 인가될 때) 후에 전류가 다이오드 또는 온 상태의 트랜지스터를 가로질러 작은 하강과 적은 저항성 전압에 의해서만 방해될 수 있는 훨씬 더 점진적인 전류감소로 인해, 비대칭적이다. 이러한 경우, 피트 대 피크 전류 기울기 크기는로 지정된 양의 전류기울기로 충분히 근사되며, 여기서 ㅿ(dI/dt)으로 향하는 훨씬 작은 음의 전류 기울기는 무시된다.
실제 기계적 솔레노이드 위치의 센싱 및 서보 제어가 확장 구간에 대하여 요구되는 제어기 -여기서, 총 자속의 시간 적분 판정은 변동되기 쉬움- 에 있어서, 유효 자기 갭 "X"는 상술한 바와 같은 "X=KIㆍㅿ(dI/dt)"의 관계에 의해 스위칭 레귤레이터의 경우에서 드리프트없이 판정되고, 자기력 "F"는 식 "F=K2ㆍ(I/X)2"에 의한 전류 "I"에 대하여 충분히 근사된다. 따라서, 본 발명의 목적은 스위칭 증폭기로 솔레노이드 구동권선을 구동하고, 전류기울기의 발진 증폭, 즉 양의 방향의 전류기울기를 자기 갭 X의 드리프트없는 측정으로서 이용하는 서보 제어기를 구축하는 것이다. 다른 목적은 전류 대 자기갭 비의 제곱, (I/X)2,을 전자기력의 측정치로서 사용하는 것이다. 발진 피드백 루프에서, 비선형 변수를 포함하는 부등식의 부호만이 스위칭 증폭기 출력이 높거나 낮은 것으로 정의하기 위해 주어진 순간에서 판정되는 것이 요구된다. 변수들의 비와 변수들의 멱(power)을 포함하는 이러한 부등식은 아날로그 제어기에서는 전자적 변수(electronic variables)의 로그를 포함하는 부등식으로서 용이하게 계산되며, 그 로그는 반도체 다이오드 또는 바이폴라 트랜지스터의 고유 로그 전압/전류 특성으로부터 발생한다. 따라서, 본 발명의 목적은 로그 신호를 포함하는 부등식의 부호에 기초하여 출력 전압 스위칭를 갖는 발진 서보 제어기 회로를 설계하는 것이다. 다른 목적은 전류기울기의 발진 진폭으로서 양의 센싱 파라미터를 정의하는 것이다. 또다른 목적은 위치 센싱 파라미터으로 나눈 솔레노이드 전류비 또는 제곱으로서 자기력을 정의하는 것이다. 또다른 목적은 전류의 로그와 전류 기울기의 발진 신호의 로그를 포함하는 부등식의부호를 판정하기 위해서 비교기 회로와 로그 트랜지스터를 채용하는 것이다.
서보 제어된 솔레노이드의 시스템 애플리케이션에서, 정밀 측정 장치로서 솔레노이드를 사용하는 것이 종종 유용하며, 여기서 솔레노이드 전기자의 위치는 판정될 시스템 파라미터, 예를 들어 유체 체적에 상관된다. 솔레노이드가 서보 시스템에서 우수한 성능으로 설계될 때, 예를 들어, 전자기 측정을 혼동시키는 와전류를 방지하기 위한 금속 분말 또는 페라이트 코어를 채용함으로써, 및/또는 구동 권선에 더하여 플럭스 센싱 권선을 포함함으로써, 솔레노이드는 위치 측정 장치로서 보다 유용하고 정확하게 된다. 상술한 바와 같이, 유효 자기갭에 관련된 위치는 전류와 플럭스의 3가지 비, 즉, 적분비, 미분비, 차동 미분비 중의 임의의 하나를 이용하여 측정될 수 있다. 유효 자기갭과 추론된 위치를 측정하는 또다른 방법은 커패시터에 결합된 솔레노이드 권선의 공진 주파수의 측정에 의한 것이다. 솔레노이드는 위치를 측정하면서 선택가능 또는 가변 힘을 발휘할 수 있기 때문에, 기계적 컴플라이언스(compliance)의 양적 측정에 사용될 수 있다. 솔레노이드 액추에이션을 채용하는 유체 이동 시스템에서, 위치측정은 체적을 측정하는데 이용될 수 있으며, 기계적 컴플라이언스의 측정은 유체 체적 컴플라이언스, 예를 들어, 실질적으로 압축불가능한 액체에 존재하는 버블의 표시와 양적측정에 사용될 수 있다. 따라서, 본 발명의 목적은, 위측 측정 센서로서 그리고 액추에이터로서 솔레노이드의 이중 사용을 하는 것이다. 다른 목적은 기계적 컴플라이언스를 측정하기 위해서 솔레노이드를 사용하는 것이다. 유체이동 시스템에서 또다른 목적은, 액체 내의 버블의 표시와 양적 측정으로서 포함하는 유체 체적 컴플라이언스를 측정하기위해서 솔레노이드를 사용하는 것이다. 유지된 자기 닫힘력을 개발하고 자기 베어링 또는 자기 부상 기능을 유지하기 위해서 본 발명의 애플리케이션에서, 본 발명의 목적은, 수동 힘 바이어스를 생성하기 위해서 연자성 물질로 영구자석 물질을 조합하는 것으로서, 이에 의해, 제어기는 자기력이 영구자적 물질의 바이어스로부터 완전히 유도되는 불안정한 평형점으로부터 이탈하는 것을 정정하는 영평균 근방에서 요동하는 출력구동전류를 생성시킨다. 다른 목적은, 속도를 유지하는데 필요한 전기 구동전류가 영 구동전류이고, 영이 아닌 구동전류신호는 영 구동전류를 호출하는 균형 위치를 향하여 시스템을 구동하는 누적 바이어스 정정을 생성하도록 결합되는 부상 위치를 적응 탐색한다.
자기 부상과 모노레일 카의 추진수단의 애플리케이션에서, 목적은, 부상 높이를 조절하는 공통 모드, 기울기를 조절하는 차동 모드, 및 트랙 내의 주기적 리플을 갖는 이동 자기파의 사용을 통해 트러스트를 생성하는 가변이득 이동파 모드에서, 다수의 자기 부상 모듈을 제어하는 것이다. 트랙에서의 히스테리시스와 와전류 손실을 최소화하기 위한 다른 목적은, 움직임의 종 방향에 대하여 수직적으로 그리고 횡적으로 향하는 자계로부터의 자기 인력의 부상력을 생성함으로써, 공주부양 차량이 통과하는 동안, 비교적 일정하게 유지되는 트랙에서 자속을 생성하는 것이다. 리프팅 힘을 최소화시키는 다른 목적은, 감소된 또는 영 평균 전류를 갖는 리프트를 생성하기 위한 영구자석 물질과 연자성 물질을 전자기 리프팅 모듈에 결합시키는 것이다.
발명의 요약
X=I/φ로 정의된 파라미터 X는, 솔레노이드가 1차 권선 전류 I와 그 권선을 연결하는 총플럭스 φ에 있어서, 유효 자기갭이라 지칭되며 플랫 단의 폴 단편을 갖는 솔레노이드의 지오메트릭 갭에 대략 비례하여 변한다. 이 유효 갭 X는 부가적인 센서(예를 들어, 코어 인코더 또는 홀 효과 장치)에 의지하지 않고 코일 측정으로부터 유도되는 이점을 갖는, 다양한 솔레노이드 서보 제어기 구현에에서 사용된다. n 번 감김의 권선에서 유도 전압 Vi는 Vi=n(dφ/dt)로 주어지며, 유도 전압의 시간 적분은 φ변화의 측정을 산출한다. 개구 자기갭과 영 솔레노이드 전류로 개시하는 제어기에 있어서, 초기 플럭스는 영이므로, 영의 초기 플럭스에서 영의 초기조건으로부터의 Vi의 적분은 φ의 절대 측정치를 산출한다. 따라서, Vi는 솔레노이드 구동 권선을 가로질러 차동 전압으로서 측정될 수 있으며, 전류 I와 권선 저항 R에 대한 저항성 전압성분을 공제한다. 또한, Vi는 저항성 전압을 공제할 필요없이, 구동 권선을 갖는 동축으로 감긴 센싱 권선으로부터 직접 측정될 수 있다. 따라서, 유효 갭 X는 영의 초기 조건으로부터 개시하여, 유도 전압측정의 적분 및 전류측정으로부터 판정될 수 있다. 갭 X가 최종적인 작은 값으로 근접함에 따라, 자기력이 한계력으로 근접하는 기계적 부하를 균형시키는 갭 X의 영근방의 값에서 멈추기 위한 서보 제어하에서 솔레노이그가 수렴하는 주요 상황에서는, 자기력의 주요 판정요소는 갭 X가 그 최종값에 근접함에 따라 상수 φo에 반드시 근접해야 한다. 이러한 환경에서, 제어기는 I/φI/φo의 근사를 기반으로 할 수 있으므로, 플럭스의 판정과 제산 연산이 모두 제거된다. 유효 갭 X를 판정하기 위한 다른 방식은 n 권선에서 인덕턴스 L에 대하여 관계식 X=n/L을 이용하여 AC 인덕턴스 측정에 기초하는 것이다. 정적 혹은 느린 변화의 X에 적합한 X의 정밀 측정에 있어서, 솔레노이드 권선은 커패시터 C에 대하여 공진될 수 있으며, 공진주파수를 측정하여, X를 수학적으로 해결한다. 공진 판정 방법은 순간 여기펄스 및 공명 주파수의 모니터링을 이용한 "핑잉(pinging)", LC 공진기를 포함하는 재생 피드백 루프의 발진, 위상잠금 루프 기술을 포함한다. 스위칭 증폭기가 솔레노이드 권선을 가변 듀티 사이클를 이용하여 구동하는 서보 회로내의 X 판정에 있어서, 피크 대 피크 스위칭 구동 전압, ㅿV는 전류 기울기 ㅿ(dI/dt)의 피크 대 피크 변경에 상호 인덕턴스에 관련되며, 그에 따라 X에 관련된다. ㅿV가 일정 펄스폭을 가질 때, ㅿ(dI/dt)는 X에 선형적으로 비례하여 변화한다. 갭 X가 작은 최소값에 부드럽게 접근하는 주요 한계치에서는, 구동 전압 펄스는 비교적 협소해지며, 구동 회로에서의 저항성 전압 강하는 온 상태의 구동 전압의 작은 부분이 되고, 그 차 ㅿ(dI/dt)는 구동 전압이 온이고 I의 크기가 증가할 때 샘플된 dI/dt값에 의해 근사되며, 이 기술은 ""으로 지칭된 파라미터에 의해 도 12에서 도시된다.
솔레노이드 동작용 서보 제어 루프는 센싱 파라미터 X를 제어하기 위해서 자기력을 조절하기 위한 비교적 느린 외부 루프 및 외부 루프의 힘 요구를 충족시키기 위한 평균 출력 전압을 변경시키는 훨씬 고속의 내부 루프를 포함한다. 특히, 자기력은 대략 자속의 제곱, 즉, φ2에서는 갭 X에 다소 독립적으로 변한다. 스프링 부하를 갖는 솔레노이드가 갭 X의 목표에 수렴하는 총 힘에서의 부분 섭동에 있어서, 힘은 플럭스 φ의 선형항에 상수가 더해진 것으로 기재된다. 따라서, 내부 루프의 입력 센싱 파라미터는 X이며, 출력은 힘을 제어하는 φ이다. 이 출력은 입력루프의 입력 목표 파라미터이며, 입력 루프의 출력은 통상 스위칭 증폭기로부터의 듀티 사이클이다. 듀티 사이클은, 외부 루프에 의해 지정된 목표 플럭스와 비교해 내부 루프의 입력에서 센싱되는 플럭스인 φ를 제어하는 전류를 구동한다. 또한, 플럭스는 위치 파라미터 X의 가속의 변동을 야기하는 자기력을 제어하여, 2차 외부 루프를 닫게한다. X는 외부에서 제공된 목표 Xo에 비교되어 외부 제어 루프의 에러 신호를 산출한다. 통상, 이 에러 신호는 선형 전달함수에 의해 처리되며, 그 전달함수의 출력은 종래 PID 제어, 비례, 시간 적분항, 및 시간 미분 항의 3개의 이득항을 특징으로 한다. 최종 평형에서의 예측된 플럭스 φo의 추정치에 대응하는 바이어스 상수에 더하여 P, I, 및 D 항의 가중합은 외부 루프에서 내부 루프로의 목표 플럭스를 산출한다.
서로 다른 속도로 상호작용하는 루프의 계층구조는 고유하게 제어하기 힘들고, 비선형의 3차 제어기를 2차의 선형 제어기(외부회로)와 1차의 비선형 제어기(내부 루프)로 분할한다. 플럭스 φ는 평균 출력 전압 V(가변폭 펄스에 대한 평균)에 의해 제어되며, 제어 물리식은 V=n(dφ/dt)의 선형 1차식이기 때문에 내부 루프 비 동작은 대략 선형이다. 비선형성은 가변 오프셋 또는 비동질 항, IR,과 전류 I가 오믹 저항 R을 극복하기 위해 필요한 전압성분에 기인하며, 플럭스 φ를 생성하는데 요구되는 전류를 유지한다. 선형 제어 루프에서의 이러한 비동질 항은 일정힘에 대하여 X에 다소 선형 비례하며, 자기력의 요구된 병동에 대하여는 비선형이다. 그 결과, 내부 1차 제어루프는 시간 가변의 입력 목표 및 그 입력 에러를 영으로 구동하기 위해서 그 출력에서의 시간 가변의 비선형 전압 오프셋(저항성 전압 강하에 기인함)에 응답하여야 한다. 따라서, 어려운 비선형의 3차 제어기 문제가 우선, 속도에 의해 분할되어 1차식으로 신속하게 해결되며, 나머지 제어문제를 3차에서 2차로 감축하고, 그 후, 비선형성이 무해한 가변 오프셋 항으로서 나타나낸 단순한 1차루프으로 비선형성을 한정한다.
위치 파라미터 X를 측정하거나 판정하는 수단이 상술되었다. 또한, 센싱 권소으로부터 직접 또는 구동 권선으로부터의 저항성 전압 강하에 대한 정정을 이용하여 측정된 유도 전압의 적분으로부터 플럭스 φ의 판정이 상술되었다. 힘의 제어가 관련되는 경우, 플럭스 φ의 추정은 시간에 대하여 오프셋 또는 드리프트로부터 자유로울 필요는 없다. PID 제어 루프의 적분 성분은 자동적으로 플럭스의 추정에서 오프셋과 점진적인 드리프트에 대하여 자동 정정한다. 또한, 제어 루프는 유도 전압에서 플럭스로의 결합, 및 위치 에러에서 PID 제어기 신호의 적분항으로의 결합이, 동일 적분기에서 발생하도록 설계될 수 있으며, 그 적분기의 출력은 전체 서보 루프를 통하여 정정된 피드백의 동작에 의해 드리프트에 면역이 생긴 항들의 합이다. 위치 X의 추정이 전류 I와 플럭스 φ모두의 선형 항을 포함하는 제어기 구성에서, PID 루프의 적분 성분은 평형상태에서 X에 기초하는 것이 아니라 X의 상관계수에 기초할 수 있다. 예를 들어, 영근방의 X의 유지값, 즉 임팩트 없는 솔레노이드 닫힘 후에 무시할만큼 적은 갭에서의 부상에서의 정정 무게 및/또는 스프링 힘의 기지의 범위에서는, X를 요구되는 작은 범위내에 있도록 하기 위해 필요한 정전류와 정전압 모두가 미리 판정될 수 있다. 따라서, 적분 제어 루프는 그 입력에서, X가 아니라, 제어 루프의 보다 빠른 비례 및 미분 성분에 의해 판정되는 전압 및 전류를 사용한다. 만약 일정 갭이 "틀리면", 동작 전류와 전압은 목표에 어긋나게 될 것이다. 특히, 전압과 전류가 목표에 비해 너무 높으면, 이는 자기 갭 X가 너무 크다는 의미여서, 과도한 전류 요구가 갭을 가로지르는 자속을 구동하게 한다. 따라서, 역설적으로, 적분 제어기는 X를 보다 작은 값으로 구동하기 위해서 훨씬 많은 전류를 점진적으로 요구하여야 하기 때문에, 보다 적은 전류가 요구된다. 일정 전류에서의 자기력은 갭을 보다 닫게 하기 위해 보다 큰 힘을 부여하는 보다 작은 갭에 의해 불안정해진다. 적분 제어항은 "불안정"하거나, 특히, 전류 증가비율을 갖는 과도 전류에 응답하여 재생적이다(regenerative). 2개의 음의 안정성의 곱은 양의 안정성을 산출하기 때문에, 그 재생성의 제어 루프는 갭의 불안정한 자기 속성과 상호작용하여, 안정된 폐루프 동작을 부여한다.
센싱된 전자기 파라미터에 기초한 서보 제어에 적합한 솔레노이드는 솔레노이드 갭의 잘 동작하는 단조 표시인 파라미터로서, 인덕턴스의 가역판정에 기초하여, 위치 센서로서 사용하게 매우 적합하다. 위치 센싱은 펌핑된 액체 체적판정과 전자기력의 변화를 갖는 솔레노이드의 위치변화로부터 추론되는 바와 같은, 펌핑된 액체에서의 공기 버블 존재의 양적 판정을 위한 펌핑 시스템에서 채용될 수 있다.
일정 리프팅과 부상 애플리케이션에서, 영구자석 물질은 연자성 물질과 조합되어 일정 코일 전력에서 아무 희생없이 리프팅 바이어스 힘을 생성시킨다. 본 명세서에서 교시된 서보 제어와 효율적인 스위칭 레귤레이터 장치의 원리는 영구 필드 바이어스를 갖는 동작 및 고유하게 불안정한 영구자석 서스펜션 시스템의 안전성에 용이하게 적응된다. 이들 원리는 부상된 모노레일 카에서의 부상 및 기울기 제어로 확장되며, 그 모노레인 카의 추진은 리프팅 자석에서 섭동에 의해 생성되어, 트랙에서 리플의 통로에 동조되는 자계 세기의 이동파를 생성시킨다.
본 발명의 다른 애플리케이션에서는, 실시간 폐루프 서보 제어가 요구되지 않으며, 그 시스템의 알려진 특성의 인지는 "론치 제어" 장치 및 방법의 계수에 구체화되고, 그 장치 및 방법의 최종 목적은, 론치에 앞서, 개시 위치부터 목표 최종위치까지 거의 최소의 전기 에너지 소모로 신속하게 솔레노이드 전기자 또는 셔틀을 이동하도록 설계된 소정의 개시 시간들과 폭들의 펄스의 미리 프로그래밍된 시퀀스를 계산하는 것이다. 여기서 고찰된 시스템에서는, 이 펄스 시퀀스가 목표 위치에서 솔레노이드 전기자가 멈추게 하도록 설계된 기간의 단일 론치 펄스를 이용하여 개시(그리고 종료도 가능)한다. 그 위치가 자기 닫힘에는 가깝지만 완전닫힘과 임팩트 클릭에는 부족하면, 그리고, 솔레노이드가 전자기적으로 닫힘이 유지될 것이면, 펄스 시퀀스는 전기자의 잔여 거리를 부드럽게 당겨서 완전 갭 닫힘에 이르게 한 후, 감소된 듀티 사이클에서 펄스 트레인에 의해 닫힘을 유지시킨다. 개시 위치가 가변이거나 그와 달리 론치 시간 전에 시스템 소프트웨어에 알려져 있지 않는 상황에서는, 초기 위치는 커패시터를 솔레노이드 권선에 전자기적으로 결합하고 상술한 공지된 방법을 이용하거나, 또는 데이터 시퀀스를 전류.플럭스의 비, "I/φ"를 계산하도록 제공하기 위하여 솔레노이드 구동기로부터 "프로브 펄스"를이용함으로써 측정된다. 따라서, 그 공진 주파수 또는 전류/플럭스 비는 이전의 미지의 초기 위치를 계산하는 데 사용되며, 보다 적절하게는, 론치 펄스기간을 정의하는데 필요한 파라미터를 계산하는 데 사용된다. 만약 솔레노이드와 부하의 기계적 특성이 미리 충분히 알려져 있으면, 미리 단독으로 론치된 데이터는 요구될 수 있는 펄스폭을 기술하는 경험적 공식에 적용된다. 최근의 론치들(배터리가 급방전됨에 따라 전압 및 임피던스가 변화하는 조절되지 않는 배터리 공급으로부터 동작하는데 있어서의 주요 쟁점)로부터의 측정에 기초하여 전력 공급 임피던스 뿐만 아니라 측정된 전원 전압에 대한 정정용 조절이 있을 수 있다.
시스템의 미지의 특성은, 예를 들어, 미지의 유효 프리로드 힘이 그 초기 위치에서 솔레노이드 전기자의 움직임을 초기화하도록 극복되어야 할 때, 미리 용이하게 판정되지 않는 론치의 파라미터를 포함하면, 론치 제어 방법은 론치 펄스 구간의 온 더 플라이(on the fly) 정정을 포함한다. 솔레노이드 구동 피스톤 스트로크에 의한 펌핑에 대해 론치 제어기의 특정 애플리케이션에서, 유효 프리로드 힘은 알려지지 않은 유체압에 의해 영향을 받는다. 그 압력은, 솔레노이드 전기자가 움직이기 시작할 때 대략 론치 순간까지 닫힘을 유지하는 밸브(수동 또는 능동)에 의해 솔레노이드로부터 격리되기 때문에, 솔레노이드 제어기는 론치에 영향을 미칠 프리로드 힘의 사전 지식을 획득할 수 없다. 프리로드 힘의 영향은 갭 닫힘을 위한 진행에서 미리 또는 지연으로서 시스템 센서에서 명확해진다. 이러한 진행은 론치 펄스동안 솔레노이드에 의해 이끌어진 전류 파형에서 가장 용이하게 관측된다. 전기자가 움직임을 시작하기 전에, 전류 파형은 영 이상에서 전류의 저항성상한을 향하여 지수함수적으로 감쇠하는 것을 설명한다. 닫힘으로 향하는 전기자의 가속은 신속하게 단축되며 전류의 상승 경향의 반대이다. 임의의 주어진 순간에서, 전류값은 소정의 시간 임계치 함수에 미만, 동일, 초과일 수 있다. 센싱된 전류 파형이 임계치 함수와 교차할 때, 구동 펄스는 종단되어 솔레노이드는 그 목표에 다다른다. 임계치 함수의 형태가 미리 판정되어 원하는 결과를 생성하며, 이는 통상 솔레노이드 전기자를 완전 닫힘과 임팩트에 약간 모자란 채 멈추게 한다. 전기자가 멈출 것으로 예측될 때, 풀인 펄스 트레인(pull-in pulse train)은 나머지 갭을 닫게 하도록 인가될 수 있으면, 밸브 닫힘은 전기자가 떨어지를 것을 방지할 수 있다. 상당한 임계치 함수는 다른 센싱된 파라미터, 예를 들어, 센싱 권선으로부터의 출력 전압에 대하여 정의될 수 있다. 초기 전기자 움직임에 대한 센싱함수의 민감도는 유도 전압의 센싱된 전류의 시간 미분항을 포함하여 향상될 수 있다. 어떠한 경우라도, 움직임 민감형 센싱 파라미터는 시간의 임계치 함수와 비교되어, 그 파라미터의 교차 및 함수는 론치 펄스 종단이 소정의 시간에서 목표 근방으로 전기자를 보내도록 한다.
상기 요약된 본 발명의 구현예는 솔레노이드 전기 기계적 다이내믹스의 특성한 양적 모델에 기초한다. 이들 모델의 일부가 여러 문서상에 산재되어 발견되지만, 후술하는 자료는 개시된 장치 및 방법의 상세한 구현예에서 필요한 수학적 공식을 함께 유도한다. 도면 리스트 후에, 기본 관계식으로 시작하여 적용 공식으로 진행하고자 한다.
도면의 간단한 설명
도 1은, 구동 펄스, 구동 회로, 전기자 속도, 전기자 위치, 및 유도 전압인 제어된 솔레노이드 론치의 전형인 시간축에 대한 파라미터 추적을 나타낸다.
도 2는, 구동 펄스폭에서 5% 증가까지의 도 1의 트레이스의 민감도를 나타낸다.
도 3은, 구동 펄스폭에서 5% 감소까지의 도 1의 트레이스의 민감도를 나타낸다.
도 4는, 특정 전기자 움직임에 대하여 원하는 구동 펄스를 판정하는데 이용되는 임계치 함수 뿐만 아니라 론치에 영향을 미치는 프리로드 힘을 분별하는 도 1에 유사한 곡선군을 도시한다.
도 5는, 도 4에 의해 도시된 바와 같이, 론치 제어에 있어서 필요한 구동 및 데이터 획득 하드웨어를 도시한다.
도 6은, 솔레노이드 전기자를 목표점에 이동시켜서 그곳에 유지시키기 위한 비선형의 연속 아날로그 서보 제어회로를 나타낸다.
도 7은, 도 6과 동일한 함수를 수행하기 위하여 스위칭 모드 출력을 갖는, 그러나 보다 큰 전기기계 효율성을 갖는 발진 제어기 회로를 나타낸다.
도 8은, 도 7 회로의 기능을 대부분 보유하지만, 도 7의 회로를 간략화한 회로 근사치의 선형화를 나타낸다. 적분 회로는 위치가 아닌 솔레노이드 전류에 기초한다.
도 9는, 서보 피드백 정정이 적분기 신호 드리프트없이 부정의 연산을 발생하는 단일 적분기로 도 8에서의 2개의 적분기를 통합하는 것을 나타낸다.
도 9a는, 전류에 기초하는 위치 추정 대신에 영구자석과 홀 효과 장치로부터 위치 센싱을 사용하도록 변형된 도 9의 회로를 나타낸다.
도 10은, 전류 센싱 저항 및 차동 증폭, 전류를 유도하기 위한 샘플된 센싱 코일 출력의 사용, 전자기력이 발휘될 때를 포함하여 전기자 위치의 정밀 측정을 제공하기 위한 공진회로의 사용을 제외하면, 도9의 회로와 유사한 기능인 회로를 나타낸다.
도 11은, 스위칭 구동 파형, 코일 전류, 샘플 전류, 샘플 전류 편차, 속도, 위치, 유도 전압, 자속 등, 도 10의 회로의 동작의 전형, 시간축에 대한 파라미터 트레이스를 나타낸다.
도 12는, 샘플 전류기울기로부터 전기자 위치를 추론하고 로그 영역에서의 비와 제곱법칙 함수를 포함하는 비등식을 계산하는 비선형 발진 제어기 회로를 나타낸다.
도 13은, 전기공급되지 않는 위치와 전기공급된 위치에서, 플랫 스프링 서스펜션을 갖는 팟 코어 솔레노이드의 기계적 투시 단면도이다.
도 14는, 2개의 밸브 액추에이션 솔레노이드 및 결합 펌핑, 체적 측정 , 및 버블 탐지를 위한 솔레노이드에 인터페이스된 유체 카세트를 이용하는 유체 펌핑과 체적 측정 시스템의 상승부의 기계적 도면이다.
도 15는, 바이폴라 동작을 위해 변형된 스위칭 증폭기 및 영 근방의 전력 소모에서 호버링 또는 부상을 위한 영구자석을 이용하여 솔레노이드를 구동하는 점을 제외하면, 도 9와 유사한 회로를 도시한다.
도 16은, 트랙 아래에서 서스펜딩된 모노레일 카의 추진 및 2지점 자기 부양을 위한 서보 시스템을 나타낸다.
본 발명에 적용된 솔레노이드 물리
유도될 수학적 공식은, 공학적 경험상, 간혹 실현되는 일부 간략화 가정에 기초할 것이다. 이들 가정은 2지점 및 4지점 랜딩 제어(후술됨)의 옵션에 대해서 뿐만 아니라 소프트 랜딩에 대하여 최적화된 전자기 솔레노이드 설계의 새로운 클래스에 대하여 가장 잘 실현되는 것으로 판명되었다. 낮은 전자기 효율을 갖는 솔레노이드로부터 서보 제어에 대하여 적합한 전자 파라미터를 측정하기는 어렵다. 변압기급의 페라이트는, 전자기 특성이 동적 제어기에 가상적으로 "투명한" 고속 동작, 에너지 보존, 조용한 솔레노이드를 구축하는데 사용되어 기계적 위치 및 속도의 높은 품질의 측정치를 산출한다. 팟 코어(pot core), E-E 및 E-I 코어, U-U 및 U-I 코어에 대한 기존 설계와의 접합면은, 전기 기계적 솔레노이드 부품으로서 이들 부품을 채용하기에 매우 적합하다. 종래의 솔레노이드에서 철의 전도성은 와전류를 허용하여, 그 와전류는 완전 개방 자기 갭 근처의 비효율적 영역을 통한 신속한 닫힘을 위한 대역뿐만 아니라 위치와 속도의 유효 판정을 위한 대역을 효과적으로 제한한다. 소결된 분말 철로부터의 코어 제조는 실질적으로 이들 전도성 문제를 극복한다. 플럭스 경로의 열악한 닫힘은, 전자기적 효율성과 동시에 타협하는 반면, 피드백 제어에 대한 위치 및 속도의 전자기적 간섭을 더욱 복잡하게 한다. 따라서, 이들 쟁정을 분리하면, 3개의 주요 가정을 갖는데, 이들의 상대적인 유용성은 뒤따를 수학적 유도의 유효성과 소프트 랜딩 서보 시스템 또는 론치 제어시스템에서의 (준비된/준비되지 않은 가능성의) 달성가능한 정확성 및 안전성에 영향을 미친다:
1) 고정 셔틀 위치에 대하여, 선형 인덕터와 같이 동작하는 솔레노이드.
검토: 이는 교과서의 인덕터 에너지 공식 E=½I2L를 확인하는 것이다. 강자성 코어 물질이 매우 비선형적인 것이 잘 알려져 있지만, 작은 공극이 인덕터 설계로 결합되면, 그 성능은 코어 물질이 그 포화곡선을 따라서 위로 충분히 밀릴 때까지 매우 선형이 된다. 공극은 선형 B 대 H 관계를 가지며, 공극의 자기저항은 자기 회로의 총 자기저항을 거의 대부분을 차지하는 일이 발생한다. 시판되는 솔레노이드는, 힘의 최대 상한으로 밀 때를 제외하면, 최대 힘에서 깊은 포화에서를 제외하면 코어 비선형을 제거하기에 충분한 유효 공극이 자기 루프에 항상 있기 때문에, 모든 셔틀 위치에 대하여 선형 인덕터를 근사시킨다. 만약 솔레노이드가 예를 들어, 전류를 유지하는 것을 최소화하기 위해서 셔틀이 끌어당겨질 때, 매우 작은 유효 갭에 대하여 의도적으로 설계되면, 아래에 나타낸 등식은 솔레노이드 갭이 완전히 닫히기 전에 최종 수 퍼센트의 움직임에 대하여 약간 부정확해질 수 있다.
2) 솔레노이드는 메모리가 없기 때문에, "현재의" 자기 에너지는 "현재의" 전기적 전류의 함수와 동일하다.
검토: 2개의 현상, 즉 자기 이력 및 와전류는 이러한 가정을 무효화시킨다. 가정 #1을 참조하면, 비선형성에 관련하여, 히스테리시스 효과의 크기는, (솔레노이드가 그 스트로크의 기계적 에너지에 대하여 컴팩트하면 불가피한 바와 같이) 통상 비교적 높은 플럭스 밀도에서 동작하는 솔레노이드에 대하여 포화효과보다 작다. 따라서, 공극은 비선형성 효과를 제거하는 것과 유사한 방식으로 히스테리시스 효과를 제거하며, 그 결과 비교적 "메모리 없는" 자기 성능을 갖는다. 만약 와전류가 충분한 크기이면, 시간 종속의 방식으로 솔레노이드 리드로 유입하는 전류의 효과를 부분적으로 소거시킬 것이다. 자기 에너지는 와전류를 포함하여 모든 전류의 함수이다. 저주파에서는, 자기 스킨 깊이(skin depth)가 도전성 솔레노이드 부품의 치수보다 큰 경우, 와전류소모에 대한 시상수는 구동 전류의 변경에 대한 시상수보다 짧아서 적은 와전류가 생성될 것이다. 고주파에서는, 자기 스킨 깊이가 줄어들어, 스킨 깊이 이상의 재료는 코일 필드로부터 차폐되어 자기 회로로부터 효과적으로 제거됨으로써, 열화된 성능과 수작적 모델과의 열악한 상호관계가 뒤따를 것이다. 페라이트 솔레노이드는 와전류 효과에 효과적으로 면역적이다.
3) 권선을 연결하는 자속분포는 솔레노이드 위치에 따라 변화하지 않는다.
검토: 아래의 유도에서, 자속은 인덕턴스와 백-EMF에 대하여 마치 동일한 플럭스가 권선의 모든 감김을 연결하는 것처럼, 단순 스칼라 양으로서 취급된다. 플럭스 분포가 균일하지 않으면, 일부 감김은 다른 것보다 많은 플럭스를 얻지만, 그 수가 일정하다면, "유효" 감김수에 기초하여 그 분석은 여전히 유효하다. 권선을 통한 플럭스 분포는 셔틀 위치가 자기 갭에 따라 변경될 때 상당히 변화하면, 유효 감김수가 변하여 모델의 가정을 어기게 된다. 또한, 자속을 생성하고 센싱하는데 별도의 권선을 채용하는 설계에서는, 공간에서의 플럭스 패턴이 셔틀 위치의 변경에 따라 변하기 때문에 액추에이션과 센싱 간에는 다소 가변적인 관계일 수 있다. 코일또는 코일들 내의 일정 갭에 종속하는 플럭스의 재분포가 불가피하므로, 구동권선과 센싱 권선 간의 제어 관계에서 그리고 수학적 모델에서 사소한 에러가 발생한다. 이들 쟁점은 솔레노이드 셔틀의 비행경로의 대부분에 있어서, 단지 매우 근사한 제어만이 요구되는 경우의 제어기에서는, 실용적으로 덜 중요한 것으로 여겨진다. 셔틀이 완전 자기 닫힘 위치에 근접함에 따라, 보다 정확한 비행경로 제어가 소프트웨어 랜딩을 달성하는데 요구되지만, 그러한 자기 닫힘 근처의 영역에서는, 가상적으로 모든 자속은 코어 물질에 한정되어 구동 권선과 센싱 권선을 모두 연결할 것이다. 깊은 코어 포화는 큰 크기의 플럭스 재분포를 야기하여 솔레노이드 동작의 포락선을 추진하는 특정 동작조건에서는 분석 에러를 초래한다.
솔레노이드 힘 등식
다음 식의 유도를 사고실험(gedanken experiment)에 의해 설명한다. 솔레노이드 권선이 초전도체 권선으로 가정하여, 수학적으로는 후에 다시 도입될 수 있는 전기저항의 효과를 무시한다. 솔레노이드 셔틀 위치가 고정되면, 전압은 전류 "I"가 특정 레벨에 도달할 때까지 인가되며, 이 경우의 솔레노이드 내의 총 자기 에너지는,
1] Emgn=½I2L여기서 "Emgn"는 자기 에너지, "I"는 전류이고 "L"은 인덕턴스이다.
이는 선형 인덕터에 대한 교과서 공식이다. 이제, 초전도체 권선을 단락시키면, 전류가 전기에너지를 추가 또는 제거할 외부 결합이 없이 계속 순환한다.이론에 의하면, 저항이 영일 때, 유도전류는 플럭스 변화를 억제하기 때문에, 초전도체 표면은 자속변화에 침투할 수 없는 장벽이다. 이에 더하여, 플럭스가 점진적으로 변화하기 시작하면, 플럭스는 플럭스 변화를 상쇄할 초전초에서 전류변화를 유도할 것이기 때문에, 초전도체 폐루프 또는 단락된 권선은 루프를 연결하는 총 플럭스의 변화에 대한 침투할 수 없는 장벽이다. 전선을 통하여 에너지가 시스템에 출입하지 않을 경우, 기계적 에너지와 자계 에너지의 합은 일정하게 유지되어야 한다. 솔레노이드 셔틀이 셔틀에 작용하는 자기력 "F"를 단지 균형되게 하는 이상적인 스프링을 당기는 것을 가정하자. 충분히 느린 움직임에서는 운동에너지와 가속력을 무시할 수 있는 것으로 가정하면, 자기력은 크기에서 스프링 힘과 조응한다. "x"의 증가가 자기 갭의 증가에 대응하도록 "x"를 솔레노이드 셔틀의 좌표로서 정의한다. "x=0"을 인덕턴스가 최대인 완전 자기 닫힘의 위치로서 간단히 정의한다. 동일하지만 반대방향의 스프링 힘이 자기갭을 열도록 끌어당겨서 "x"를 증가시키는 반면에, 자기력 "F"는 자기 갭을 닫게 하도록 끌어당겨, "x"를 감소시킨다. "F"를 음의 값으로 정의하면, "x"가 감소하고 갭은 닫힌다. 만약 셔틀이 양의 무한소 거리 "dx"으로 이동하면, 스트링은 솔레노이드를 보다 열리게 하도록 동작하기 때문에, 스프링은 에너지를 손실한다. dEmch를 기계적 스프링 에너지로 정의하고, 동일크기의 반대방향인 스프링 힘에 의해 균형된 음의 자기력 "F"이 주어지면, 양의 이동 "dx"은 기계적 에너지의 음의 변화를 발생시킨다:
2] dEmch=Fㆍdx여기서, dEmch는 기계 에너지, F는 힘, dx는 거리증분이다.
총자속 Φ이 솔레노이드 코일의 n번 감김을 연결시킬 때, 코일을 가로지르는 전압은 다음 2가지 식을 갖는다.
3] VL= L(dI/dt)시간 "t"에 대한 전류 변화와 인덕턴스로부터의 유도성 전압 "VL"
4] VL= n(dΦ/dt)시간에 대한 플럭스 Φ의 변화 및 감김수 n으로부터의 유도성 전압
식 3과 식 4의 좌측 항을 서로 동일하게 하고 시간에 대하여 적분하면:
5] IㆍL= nΦ볼트-초 당 인터퍼은 "모멘텀"에 대한 다른 식을 산출한다.
VL= 0으로 가정하는 것과 대등한 초전도체 단락 권선을 가정하면, 식 4는 플럭스 Φ가 시간에 대해 상수임을 의미한다.
6] Φ=Φo단락 초전도 권선에 있어서 플럭스는 시간에 대하여 일정하다.
식 6을 이용하면, 식 5는 시간에 대하여 IㆍL의 곱이 일정함을 나타낸다:
7] IㆍL= IoㆍLoVL= 0으로 가정하면, Io과 Lo의 상수 참조값에 대하여.
이 특정 단락 권선 조건에서, 식 7을 식 1에 대입하면:
8] Emgn=½I(IoLo)VL= 0으로 가정
이들 조건하에서, 식 8로부터의 자기 에너지 미분은:
9] dEmgn=½(IoLo)dIVL= 0으로 가정
전기에너지가 시스템에 입출입이 없는 경우, 자기 에너지와 기계 스프링 에너지의 합은 일정하며,이는 그 미분의 합이 영임을 의미한다:
10] dEmch+ dEmgn= 0
식 2와 식9를 식 10에 대입하면:
11] Fㆍdx + ½(IoLo)dI= 0
식 11에서 거리, dx의 미분으로 나누어서, 정리하면:
12] F = - ½IoLo(dI/dx)
식 7을 이용하여, 식 12에서 "I"와 "L"의 첨자를 삭제하면:
13] F = - ½IL(dI/dx)
x에 대하여 식 7의 양변을 미분하면:
14] L(dI/dx) + I(dL/dx) = 0
식 14에서 dI/dx를 풀어서, 식 13에 이 식을 대입하면:
15] F = ½I2(dL/dx)
"L"은 "x"의 감소함수이므로 "F"와 "dL/dx" 모두 음이라는 것을 주목하자. 인덕턴스는 자기 갭이 닫히면 높으므로, 작은 전류는 큰 자속을 발생시킨다. 식 15는 평형 힘 균형과 저항이 영인 코일을 이용한 에너지 보전법칙에 기초한다. 그 식은 일반적으로 적용되지만, 보다 복잡한 조건하에서도 적용된다. 식 1을 "x"에 대하여 전미분을 취하면:
16] dEmgn/dx = ½I2(dL/dx) + IL(dI/dx)
"dL/dx" 항에 대하여 "dI/dx"에 대한 식 14를 풀어서, 식 16의 두번째 항에 대입하면, "-I2(dL/dx)"같이 음으로 만들고, 양의 항의 크기를 2배로 하면:
17] dEmgn/dx = -½I2(dL/dx)
이를 식 15에 대입하면:
18] dEmgn/dx = -F
이는 항상성 검사(consistency check)로서의 역할을 한다. 힘이 솔레노이드에서 음, 즉 인력이면, 자기 갭을 항상 닫히려고 하여, 양의 "x"를 영을 향하도록 하기 때문에, "-F"는 양이 된다. 따라서, 식 18은 단락 초전도 코일을 갖는 솔레노이드 내에서 총 자기 에너지가 갭의 증가함수임을 나타낸다. 갭을 열도록 끌어당기는 스프링은 자기 에너지로 변환되도록 동작한다. 인덕턴스는 갭이 증가함에 따라 감소되지만, 전류가 증가되어 전류와 인덕턴스의 곱, "IL"은 일정하게 유지된다 (식 7 참조). 일정한 "IL"을 통하여, 에너지 곱 "½I2L=½I(IL)은 전류 "I"에 대하여 동적으로 선형이며, 갭의 증가에 따라 전체적으로 증가하게 된다. 반대 방향으로 진행하면, 솔레노이드의 자기 회로가 완전 갭 닫힘에서 가상의 "단락회로"가 됨으로써, 자속에 의해 연결되는 공극이 없으며 자성 물질의 상대 투자율이 매우 높기 때문에(통상, 1000 내지 100,000의 수치), 전류 "I"와 에너지곱 "½I2L"은 모두 갭이 닫힘에 따라 거의 영으로 동적 구동된다. 이는 단락 이전의 일정 전류에서 단락 초전도 권선이 초기화된 솔레노이드의 이상적인 경우 뿐만 아니라, 전기저항과 인가된 구동전압을 갖는 실제 코일에서도 적용된다. 전압 및 전류 그리고 인덕턴스 변화 대신, 자기 회로를 통과하는 총 자속, "Φ"에 초점을 맞추면, 솔레노이드 갭이 영을 향하는 경우, 자기력은 플럭스의 제곱, "Φ2"에 대하여 다소 선형이다. "Φ"의 변화에 저항하는 자연적인 "관성", 즉, "Φ"의 변화가 코일 전류의 보상 전류를 발생시키는 경향, 그리고 도전성 자기 물질에서는, 보상성 과도 와전류가 발생한다. 따라서, 저항성 전압 강하와 코일 구동 전압의 조합은, "Φ"의 순시 반응이 아니라, 플럭스 변화의 시간 비율, "dΦ/dt"을 생성한다.
통상, 솔레노이드 제조업자들은 다양한 코일 전압에 대하여 자기 갭의 함수로서 힘을 나타내는 곡선군을 발표한다. 갭이 영이 됨에 따라서 이들 곡선은 위로 급하게 구부러지며, 그들의 기울기는 자기 포화에 의하여 높은 코일 전압에서 제한된다. 통상, 고정자 강과 셔틀 간의 환형을 통하여 부분적으로 존재하고, 셔틀의 말단에서 유지되는 최소 공극 또는 쿠션에 부분적으로 걸쳐서, 즉, 자기 닫힘의 주요 사이트로부터 멀리 떨어진 기계적 멈춤에 의해, 솔레노이드의 자기 전압은 주요 비닫힘 총 공극(non-closing net air gap)을 포함한다. 경험에 의하면, 쿠션되지 않은 자기 부품은 잡음, 충격들을 발생시킬 뿐만 아니라 임팩트 사이트 근처의 물질의 표면 손상, 표면강화, 및 자기 강화(magnetic hardening)의 일부 조합에 영향을 미친다. 자기 강화는 솔레노이드 전류가 제거된 후 영구 자계를 유지하여, 완전 닫힘 위치에서 셔틀에 접착한다. 공극을 제거하고 자속 루프의 완전 닫힘을 위한 설계를 추진하면, 제어불가능한 힘과, 갭이 닫힘에 따라서 힘이 무한대로 향하는 열학한 단일점의 문제를 초래할 것이다. 이러한 현상은 속임수로서, 전압, 갭 및 힘들 간의 정상 상태 관계에 기초한다. 동적으로서, 자기 솔레노이드 갭이 닫힘에 따라, 플럭스와 힘은 급속하게 변하지 않으려는 경향이 있으며, 솔레노이드 전류는, 솔레노이드가 총 자속의 급격한 변화에 대하여 본래 저항하기 때문에, 갭이 닫힐수록 영을 향하여 구동되려는 경향이 있다.
자기 갭의 닫힘의 임팩트에 대하여 다른 기계적 방지책은 동적 전자제어로서, 이는 임팩트를 피하기 위하여 시스템의 내제된 우호 동적 속성을 이용하고 서보 피드백을 채택한다. 솔레노이드의 최적의 물리적 설계는 동적 전자 제어에 대한 가능성의 견지에서 실질적으로 변한다. 만약 완전 자기 닫힘이라면, 완전 기계적 닫힘 위치는 영의 자기 저항의 위치와 거의 동일하게 되므로(통상, 수십분의 1 또는 수백분의 1 밀리미터 내), 제로 임팩트의 소프트 랜딩 제어기에 대한 목표는 용이하고 항상적으로 식별된다. 완전 닫힘의 경우, 기계적 부하하에서 솔레노이드를 닫히게 유지하는데 필요한 유지 전류는 보이지 않을 만큼 작다. 만약 부품이 너무 잘 맞는다면, 자기적으로 소프트한 물질이 손상되지 않은 경우에도, 영의 코일 전류에서의 잔류 자속에 기인한 스티킹의 문제가 발생할 수 있다. 필요시, 코일 전류에 대한 작은 AC 파동은 제어기 구현예에서 자동화될 필요가 있는 함수로서 셔틀을 신뢰성있게 잡아뗄 것이다(unsticked). 정의의 종래 언급한 것을 확장하면, 전자기 설계의 조합 전략은, 구동 코일 뿐만 아니라 플럭스 센싱 코일을 포함하고, 전자기, 기계 및 전자 회로의 조정을 포함하여, "소프트 랜딩"이라 통칭된다. 2위치 랜딩 및 4위치 랜딩에 대한 전략 및 설계는 상술한 소프트 랜딩에 관련하며, 소프트 랜딩에 최적으로 조합되어 간략화되고 에러에 강한 기계적 설계 내에서 우수한 전자기 성능을 달성할 수 있다.
인덕턴스 대 갭에 대한 근사 모델
식 19 및 식 20은 갭 "x"의 함수로서 인덕턴스 "L"에 대한 근사모델을 부여한다.
19] L = μ0n2A/xeff
식 19a, 19b, 19c, 및 19d는 식 19로부터 용이하게 유도되며, 완전하게 여기에 포함된다. 우선 인덕턴스에 대하여 유효 자기 갭을 풀면:
19a] xeff= μ0n2A/L
인덕턴스 "L"이 공진 주파수의 측정으로부터 판정되면:
19b] ω=2πf
"ω"는 초-1이며, 측정주파수 "f"는 ㎐ 단위로서, 미지의 "L"은 기지의 커패시턴스 "C"로 공진되며, 기본 공진식인:
19c] ω2= 1/LC
을 고려하면, 식 19a 및 식 19c는:
19d] xeff= μ0n2Aω2C 이다.
식 19는 "필박스(pillbox)" 자계를 갖는 인덕턴스에 대한 식으로서, 여기서,자기회로는 영역 "A"의 "xeff" 거리만큼 이격된 평행 원형판들 간의 구간을 제외한 자기 저장을 갖는다. 이 식은 플레이트 간의 구간을 확산시키는 대신 원통 경로(예를 들어, 초전도체 실린더)에 한정되는 가상의 자계에 기초한다. 실현가능한 상황에서, 자기 도전체의 평행 표면들 간의 실제 갭 "x"의 성능이 작은 갭의 점근선 한계에서 이상적 값에 접근하면, 즉, "x→0"일 때 "xeff/x →I"이면, 벌지(bulge) 폭이 높이 "x"에 비례하는 영역 경계을 둘러싼 "벌지" 영역이 감축되는 경우를 제외하면, 그 임계치에서, 필드라인이 평행하게 된다. 갭이 넓혀짐에 따라서, 필드는 평행 플레이트의 실제 영역보다 큰 유효 영역 상에서 퍼지게 됨으로써, 인덕턴스 판정 비 "A/xeff"가 물리적 비 "A/x"를 초과하게 한다. 이는 식에서 영역 "A"를 증가시킴으로써가 아닌 식 20의 근사치에서와 같이, 실제 갭 "x"보다 작은 값으로 "xeff"를 줄임으로써 모델링되며, 근사적으로:
20] xeff= (x0/K)(1-1/(1+(x+xmin)/xo)K)
또한, 식 20의 역은 근사적으로:
20a] x = x0ㆍ((1/(1-Kㆍxeff/xo)1/K)-1) -xmin이다.
기지의 커패시턴스 "C"에서 공진하는 각주파수 "ω" 또는 인덕턴스 "L"을 판정하기 위해 전기측정을 행하면, "xeff"에 대한 값을 산출하며, 이를 식 20a에 대입하면 기하적 갭 "x"가 도출된다. 자기유도된 전압의 시간 적분으로부터 인덕턴스"L"의 동적 판정 및 구동기/센서 회로에서 측정된 공명으로부터 "ω" 의 판정에 대한 검토가 후에 제공된다.
실제 "x"가 영을 향하면, 함께 닫히는 고정자와 셔틀이 불완전하게 맞춤과, 플럭스 경로에서 강자성 물질의 유한 투자율에 있어서, 자기 회로에 작은 공극들에 관련된 일부 자기저항(구체적으로는, 릴럭턴스)이 발생한다. 이러한 저항은 작은 잔류 공극 xmin과 동등한다. 식 20은 파라미터 "xeff"가 영으로 향함에 따라서 "x + xmin" 합에 점근되도록 설계된다. 갭 "x"가 증가함에 따라서, "xeff"는 무엇보다 증가된 유효 영역에 대하여 자계의 확산에 기인하여, "x"보다 더욱 느리게 증가하기 시작한다. 솔레노이드 셔틀이 더 제거됨에 따라서, 플럭스는 셔틀이 완전이 제거될 때, 즉 "x→∞"일 때까지, 솔레노이드 구조에서의 갭을 통해 연결하기 시작하여, 자속이 확장하는 유한의 유효거리가 남게되어, 셔틀의 투자율로부터 어떠한 도움도 없이 자기 표면들 간에서 도약하게 된다. 이러한 점근 한계는 "x0/K"이다. 그 한계는 실제 솔레노이드 내의 셔틀은 한정된 범위의 이동에서만 동작하기 때문에, 솔레노이드의 실용적인 모델링에서는 중요하지 않다. 중요한 것은 스케일링 파라미터 "xmin", "x0", 및 "K"가 변수 "x"에 대한 이동의 의도된 범위에 대하여 경험적으로 측정된 인덕턱스에 가장 잘 적합하도록 조절되는 것이다. 일단 이 데이터 피팅이 자기 코어 및 셔틀의 특정 형상에 대하여 수행되면, 그 결과는 동일 형상을 갖는 다른 크기로 용이하게 확장된다. 지수 "K"는 형상의 특징일 수 있다.길이 스케일링 파라미터 x0은 어셈블리의 특정 치수의 일부이다. 예를 들어, 팟 코어의 통상의 형태에 대하여, 절반은 고정자로서 동작하고 나머지 절반은 셔틀로서 동작하는 경우에, K=1.5이고 x0= 16D로 설정함으로써 -여기서, D는 중앙 폴 피스의 직경- 최적의 피팅이 획득된다. xmin의 값은 표면이 얼마나 정확하게 맞춰지는지에 매우 의존하지만, 50㎜의 외부 직경을 갖는 테스트 팟 코어에 있어서는, 비율 xmin= .01x0이 획득된다. 실제 결과는 최소 유효값이 영에 아주 접근한다.
힘에 있어서 주요 근삭식은 식 19와 식 10을 힘의 식 15에 대입함으로써 유도된다. 우선 "xeff"에 대하여 식 15를 전개하면:
21] F = ½I2(dL/dxeff)(dxeff/dx)
식 19를 미분하면, 식 21의 첫번째 미분항에 대한 식은:
22] F = -½I2(L/xeff)(dxeff/dx)이 된다.
식 20을 미분하면, 식 22의 마지막 항에 대한 근사는, 근사적으로:
23] F = -½I2(L/xeff)(1/(1+(x+xmin)/xo)K+1) 이 된다.
식 23에서 식 19로부터의 "L"을 전개하면, 근사적으로:
24] F = -½I2(μ0n2A/xeff 2)(1/(1+(x+xmin)/xo)K+1) 이 된다.
확장된 결과가 보다 간략한 식으로 도출하는 간략화가 없기 때문에, 식 24를더 확장시키는 것은 유용하지 않다. "xeff"는 작은 값에서는 "(x+xmin)"에 근접하기 때문에, 그리고 식 24의 마지막 항은 (x+xmin)의 작은 값에 대하여 단일성에 접근하기 때문에, 식 25는 식 24의 점근 근사에서:
25] F = -½I2μ0n2A/(x+xmin)2이 된다.
식 25가 공학적 계산에서 유용할 것 같은 "(x+xmin)/x0" 무차원 거리 파라미터의 전범위에 걸쳐서 식 24의 놀랄만큼 우수한 근사라는 것은 수치계산 없이는 명확하지 않다. K=1.5인 경우, 식 25는, 무차원 거리 파라미터 "(x+xmin)/x0" 가 1.0에 도달할 때 식 24에 비해 단지 5%이상 만큼 과대평가하고, 0.5의 거리 파라미터에서는 단지 1.7% 만큼을 과대평가한다. 자기회로를 매우 근접하는 설계에서는, "xmin"는 "x"의 유용한 범위의 일부분이므로, 중요 물리 관계식을 관찰하기 용이하도록 보다 간단한 근사식으로,
26] F = -½I2μ0n2/x2을 기재할 수 있다.
솔레노이드 코일 내의 전력소비는 저항 "R"에 대하여 I2R이다. 힘은 전력 소비에 비례한다. 또한, 힘은 폴 페이스 영역과 선형이다. 솔레노이드가 동일한 감김수 "n"을 유지하고 보다 큰 공간에 적합하도록 와이어 게이지를 조절하는 크기로 스케일 업되면, 와이어의 증가된 단면이 권선 길이의 증가를 넘어서기 때문에, 저항은 솔레노이드의 선형 자원 "D"에 역으로 변한다. 감소된 저항의 영향은 스케일이 증가됨에 따라서 증가된 영역의 효율성의 이점을 강화시킨다. 사이즈를 갖는 솔레노이드의 질량 증가는 솔레노이드 닫힘 후에는 훨씬 감소된 유지 전류를 사용하는 구성에서 효율성의 이점을 감소되는데, 이는 보다 큰 솔레노이드의 높은 질량은 비효율적으로 완전히 열린 범위에서 보다 느리게 반응하고 보다 많은 시간을 요구하기 때문이다. 특히, 식 24의 분모에서 솔레노이드 갭의 제곱의 역수는 명확하다. 힘/전력의 비는 갭이 작을 경우에 훨씬 유리하며, 작은 갭은 보다 빨리 닫힐 것이므로, 유지 전류의 감소는 매우 신속하게 일어난다. 이러한 고려는 식 26(여기에는 완전한 유도가 제공되지 않음)에 기초하여, 식 27내지 식 27c에 의해 표현되는 비례식으로서 요약된다. 식 27은 스트로크 당 기계적 에너지의 특정 출력에 대하여, 전기저항에서 소모된 전력, "Pd"가 스트로크 길이 "x"의 함수, 그리고 특성 선형차원 "D"(예를 들어, 폴 피스의 직경)이 함수에 대하여 변화하는 지를 설명한다.
27] Pd∝ x ㆍEs/D3식 26의 근사에 기초한 비례식
스트로크 당 에너지 "Es"는, 만약 "F"가, 힘 형상 곡선이 곱 "F ㆍx"에 대한 실제 스트로크 에너지가 일정하게 유지되도록 "F"와 "x"의 리스케일링으로서 유지되는 방식으로, "x"로부터 영으로 진행하는 스트로크의 함수로서 변화하면, 비록 동일한 비례식이 적용되더라도, 갭 "x"에서 발현된 힘 "F"이 그 갭에 승산된, 즉 "F ㆍx"로서 정의된다.
셔틀의 가속도가 셔틀의 질량 "M"에 의해 제한되면, 그리고 이동부의 비례스케일링은 "M"이 특성 차원 "D"의 직육면체에 비례하게 되면, 즉 M∝D3이면, 시스템 파라미터에 비례식이
27a]으로 표현되는 스트로크 타임 "ts"를 획득한다.
솔레노이드 관성이 스트로크 타임에 대한 제한 요소인 경우에 있어서, 식 27a가 유용한 경우에는, 전기 저항에서 소모된 에너지, "Ed" 가 다음식에 나타낸 "Pdㆍts"의 곱에 비례하여 변화한다:
27b]절대 손실, 솔레노이드 질량에 의해 제한된 가속도.
식 27c는 손실비율과 동일한 비례식을 표현한다:
27c]손실 비율, 솔레노이드 질량에 의해 제한된 가속도.
질량 "M"은 "D3"에 따라서 변화하기 때문에, "M"에 대하여 식 27b 및 식 27c를 다시 기재하면,
28]절대 손실, "M"에 의해 제한된 가속도.
28a]손실비율, "M"에 의해 제한된 가속도.
솔레노이드가 기계적 장단점의 비를 제공하는 레보를 통해 부하를 구동하여, 솔레노이드 스트로크 길이 "x"가 레버의 부하측에서 힘 대 스트로크 위치의 곡선이 일정하게 유지할 경우의 설계에서 변할 수 있으면, 또한, 솔레노이드 질량이 가속도의 제한 요소일 경우에는, "Ed"에 대한 상기 식이 적용된다. 레버의 부하측에서의 질량이 제한 가속도에서 현저하면, 식 27a는 적용되지 않으며, 스트로크 타임 "t"는 어느 정도 일정하게 되어, 스트로크 에너지는 식 27의 "Pd"에 의해 곱해진 일정한 스트로크 타임 "t"에 비례하게 된다. 많은 실제 설계에서는, "Pd"와 "Ed"에 대한 비례식들 간의 일정한 곳에 위치할 것이다. 솔레노이드 관성이 레이트 제한인 상황에서는 감축된 스트로크 길이에 대한 보다 높은 프리미엄이 놓이게 되는 반면, 부하가 레이트 제한인 경우에는 감축된 스트로크 길이에는 프리미엄이 덜하고, 특성 차원 "D" 또는 특성 질량 "M"으로 표현되는, 증가된 솔레노이드 크기에 더 높은 프리미엄이 높이게 된다. 어느 경우이든, 이들 식은 고효율로 솔레노이드로부터의 일을 획득하는 것을 명확하게 하고, 일정한 스트로크 에너지에서 증간된 힘에 대하여 감소된 힘을 트레이드 오프할 수 있다면, 스트로크 길이를 가능한 한 짧게 유지하는 것이 매우 유리하다. 고정된 크기의 솔레노이드에 있어서, 이는 솔레노이드를 가능한 최대 힘을 달성하도록 유도하는 것을 의미한다. 힘은, 폴 페이스(pole face)에서 자계 세기의 제곱, "B2"에 따라 변화하며, 솔레노이드의 코어 물질의 포화는 자계 세기 "B"의 최대 크기에 대하여 제한을 가한다. 스트로크 "x"의 감소와 힘 "F"의 증가하여 상수 차원 "D"에서 상수 에너지 곱 "Fㆍx"를 유지시키는 최적화는 포화가 설계상 제한 요소가 될 때까지 "B"의 크기를 증가시키는 것이 명백하다. 따라서, 최적화를 위한 상기 식의 애플리케이션에 대한 경계에 부딪히게 될 것이다. 포화 경계에서 작업하는 경우, 솔레노이드 크기와 폴 페이스 영역을 증가키시는 이점이 있으며, 이는 일정한 스트로크 에너지에서 차원 "D"의제곱에 반비례하여, 스트로크 "x"를 감소시킬 수 있게 함으로써, 스위핑된 스트로크 체적 "xㆍD2"를 일정하게 한다. 이러한 경우, x2∝ 1/D4이며, 1/D4는 식 27b 또는 식 27c의 분모로부터 1/D1.5에 의해 곱해져서, 총 소모된 에너지의 스케일링을 솔레노이드 관성 제한 경우에 대하여 전력법칙 1/D5.5으로서 산출한다. 식 27로부터 유사한 고려는 스트로크 타임이 부하 제한되는 소모된 에너지 전력 법칙 1/D5.0을 유도한다. 상술한 모두 경우에 있어서, 실제 발생할 수 있는, 주어진 스트로크 에너지를 요구하는 작업에 있어서는, 짧은 스트로크를 갖는 큰 솔레노이드를 이용하는 것이 매우 큰 효율상의 이점을 갖는다. 최적의 실용적인 스트로크에 도달하는 경우, 예를 들어, 차원에 무관한 것에 기인하여, 고정된 스트로크 "x"에서의 솔레노이드 크기를 더욱 증가시키는 것은 훨씬 많은 여유 효율성의 성과를 얻게 한다. 서로다른 종류의 리턴을 감소시킨 것은, 만약 솔레노이드가 모터만큼 효율적이라면, 소모된 에너지 "Ed"는, 효율성을 더욱 증가시킴으로써 더이상 절약될 수 있는 총 에너지가 거의 없을 많큼 높은 효율성을 갖는 동작영역인 에 비해 더이상 스트로크 에너지 "Es"에 비하여 더이상 크지 않다. 이러한 기분좋은 경우는 실제에서는 거의 발생하지 않는다.
금속 철 및 합금 자기강은 페라이트보다 실질적으로 보다 높은 포화 B-자계를 갖는 -예를 들어, 페라이트에 있어서 약 0.5테슬라인 반면에 철에 있어서는 약 2.0 테슬라, 약 4 대 1의 이점을 갖음- 다는 것을 잘 알려져 있다. 이는 약 주어진 크기에 대한 최대 힘에서, 예를 들어, 최대 특성 차원 "D"에 대해서는 약 16 대 1로 변환된다. 그러나, 힘의 최대화는 효율성의 최대화와는 상당히 다르다. 식 27 내지 식 28a는 코어 포화에 의해 판정되는 최소크기만큼 솔레노이드를 크게 제작하는 효율성 이점을 나타낸다. 효율성 최적화는 포화가 페라이트 코어에서는 발생하지 않을 정도로 충분히 큰 솔레노이드 크기를 유도하므로, 페라이트는 철보다 낮은 밀도의 이점이 있으며, 이는 보다 빠른 스트로크를 의미한다. 자기 코어 이력 손실이 변압기 설계에서는 주요 고려사항이지만, 공극의 자기 저항이 힘을 판정하는 자계 세기와 권선 암페어-감김 간의 관계를 제어하는데 매우 중요하기 때문에, 자기이력이 솔레노이드에서는 매우 사소한 쟁점이다. 따라서, 소결된 분말 철 코어는, 고주파 변압기에서는 페라이트보다 싸지만 보다 많은 손실이 있으며, 실질적으로 보다 높은 포화 자계를 제공하는 낮은 플럭스 밀도에서 솔레노이드 내의 페라이트 만큼 잘 수행한다. 후술할 서보 제어 및 측정 전략에서, 솔레노이드 권선에서 전자기적으로 유도된 전압의 측정에 기초하여, 고체 철의 전기적 도전성 또는 솔레노이드 강 부품은 솔레노이드 위치의 정확한 판정을 위한 실제적인 문제를 제시할 수 있다. 이들 문제점은 보다 높은 저항성 분말 금속 코어 및 심지어 페라이트 코어를 이용하해서도 어느 정도 극복된다. 매우 높은 가속도가 솔레노이드 코어에 요구되는 경우, 예를 들어, 높은 엔진 RPM에 의해 제한되는 기간에서 규정된 스트로크를 통하여 자동 엔진 밸브를 움직일 때에는, 철 또는 분말 금속 솔레노이드 부품은 보다 높이 달성가능 플럭스 밀도에 기인하여 페라이트 부품보다 빨리 가속할 것이다.
상기 비례성 최적화 등식은 솔레노이드 폴 피스의 일정한 형상에 기초한다. 폴 페이스의 테이퍼를 변경이 최적화 공정에 진입하면, 이는 분석을 상당히 더욱 복잡하게 한다. 주어진 솔레노이드 크기 및 주어진 스트로크 에너지 요건에 있어서, 테이퍼된 폴 피스의 이용은, 테이퍼된 폴 피스가 일부 이점을 제공하는, 제한들이 긴 스트로크를 요구하는 경우를 제외하면, (특히, 인덕터 물질의 포화 패턴에 강하게 의존하여) 장단점을 거의 부여하지 않는다. 솔레노이드를 형상화하는데 일정한 이점이 있으므로, 대부분의 자속 경로는, 셔틀 질량을 최소화하여 스트로크 기간을 최소화하기 위해서 고정자 내에 있다. 셔틀이 길이의 수배의 직경인 실리턴인 솔레노이드에서는 질량 최소화에 대한 단점이 있다. 본 명세서는, 갭 영역을 최대화 및 이동 질량을 최소화하게 하며, 일정한 경우, 솔레노이드 셔틀의 움직임을 가이드하는 잔업을 단순화함으로써 높은 듀티 애플리케이션에서의 마모 문제점을 겪을 수 있는 종래의 부싱 설계를 회피하는 일부 보다 평판화된 솔레노이드 지오메트리를 개시한다.
솔레노이드의 전자기 동작
식 1 내지 식 26을 유도하면서, 저항이 없는 단락된 코일을 가정하여 소모성 전기에너지 전달을 관념적으로 방지함으로써 물리계를 단순화시킨다. 식 27 내지 식 28a의 유도는 -전부 제시되지는 않음- 전기저항을 발생시킨다. 다음 유도는 관념적으로 코일 회로를 통한 자기 회로를 이용하여 전기 에너지를 교환 및 저항에 기인한 내부 전압 강하 및 외부 인가된 전압의 조합을 할 수 있게 한다. 식 4의 유도성 전압은, 코일 전압의 변화를 촉진시켜며, 저항성 전압 손실을 감산되어 외부 구동 전압에 의해 제공된다:
29] VL= Vext- IㆍR
저항성 전압 강하 "IㆍR"는, 솔레노이드 셔틀의 기계적 관성을 극복하고 주요 움직임을 유도할 수 있는 저주파에서 코일 권선내에서는 통상 무시되는, 스킨 효과를 무시한다. 스킨 효과는 철과 니켈의 금속 합금(솔레노이드의 주요 강자성 요소), 코발트(솔레노이드에서는 덜 발견되는, 보다 비싼 강자성 요소), 크롬(항부식 합금 성분), 및 솔레노이드 합금에서 통상 출현하는 다른 트레이스 요소에서는 중요할 수 있다. 페라이트에서는 이러한 문제점이 발생하지 않는다. 도전성 물질에서의 높은 자기 투자율은 스킨 깊이를 상당히 감소시키는 효과를 가지므로, 솔레노이드의 셔틀과 고정자 성분에서의 스핀 전류는 코일 자계로부터의 하부 자계물질을 잠정적으로 솔레노이드의 동적 반응을 감소시킬 수 있다. "본 발명이 적용되는 솔레노이드 물리"에서 주의번호 2를 반복하면, 그에 따른 성능분석은, 일부 지오메트리와 물질에 있어서는, 서보 제어용으로 여기서 유도된 방법의 적용가능성에 관련하여 그리고 솔레노이드 응답속도에 관련하여 매우 최적일 것이다. 본 저자 및 동료는, 셔틀 위치에 대한 인덕턴스 변화가 넓은 대역의 주파수에 걸쳐서 극적이고 용이하게 관측되는 솔레노이드와, 임피던스가 가정 주파수 대역 아래에서는 거의 순저항인 다른 솔레노이드를, 정상위상 및 직교위상 임피던스 성분을 추출하기만 하면 탐지될 수 있는 임피던스의 유도성 성분내의 셔틀 위치 표시 변화를 이용하여 측정하였다. 후자의 카테고리에 해당하는 솔레노이드는 여기서 개시된 종류의 제어에 대하여 양호한 후보가 아니다.
식 7은 곱 "IㆍL"의 항상성을 나타내며, x가 변할 때 인덕턴스에 대하여 전류의 편미분에 대한 식을 의미한다. 시간에 대하여 전류의 전체미분을 하면, 인덕터스 L 및 전압 VL에 관련된 시간의 편미분 뿐만 아니라 시간상 인덕턴스의 변화가 곱해진 인덕턴스에 대한 편미분을 고려할 필요가 있다.
30] dI/dt = ∂I/∂t + ∂I/∂L ㆍ∂L/∂t
시간에 대한 전류의 편미분은 인가된 전압의 영향이며, 고정 인덕턴스에 대한 익숙한 표현은:
31] ∂I/∂t = VL/L
인덕턴스에 대한 전류의 편미분은 식 7로부터 유도되며:
31] ∂I/∂L = -I/L
식 31 및 식 32를 식 30에 대입하면
33] dI/dt = VL/L - (I/L)(∂L/∂t) 이 도출된다.
식 29에 따라서 VL을 전개하면,
34] dI/dt = (Vext- IㆍR)/L-(I/L)(∂L/∂t)
시간 증분 "dt"이 영에 접근함에 따라서 식 34에 대응하는 유한 차동 식은 수치적분에 대한 접근을 제한한다
35] In+1= In(Ln/Ln+1) + dtㆍ(Vext- IㆍR)/L
여기서의 수학식은 솔레노이드 반응을 시뮬레이트하기에 충분하므로, 획득된 이해는 제어기 작업의 디지털 방법 및 아날로그 회로 동작을 설계하는데 이용될 수 있다. 전류 및 인덕턴스의 함수로 힘을 정의되는 식 15가, 갭 "x"의 함수로서 인덕턴스를 정의하는 식 19 및 식 20과 같이, 전기회로를 변경하는 것을 시뮬레이트하는 식 34 또는 식 35에 더하여, 그리고 기계적 부하를 설명을 포함하고 셔틀 가속도에 대한 식과 함께 필요할 것이다. 부하의 설명은 식 36과 결합되어, 자기력 "F" 및 선형 스프링 계수 "K1"을 갖고 응축되지 않은 셔틀 위치 "x1"으로부터 실제 존재하는 셔틀 위치 "x"까지 바이어스되는 스프링에 의해 구동되는 질량 "M"의 셔틀 가속도를 설명한다.
36] d2x/dt2= (F + K1(x1-x))/M
솔레노이드의 움짐임을 모델링하는 도구를 개발하는데 있어서, 소프트랜딩을 위한 서보 제어을 행하는 것 이외의 어떠한 것, 예를 들어,셔틀 위치를 측정하거나 추론하는 방법이 필요하다. 종래기술에서 취한 접근법은 추가적인 트랜듀서를 제공하여 홀로 위치 센서로서 동작하게 하는 것이다. 그러나, 관련 파라미터로부터 추론 또는 인덕턴스 측정으로부터 셔틀 위치 또는 셔틀 위치의 부드러한 변화하는 유용한 단조함수를 추론하는 것이 가능하다. 식 19에 나타나고 "x"의 함수로서 식 20에 근사되는 파라미터 "xeff"는 솔레노이드 권선에서 전기 반응의 측정으로부터 상당히 정확하게 추론될 수 있다. 소프트 랜딩을 달성하기 위해서, "xeff"를 선형 직교좌표계 "x"로 변활할 필요는 없다. 이러한 변환의 유리한 이점은 예를 들어, 식 28에서의 질량 "M"의 유효값이 상수일 때에 대한 위치 변수를 얻는다는 점이다. 비선형 좌표 "xeff"에서는, 유효질량이 다소 변하여, 움식짐의 등식을 변경시키지만, 제어 방법이 솔레노이드 셔틀을 목표위치로 불러들여 결합시 낮은 속도로 랜딩하는 기능을 방해하지는 않는다.
"xeff"를 정의하기 위해 용이하게 판정되는 한 쌍의 파라미터는 총 자속 "φ"과 코일 전류 "I"로 이루어진다. 식3 내지 식 5를 참조하면, 유도성 전압 VL은 인덕턴스와 플럭스에 모두 관련된다. 이들 등식은 고정 인덕턴스에 기초하지만, 식 4는 전압 및 도체를 거쳐 절단하는 자속 간의 기본 관계에 기초하여 시변의 인덕턴스에 대해서도 유효하다. 또한, 식 5는 일반적으로 유효하여, "L"이 시간에 대하여 변할 때를 포함하여 전류 "I"와 플럭스 "φ"가 알려질 때, 인덕턴스 "L"에 대하여 해결할 수 있게 한다. 솔레노이드 동작동안, φ를 판정하기 위해서, 솔레노이드 갭이 완전히 열리고 전류가 흐르지 않는, 즉, φ=0인 기준점을 갖는다. 솔레노이드 코어 물질 내의 잔류 자성은 큰 공극이 존재하고 낮은 응력을 갖는 물질에 대해서는 무시할 만한 효과를 가질 것이다. 외부 자계는 정상 동작의 크기에 비해 무시할 수 있다. 시간에 대하여 동적으로 "φ"를 판정할 수 있는 가장 직접적인 방법은 솔레노이드 구동 권선에 평행하게 보조 센싱 권선을 이용하는 것이다. 이러한 방식으로, 구동 코일 내의 저항성 전압 강하가 발생하지 않으며, 센싱 권선으로부터 획득된 전압은 플럭스의 시간 미분에 대한 우수한 측정이다. 따라서, 파라미터는 영의 초기값에서 시작하여, 센싱 전압과 샘플된 값의 누적 합의 아날로그 적분 또는 주기적 샘플리에 의해 적분될 수 있다. 아날로그 적분이든 누적 합이든 "φ"의 유용한 측정을 위해서 스케일될 수 있다. 다른 필요한 제어 파라미터는 "I"이며, 인덕턴스 "L"과 함께 전류는 "φ"를 설정한다. 전류 센싱 저항은 명확한 접근법이다. 이제, 식5를 인덕턴스의 역수에 대해서 풀면:
37] I/L = 1/nφ
"L"의 역수는 "xeff"에 선형이다. 식 19의 스케일링 계수를 결합하면:
38] xeff= μ0nAI/φ
상술한 바와 같이, "xeff"는 소프트 랜딩 제어를 베이스하기에 충분한 파라미터이며, 직교좌표계 "x"에 대한 비선형성은 실제 중요하지 않다. 매우 낮은 자기저항에 근접하는 자기 루프에 있어서, 완전 닫힘의 기계적 한계와 "xeff"의 영 사이의 오프셋은 그다지 중요하지 않다. xeff=0을 목표로 삼아서 지수적으로 영에 접근하는 것은 매우 낮은 속도에서 유한한 시간에 랜딩하게 한다. 기계적 정지의 오프셋이 중요하면, 오프셋 정정은 랜딩 소프트웨어에 통합될 수 있다. 기계적 닫힘은 탐지되기 쉬우며: "xeff"는 구동회로의 증가에 따라 보다 작아지지는 않을 것이다.
"xeff"를 판정하는 다른 방식은 인덕턴스 "L"의 AC 측정을 행하는 것이다. 코일 전압 및 전류 측정의 전자제어 성능을 이용하여, 인덕턴스를 측정하는 것은 전압 변화비 대 전류 변화비의 동적으로 판정하는 문제이다. 일단 일반적인 접근이 식별되었으면, 확실한 구현에는 스위칭 레귤레이터로 평균 전류를 제어하는 것이다. 특정 회로예는 후에 주어지며, 이들 단락의 목적은 개념적 접근법을 정의하는 것이다. 스위칭 레귤레이터는 펄스 내에서 솔레노이드 단자를 가로질러 DC 공급전압을 인가한다. 펄스들 사이에, 트랜지스터 또는 다이오드는 전류가 인덕턴스에 의해 유지되고 저항에 의해 감소하는 권선을 통해 순환 또는 "프리휠(freewheel)"할 수 있게 한다. 전류가 저항 및 자기효과에 의해 판정된 비율보다 빨리 감소될 필요가 있으면, "프리휠" 전류경로에서 사용된 트랜지스터는 전원공급 트랜지스터가 동시에 오프될 동안 펄스가 오프될 수 있다. 유도성으로 유지된 프리휠 전류는 DC 전원 공급전압을 넘어서는 전압을 즉시 구축할 것이며, 전류는 다이오드를 통해 서플라이로 다시 흘러들어가므로서, "재생 제동(regenerative braking)"을 부여한다. 식 32에 나타낸 바와 같이, 시간에 대한 전류의 변화비는 인덕턴스의 변화비율과 셔틀 움직임에 기인하는 성분을 포함한다. 실제 레귤레이터 스위칭 주파수에서 매우 깨끗한 인덕턴스 신호를 제공하는 솔레노이드에서는, 전류 파형은 전압 스위칭에 대응하여 톱니파에 근사할 것이다. 따라서, 온 상태의 전압과 오프 상태의 전압 조건들 간의 기울기차는 관련 전압 스윙으로 분할되어 식 39에 요약된 바와 같이 인덕턴스의 역을 도출한다:
39] 1/L = ㅿ(dI/dt)/ㅿV전압 펄스에 의해 구동된 전류 톱니파를 샘플링하여 정의됨.
솔레노이드가 갭 닫힘에 접근함에 따라서, 전류는 작은 값으로 구동되기 때문에, 코일 전압의 저항 성분은 외부에서 인가된 전압의 일부분이 된다. 공급전압이 "Vb"이고, 양의 전류기울기가 ""으로 정해지면, 식 39는 근사적으로
39a]작은 갭에서 전압 펄스동안 인덕턴스의 역수를 정의.
식 39a에 표현된 관계식은 도 11에 도시된 본 발명의 구현예에서 이용된다. 1100에서 톱니파에 유사한 전류파형을 포함하고, 1101에서 ""로 라벨된 대역 반전 전류 기울기파형을, 1102에서식 39a의 괄호에서 유사항에 대응하는 ""으로 라벨된 샘플 피크 파형을 포함하여, 신호 파형은 회로내의 포인트 근처를 스케치하였다. 공급전압 Vb는 일정한 것으로 간주된다. 따라서, 샘플된 전류 기울기 파형은 서보 제어 루프에서 위치변수로서 사용된다. 이 소프트 랜딩 회로에서의 정확성은 단지 영으로 접근하는 갭에서만 요구되므로, 식 39a의 근사는 정확성이 요구될 때 정확해진다.
도면에서의 전류 파형이 제시한 바와 같이, 전압 직후의 전류는 보다 선형인 기울기로 안정화되기 전에 오버슈트를 나탤 수 있다. 오버슈트는 유효 인덕턴트를 잠시 낮추는, 변압기 스틸 내에서의 와전류에 의해 야기될 수 있다. 식 39을 차감한 전류 기울기는, 가능하다면, 과도 안정화 후에 취해진 데이터로부터 계산되어야 한다.
식 19는, 식 39로부터의 인덕턱스 역수에 대한 해를 이용하여,
40] xeff= (1/L)(μ0n2A)
식 40은 단지 식 19a를 정리한 것이다. 자속 "φ"의 값은 후술하는 계산을가능하게 하여 데이터로부터 판정될 필요가 있을 것이며, 이 값이 센싱 코일 출력을 적분함으로써 또는 펄스폭에 대한 AC측정에 기초하는 식 39으로부터 또는 솔레노이드 회로내의 기지의 커패시턴스를 포함하는 공명 주파수 측정에 기초하는 식 19c로부터의 측정된 전류 "I"와 인덕턴스 역수 "1/L"를 추론에 의하여 측정된다. AC 측정의 경우, "φ"는 식 5의 양 변을 단지 "n"으로 나누어서 "I" 및 "L"로부터 얻는다.
41] φ= IㆍL/n
인덕턴스와 셔틀 위치의 AC 판정의 가능한 이점은 플럭스 φ의 기준값이 상실되더라도 그 결과가 유효하다는 점이다. 자기 닫힘에 대해서가 아닌, 예를 들어 매우 조용하게 동작하여야 하는 장치에서 완전 닫음의 기계적 정지에 영향을 미치기 전에 셔틀을 느리게 하기 위해서 소트트 랜딩이 사용되는 상황이 발생될 수 있다. 솔레노이드가 긴 기간동안 닫힘을 유지하면, 전류에 대한 플럭스는 예를 들어, 솔레노이드 가열로 드리프트할 수 있다. 열은 자기 투자율과 자기 폴 페이스의 맞춤의 친근성에 영향을 미치며, 이의 정렬 및 부정렬은 기계의 열적 팽창에 의해 영향을 받을 수 있다. 플럭스 대 전류 비는 투자율 변화와 매우 근접한 자기 갭에서의 매우 작은 변화에 모두 민감하다. 또다른 더욱 미세한 효과는 자기 투자율의 시간 의존성이다. 영구자석에서의 자계 세기는 일정 온도에서 수 초에서 수 년까지의 기간에 걸친 시간의 로그함수로서 감소한다는 것을 알려져 있다. "소프트" 강자성 물질은 정상 기자력하에서 유사한 안정화 동작을 갖는다. 완전 열림에서의 소프트 랜딩에 있어서, "xeff"에 대한 목표의 "위치"는 매우 정확하게 알려져야 하므로, 목표가 도달될 때는 속도가 매우 적을 수 있고, 솔레노이드는 높은 전력 소모의 영역에서 "호버링"하고 목표를 찾기 위해 천천히 이동할 때 에너지를 낭비하지 않는다. 위치의 AC 판정은 과거 히스토리에 의존하지 않으며, 자기회로가 완전 열림에 접근하는 경우에서는, 인덕턴스가 코어 투자율과 같은 온도에 민감한 파라미터에 최소의 민감성을 갖는 셔틀 위치의 안정된 측정이다.
인덕턴스와 위치의 AC 판정의 가능한 단점은 고체 금속 솔레노이드에서(페라이트 코어 솔레노이드 또는 분말 메탈 코어 솔레노이드와는 달리), 고주파 유도성 동작은 와전류, 다시 말하면, 스킨 효과에 의해 매우 영향을 받을 것이며, 이는 자기 코어로부터 솔레노이드 권선을 차폐하는 효과를 가져서, 위치 판정을 실용적이지 않게 하는 주파수 의존 방식에서 인덕턴스를 감소시킨다. 총 자속의 추적은, 플럭스가 누적, 즉 적분이므로, 구동 전압과 셔틀 속도 모두에 대한 파라미터인 AC 인덕턴스 판정보다 스핀 효과에 훨씬 덜 민감하다. 플럭스는 전류에 상관되며, 그 전류는 다시 유도성 시스템에서 누적 또는 적분 파라미터이다. 플럭스와 전류 판정은 고주파 스킨 효과에 의해 비교적 덜 방해될 것이다. 누적 파라미터 접근법의 또다른 가능한 이점은 디지털 및 아날로그 구현예 모두에서 계산이 감소된다는 점이다. 솔레노이드가 스위칭 제어기의 주파수 훨씬 높은 곳에서 하이-Q를 나타내는 경우, 커패시터가 회로 내에 도입되어 고주파 공명을 유도하며, 그러한 경우에는, 공명 주파수는 적절한 하이 패스 필터와 비교기를 이용하여 기간 측정에 의해 또는파형 샘플링에 의해 판정될 수 있다. 솔레노이드 구동 권선을 갖는 센싱 권선 전선은 고주파 공명 또는 "φ"를 획득하기 위한 적분용 "dφ/dt" 신호를 측정하는 간단한 방법을 제공한다.
이상의 유도는 위치 측정에 집중되었다. 다른 중요한 제어 이슈는 전압/힘 반응과 전압/전류기울기 반응이 심하게 변하는 조건하에서 힘의 동적 제어를 단순화하는 것이다. 식 37 및 식 38에서, "L"과 "xeff"는 "I"와 "φ"의 항으로 표현될 수 있다. 힘의 유사한 감소는 식 37과 식 38에서의 "L"과 "xeff"를 식 22에 대입함으로써 획득된다.
42] F = -½(φ2/μ0A)(dxeff/dx)
식 42는 이전에 요약된, 선형성, 메모리가 없는 반응, 권선의 지속적 플럭스 연결의 가정이 충족되는 경우에는 어느 정도 정확하다. 식 38은 데이터로부터, 미분값 "dxeff/dx"이 계산되는 "xeff"의 값을 판정하는 방법을 제공한다. 명시적이지 않은 것은 갭 "x"와 파라미터 "xeff"간의 관계에 관한 것이다. "x" 대 "xeff"에 관한 곡선은 자기 회로의 상세한 지오메트리에 사소하지 않게 의존하며, 인덕턴스를 "xeff" 값으로 변환하기 위한 식 40을 사용하여, 임의의 특정 솔레노이드에 대한 갭 "x"의 함수로서의 인덕턴스 측정으로부터 경험적으로 유도될 수 있다. 식 42의 유용한 근사는 식 20의 근사 모델을 채용하며, 그 모델을 구체화하기 위해 "x0"와 "K"에 대한 파라미터 값을 요구한다.
43] F = -½(φ2/μ0A)(1/(1+(x+xmin)/xo)K+1) 근사적으로.
식 43의 우측의 "x", "xmin", 및 "xo"의 표현은 식 20을 이용하여 "xeff"의 항으로 다시 표현될 수 있다.
44] (1/(1+(x+xmin)/xo)K) = 1-xeff(K/xo)
식 38은 식 44의 우변에 대입하기 위한 표현에서 측정가능한 파라미터에 대하여 "xeff"를 정의하면,
45] (1/(1+(x+xmin)/xo)K) = 1-(μ0nAI/φ)(K/xo)
이제, 식 45의 우변을 약간 정리하고, 그 결과를 식 43의 가장 우측의 표현에 대입하면,
46] F = -½(φ2/μ0A)(1-K(μ0nAI/φ)/xo)을 근사적으로 산출한다.
식 47은 F를 계산하기 위한 모든 데이터가 플럭스 "φ"와 전류 "I"로부터 유도된다는 것을 나타내지만, 식 44의 우면으로부터 거꾸로 대입하는 것이 유용하며, x들의 무차원 비를 표현하기 위해 다시 근사적으로 정리하면,
47] F = -½(φ2/μ0A)(1-K(xeff/xo))
"xeff"에 대한 값은 식 38 또는 식 40 (측정 모드에 의존)에 의한 데이터로부터 유도되지만, 식 47의 표현은 차원의 관계를 명확하게 한다. 식 47의 최우측의 표현은 우측의 첫번째의 플럭스 제곱항에 대한 무차원의 크기 정정이다. 이 크기 정정은 작은 자기 갭에 대해서는 1.0이 거의 되지 않으며, 솔레노이드에서 실용적인 최대 자기갭에서는 통상 0.5를 초과한다. "x"가 무한대로 진행하면, 즉, 솔레노이드 셔틀이 완전히 제거되면, 식 47의 우측에 대한 정정 요소는 "xeff"가 그 제한 점근에 근접함에 따라서 영으로 접근하게 된다. 실제 제어용에 있어서, 솔레노이드 셔틀 상에서 완전 닫힘의 임계 멈춤에 의해 한정되는 "xeff"의 최대값의 경우에는, 정정요소는 무시될 수 있으며, 즉, 단일성으로 설정되어, 힘의 단순 근사를 점근적으로 x→0 함에 따라서,
48] F = -½(φ2/μ0A)이 된다.
"정확한" 서보 제어 방법
자속이 알려질 때, 힘은 대략 알려지며, 갭 닫힘 랜딩 존에서는 매우 정확하게 알려진다. 전류에 대한 추가 정보는 어디에서든지 힘의 표현을 정확하게 정정한다. 잘 동작하는 제어관계에 있어서, 여기서 다시 강조하고자 식 4를 반복기재하면
4] VL= n(dΦ/dt)(반복됨)
코일 전압, VL의 유도성 성분은 솔레노이드 위치에 독립적으로 자속의 변화속도에만 의존한다. 역으로, 자속은, 셔틀 움직임에 독립적인 유도성 전압의 선형시간 적분이 변함에 따라 변화한다. 대략적으로 설명하면, 소프트 랜딩 존에서의 작은 움직임에서는 매우 정확하게, 자기력의 제곱근은 셔틀 움직임에 독립적으로 유도성 전압의 선형 시간 적분에 따라 변화한다. 식 38은 다른 관계를 강조하기 위해서 전류 "I"에 대하여 해결된다.
49] I = φ(xeff/μ0nA)
만약 플럭스가 일종의 전류로서 간주되면, 솔레노이드는 "플럭스 전류"에 대하여 선형 상수계수의 "인덕터"와 유사하게 동작한다. 실제 전류는 훨씬 복잡하여, 인가된 전압과 솔레노이드 셔틀 위치의 함수로서 변화한다. 또한, 식 49에서 제시된 바와 같이, 전류는 유효 셔틀 위치와 총 자속의 조합에 의해 판정되는 의존 변수로서 전류를 간주할 수 있다. 솔레노이드에서 힘을 설정하는데 있어서, 다행스럽게도, 잘 제어될 필요가 있는 자속 파라미터는 "잘 동작"되며 따라서, 서보 제어의 우수한 접근법은 비교적 간단한 상수계수 제어 수단을 이용하여 플럭스를 측정하고 제어하며, 제어의 "부산물"로서 전류로 간주하고, 원하는 자속을 달성하는 데 필요한 만큼 증폭기가 제공하여야 하는 어느 것으로서 상당히 간주하는 것이다. 전류에 대하여, 그리고, 규정된 유도성 전압 VL을 유지하기 위한 오믹 코일 저항을 통과하는 전류를 추진하는데 필요한 여분의 전압에 대한 요구는 셔틀 위치의 변경에 따라 폭넓게 변화한다. 주어진 시점에서 제어기 출력으로부터 요구되는 전압에 대하면, 풀면, 식 29를 Vext에 대하여 풀면,
50] Vext= VL+ IㆍR
제어 내용에서, 전류 "I"는 직전에 측정될 것이다. 다른 변수에 대하여 "I"의 "의미"가 식 49에 주어짐에도 불구하고, 식 49의 우변의 전개를 식 50에 대입하는 이점은 없다. 제어기는 플럭스 변화의 일정 속도, "dφ/dt"를 목표로 하며, 식 4에 따라서, 요구된 유도성 전압 VL을 설정할 것이다. 식 50에서의 전압을 대입하면 증폭기 출력 전압에 대한 적절한 설정을 산출할 것이다
51] Vext= n(dΦ/dt) + IㆍR
측정과 제어 파라미터의 적절한 선택을 행함으로써, 소프트 랜딩 제어는 선형 3차 제어문제로 감소된다: 셔틀의 가속도에서 위치로의 2중 적분에서 2차, 그리고, 전압에서 자속으로의 적분을 추가하면, 2차에서 3차로 이동함. (만약 자기적으로 유도된 와전류가 하나의 셔틀 비행의 시간 프레임에서 상당하면, 이는 동적 시스템의 차원을 3차에서 적어도 4차 이상으로 상승시킴으로써, 서보 제어문제를 실질적을 보다 어렵게 만들고, 솔레노이드 코일 측정이 플럭스와 투사 정보의 유일한 소스이면, 잠재적으로 불가능하다.)
제어에 대해 논의하기 전에, 식 51은 "xeff"를 풀기 위한 식 38에서, 그리고, 위치 "x"에 대한 식 20a에 의해 필요한 바대로 코일 전류 "I"를 측정하기 위한 다른 방법을 제시한다. 전압 판독이 "n1" 감김을 갖는 센싱 코일로부터 취해지면, 측정된 센싱 저압은 "n1(dφ/dt)"이며, 이는 감김비 "n/n1"에 의해 승산되어 식 51의 우변에서의 유도성 전압항을 산출한다. 스위칭 레귤레이터에서, "Vext"는 온 조건에서 적절한 전원 공급전압으로 또는 전류 재순환 조건에서 영으로 설정된다.공급전압은 알려진 조절출력 또는 측정된 미조절 출력일 수 있다. 저항성 전압 항 IㆍR은, 예를 들어, 전계효과 트랜지스터의 온 저항, 바이폴라 스위칭 트랜지스터 또는 달링턴 페어의 포화전압, 또는 전류 재순환 다이오드를 가로지르는 비선형 순방향 전압 강화와 같은, 전류 경로에서 발생하는 모든 전류의존 전압의 효과를 포함한다. 조절된 IㆍR 전압은 "R(I)"로서 간주될 수 있으며, 여기서, R은 전류 "I"의 비선형 함수로서 간주된다. 두개의 항 "n(dφ/dt)"(센싱 코일 출력으로부터 추론되 바와 같이) 및 "Vext"의 지식을 이용하고, 저항함수 "R(I)"의 저항함수의 지식을 이용하여, 전류 "I"에 대한 식 51를 해결하는 위치에 있다. 이러한 상황은, Vext=0 인 경우의 재순환 모드에서 개념적으로 가장 단순하므로(그리고 종종 계산적으로 가장 우호적임), 공급전압을 알 필요는 없으며 단지 전류에 대한 "R(I)=-n(dφ/dt)"를 해결할 필요만 있다. 동작상, 전류 "I"를 판정하여 임의의 구동 펄스 트렌드의 전력 오프 기간동안에 가장 단순한 재순환 모드 등식에 의해 위치에 대하여 풀 수 있다. 그 후, 단일 센싱 코일 A 대 D 채널을 요구하여, 전류, 위치, 채널 출력의 시간적분(예를 들어, 합)과 코일 구동전압이 스위칭 오프되는 가장 최근의 순시 판독으로부터의 힘을 계산하는 것을 요구한다.
동적 제어문제로 다시 돌아가면, 3차의 제어 문제점들을 회피하기 위해서, 제어기 루프는, 자속 제어를 통하여 힘에 대한 타이트한 서보 제어를 행하는 내부 고속 동작 1차 루프와, 셔틀 위치와 속도를 제어하기 위하여 힘을 사용하는 느린 외부의 2차 루프로 나누어 질 수 있다. 이 외부 루프에 있어서, 비례, 적분, 및미분 항을 사용하여, "PID"제어의 원리가 적용가능하다. 2차(또는 그 이상의) 기계적 시스템을 제어하는 PID 루프에서 주요 적분항의 추가는 오버슈트 및 울림을 초래하려 하며, 완전 닫힘에서 범핑없이 소프트 랜딩을 할 수 있는 능력이 에너지 효율에 유해하게 동작한다(오버슈트에 기인함). 반복적으로 발사되고 제어 마이크로프로세서에 의해 모니터될 수 있는 솔레노이드에서는, 회로 바이어스가 단일 액추에이션의 시간 프레임 내가 아닌 많은 반응 반복에 걸쳐서 수행되는 적분 정정에 상당하게 도입될 수 있다. 그렇게 판정된 바이어스는 플럭스의 예측 크기에 밀접하게 관련되어 완전 열림 또는 완전 닫힘의 경우에, 랜딩 포인트에서 부하 힘으로 평형을 발생시킨다. 셔틀이 오버슈트하고 범프를 이용하여 랜드하면, 요구된 랜딩 플럭스 바이어스는 갭 닫힘에서는 과대평가되고 갭 열림에서는 과소평가되며, 다음 시도에서는 (각각) 감소 또는 증가될 것이다. 만약 셔틀이 오버슈트하고, 목표에 모자라서 멈추게 된 후 끌어당겨져야 하면, 반대의 정정이 요구된다. 이 내용에서, 마이크로프로세서 제어기는 솔레노이드 성능(예를 들어, 아날로그 대 디지털 변환을 통하여)을 모니터하고 제어 파라미터(예를 들어, 디지털 대 아날로그 출략)을 조절하여 적응적으로 성능을 최적화한다. 솔레노이드 부하가 각각의 개별 비행에 대하여 상당히 그리고 예측 불가능하게 변화하면, 보다 정교한 제어방법에는 랜딩 조건을 예상하는 온 더 플라이 파라미터 정정이 요구될 것이다.
제어기 설계에 대하여 확장하면, 제어기의 외부 루프는 "I"와 "φ"의 측정을 요구할 것이며, 이로부터 위치 "xeff"가 계산된다. 이 값은 속도를 추정하기 위한다음의 가장 최근 위치와 비교된다. "PID" 방법에서, 에러신호는 위치 에러의 가중합에 의해 정의되며, 이는 목표위치 "xtgt"에 대한 비례항 "xeff-xtgt" (목표가 닫힘에서의 소프트 랜딩에 대한 영 근처의 어딘가에서 영인 경우), 및 속도, 가장 최근의 위치 변화에 의해 주어지는 미분항이다. 그 결과 에러는 적분항, 또는 바이어스에 추가되면, 현재 론치에 대한 동적 적분이 아니라, 종전 소프트 또는 그렇게 소프트 하지 않은 랜딩을 갖는 경험에 기초한다. 결과적인 "PID" 합은 제어기의 내부 루프에 대한 목표인 플럭스 "φ"에 대한 목표를 설정한다. 따라서, 이러한 목표 플럭스의 제곱은 가속을 발생하는 실제 힘이다. 제어기는 힘을 직접 다루지는 않고, 외부 부하 힘을 극복하고 가속도를 발생시키는데 필요한 플럭스에 의해 간접적으로 다뤄진다. 안정한 시스템을 달성하기 위해서는, 내부 루프는 외부 루프내의 비례항 대 미분 항의 비에 의해 설정된 리드 시상수보다 훨씬 빨리 수렴하여야 한다. 1차 제어기를 이용하여 현재 측정된 "φ" 값으로부터 목표 "φ" 를 얻기 위해서, 플럭스의 변화속도는 현재 측정되는 플럭스와 목표 플럭스 간의 차로 곱해지는 계수로서 설정될 것이다. 이러한 변화속도는 식 51의 우변에서 첫번째 항에 나타난다. 전류 "I"는 그 직전에 측정되어, 식 51의 우변의 2번째 항에 대한 가변 승산기를 제공한다. 제어기에 의해 설정된 출력은 식 51의 좌변항 "Vext"이며, 이 출력은 단독으로 소프트 랜딩으로 수령하는 절차를 제어한다. 스위칭 레귤레이터 설정에서, "Vext" 값은, 전압 펄스를 포함하는 진입 제어기 기간에 대한 평균 전압이 "Vext"이 되도록, 단독 펄스의 폭으로 변환된다. 따라서, 내부 제어기 루프에 대한 시상수는 하나의 제어기 기간에 정확히 맞도록 설정되므로, 단일 펄스폭은 가장 최근의 값으로부터 계속 새로운 목표지의 플럭스로 진행한다. 계산된 펄스가 제어기 기간을 초과하면, 펄스는 전체 제어기 기간을 대부분 차지하도록 설정되어, 제어기는 플럭스의 최대 변화 속도를 검색하는 슬루(slew) 모드에 있게 될 것이다.
솔레노이드를 구동하는 스위칭 레귤레이터는 통상 솔레노이드가 닫힐 때 폭이 작되 되는 단극 펄스만을 제공한다. 이러한 레귤레이터가 크고 예측불가능한 부하 변동에 마주치게 되면, 음의 펄스를 "제동하여" 닫힘 임팩트를 방지하도록 할 것이다. 유도성으로 유지되는 코일 전류의 "재생 제동"에 대한 스위칭 방법은, 상술한 바와 같이, 다음에 보다 상세히 설명된다.
특정 애플리케이션 분야에서의 등식에 대한 상기 "PID" 제어기 접근법을 확장하면, PID 방법에 기초하여, 기간 tp에 미리설정되고 펄스가 발사되는 시점에서, 고정된 제어기 시구간 ㅿt인 경우를 생각하자. 스위칭 레귤레이터의 높은 상태의 출력 전압이 Vb이고 낮은 상태의 출력 전압이 대략 영이어서, 솔레노이드가 접지전압 별로 흐를 수 있게 하면, 인가된 외부 전압 Vext은 펄스 구간에 대하여 평균 전압으로서 기재될 수 있다.
52] Vext= Vh(tp/ㅿt)듀티 사이클 평균전압
펄스폭 변조로 식 51의 우변을 다시 기재하면, 제어기는 플럭스 변화를, ㅿφ, 검색하여 하나의 펄스 구간 ㅿt동안 목표까지 플럭스를 향상시킬 것이다. 이러한 시구간당 총 플럭스 변화는 식 51의 우변에서의 플럭스의 시간 미분으로 대체되는 반면에, 식 52의 우변은 식 51의 좌표로 대체된다.
53] Vh(tp/ㅿt) = n(ㅿΦ/ㅿt) + IㆍR
ㅿΦ에 대한 설명은 이하 상세히 기술된다. 제어기는 원하는 ㅿΦ를 제공하기 위해서 발사되는 펄스타임 기간 tp에 대하여 식 53의 해법을 요구한다.
54] tp= (nㆍㅿΦ+IㆍRㆍㅿt)/Vh
식 54의 우변이 괄호안에 있는 2개의 항은 볼트-초의 SI 단위를 가지며, 온 전압에 의해 나뉘어져 초 단위의 펄스 구간을 부여한다. 한 쌍의 전계 효과 트랜지스터(FET)의 경우에는, 공급전압과 접지 간의 솔레노이드 코일의 일단을 스위칭하면, 2개의 FET에 대한 온 저항이 유사하다고 가정하면, 권선 저항에 더하여, 총 저항 "R"의 일부로서 FET 온 저항을 포함하는데 적절하고, Vh을 스위칭 FET에 걸쳐 강하의 정정없이, 완전 공급 레인전압으로 설정한다.
ㅿΦ에 대한 값은, Φn측정에 의해 방금 통과한 시간 인덱스 "n"과 "PID" 제어 루프의 힘의 요건을 충전되는 바대로 판정되는 Φn+1에 대해서 플럭스의 가장 최근의 판정에 기인한다.
55] ㅿΦ= Φn+1- Φn
식 48에 나타낸 바와 같이, 자기갭이 영에 접근하는 경우, 힘은 자속의 제곱에 따라서 대략 변한다. 주어진 랜딩에 대하여 예측될 랜딩 또는 유지 힘이 최근 랜딩에서 요구되는 힘으로부터 추정되는 제어 시스템에 있어서, 제어기는 힘에 대한, 또는 실제, 유지 힘을 제공하도록 요구된 목표 플럭스 Φtgt에 대한 종점 값을 설정할 것이다. 이 목표 플럭스는 "PID" 루프의 적분 항이지만, 본 명세서에서는, 적분은 가장 최근의 랜딩에 기초하여, 가능하면, 2개 이상의 종전 랜딩으로부터의 외삽에 기초하여, 종전 랜딩 에러로부터의 합이다. 힘 반응의 제곱 법칙 속성 때문에, 주어진 플럭스 정정, ㅿΦ는, Φtgt의 크기에서의 보다 큰 바이어스에 대하여, 힘에서, 그리고 그에 따른 가속에서, 보다 큰 변화를 겪게 된다. 위치 "xeff"와 속도 "dxeff/dt"에 기초한 선형 제어 방법은 서로 다른 랜딩 힘에서 서로 다른 루프 이득을 달성하여, 결과적으로, 서로 다른 종점 플럭스 레벨을 달성한다. 루프 이득을 종점 힘에 독립적으로 하기 위해서는(타당한 경우), 시스템 루프이득은 예측된 Φtgt와 같이 역으로 변하도록 스케일 된다.
56] Φn+1= Φtgt+ (G/Φtgt)(xeff- xmin+τㆍdxeff/dt)
식 56에서, "G"는 루프 이득 계수이며, "τ"는 미분 제어기 항에 대한 위상 리드 시상수이다. 전체적인 제어기 방법은, 이는 펄스 구간이 적절한 플럭스와 힘을 발생시키기 위해서 설정되는 식 56으로부터의 결과를 식 55에 대입하고, 식 55의 결과를 식 54에 대입하여, 식 56의 반복적인 해답을 포함한다. xeff값은 측정 접근법(즉, 상술한 바와 같은 "1/L"의 미분 판정과 "Φ"의 적분판정을 이용하여)에 기초하여 이전의 등식으로부터 유도되고, 통상, xeff의 시간 미분은 가장 최근의 시간 구간에 대한 유한의 차이에서 유도된다. 또한, 보다 최근의 속도 파라미터를,식 38에서의 전류 파라미터와 플럭스의 변화율에 대한 속도의 관계를 점검하고 이들 파라미터와 비율에 기초하여 기울기 측정 및 계산에 대하여 설계함으로써 보다 최신의 속도 파라미터가 추론될 수 있다. 속도가 영에 접근함에 따라서, 이득 승산기 "G"의 에러항은 "xeff"가 목표 "xmin"에 접근함에 따라서 영에 다다른다. 이득을 "G" 대 예측 플럭스 크기의 비로서 표현함으로써, 비교적 일정한 이득이 힘과 가속도의 영역에서 달성될 수 있다. 팩터 "G"가 높이 높으면, 제어기는 측정과 힘의 반응간의 타임 지연에 기인하여, 즉 제어기 타임 기간 ㅿt의 일부 승산기 타임들, 및 전자기 시스템에서 가능한 고차의 시간 반응 지연 (예를 들어 스킨 효과에 기인하여) 불안정해질 수 있다. 식 56에서 나타낸 적응적으로 동적 이득을 변화시킴으로써, 설계자는 동작 환경의 범위에 대한 안정성을 확보하여 전체 동작 포락선에 걸쳐서 루프 이득의 한계를 늘릴 수 있다. 랜딩 힘이 상당하게 변화하지 않는 경우에는, 계수 "(G/Φtgt)"는 제어기 설계와의 타협없이 상수 계수에 의해 대체될 수 있다. 식 56의 이득과 위상 리드 계수는, 실제 내용에서는, 우수한 성능의 경험적 판정에 의해 설정될 수 있거나, 분석적인 고찰로부터 특정 제어시스템에 대하여 판정될 수 있다. 고속 수치 제산을 제공하지 않는 마이크로프로세서에서는, 비율 "G/Φtgt"은 솔레노이드 론치에 앞서서 계산되어 실시간 동적 제어동안 일정한 승산기로서 사용될 수 있다.
랜딩 포인트 에러에 있어서, "Φtgt"에 대하여 사용되는 추정치가 에러에 있으면, 다음 들 중의 하나이다.
1) 위치 변수 "xeff"는 랜딩 없이 속도가 영으로 안정화됨에 따라서 "xmin"을 초과할 것이다; 또는
2) 셔틀은 "dxeff/dt"에서의 돌연 감소 또는 바운스에 의해 나타내어지는 "범프"을 이용하여 랜딩할 것이다.
경우 1에서, "φn+1"의 연속값으로서, 상수 한계에 접근하면, 그 한계는 부하 힘을 균형시키는 데 실제 요구되는 플럭스를 가리키며, 이러한 경우, 플럭스의 최종 값은 새로운 목표 "Φtgt"으로 설정되어 종전 값을 초과할 것이다.
경우 2에서, "Φtgt"는 과대평가되었으며, 다음 랜딩에 대하여 1.0 보다 약간 적은 승산기에 의해 감소될 수 있다. 또한, "Φtgt"의 보다 우수한 추정치는 그 제어기가 임팩트 지점에서 값을 관찰하고 기록하는 경우에 계산될 수 있다. 이 계산은 트릭일 수 있으며, 특정 제어기 장치의 비선형성과 속성에 의존한다. 미숙한 랜딩이 발생하면, 제어기 판정 동적 플럭스 "Φn+1"는 식 42의 비선형 승산기(dxeff/dx)의 증가에 기인하여 감소하거나, 감속은 영을 향해 감소하여, 셔틀이 목표에 접근함에 따라 셔틀이 감소하기 때문에, 그에 따라서, 부하에 대한 셔틀을 유지하는데 힘이 필요하기 때문에 힘은 감소할 것이며, 또는 랜딩 접근법의 플럭스 변화는 부하 힘을 변경시킴으로써 중요하게 구동될 수 있다. 제어 루프에서 공명하려는 경향 또는 임의의 동적 오버슈트가 있으면, 이는 소프트 랜딩 목표의 판정을 더욱 복잡하게 한다. 실제적인 방법으로, 목표 플럭스이 일부 감소는, 셔틀이 범프를 이용하여 랜드하여 기계적 정지에서 유지되면, 호출될 것이다. 만약 기계적 정지에 모자란 최종 안정화를 갖는 동적 오버슈트에 기인하여 범핑이 발생하면, 이는, 이는 주요 댐핑 보다 낮게 설정되었을 때로서 제어 루프 파라미터에 문제가 있음을 의미하며, 가장 부드러울 수 있는 접근을 달성하기 위한 이득과 위상 리드에서의 조절을 요구한다.
실제적인 문제로서, 통상 소프트 랜딩에 대해서는 "천천히" 행한다. 터치다운에 접근하면, 듀티 사이클과 구동 회로는 매우 낮아지므로, 실제 기계적 접촉이 솔레노이드에서 달성되는지에 관계없이, 전력소모는 최소값에 가까워진다. 목표 랜딩 지점이 실제 기계적 닫힘에 모자라고 셔틀이 솔레노이드가 "에너지 공급된" 즉 "온" 상태의 기간동안에 동적으로 호버링되는 제어기 설계를 고찰하는 것이 타당하다. 호버링이 유지되면, 제어기는 효율적으로 시간 변동의 부하힘을 측정한다. 호버링 성능에 있어서, 제어기는 느리게 축적되는 적분 정정 대 에러를 포함하며, 이는 부하변동을 추적하여 제어기를 다음 론치에서 최근의 부하 힘 히스토리로 초기화되게 한다.
상술한 설명은 모두 제어기가 소프트 랜딩에 근접하는 것에 대하여 집중되었다. 론치에서, 식 54는 통상 시구간 ㅿt을 초과하는 펄스 구간 tp, 즉, 100%를 초과하는 듀티 사이클을 통상 나타낸다. 이러한 경우, 제어기는 슬루 모드에서 동작할 것이다. 제어가 톱니 파형에 전류 기울기로부터 또는 전압 천이 후의 공명 주파수로부터 인덕턴스 역수의 AC 판정에 기초하면, 시스템은 100% 보다 다소 적은듀티 사이클을 제공하도록 설정된 펄스 구간에서 슬루되어야 하므로, 인덕턴스의 역수를 동적으로 측정할 가능성과 전류에서는 발진이 있을 것이다. 제어가 자속의 적분 판정에 기초하면, 구동 증폭기는 제어기 방법이 최대값 이하의 펄스 구간에서 감소를 요구할 때 까지, 구동증폭기는 지속적으로 온될 수 있다. 론치 위상은 운동에너지와 유도성으로 저장된 에너지를 포함하여, 이러한 높은 축적 에너지를 설정하여서는 안되므로, 셔틀은 그 목표를 오버슈트할 것이다. 유도성 전류의 능동 "제동"이 과도한 유도성 에너지가 전원 공급으로 전하를 펌핑하게 하는 "재생 제동"을 포함하여 발생할 수 있다. 능동 제동을 이용하면, 보다 공격적인 론치는 시스템이 액추에이션 속도에 프리미엄을 둔다면, 오버슈트없이 가능하다. 에너지 보전의 관점에서, 구동 전압과 권선 저항이 셔틀에 대한 힘이 상당한 여유, 예를 들어 최소값에서 적어도 125%이고, 너무 크지 않은 여유, 예를 들어 최소값에서 800%를 넘지않을 만큼의 부하 힘을 극복하도록 설정되면, 총 에너지 분산은 최소 달성 가능 소모에 아주 근접할 것이다. 타당한 목표는, 프리로드에 대하여 불확실성이 큰 경우에 매우 높은 값을 갖는 설계로, 스프링 프리로드에 대하여 가속을 생성하기 위하여 최소값의 약 200%의 초기 자기 힘에 대한 것이다. 셔틀이 스프링과 평형을 개시하고 자기 갭이 닫힘에 따라 아주 대강의 가이드라인으로서 힘에서의 공격적인 증가을 마주치는 솔레노이드 경우에 있어서, 자기력이 부하 힘의 약 2배의 속도, 즉, 자기력이 론치 위상에서 부하 힘의 200%의 차수이어햐 하는 규칙상의 변동까지 초기에 램프 업한다. 만약 "타당하게" 설계되면, 제어기 방법의 세부사항은 에너지 성능에 중요하지 않다. 제어기는 타당한 가속으로 론치를 확립하여야하며, 랜딩 목표의 오버슈트를 방지하기에 충분할 정도로 일찍 전력을 차단하여야 한다. 상기 수학적으로 요약된 소프트 랜딩 방법은 론치 위상 또는 슬루 위상으로부터 착수되며, 설계의 관점에서 비교적 단순한 방법인, 목표로의 지수적 최종 접근법에 기초한다. 다른 방법은 거의 동일한 전반적 에너지 성능으로 비지수적 목표 접근경로를 제공하는 것이 가능하다.
근사 서보제어 방법
상술한 설명은, 위치 변수 "xeff"가 전류/플럭스 또는 d(전류)/d(시간)/d(플럭스)/d(시간)의 비, -후자의 비는 동적 인덕턴스의 역수에 비례함- 로서 판정되는 제어기에 관한 것이다. Jayawant(미국 특허 5,467244호)는 동작 지점 근방에서 선형 피팅에 의한 전류/플럭스의 비를 근사시키기 위한 시스템을 개시한다. Jayawant(미국특허 제5,467,244호)는 동작지점 근방에서 선형피팅에 의해 전류/플럭스의 비를 근사시키는 시스템을 교시한다. A는 A0에 접근하고 B는 B0에 접근하는 변수 A와 B의 비 A/B를 고려하자. A=A0과 B=B0 근처에서의 변수 A와 B의 테일러 시리즈 전개의 영차 및 선형항으로부터, A와 B가 A0과 BO 근방에서 선형 비 근사:
57] A/BA0/B0 + (A-A0)/B0-(B-B0)(A0/B0^2) 를 획득한다.
힘은 솔레노이드에 대하여 제곱법칙을 준수하기 때문에, 다음 선형 근사(테일러 전개로부터)는 알려진 동작지점 근방 -상수 A0 근방의 A에 대하여- 에서는 유용하여, Jayawant에 의해 개발되었다
58] A2 A02+2(A-A0)A0
2개의 식 모두, 섭동 차이 A-A0과 B-B0은 고정 계수에 의해 곱해진다. 동작 지점이 미리 정해지면, Jayawant에 의해 기재된 문헌에서와 같이, 그 동작지점으로부터 작은 섭동을 갖는 자기 공주부양에 있어서는, 선형 회로는 상기 지수 및 비율 근사을 구현하는데 사용될 수 있다. 그러나, 연속적인 부상에서는, 자속 Φ이 유도 전압의 시간적분 -특히, 그 적분은 시간에 대하여 드리프트함- 으로서 판정되는 비율 I/Φ을 사용하는 Jayawant 접근법를 이용하면 문제점이 있다. 전류 변화 대 플럭스 변화의 AC 판정은 Jayawant 접근법에 의해 구현하는데 부적합하여, 고주파 반송파와 크기 탐지를 이용을 요구하는 것이다. 더욱이, 실제 솔레노이드를 이용하면, 금속 솔레노이드 물질에서 유도되는 AC 와전류는 측정된 인덕턴스가 1/L이 위치 X를 나타내는 이상적인 관계로부터 실질적으로 이탈하게 함으로 Jayawant에 의해 이용된 바와 같이 나타낸다. 여기서 제공되는 다른 접근법은, I와 Φ의 미분 대신 이를 직접 이용하여, 측정된 위치 전체를 베이스 제어하는 것이 아니라 단기간의 측정된 힘과 장기간의 평균 액추에이션 전압 전류를 베이스 제어하는 것이다.
만약 솔레노이드가 전자기력에서 불안정화 경향 뿐만 아니라 기계적 스프링을 안정화시키면, 유도 전압의 적분에 의해 판정된 바와 같이, 일정 자속 φ에 대하여 서보 제어를 행함으로써 전자기 불안정성을 거의 감소시킬 수 있다. 단기간에서, 솔레노이드 구동전압은 목표 플럭스 값으로부터 플럭스의 이탈에 의해 제어되며, 이는 원하는 최종 위치에서 기계적 스프링 힘에 평행인 자기 힘에 대응한다. 이 위치를 유지하기 위해서, 특정 코일 전류가 요구될 것이며, 목표값으로부터 서보 제어된 코일 전류의 장기간 이탈은 자속의 적분 추정치가 드리프트함을 표시하는 것으로서 취급된다. 이러한 드리프트는 플럭스 적분기(또는 제어기의 디지털 구현예 내의 디지털 적분기)와 실제 구동 권선 전류 또는 전압과 원하는 위치에 관련된 목표 전류 또는 전압 간의 차를 나타내는 에러 신호를 플럭스에 합산함으로써 제거된다. 따라서, 장기간에서는, 제어기는 전류 또는 전압으로 목표에 안정시키며, 이는 동일한 제어기가 전류를 제어하여 단기간 자속을 안정화할 때에만 동작한다. 그 위치측정은 이 설명에서는 없음을 인식하자. 만약 영의 속도의 자속이 목표 상에 있거나, 플럭스를 안정화하는데 필요한 장기간 평균 전류가 목표상에 있으면, 위치는 시스템의 지식에 기초하여 간섭에 의해 목표에 있게 된다. 하이브리드 접근에서는, 단기 서보 제어는 Jayawant의 선형 비율 근사에서와 마찬가지로, 전류와 플럭스의 선형 조합에 기초하며, 장기간 제어에서는 평균 전류 또는 코일에 인가된 평균 전압에 기초하여, 순서대로, 스위칭 레귤레이터의 내용에서, 영에서 주어진 공급 전압 까지의 평균 펄스 듀티 사이클로부터 추정될 수 있다. 이 접근의 구현예는 본 발명의 일 구현예에서 설명될 것이다.
Jayawant의 제어기는 선형 전력 증폭기를 채용하여 구동 코일을 액추에이트하며, 필요없는 실제 전력을 소모하는 접근법이다. 스위칭 또는 클래스 D 증폭기는 효율성 향상을 부여할 수 있지만, 제어기 회로에 도입된 AC 신호는 취급되어야 한다. 그 상황을 이용하여, 후술하는 구현예는, 측정된 에러에 응답하여 불연속적으로 출력을 스위칭함으로써 작은 에러 내에서 원하는 온도를 유지하는 자동온도조절장치와 유사하게, 피드백 루프를 불안정하고 발진하도록 의도적으로 설계된다. 이러한 발진 제어루프 접근은 가변 전압과 전류에서 일정 전압에서의 DC 전력으로부터 코일 전력으로 에너지 보전 변환을 생기계 한다. 발진 제어 루프에서, AC 신호 정보는 서보 제어를 이롭게 하여 사용될 수 있다. 이러한 정보의 한 사용예는 Jayawant에 의해 채용된 사용과 대응되며, Jayawant는 기지의 AC 전압크기를 고주파에서의 코일에 인가하고, 인덕턴스의 역수와 유효 자기갭의 측정으로서 결과적인 AC 전류를 판독한다. 이러한 접근은, 전류 기울기에서의 발진 변화, 양 ㅿ(dI/dt)의 차분 미분비의 분자로서 "본 발명의 목적"에서 기재되었다. 이에 반해, 본 발명은 부가적인 발진기 없이, 솔레노이드에 전력공급에 관련되는 매우 강인한 신호로부터 이 양을 유도한다. 여기서 교시되는 효율적인 스위칭 레귤레이터 환경에서는, 일정하게 변화하는 주파수과 듀티 사이클에서의 스위칭 잡음은 Jayawant에서 교시되는 바와 같은 작은 캐리어를 마스크할 것이지만, 새로운 내용에서는, 스위칭 잡음 자체는 위치 표시 신호로서 이해될 것이다. 도시된 바와 같이, 센싱 코일에서 유도된 스위칭 잡음의 일방향 정류는 크고 강인한 신호로부터의 솔레노이드 전류를, 그 전압차 신호가 가장 단순한 구동기 형상에서는 큰 공통모드 전압 스윙에 대하여 판독되어야 하는 전류 센싱 저항으로부터의 전류정보의 추출에 의존하지 않고, 추론하는데 사용될 수 있다.
바람직한 실시예의 상세한 설명
론치 제어 방법
이상, 그 출력이 감소하는 지수 포락선 내에서 단순 지수 감소와 공명을 포함하여, 에러의 지수적 감소를 대략 확립하는 선형 서보 제어의 달성에 대하여 설명하였다. 실제 솔레노이드 제어기는, 선형 동작영역의 경계와, 그 결과, 선형 제어 방법의 이용가능 범위를 설정하는 내장 슬루 레이트 한계를 가진다. 통상, 솔레노이드 구동기 증폭기는 솔레노이드 전류가 증가되거나 감소될 수 있는 최대 비를 설정하는 전압 출력 한계 사이에서 동작한다. 가장 흔한 2 상태의 출력 제어기에서, "온" 출력 상태는 최대를 향하여 전류를 구동하는 반면에, "오프" 출력상태는 트랜지스터를 통하여 솔레노이드 권선을 단락시키기 때문에, 전류가 저항 및 자기갭의 변화에 수동 응답하여 변화, 궁극적으로 감소할 수 있게 한다. 솔레노이드 셔틀에 의해 획득되는 모멘텀은 기계와 전자기의 2개의 카테고리에 해당하게 된다. 그 기계적 모멘텀은 솔레노이드 셔틀의 관성과 그의 결합된 부하에 관련된다. "전자기 모멘텀"은 솔레노이드 자계의 자연적인 영구성이다. 제어기는 솔레노이드 구동 권선에서 전류의 흐름을 거스르는 구동 출력 상태를 제공하면 전자기 모멘텀의 제동을 제공하도록 설계될 수 있다. 스위칭 제어기는 오프 상태에서 흐름이 느리게 되는 것보다 빨리 온 상태동안 확립된 전류의 흐름을 늦추는 "제동"의 출력상태를 제공한다. 2개의 트랜지스터, 즉, 공급 전압에 출력을 결합하는 하나의 트랜지스터와 출력을 접지전압에 결합하는 다른 트랜지스터, 출력 단계에서 "제동" 상태를 제공하는 효과적인 방법은, 출력을 3개의 상태, 즉, 두 트랜지스터를 모두 오프하고, DC 공급전압으로부터의 접지 전압의 외측 상에 유도성으로 생성된 전압 스윙(즉, 양의 공급에 대한 음의 스윙 또는 음의 공급에 대한 양의 스윙)을 제한하기 위해서 출력과 접지 사이의 지너 클램프 다이오드를 제공하는 것이다. 전기공학자들에게 친숙한, 보다 복잡한 "H" 구동 출력환경은 쌍극 쌍 쓰로우 스위치와 유사하게 동작하여 솔레노이드 리드 결합을 역전시키고 솔레노이드의 유도성 전류 "모멘텀"을 상술한 "재생 제동" 모드에서 단일 공급 레일로 전류를 펌프 백할 수 있게 하는 것이다. 재생 제동은 전자기 "모멘텀"을 빨리 감소시킬 뿐이며, 전자기 구동힘을 제거하지만 역전시키지는 않음을 주목하자. 이는 영구자석에 기초하지 않은 솔레노이드 내의 전자기 힘이 속성상 단극의, 식 42에서 나타낸 바와 같이 제곱 법칙 현상이며, 이는 단지 제어된 항이 제곱법칙 항 "φ2"인 것이다. 식 42의 가변 승산기 항 "dxeff/dx"는 단지 위치 "xeff"의 함수이며, 제어기에 의해 변경 또는 반전될 수 없다. 따라서, 전기 제동을 이용한 경우에서도, 자기 갭의 닫힘을 향하는 기계적 모멘텀을 제동하는 신속한 방법은 없다. 따라서, 갭 닫힘을 향하여 과도한 모멘텀을 설정하면, 기계적 슬루 제한과 오버슈트에 불가피하게 직면하게 된다. 완전 열림에서 소프트 랜딩을 제공함에 있어서, 유한 공급 레일 전압에 의해 부과된 슬루 레이트는 기계 스프링에 의해 구동된 셔틀의 전자기 제동에 상한을 의미한다. 또한, 이러한 상황은 과도한 모멘텀이 완전 열림 한계정지를 향하여 설정된 경우에는, 오버슈트와 임팩트는 불가피하다.
모멘텀의 방향이 규정되는 경우, 즉, 완전 열림 또는 완전 닫힘을 향하면, 모멘텀이 아닌 에너지에 대하여 슬루 다이내믹스를 분석하는 것이 유용하다. 기계적 "모멘텀"과 전자기적 "모멘텀"의 정의가 다른 반면, 에너지는 통상 기계와 전자기 분야에서 모두 동일한 단위(예를 들어, S.I. 단위에서 줄)로 공통으로 규정되며, 이는 기계적 항과 전자기적 항을 결합하여, 솔레노이드의 총 에너지를 의미한다. 솔레노이드 셔틀이 기계적 스프링에 의해 열리도록 밀려나는 경우의 영의 속도를 갖는 완전 닫힘에서, 솔레노이드 어셈블리의 총에너지는 스프링의 포텐셜 에너지이다. 임의의 비선형 스프링 또는 질량, 비선형 스프링, 및 비선형 댐퍼를 포함하는 복잡한 기계적 부하에 대하여 분석이 가능하면, 여기서 반복되는 식 36에 기재된 단일 집중 질량 및 선형 스프링의 유용한 예와 통상의 것으로 제한 할 것이다.
36] d2x/dt2= (F + K1(x1-x))/M여기서 반복되는 가속도식
검토하면, 기계적 스프링 레이트는 "K1"이며, "xI"은 완전히 완화된 스프링의 좌표를 나타낸다. 이 시스템에 대하여 완전 열림 기계적 정지는, x=xopen에 의해 정의되어, 스프링 프리로드를 갖는 시스템에서 x=0 및 x=xI사이에 놓일 것이다. 식 36은, 영과 xi사이의 범위에서, 즉, 완전 닫힘 또는 완전 열림을 정의하는 기계적 정지들 사이에서, 유효하다. 이 시스템의 기계적 포텐셜 에너지는 하한과 상한 사이에서 변화한다.
59] Ep,max= ½KIㆍxI 2 최대 포텐셜 에너지
60] Ep,min= ½KIㆍ(xI- xopen)2 최소 포텐셜 에너지
가장 단순한 제어 상황에서, 식 36, 59, 및 60의 모든 상수는 미리 알려지며, 특정 솔레노이드에 대한 제어 방법으로 통합될 수 있다. 관심있는 상황에서, 솔레노이드의 기계적 부하의 하나 이상의 특성는 솔레노이드 론치 시점에서 알려지지 않을 것이다. 여기서 후술하는 실제 솔레노이드 애플리케이션에서는, 유효 총 질량 "M"과 스프링 상수 "K1"이 변하지 않지만, 론치 시의 조건은 변화한다. 구체적으로는, 솔레노이드는 밸브를 통해 유체를 모으는 짧은 스트로크 피스톤(후술하며, 슬라이딩 유체 봉인보다 모델링된 플라스틱 "리빙 힌지" 또는 롤링 봉인을 사용) 끌어당겨서, 론치 시간 전에는 닫힘을 유지한다. 론치시에는 닫힌 밸브가 알려지지 않는 하부 유체의 압력은, 시스템 상의 힘 프리로드 및 그 결과 를 인식하지 않게 되어, xI의 평형값에 해당하게 된다. 솔레노이드가 에너지 공급되어 움직이기 시작하면, 특히, 그 움직임이 개방 밸브를 통한 소스 유압에 연결될 때에는, 셔틀의 가속도는 유효 프리로드의 표시이다. 론치에서 일찍 취해진 측정의 분석은 궤도의 최소점에서 특정 목적값 "xtgt"을 향하여 궤도를 생성하는데 필요한 론치 펄스 구간의 판정을 이끈다. 식 60에서 "xopen"인 "x"의 시작값은 피스톤의 하부에 초기 유체체적에 따라서 변화할 것이다. 또한, "xtgt"의 값은 피스톤 하부의 원하는 최종 유체 제적에 따라서 변화할 것이다. 최종 채움(fill)에서, xtgt=0, 즉, 솔레노이드가 최대 자기 닫힘에 도달하지만, 통상의 동작에서, 최종 체적이 최대 채움 미만보다 적은 것으로서 목표된다. 이 솔레노이드 제어 내용에서, 목표 "x"에 서보 제어된 수렴 또는 "소프트 랜딩"을 사용하지는 않는다. 일 구성에서, 수동 유체점검 밸브는, 론치 타임까지 그리고 셔틀이 최대 닫힘 위치를 통과한 후에 다시 열리게끔 다시 떨어지기 시작할 때, 유체와 자기 셔틀 모두의 움직임을 멈추게 한다. 다른 구성에서, 능동 솔레노이드 밸브는, 의료용 주입 및 산업용 애플리케이션에서, 유체의 정확한 분배를 위한 경우에 있서서, 밸브를 점검하지만 보다 유연한 제어를 가능하게 하는 유사한 기능을 이행한다. 기재된 내용에서는, 전반적인 솔레노이드 서보 제어는 소프트 랜딩 제어의 필요없이, 가변 동작환경하에서 규정된 목표를 달성하기 위한 론치제어로 이루어진다.
이러한 펌핑 애플리케이션의 요건을 충족시키는 제어기 설계와 방법은, 예를 들어, 솔레노이드의 완전 열림 개시 위치가 고정되지만, 특정 "xtgt"까지 솔레노이드 닫힘에 저항하는 스프링 바이어스는 솔레노이드가 그 완전 열림의 정지로부터 들어올려질 때까지 알려지지 않는 경우에는, 보다 제한된 내용에서 이용가능하다. 통상의 애플리케이션은, 일단 오버슈트에 대한 원하지 않은 선제조건이 론치 방법에 의해 방치되었으면, 솔레노이드 궤도의 최종 부분을 차지하는 소프트 랜딩 방법과 결합되어 적응형 론치 방법을 요구할 것이다. 후술할 비선형 적응 론치 방법은 목표에 최소시간 궤도를 부여할 수 있다. 별개의 론치제어 없이, 위상 리드 시상수 "τ"(식 56)가 너무 많은 에너지가 주입되기 전에 시스템을 슬루으로부터 나오게 하기에 충분히 크기만 한다면, 론치로부터 상향으로 선형 "소프트 랜딩" 방법을 사용할 것이다. 최대 속도를 달성하기 위해서, "τ" 값은 미리 알려질 수 없는 론치 조건에 따라서 변하여야 할 것이다. 그러나, 최대속도는 종종 실용적으로는 중요하지 않다.
상술한 유체 펌프 애플리케이션에서 보다 중요한 것은 마이크로프로세서를 다른 태스크를 위해 솔레노이드 제어 태스크가 양보하지 않도록 하는 것이다. 특히, 후술할 능동 밸프 펌드 구현예는 3개의 제어된 솔레노이드를 포함하는데, 피스톤 펌핑용으로 하나, 밸브 액추에이션 용으로 2개이다. 경제적이기 위해서, 모든 3개의 밸브는 단일 마이크로프로세서 제어기로부터 동작되어질 수 있다. 피스톤 솔레노이드는 우선 에너지 공급되어, 완전히 온되며, 그 후, 센싱권선으로부터 규칙적인 시계열이 자속의 변화비 "dφ/dt"에 비례하는 값을 제공한다. 이들 규칙적인 샘플의 총 런닝은 현재 플럭스를 부여한다. "dφ/dt" 샘플의 샘플링과합으로 인터리브되어, 마이크로프로세서는 입구 유체 벨브 솔레노이드를 제어하여 소프트 랜딩으로 완전 열림에 도달하게 하고, 예를 들어, 소정의 유지 듀티 사이클에서, 낮은 계산의 유지 모들로 스위칭한다. 그 후, 제어기는 피스톤 솔레노이드에 대한 관심을 규정된 "xtgt"의 달성을 위하여 컷오프 타임을 판정한다. 일단 그 컷오프 타일이 도달되어 피스톤 솔레노이드가 닫히면, 제어기는 발사 궤도 구간이 경과된 후에 입구 밸브를 닫게 하는 것을 대기한다. 이 지점에서, 펌프 체적은 캡쳐되며, 입구 뱁부 및 피스톤에 대한 솔레노이드에 관련하는 계산 작업이 행해진다. 따라서, 마이크로프로세서는 출구 밸브의 펄싱 작업에 대하여 집중하여 피스톤에 의해 끌어당겨진 유체를 분배한다.
상술한 방법 개발 작업을 요약하면, 미리 정해지지만, 셔틀 속도기 영을 향하는 경우인, "xtgt"에서 "x"의 가변 최소값을 갖는 것을 적응형으로 목표하며, 그의 물리적 위치가 xopen에서 완전 열림 기계적 정지 아래(즉, 스프링은 완전 열림 정지에 대하여 셔틀을 프리로드함)인, 초기에 알려지지 않은 유효 스프링 균형 값 "xI"으로 론치를 개시하는 론치 제어기를 탐색한다. "xtgt"의 값은, 솔레노이드 셔틀이 완전 닫힘 근처에서, 가능하게는, 소형 범프에서 정지하며, 몇몇 적절한 크기의 개루프 전력펄스를 이용하여, 제1 또는 가능하게는 제2 소형 범프로, 완전 닫힘으로 끌어당겨진다.
후술하는 특정 절차는 실제 상황에서 발생하는 다르지만 관련된 제어 문제들을 접근법을 제공한다. 알려지지 않은 조건 하에서의 제어에 대한 일반화된 수학적 처리는 실제 시스템에서는 다를 수 있는 다수의 방식을 부여되어, 접근하기에는 상당히 다르게 된다. 이하의 분석은, 후술하는 일반식으로부터 비교적 신속하게 뒤따르며, 특정 애플리케이션에 대하여 적접한 제어 방법에 대한 일반식으로부터 다수의 변형 경로중의 하나를 나타낸다. 주어진 예에 있어서, 제어 공학에 있어서의 당업자는, 그리고 여기서 상세하게 제공되는 분석 형태를 교육받은 이들은, 특정 애플리케이션에 대하여 정리된 제어기 설계 및/또는 제어 방법을 제시할 수 있으며, 이들은 여기서 개시된 발명의 범주 내에 포함된다.
식 60에서의 "xopen"이 제어기 또는 제어 알고리즘에 초기에 알려져 있지 않은 경우에는, 이 값은 솔레노이드 움직임을 거의 야기하지 않으며 에너지를 거의소비하지 않는 낮은 레벨의 전력 펄스로 측정될 수 있다. 영의 전류와 영의 플럭스에서 개시하여, 고정 기간 전압 펄스가 인가된다. 센싱 권선 판독은 규칙적인 기간에서 행해지며, 레지스터에 합산되어 총 자속 "φ"에 비례하는 적분변수를 제공한다. 다르게는, 별도의 센싱 권선이 제공되지 않는 경우, 전류 "I"가 측정되어 "IㆍR"이 계산되고, 권선에 걸치 전압강하는 권선에 인가된 전압으로부터 감산되어 구동 코일에서 유도전압을 추론하며, 이는 다시 플럭스 "φ"의 런닝 추정치를 제공하기 위해서 다수의 샘플에 대하여 적분된다. 이 펄스의 종점 근처에서는, 아마도 펄스 종단의 전후에 모두, 구동 권선을 통과하여 흐르는 전류 "I"은 플럭스 "φ"에 의해 나뉘어져 식 38에서의 "xeff"를 계산한다. 나타낸 바와 같이, "xeff"는 식 40을 사용하여 구동 전압을 다르게 하는 전류 기울기로부터 판정될 수 있으며, 전압 기울기로부터 인덕턴스의 역수 "1/L"를 추론한다. 단일 펄스에 있어서, 전류 기울기로부터 "1/L"을 계산하고 전기 저항의 효과에 대하여 정정하는 것은 누적 전류와 저항 정정된 코일로부터 플럭스 "φ"를 계산하는 것에 상당한다. 플럭스와 인덕턴스의 역수의 다른 후의 전압 펄스 동안, 단지 "xeff"의 재판정이 행해진다. 따라서, 획득된 이 위치 파라미터는, 예를 들어, "xeff"으로부터 "x=xopen"에 대하여 풀기 위해서 식 20의 근사 커브 피팅의 반전에 의해, "xopen"을 계산하는데 사용된다. 이 판정을 행하는데 사용되는 펄스폭은 솔레노이드 프리로드 힘을 극복하지 못해서 움직임이 없을 정도로 작게 선택된다. 편의상, 전류와 플럭스는 론치 펄스 아래에서 실질적으로 영이 되도록 안정화될 수 있다.
다른 접근에 의하면, "xeff"의 초기 또는 개구 밸부는 솔레노이드 코일을 가로지르는 커패시터를 결합함으로써 판정되어, 공진 주파수 또는 주기를 측정하고 인덕턴스 L 또는 그 역인 1/L을 계산한다. 본 발명의 제1 실시형태는, 비록 론치 제어장치라기 보다 서보메커니즘이지만, 갭 판정을 위해 "핑" 회로를 포함한다.
제어기에서 "xopen"를 판정하는 것은 구동 솔레노이드에 전압 펄스를 개시하는 것이다. 전류는, 자기력이 스프링 프리로드를 극복하여 셔틀 움직임을 개시하기에 충분할 때까지, 인덕턴스에 의해 제한되는 비율로 램프업할 것이다. 셔틀 움직임이 시작하기 전에, 이론에 의하면, 전류 "I"는 "xopen"을 판정하기 위해서 이미 측정된 비율에서 플럭스 "φ"에 비례하여 증가한다. 경험적인 측정은 페라이트 솔레노이드 성분을 이용하면, 이러한 선형비가 우수한 정확성을 가지면 측정에서 관측됨을 나타내었다. 자기 갭이 닫힘을 개시하자마자, 비율 "I/φ"는 감소하기 시작한다. 만약 여기(excitation)가 연속적인 펄스가 아니고 높은 듀티 사이클에서의 펄스 트레인이라면, 전류 리플은 인덕턴스 역수 "1/L"를 판정하기 위해 측정될 수 있으므로, 이러한 자기 갭의 측정은 또한 자기력이 프리로드 힘의 임계치를 초과하고 갭이 축소되기 시작할 때까지 일정하게 유지된다. 임계치는 셔틀 움직임의 탐지에 대하여 설정되며, 특히, "xeff"가 선형화된 거리 파라미터 "xopen"에 대응하는 값 이하로 "ε"만큼 부분적으로 감소된다. "I"의 반복된 측정과 적분된 "φ"에 있어서, 이 감소는 식 38로부터 유도되는 식 61의 임계치 부등식에 의해 표현된다
61] 1 < (1-ε)(Iopen/φopen)(φ) 움직임 탐지에 대한 전류/플럭스 임계치 등식
"Iopen"과 "φopen"에 대한 값들은 "xopen"을 계산하기 위해서 프리 론치 펄스 테스트에서 사용되는 수치들이며, 식 61의 기준 (Iopen/φopen)비는 미리 계산되어, 고속 반복 계산동안 임계치 교차를 탐지하기 위한 상수로서 나타낸다. 반복되는 나눗셈 계산을 피하기 위해서는, 식 38의 시간에 따라 변하는 플럭스 분모 "φ"는 승산되어 식 61의 형태를 산출하여, 반복적인 나눗셈 계산이 없어진다.
론치 온 펄스는 짧은 오프 러스에 의해 인터럽트되어 코일의 변화하는 AC 임피던스를 드러내면, 식 60의 AC 등가는 식 39에서 유도되고 식 62에 표현된다.
62] ㅿ(dI/dt) <(1-ε)(ㅿ(dI/dt)open)움직임 탐지에 대한 전류 기울기 임계치 등식.
식 39로부터 식 62를 얻을 때, 분모 전압 변화 ㅿV는 상수로 가정되며, 예를 들어, 전류의 재순환 다이오드의 순방향 강하에 있어서, 정정을 갖는 전원 공급전압이 주요한 것이다. 전류기울기의 변화는 구동기 트랜지스터, 예를 들어, 도 5의 트랜지스터(509) 회로의 스위칭 천이에 관련되며, 이는 후에 다룬다. 식 62의 우변에 있는 상수 "ㅿ(dI/dt)open" 는 프리 론치 전류 기울기에서 사용되는 값이며, "xopen"을 정의한다. 분모 구간 "dt"를 고정시킴으로써, 전류기울기의 변화는 3개의 동등하게 이격된 전류 샘플들 중에서 단순 한 2번째의 차이로 변환된다. 따라서, 식 62의 좌변은 샘플 중의 두번째 차이가 되는 반면에, 우변은 상수이다.
"ε"에 대한 임계치 값은 실제값, 예를 들어, ε=0.05의 낮은 값으로 설정될 수 있어, 회로 잡음, 양자화 에러, 및 산수 에러의 조합은 잘못된 트리거를 야기하지 않을 것이다. 론치 펄스의 개시에서 주어진 "ε"에 관련된 움직임 임계치의 통과로의 시간 지연은, 식 61 또는 식 62를 충족시키는 제1 측정에 의해 판정되는 바와 같이, 단순히 tε으로 정해진다.
tε에서의 트리거링 이벤트로부터 힘 균형 임계치가 교차되는 추정된 전류로의 역으로 외삽을 하면, 프리로드 힘이 양자와 될 수 있으면, 이로부터, 전기 입력의 함수로서 셔틀 궤도를 판정하는 모든 분석 파라미터를 정의한다. 그러나, 솔레노이드를 궤도 상에 x= xtgt에서 원하는 최대 닫힘까지 론칭하는 작업에 있어서, 분석적 해법은 매우 성가시며, 경험적으로 유도된 함수는 론치 제어에 대하여 매우 충분하다. 제시된 내용에서, 이 함수는 3개의 독립변수를 갖는다.
xopen론치 시작 지점, 식 38 또는 식 40 그리고 식 20a와 프리론치 펄스에 의해 측정됨
xtgt목표 종점. 궤도 종단에서 테스트 펄스에 의해 측정가능
tε완전 궤도의 지정된 부분으로의 움직임에 대한 론치 가속시간
이들 3개의 독립변수에 기초하여, 궤도가 목표에 도달할 수 있게 하는 론치 펄스 구간, tp을 구한다.
63] tp= tp(xopen, xtgt, tε)펄스 구간 함수의 독립변수를 정의
이러한 tp폭의 속성은, 그 자기 닫힘 힘이 움직임을 개시하기 전에 기계적 프리로드 힘을 초과하여야 하는 솔레노이드의 론치에 관련된 파형을 나타내는 도 1을 참조하면 보다 잘 이해된다. 트레이스(110)의 시작점인, 트레이스 군의 좌측 에지이고 시간=0 까지는 코일 구동전압 Vd이며, 이 지점에서 포인트 Vd는 115까지 연장하는 펄스 구간에 대하여 하이이며, 115에서 트레이스 110은 로우 상태로 복귀하여 구동 펄스 구간이 종료한다. 전류 I는, 트레이스 120에서 좌측 끝에서 상승하기 시작하여, I의 제곱에 따라서 변화하는 힘의 증가를 야기한다. 이 힘이 기계적 프리로드를 초과하면,으로 라벨되는 -여기서 문자 위의 점은 시간 미분을 의미- 속도 트레이스(130), dX/dt는 영에서부터 음의 편위(excursion)를 개시하며, 이는 갭 X가 점점 작아짐을 의미한다. 트레이스(140)는 dX/dt의 적분, 즉 갭 X를 나타낸다. 트레이스(150)은 유도전압(Vi)를 나타내며, 이 유도전압은 구동 권선에서 전류(I)의 증가비를 제한하는 효과를 가지며, 또한 구동 권선과 함께 센싱 권선이 감긴 동축에서 다른 신호없이 자유로이 탐지될 수 있다. 전류가 좌측 에지에서 영이면, Vi는 초기에 공급전압과 동일하다. 비록 센싱 전압은 센싱 권선 감김수 대 구동 권선 감김수의 비로 승산되지만, 기본적으로 동일한 Vi 신호가 센싱 권선으로부터 획득될 수 있다. 움직임을 개시하여 dX/dt가 영을 출발하기 전에, 전류(I)는 트레이스(120)를 따라 오믹 저항성 전압이 공급전압과 균형되는 점근선을 향하여 상향 지수 감쇠하게 되는 반면, Vi는 트레이스(150)을 따라 영의 점근선을 따라 하향의 지수 감쇠를 따른다. 솔레노이드 셔틀이 기계적 정지에서 벗어날때, 또는 후술하는 바와 같이, 솔레노이드 구동된 피스톤의 끌어당김이 소스 압력 이하로 유체 챔버 내의 압력을 감소시킬 때, 움직임을 개시하여 일방향 점검 밸브를 열리게 한다. 그 결과 유체 흐름은 피스톤과 솔레노이드 셔틀이 움직일 수 있게 한다. 영을 향한 갭 X의 닫힘은 전류(I)의 상향 기울기를 감소시킨 후 반전시키면, 트레이스(120)가 초기에 따르던 지수 함수 밑으로 떨어지게 된다. 전류 증가가 멈춤에 따라, 트레이스(150) 상에서의 유도전압 (Vi)의 감소도 정지된다. Vd 천이(115)의 시점인, 이들 영의 기울기 지점을 약간 넘어서면, 인가된 코일 전압이 제거되어 구동코일이 단락되므로, 전류가 인덕턴스에 의해 유지되는 바대로 계속 흐르게 된다. 유도 전압은 양의 값(공급전압-IㆍR)에서 음의 값으로의 (-IㆍR) 하향 단계로 진행하며, 이 지점에서부터 트레이스(150)는 영의 점근선을 향하여 상향 감쇠한다. 전류는 저항성 전압과 자기 갭 닫힘의 조합에 의해 영을 향하게 구동되어, 갭이 작아짐에 따라서 전류의 판정에 있어서 저항보다 갭의 닫힘이 보다 지배적이게 된다. 트레이스(140)와 갭 X가 최소값에 도달하여 dX/dt가 영에 도달하면, 유체 점검 밸브가 닫히어, 역류와 그에 따른 갭 X의 증가를 방지한다. Vd에 대한 펄스폭의 정정 조절을 통하여, 갭 X의 최종값은 그 시작값의 10%로 감소한다. 본 명세서의 설명은 이러한 90%의 갭 감소가 발생하는 펄스폭 tp의 판정에 집중한다.
펄스 구간이 약 3% 만큼 증가되면, 잔류한 10%의 갭은 0%로 감소될 것이다. 도 2는 펄스 구간을 5% 증가한 결과를 도시하며, 215에서의 트레이스(210)의 오프 천이시간이 도 1의 115보다 5% 지연된다.으로 라벨된 dX/dt는 트레이스(230)을따라 트레이스(130)의 경우보다 더 음의 값으로 진행하며, 트레이스(240)을 따르는 X는 245에서 임팩트 지점을 의미하는 영에 도달한다. 이 때, dX/dt 트레이스(230)는 235에서 영으로 도달하여, 솔레노이드 셔틀이 급정지를 하도록 한다. 이들 트레이스를 생성하는 시뮬레이션 프로그램은 X의 리바운드를 완전히 방지하는 이상화된 유체 점검 밸브를 포함하는 반면에, 상당한 경험의 일련의 트레이스는 리바운드와 그에 따른 안정화 바운스의 영향을 나타낸다. 갭 X가 245에서 제로에서 정지되면, 전류(I)는 트레이스(220)를 따라 225에서 거의 제로로 된다. 유도전압(Vi)은 트레이스(250)를 따라 X가 영에 도달할 때 거의 영에 도달하게 된다.
도 3은 트레이스(115)의 베이스라인 천이에 비해, 5%감소된 트레이스(310)의 펄스 구간에서 천이(315)하는 결과를 나타낸다. 트레이스(340)에 따른 갭 X의 감소는 보다 일직 실질적으로 보다 높은 종점에서 종료되며, 여기서 움직임은 점검 밸브 닫힘에 의해 종료된다.으로 라벨된 dX/dt를 나타내는 트레이스(330)는 음의 피크를 보인 후에 영으로 복귀하는 반면에, 전류(I)를 나타내는 트레이스(320)는, 트레이스(330)가 영으로 복귀로 나타낸 바대로, X의 움직임이 정지된 후에도, 계속 감쇠한다. 유도전압 Vi를 나타내는 트레이스(350)는 셔틀 움직임이 멈추는 지점 이전부터 그 뒤까지 연장하여 영을 향하는 유사한 감쇠를 보인다. 전류 감쇠 트레이스들(120,320)을 비교하면, 트레이스(320)에 대한 감쇠 시상수는 트레이스(120)에 대한 것보다 짧다(보다 빠른 안정화을 부여). 둘 모두의 감쇠는 -L/R의 시상수로서 지수적으로 감소되며, 여기서 R은 코일저항을 포함하는 회로저항이며, L은 솔레노이드 인덕턴스이다. 인덕턴스 L은, 트레이스(340)에 비해 트레이스(140)을 따라서 달성된 보다 작은 갭 X에 기인하여, 도 1에서의 트레이스(120)에서 보다 크기 때문에, 트레이스(320)에서 보다 빠른 안정화 시상수를 나타낸다.
식 63으로 복귀하면, xopen의 선측정과 소정의 값 xtgt을 가정하여, 단지 하나의 미지수 tε만이 남게하면, "온 더 플라이" 판정되는 것으로 가정하였다. tε을 설정하는 이벤트는 움직임을 시작했음을 나타내는 임계치를 교차하는 위치 X이며, 이 경우, X에서의 변화는 식 61에 따라서 전류/플럭스 비의 변화로부터 추론된다. 미분 비의 변화, (d(전류)/d(시간))(d(플럭스)/d(시간))은 양의 변화를 탐지한 것과 동등하게 이행하며, 이러한 변화의 탐지는 식 62의 임계치 부등식의 해로 단순화된다. 식 61 또는 식 62중 하나를 이용하여, 초기 솔레노이드 움직임을 탐지하고, 이 탐지의 타이밍에 의해, 론치 전력 펄스가 종료되는 장래 타임을 정의한다. 미지의 프리로드 조건은 타이밍을 변하게 한다. 도 1 내지 도 3은 고정 프리로드 조건하에서 펄스 구간에 대한 갭 닫힘의 민감도를 나타내었다. 도 4는, 동적으로 온 더 플라이하게 론치 펄스 구간을 판정하기 위하여 서로 다른 프리로드 힘과 3개의 개별 방법의 사용에 대한 트레이스를 나타낸다. 우선, xtgt를 xopen의 10%으로 설정하고 이 최종 갭 -3개의 X트레이스는 단일선으로 수렴하는 트레이스(447)로 표시- 을 달성하기 위해 tε에 대하여 푸는 제어기에서, 식 63을 구현하는 결과를 설명한다. 도 4에서 시뮬레이트된 시스템은 그 피스톤이 솔레노이드에 의해 직접 구동되는 펌프이다. 가변 프리로드는 단방향 점검 밸브 뒤, 펌프의 입구에서의 가변 유압이다. 점검 밸브가 닫히면, 솔레노이드 구동 시스템은 론치에 영향을 미칠 미지의 압력을 센싱할 방법이 없다. 구동 신호 Vd가 하이로 올라가면, 전압은 솔레노이드 구동 권선에 인가되며, 전류 I는, 점검 밸브를 열게 하는데 충분한 힘이 달성되기 이전의 기간동안 구축되어, 솔레노이드 움직임을 시작할 수 있게 한다. 양의 압력에서, 예를 들어, +3 psi에서, 점검 밸브는 이미 순방향으로 바이어스되며, 매우 작은 자기력은 밸브를 떼어 내어, dX/dt(으로 라벨됨)의 가장 빨리 하강하는 트레이스(432)에서 관측되는 거의 즉각적인 가속을 개시하며, 잠시 후에는 관측가능하게, X의 트레이스(442)의 하강은 라벨 "442"의 선이 트레이스와 만나는 고정 임계치 트레이스(440)를 교차한다. 이 위치 임계치 교차는 상술한 바와 같이 식 61 또는 식 62들 중의 하나에 의해 간접 탐지된다. 트레이스(440)의 상수값은 식 61 또는 식 62의 임계치 파라미터(ε)와 상관된다. 보다 음의 압력, 예를 들어, 0psi에서는, 솔레노이드는 트레이스(434)에 의한 속도영역과 트레이스(444)에 의한 위치영역에서 나타낸 바와 같이, 유체힘 바이어스를 극복하고 셔틀 움직임을 개시하기 전에, 보다 큰 자기력을 생성한다. 트레이스(444)는 라벨"444"의 선끝에서 임계치 트레이스(440)와 교차한다. 훨씬 더 음의 압력, 예를 들어, -3psi에서는, 솔레노이드는, 트레이스(436)에 의한 속도영역과 트레이스(446)에 의한 위치 영역에서 나타낸 바와 같이, 유체힘 바이어스를 극복하고 셔틀 움직임을 개시하기 전에, 훨씬 큰 자기력을 생성한다. 트레이스(446)는 라벨"446"의 선끝에서 임계치 트레이스(440)와 교차한다. 따라서, 3개의 임계치 교차 시점은 유압에 의해 정의된다. 442, 444, 및 446에 관련된 임계치 시점에 있어서, d 천이에 의해 정의되는목표 스위치 오프 시점들은 412, 414, 및 416이다. 임계치 시점은 식 63에서 tε에 대한 값을 정의하며, 스위치 오프 시점들은 계산된 펄스 폭 tp를 정의한다. 점증하는 음의 입구 압력에 대하여 상술된 3개의 속도 및 위치 트레이스는 전류(422,424,426)와 유도전압(452,454,456)의 트레이스에 대응한다. 참고로, 끝자리가 "8"인 트레이스는 솔레노이드 움직임이 없는 경우이며, Vd 트레이스(418)의 하향 천이의 부존재, 지수함수로 감쇠하는 전류 트레이스(428)를 저항 제한된 최대치로, 영의 속도 트레이스(438), 고정 위치 트레이스(448), 및 유도 전압 트레이스(458)의 영을 향하는 단순 지수함수적 감쇠를 하게 한다.
식 63에 대한 특정 수치를 정의하는 명확한 방법은 경험적 측정과 수학적 곡선 피팅의 조합이다. 제조되고 제어될 시스템 기기의 전형을 이용하여 시작된다. 입력 바이어스, 예를 들어, 바이어스 유압가 설정되어, 솔레노이드를 특정 시작위치에서 특정 최종 위치로 운송하는 기간이 판정될 때 까지 시스템을 실험적으로 펄싱한다. 그 판정된 시구간은 기록되며, 다른 입력 바이어스 값에 대하여 반복되어 테스트한다. 그 결과의 데이터 세트는 특정한 고정 초기 위치와 특정 고정 최종 위치에 대하여 식 63을 정의한다. 데이터에 대한 1차원 곡선 피팅이 획득되어 제어기에 프로그래밍된다.
제어기가 가변의 초기 위치로 동작한다면, 식 63의 파라미터, xopen,은 식 63의 차원을 1 내지 2 만큼 증가시키는 작업에 들어간다. 개념적으로, 일련의 서로 다른 시작값 xopen에 대하여 상술한 일련의 실험을 반복하여 곡선군을 산출하여야 한다. 따라서, 식 63을 구현하는데 이용되는 특정 계산 알고리즘은 시작값 xopen이 특정될 때의 곡선군의 특정 부재를 정의할 수 있어야 한다. 실제 하드웨어에서는, xopen은 론치 이전에 취해진 판독 측정이다. 하드웨어 구현예에서 나타내는 바와 같이, xopen대신에 사용하는 파라미터는 실제 자기갭이 아닌 그 자기갭에 상응하는 솔레노이드의 측정가능한 전기 파라미터, 예를 들어, 커패시터로 튜닝된 회로 내에서 솔레노이드의 공명 주파수이다.
파라미터 xopen는 고정되지만, xtgt는 가변적이고, 이전 단락의 경우와 같이, 2차원 표면을 정의하는 식 63은, 1차원 곡선군들로서 간주되며, 그들 중 하나는 xtgt가 정의될 때 미리선택된다.
2개의 입력이 변하지 않으면, 식 63에 의해 정의된 부드러운 표면에 대한 내삽을 정의하는 데 있어서, 하나의 접근법이 다항 커브 피팅이다. 다항식은 높은 차수에서 백터곱 항이 급증하기 때문에, 2개의 영역 변수에서는 성가시며, 3개의 영역 변수에서는 더욱 그러하다. 2차의 또는 3차의 표로부터의 내삽은 식 63을 구현하는데 상대적으로 용이한 방법이다. 표 내삽과 다항 곡선 피팅의 하이브리드는 변수 xopen또는 xtgt에 대하여 표의 내삽으로, 일반적인 경우, 변수 쌍(xopen또는 xtgt) 으로, 변수 "tp"에서의 다항식의 각각의 계수를 표현하는 것이다. xopen과 xtgt에 대한 특정 값은 론치 이전에 설정될 것이며, 이들 값을 이용하여, 여러 다항 계수들 각각은 내삽에 의해 정의될 것이다. 이렇게 획득된 일련의 계수들은, "tε"이측정되어 "tp"를 정의하는 기간이 경과되기 이전에, 실시간 계산용으로, 특정 다항식 tp=POLY(tε)을 정의한다.
임의의 상술한 론치 제어 상황에 있어서, 컴퓨터 시뮬레이션은 적어도 식 63의 예비 계산 정의에 사용될 수 있다. 컴퓨터 시뮬레이션으로부터 유도된 곡선 피팅 방법은, 시스템 복잡도, 비용, 효율성, 및 아날로그 변환을 위해 요구되는 비트 해상도 등의 파라미터 측정 및 시간 해상도에 대한 제어 민감도를 포함하여 전반적인 액추에이션 시스템을 설계하고 평가하는데 사용될 수 있다. 시스템이 컴퓨터 설계되고 하드웨어에 내장되면, 식 63의 구현예에 대한 특정 파라미터는 통상 컴퓨터에서 완전히 모델링되지 않은 물리 현상(예를 들어, 시뮬레이션으로부터 예측하기 힘든 고무 펌프 격판(diaphragm)의 점탄성(viscoelastic) 속성)에 겪는 경험적 데이터를 이용하여 미세 튜닝될 수 있다.
식 63과 동일한 목적을 달성하는 보다 단순가능한 방법에 있어서, 전류 I에 대한 경험적 임계치 함수를 정의하는 도 4의 곡선 420를 고려하자. 솔레노이드 셔틀이 고정을 유지하는 경우, 전류는 일정 전류 점근선으로의 지수적 곡선(428)이다. 셔틀 움직임은 향상된 유도 전압과 밴대 전류를 생성하며, 시간에 대한 전류 곡선이 트레이스(428)로부터 하향으로 구부려 지게 한다. 측정 또는 컴퓨터 시뮬레이션을 통하여, 예를 들어, 440의 값에서, 가변 프리로드 조건에 대하여 X의 원하는 최종값을 발생시키는 예를 들어, 구동 제어 전압 Vd의 천이(412,414,416)에 대하여 천이 시점을 판정한다. 이들 관측으로부터, Vd의 천이 시점에서, 예를 들어, 422, 424, 및 426에서, 전류(I)의 값을, 412,414, 416의 천이시점에 각각 대응하여 기록한다. 시간 챠트 상에 422, 424, 426의 값을 플롯하고 부드러운 곡선을 내삽하여 전류 I, 예를 들어, 트레이스(420)에 대한 임계치 함수를 산출한다. 그 후, 제어기 동작에서, 전류(I)의 샘플은 빠른 시퀀스로 디지털적으로 변환되고 트레이스(420)를 나타내는 표로부터의 대응 시간값에 비교된다. 전류 샘플이 임계치 함수의 아래에 있는 것이 관측되면, 제어기는 즉시 제어전압 Vd을 로우 상태로 스위치하여, 론치 펄스를 종료한다. 식 61 또는 식 62에서와 마찬가지로, 셔틀 위치변화를 나타내고 잘 동작하는 임계치 함수를 설명하는 임의의 파라미터가 충족되기 때문에, 셔틀 위치를 정의할 필요는 없다. 임계치 함수가 상수값이 아닌 곡선이면, 펄스 종료 시간은, 예를 들어, 추가 시간지연을 나타내는 어떤 함수가 아닌 "지금" 임계치 탐지 직후로 될 수 있다. 하나의 상수 함수의 간단함은 다른 가변 함수의 복잡성과 트레이드 오프된다.
상기 단락과 유사한 전개를 통해, 임계치 함수는 전류(I) 대신에, 유도전압(Vi)에 대하여 기술될 수 있다. 이 임계치 함수는 트레이스(450)로 도시되며, Vi곡선과 452,454, 및 456에서 접하여, 412, 414, 416에 대한 각각의 천이 시간을 정의한다. Vd의 트리거링은 Vi곡선이 임계치 곡선(450)으로부터 즉시 분리되게 하는 반면, 트레이스(420)에서의 전류 트리거링은 전류 곡선이 임계치 함수를 교차하여 아래로 굽게 함에 주목하자.
다른 임계치 함수는 용이하게 유도된다. 움직임 없이 유도된 속도 트레이스(458)의 지수 속성을 통합하는 임계치 함수의 예를 고려하자. 시상수 τ를 갖는 영을 향하여 감쇠하는 지수함수 f는 일반적인 형태 f=AㆍEXP(-t/τ)를 취한다. 따라서 시간 미분은 df/dt = -(A/τ)ㆍEXP(-t/τ)이다. "f+τㆍdf/dt"로 주어진 가중합은, 이 합이 X가 변화하기 시작하는 시점까지는 영으로 동일하기 때문에 임계치 함수로서 특히 유용하다. 따라서, 이 특이 합은, 실제 장치에서 특히 움직임 임계치 탐지에 순응하기 쉽고 움직임에 민감한 표시이다. 이 임계치 함수의 사용을 복잡하게 하려면, 시상수 τ가 동작조건에 따라 일정하지 않고 파라미터 xopen에 의존하는 초기 솔레노이드 인덕턴스에 비례하여 변화한다. (예를 들어), "f+τㆍdf/dt"가 보다 높은 차원의 함수의 슬라이스에 비교되는 슬라이스는 xopen값에서 단절됨에 주목되는 임계치 기준함수이다. 따라서, 임계치 탐지에 대한 주요 파라미터는 이 단락에서 설명한 접근법에 있어서 초기 솔레노이드 위치에 의해 모두 변경된다.
도 4에서 도시된 전략을 구현하기 위해서, 도 5는 제어 컴퓨터와 솔레노이드 간의 인터페이스 회로를, 구동기와 센서 전자회로를 포함하여 도시한다. 제어될 전자기 및 자기 시스템은, 갭을 갖는 "U-I" 형상의 자기 코어쌍과 변압기 심볼의 하이브리드로서 상기500에 도시되며, 여기서, "U"(501)는 좌측으로 열리고, "I"(502)는 사각형 피스로서 가변 갭 "X"(503)을 이용하여 "U"를 캡핑한다. "U" 고정자에 대하여 "I" 셔틀 피스의 기계적 임피던스를 정의하는 기계적 서스펜션은 스프링 심볼(504)과 대시팟 즉 댐퍼 심볼(505)으로서 각각은 두 피스의 상대 움직임을 관찰하여 각각이 그 힘을 구간변화율에 더 영향을 미치게끔 기여하도록 "U"와"I" 사이에 결합되어 도시된다. 일부 솔레노이드 셔틀의 관성과 일부 부하 관성인 기계적 시스템의 관성은, 비록 명시적으로 도시되지 않았지만, 가정된다. 유체 기계적 부하의 실제 기구는, 통상, 도시된 부하보다 더욱 복잡할 것이다. 고정자(501)에 대한 셔틀(502)의 회전없이, 매우 작은 기계적 정렬 에러도 다른 편 이전에 한 쪽이 닫히는 2개의 자기 갭이 매우 근접의 닫힘인 경우를 제하면 실질적으로 동일하게 유지되도록 선형 움직임을 하는 일정한 메커니즘은 도시되지 않았다. 임의의 형상의 전자기 코어에서, 그리고 다른 형상들보다는 몇몇의 형상에서, 자기 갭의 동일하지 않은 닫힘을 선호하는 강한 자기/기계 불안정화 힘이 있다. 간단히 말하면, 자속은 갭이 보다 좁은 곳은 어디든지 집중되며, 이러한 집중은 인력의 증가로 이어져, 자기 갭의 가장 좁은 부분을 더욱 닫히도록 구동시킨다.
구동 권선(506)과 센싱 권선(507)을 포함하는, 솔레노이드 권선은 실질적으로 동일한 자속을 공유하여 실제 코어를 둘러사여 감싸지만, 통상의 변압기와 같이, 자기 코어를 표현하는 다이어그램의 일부 측면을 따라 진행하는 헬릭스로서 도시된다. 극성은 전압이 한 코일의 위에서 아래로 +에서 -로 나타나면, 동일 유도전압이 위에서 아래로 +에서 -로 다른 코일 단자에서도 나타날 것이다. 물리학자의 관점에서, 코일이 2개의 코일에서 d(플럭스)/d(시간)의 부호들과 위에서 아래로 동일한 방식으로(즉, 시계방향 또는 반시계방향) 회전되어, 전압의 권선수와 동일한 비이고 유사한 부호의 유도전압을 매치하여 산출한다. 따라서, 양의 전압 V(520)이 인가되면, 직렬 전류 센싱 저항기(524)를 통하여 권선(506)의 상부 단자를 포함하는 노드(526)으로 인가되어, 회로는 N채널 증가형 전계효과트랜지스터(FET;509)의 드레인, 506의 하부단자(508), 소스 노드(511), 및 접지단자(514)에 의해 완성되며, FET(509)이 온되면, 506의 위에서 아래로 양에서 음으로의 전위차는 전류를 코일을 통하게 구동할 것이다. 이 전류 증가율은 유도전압과 반대일 것이며, 507에서 동일 방향으로 나타나며, 하부 코일에 인가된 외부 전위에 반대인 방향으로, 전류가 코일의 상부에서 하부로 흐르게 할 것이다. 상술한 전자기식을 유도하기 위해 사용된 바와 같이, 초전도체 코일로 사고실험한 것을 참조하면, 2차 코일에서는 저항이 없어 코일이 단락되면, 2차코일에서 흐르는 전류의 암페어-턴은 1차에서의 암페어-턴을 상쇄시키므로, 전류들이 반대방향으로, 즉 하나는 유도 전압에 반대로 외부 구동되고, 다른 하나는 유도 전압의 방향으로 구동되어, 흐르려 할 것이다.
코일(507)은 하부 단자에서 접지되고 노드(532)를 통하여 단일 버퍼 증폭기(550)의 비반전 입력에 접속하며, 이 증폭기의 출력 노드(534)는 550의 반전 입력에 다시 접속한다. 또한, 534는 채널0, 즉, "ch0"에 아날로그/디지털 컨버터(ADC;540)의 입력에 접속하고, 그 출력은 버스(542)를 통하여 컴퓨터(CPU;520)에 접속한다. 따라서,520은 코일(507)에서의 유도전압을 나타내는 디지털 데이터를 수신하며, 506에서의 유도전압에 기지의 비례로 변화한다. 유도전압 신호는 권선(506,507)을 통하는 자속의 변화비에 비례한다. 또한, 상기 수학식에서 언급한 바와 같이, 534와 채널 영을 경유하는 CPU로의 유도전압은 인가된 전압과 저항성 전압의 합을 나타내는 변환된 전위이다 -전압 변압기의 관계는 식 50을, 자속변화비에 대한 표현에 대하여는 식 51을 참조-. 버퍼 증폭기(550)는532를 통하여 무시할 만한 전류를 끌어들이기 때문에, 532에서 나타나는 코일(507)에서의 전압은, 주요 저항성 항이 결여하고, 따라서, 단지 VL, 유도전압 또는 전압의 유도성 성분을 나타낸다. 도 5의 다이어그램을 완성하면, 노드(512)에서 CPU 디지털 출력선은 FET(509)의 게이트에 접속하며, 512의 각각의 하이/로우 스위칭으로 FET의 온/오프 스위칭을 제어한다. 509가 오프이고 전류가 506을 통하여 흐르는 것으로 설정되면, 전류는 508로부터 상향으로 쇼키 다이오드(510)의 애노드를 통하여 노드(522)에 접속하는 캐소드로의 루프를 완성할 수 있으며, 이는 또한 양의 전원공급(528)과 기기 증폭기(530)의 비반전 "+A"입력에 접속한다. 기기 증폭기(530)의 반전 "-A"입력은 노드(526)에서의 전위를 수신하며, 노드(526)는 전류 센싱 저항기(524)의 하부와 코일(506)의 상부를 포함한다. 기기 증폭기는 입력에서 "+A" 또는 "-A" 라벨로 표시된 바와 같이 잘 제어된 차동 전압이득 "A"를 갖는 반면, 증폭기 공통 모드 이득은 매우 낮다. 530의 출력은 노드(536)에서 ADC(540)의 채널 1, 즉 "ch1"입력에 접속하며, 여기서 입력 신호는 디지털 표현으로 변환되고 버스(542)를 통하여 CPU에 전송된다. 536으로부터 이렇게 변환된 신호는 센싱 저항기(524)를 통하여 흐르는 전류를 나타내며, 이는 530의 반전입력으로의 무시할만한 전류를 제외하면 506을 통하여 흐르는 전류와 동일하다.
적절한 소프트웨어와 적당한 속도 및 타이밍 성능을 갖는 도 5의 컴퓨터와 인터페이스 회로에 있어서, 컴퓨터(520)는 도 4의 트레이스에 관련하여 기재된 론치 제어 방법을 구현할 수 있다. 채널 0과 채널 1 입력, 즉 유도전압과 전류를 모두 이용하여, 컴퓨터는 플럭스를 얻기 위해 유도 전압을 (수치 합을 수행함으로써) 적분할 수 있고, 위치 추정을 얻기 위해 전류 대 플럭스 비를 할 수 있으며, 이어서, 식 63의 펄스 구간 판정과 임계치 탐지를 구현할 수 있다. 다르게는, 채널 0에서 유도 전압신호 만을 이용하여, 컴퓨터는 트레이스(450)로 나타낸 유도전압에 대한 임계치 탐지를 구현할 수 있다. 또는, 채널 1에서의 전류신호 만을 이용하여, 컴퓨터는 트레이스(420)로 나타낸 전류의 임계치 탐지를 구현할 수 있다. 초기 갭 "X"를 탐지하기 위해서, 컴퓨터는 프로브 펄스를 출력하고 채널 0과 채널 1에서 관측되는 섭동에 기초하여 전류/플럭스의 비를 계산할 수 있으며, 이들 모두는 기계적 정지로부터 솔레노이드 셔틀을 움직이기에는 충분하지 않은 전류이다. 따라서, 초기 갭 xopen은 론치 제어를 예상하여 추론될 수 있다. 사용자 인터페이스 또는 호스트 컴퓨터 인터페이스는, 도면에서는 나타내지 않지만, 목표 갭 xtgt에서의 변동에 대한 명령을 수신하는데 사용될 수 있다.
비선형 연속 서보 제어기
론치 제어 방법 및 장치들은, 초기 조건이 안정하고 측정가능하며 제어가 시작위치에서 목포로의 단순 궤도에만 연장하는 상황으로, 그들의 동작영역이 제한된다. 연속 제어는 보다 복잡하지만 훨씬 더 유연하므로, 미리 잘 알려지지 않은 시스템에 있어서는, 뚜렷하게, 갭 닫힘, 갭 열림, 및 공주부양에 대한 연속 제어를 할 수 있게 한다. 도 6은 승산 및 제산을 이용하여 종래 비례-적분-미분, 즉, PID 제어기에 대하여 힘과 움직임 파라미터를 구동하기 위한 연속 아날로그 제어기를도시한다. 전류 및 유도전압을 탐지하기 위한 솔레노이드(500)와 관련 회로는 도 5에서와 동일하므로, 이미 도 5에서 설명된 콤포넌트는 도 6에서는 라벨되지 않는다. 이들 도면 간의 차이는, 센싱 코일을 먼저 살펴도면, 그 센싱 코일은 하부가 아닌 상부에서 접지되며, 센스 코일의 출력 아래에서 단일 버퍼 증폭기(550)의 비반전 입력에 인가되며, 노드(632)를 통하여 그 단일 버퍼 증폭기의 출력은 634 상에서 반전 입력으로 피드백한다. 따라서, 634에서의 유도전압 출력은 도 5의 출력(534)에 비교하여 극성이 반대이다. 634는 저항(602)에 접속하며, 이 저항은 비반전 입력노드(606)에서 지면(608)에 접지되고 평형 피드백 요소 전계효과 트랜지스터(FET;614)와 커패시터(612)를 갖는 증폭기(604)로 이루어진 적분기의 입력을 정의한다. FET 소스 및 612의 일단은 노드 610에서 결합하여 입력 저항(602)과 함께604의 반전 입력에 도달한다. 612의 타단과 FET 드레인은604의 출력에서 노드(616)에서 결합한다. FET은 컴퓨터(CPU;620)으로부터의 선(652)이 하이로 될 때, 커패시터(612)를 방전함으로써, 적분기를 영으로 초기화한다. 선(652)이 초기화되어 하이 상태일 때 서보 회로를 셧다운하기 때문에, 선(652)는 "오프"로 라벨된다. 신호가 플럭스 φ에 비례하여 변화기 때문에 적분 출력은 "φ"로 불린다. 616에서의 이러한 플럭스 신호는 아날로그 분할기(628)의 분모단자(622) 및 제곱법칙 회로의 입력단자(618)에서 2개의 비선형 회로에 인가된다. 628로의 분자단자는 노드(626)이며, 이는 또한 도 5의 530에 의해 이미 정의되고 도 6에서 530으로 다시 라벨된 전류 탐지 기기 증폭기의 출력이다. 분할 회로(628)의 출력은, 전류/플럭스의 비가 "유효 X"로 정의된 것 및 작은 갭에 대하여 자기 갭의 선형 측정치를근사화하는 것을 산출하기 때문에, 분할기 박스 내부에서는 "-I/φ"로 라벨되고, 또는 출력노드에서는 "-Xeff"로 라벨된다. 630은 PID제어의 움직임 항에 대한 기반이다. 비례항은 630으로부터 입력 저항(668)을 통하여 노드(672)에서의 증폭기(633)의 반전 입력에 까지 정의된다. 버스(621)를 통하는 컴퓨터(620)에서 디지털/아날로그 컨버터(DAC;650)으로 기준이 제공되며, 노드(654)에서 이 DAC 출력상에 그 기준"Xo,eff"를 산출하며, 이는 저항(668)과 반전입력 노드(672)를 합산하는 입력 저항(666)을 이끌어 낸다.633으로부터의 비례 출력은 노드(676)에서 반전입력으로 다시 피드백 저항(670)으로 진행한다. 또한, 676은 합산 저항(674)과 노드(660)로 진행하여, "Prp"로 라벨된 비례 전류항을 정의한다.633에 대한 비반전 기준은 노드(678)에서 접지(679)로 제공된다. 노드(630)는 입력 저항(644)을 통하여 증폭기(632)의 반전입력에서 노드(642)로의 적분항을 생성한다. 654에서 DAC기준은 저항(638)을 통하여 노드(642)에 결합하여, 비례 및 적분 항 모두에 대하여 변수 "0"을 정의한다. 출력노드(648)에서 입력노드(642)로의 적분기 피드백 커패시터는 드레인은 648, 소스는 642, 게이트는 652에 연결된 초기화 FET(656)와 평행하므로,632가604와 동시에 초기화된다. 노드 648에서, 저항(664)는 "Int"로 지정된 전류를 합산 노드(660)에 합산한다.632에 대한 비반전 기준은 노드(658)에서 지면(662)에 제공된다. 증폭기(636)의 반전입력 노드(684)는 출력노드(630)를 경유하여, 직렬 성분, 즉 미분화 커패시터(680) 및 대역 제한 저항(682)을 통하여 684로 진행하는 대역 제한된 미분항을 생성한다.636의 출력으로부터의 피드백은, 출력에서 노드(684)로 평행하게 배선된, 이득설정 저항(688)과 대역제한커패시터(686)에 의해 제공된다. 저항(691)은 상기 691의 "Dif"로 라벨된 미분 전류항의 정의를 완성하며 입력 노드(660)에 합산한다.636에 대한 비반전 기준은 접지(685)에 의해 노드(683)에서 제공된다. 상술된 비례, 적분, 및 미분 항들은 전류를 660을 경유하여 증폭기(690)의 반전입력으로 합산하며, 그 증폭기 출력노드(697)은 이득 설정 저항(696)에 의해 반전입력노드(660)에 다시 접속한다.690의 비반전 노드(693)은 전위 소스(698)에서의 저항(694)에 의해, 제곱법칙 회로(640)의 출력노드(624)에서의 저항(695)에 의해, 바이어스 항 "BIAS"를 수신한다. 624에서 640의 출력은 "φ2"으로 라벨되는, 자속의 제곱이며, 이는 자기력에 대략 비례하여 변화한다. 따라서, 자기력은 증폭기(690)의 비례, 적분 및 미분항의 합에 대하여 차동된다. 그 결과 신호전압 차동은 매우 증폭되어, 노드(697)를 경유하여 도 5에 도시된 바와 같은 구동 코일(506)의 하부면에 인가된다. 506에서의 그 결과 전류는 증폭기(530)에 의해 측정되어, 출력노드(626)에 신호를 전달하여, 피드백 루프를 완성시킨다. 따라서,690을 통한 피드백 루프의 높은 이득은 자기력 트랙을 낮은 위상 지연와 비례, 적분 및 미분 움직임 항을 이용하여 확보한다.690의 출력을 하이로 하고 이에 따라 코일(506)의 전류를 영으로 감쇠하게 하여, 실리콘 다이오드(692)는 애노드 측의 "오프"선으로부터 캐소드 측의 비반전 입력노드(693)에 접속한다. 652가 하이로 되면, 이는 순방향 바이어스(692)되어690의 출력을 양이 되게 한다.
본 명세서에서 이전에 개략적으로 설명한 "외부" 및 "내부" 피드백 루프를식별하기 위해서,690은, 도선(624)을 경유하여 "φ2"에 대략 비례하여 변화하는 힘 신호 및 합산 저항(664,674,및 691)을 경유하는 전달함수의 적분, 비례, 및 미분 성분에 대하여 위치전달함수와 698로부터의 바이어스 힘으로 이루어진 목표 힘 간의 차에 큰 증폭을 제공한다. "내부" 루프는 자기 성분과 스프링 성분을 포함하는 총 힘을,690의 높은 이득에 기인하여 최소의 시간 지연을 갖는 목표 힘을 추적하게 한다. "외부" 루프는, 회로도에서는 그렇게 명확하지는 않지만, 제어된 힘에 대한 솔레노이드(500) 전기자의 기계적 반응을 포함한다. 기계적 부하는, 질량, 스프링(504), 및 댐퍼(505)(도 5의 라벨 참조)로서 개념적으로 모델링된다. 기계적 과도 동작 및 안정화 동작은, 674을 통한 비례이득에 기여하는 피드백 루프에서의 등가 전자 스프링에 의해서, 691을 통한 등가 댐퍼에 의해서, 664을 통한 적분 정정항에서, 및 수동의 기계적 상대를 갖지 않는 등가 능동 기계 구성요소에 의해서 변경된다. 등가의 총 관성, 총 복원, 총 댐핑, 그리고 축적 또는 적분 정정 행동을 야기하는 기계적 및 전자적 피드백 성분을 포함하는 총 등가 부하는 외부 루프의 응답이다.690에서 에러신호에 응답하여 힘의 변화의 생성이 상당한 시간 지연을 포함하면, 이러한 지연은, 전달함수로서 간주되어, 불안정한 시스템을 야기하는 많은 경우에서, 총 등가 부하에 대응하여 전달함수에 승산된다. 내부 루프를 충분히 빠르게 하고, 외부 루프 전달함수에 적절한 댐핑을 제공함으로써, 작은 신호 섭동에 응답하여 공명 및 오버슈트가 없는 서보 메커니즘이 구축될 수 있다. 큰 섭동 또는 큰 초기 에러에 응답하여, 도 6의 내부 힘 정정 루프는690에서의 전압 구동신호가 제한되고 자속이 목표 레벨에 맞추는데 상당한 시간이 요구될 때마다 슬루(slew)할 것이다. 슬루로부터의 복구는, 시스템이 너무 강하게 구동되거나 전자 속도 댐핑이 너무 늦기 전에 시스템을 슬루에서 빠져 나오게 하기에 충분한 예측을 제공하지 않는다면, 오버슈트를 포함할 것이다. 그 속도, 특히, 가속도를 제한함으로써, DAC(650)의 출력에서의 파라미터"Xo,eff"가 변할 수 있게 하여, 설계자는 슬루 복원에 기인한 오버슈트를 방지할 수 있다.
발진 솔레노이드 서보회로
내부 루프이득이 너무 높으면, 도 6의 회로는 고주파 발진을 하기 쉬울 수 있다. 도 6을 도 7로 변형하는 목적은, 이러한 발진을 의도적으로 야기하여 발진에 관련된 전압 제한이 손상이나 에너지 낭비를 야기하지 않고, 코일(506)로의 구동신호를 한정되는 것을 확보하기 위함이며, 발진이 내부 피드백 루트의 정정 동작을 늦추는 것을 방지하기 위해서, 전압 제한으로부터의 복구가 매우 신속하게 하도록 보장하기 위함이다. 증폭기(690)의 연속적인 아날로그 출력은 코일(506)을 구동하는데 비효율적인 수단이며, 스위칭 레귤레이터가 고정 DC 공급에서 유도성 부하로의 에너지의 효율적인 전송에 있어서 바람직하다. 아날로그 피드백 루프를 안정화하고690의 대체로서 그 루프내에 클래스 D 스위칭 증폭기를 제공하는 대신, 보다 직접적인 해법은 깨끗하고, 가변의 듀티사이클 스위칭 신호를 솔레노이드 구동 권선에 제공하는 발진기가 있는 피드백 루프를 설계하는 것이다. 도 7에서, 증폭기(690)은 비교기(790)으로 대체된다. 작은 양의 재생 피드백은 출력노드(715)에서 저항(796)을 경유하여 비반적 입력으로 비교기 주변에 제공되므로, 포화 스위칭이 확보된다. 715에서의 비교기 출력은 2개의 입력 NOR 게이트(720) 중의 하나의 입력으로 입력된다. 652로부터의 "오프" 신호는 도 6과 같이 다이오드를 경유하는 대신 노드(752)를 경유하여 NOR 게이트(720)의 제2 입력에 입력되어, 동일한 셧다운 함수를 달성한다. 노드(725)에 의한720의 출력은 N 채널 증가형 FET(730)의 게이트를 구동하며, 이의 신호반전은 NOR 게이트의 반전을 원상태로 복구하여 도 6의 피드백 회로의 극성을 도 7의 회로로 복구시킨다. 730의 소스는 증폭기(690)의 출력과 같이, 797에서의 드레인이 하부 코일(506)에 접속하는 동안, 접지된다. 유도성으로 유지된 전류가 재순환할 수 있도록, 쇼키 다이오드(710)는 도 5의 다이오드(510)에 의해 이행되는 것과 동일한 함수를 제공한다. 이 발진기에서, 피드백에서의 에러 신호는 비교기가 출력이 스위치할 때마다 영을 교차한다(작은 히스테리시스 피드백은 무시). 위상 지연이 최소이면, 비교기 회로는 전압 또는 전류가 아닌 플럭스 제곱된 자기력의 표시를 제어한다. 이와 달리, 전압 구동 피드백 루프는 비선형성과 갭 종속 인덕턴스에 기인하는 과도한 가변 위상 지연에 시달릴 것이다. 전압과 플럭스 간의 위상 지연은 자기 갭에 거의 독립적이며, 발진기 루프의 높은 이득은 서보 안정성에 대한 위상 지연의 영향을 실질적으로 감소한다. 따라서, 비교기(790)를 거치는 내부 루프는 증폭기(690)를 통과하는 내부 루프와 유사하게 동작하는 반면에, 외부 서보 루프의 성분은 도 6에서 도 7로 변하지 않는 상태를 유지한다.
션형 근사는 발진기 서보를 단순화한다
도 8은 아날로그 나눗셈과 제곱 연산을 제거하기 위하여 도 7의 회로의 변형을 도시한다. 포함된 근사는, 특히, 식 57과 식 58을 참조하여 "근사 서보 제어 방법" 제하에서 기재되어 있으며, 여기서 반복된다.
57] A/BA0/B0 + (A-A0)/B0-(B-B0)(A0/B0^2) A와 B가 A0과 BO 근방에서
58] A2 A02+2(A-A0)A0상수 A0 근방의 A에 대하여
전류/플럭스 비 I/φ를 계산하기 위해서 나눗셈 회로를 이용하는 대신, 식 57의 근사를 이용하여 그 비를 상수와 2개의 선형 항, 즉, 기준 I0에 대한 I의 변동에 대한 양의 항과 기준 φ0에 대한 φ의 변동에 대한 음의 항,의 합으로서 근사한다. 도 7에서와 같이, 도 8의 차동 증폭기는 노드(826)에서 "I"로 라벨된 전류신호를 생성하는 반면, 회로가 활성화되기 전에 영의 출력으로 초기화되는 아날로그 적분기는 노드(816)에서 "φ"로 라벨된 자속 신호를 생성한다. "소프트 랜딩", 즉 오버슈트가 거의 없고, 이에 따라, 완전한 기계적 닫힘에서 범핑이 없이, 자기 갭의 근점 닫힘을 제공하고자 하는 회로에 있어서, 필요한 비 근사는 자기 갭이 영으로 접근함에 따라서 가장 잘 동작하여야 한다. 이러한 상황에서는, 통상, 힘이 상수 값 즉, 솔레노이드의 복원 스프링 힘과 마추칠 수 있는 임의의 일정한 부하 힘에 더한 값으로 접근한다. 힘의 부분 변동은 닫힘에 근접하면 작아지게 된다. (상술한 바와 같이) 힘은 자속의 제곱에 어느 정도 비례하고, 작은 갭에 있어서는 어느정도 갭에 독립적이기 때문에, 안정된 서보 회로는 완전 갭 닫힘에 접근시에는 비교적 일정한 자속을 생성할 것이다. 따라서, 816에서의 신호는 상수값에 접근하는 것으로 예측될 것이다. 이와 달리, 826에서의 전류 신호는, I가 작은 X에 있어서는 갭 X에 어느정도 선형 비례하여 변화하면, 상당한 부분 변동이 생길 것이다. 따라서, PID 제어기의 댐핑 항으로서 역할하는 미분 신호에 있어서는, 826에서의 전류신호 I가 증폭기(836)를 둘러싸는 대역 제한된 미분 회로에 인가되며, 이는 도 6에서의 신호입력 -I/φ이 도 8에서의 신호 I가 되는 차이를 제외하면, 도 6에서의 증폭기(636)와 관련 성분과 유사하다. 따라서, 미분 출력에서 합산 노드(860)으로 진행하는, 저항(891)에서 -Dif로 라벨된 전류신호는, 도 6에서 Dif로 라벨된 691에서의 음의 전류 및 도 7에서도 마찬가지로 유사하다. 분모 변동은 미분 신호에서는 간단하게 무시되며, 적분 신호에 대해서도 유사하다. 적분기 증폭기(832)는 826으로부터 입력 저항(838)을 경유하여 반전 합산 접합으로 I신호를 수신하는 반면에, 피드백 커패시터(846)과 전계효과 트랜지스터(FET;856)는 신호적분과 영으로의 리셋을 위해 제공된다. 그러나, FET(856)은 656의 반대방향으로 배치되며, 드레인은 증폭기 반전 입력을 대향하고 소스는 증폭기 출력을 대향하는데, 이는 그 러한 형상에서, 증폭기 출력이 음으로 스윙하여 적분기 출력과 합산 노드(860) 간의 저항(864)를 거쳐 전류 신호(-Int)를 부여하기 때문이다. CPU로부터의 "오프" 신호(652)가 도 6 내지 도 10과 동일한 반면, 비반전 시프팅 버퍼(851)는 652와 856의 게이트 사이에 제공되어 컷오프를 위한 보다 음의 게이트 스윙을 제공한다.
증폭기(832)에 기초한 적분기는 862에서 I0으로 라벨된 바이어스 전압을 포함하며, 이는 도체(858)를 경유하여832의 비반전 입력으로 인가된다. 도 8의 회로에서, 정상 자기 공주부양을 위한 최종 목표는, 위치가 아닌 전류이며, 여기서전류 I는 I0와 동일하다. 이 회로는 특정 전류 I0가 그 위치에서 일정한 기계적 힘을 균형잡기에 충분한 자기력을 제공하는 위치 X를 탐색한다. 위치가 아닌 전류를 목표로 삼는 것은 많은 실제 회로를 위한 설계에서 중요 단순화를 나타낸다. 만약, 예를 들어, 최소 유지 전류가 서보 회로의 실제 목표이면, 설계 엔지니어는 표본으로부터 적절한 안정 여유를 갖으며 모든 동작환경 하에서 갭 닫힘을 유지하는 것을 확보하는 가장 큰 최소유지 전류를 판정할 것이다. 우수한 자기 닫힘을 갖는 회로에 있어서, 통상, 이러한 최악의 경우의 유지 전류는 열린 갭을 닫는데 요구되는 전류 레벨의 일부분이며, 그 전류와 관련된 전력은 전류 감소의 제곱에 대략 비례하는 피크 전력보다 낮으며, 여기서 스위칭 레귤레이터는 공급 전압의 단순 저항성 소모가 아닌 유효 에너지 변환을 제공한다. 최악의 경우 즉 최대 유지 전류보다 약간 높은 I0값은, 작은 값 X에서 호버링 갭을 향하여 서보를 닫게 할 것이며, 여기서 X의 특정 값은 종종 덜 중요하다. 도 15에 도시된 바와 같이, 솔레노이드의 자속 루프내의 소형 영구자석 성분의 추가는 파라미터 I0=0으로 설정할 수 있게 한다. 그 후, 영구자석은 전체 유지 전류를 제공하며, 서보 회로는 영의 평균전류가 되는 위치를 탐색한다. 이 부상 위치는, 많은 자기 베어링 애플리케이션에서는 중요하지 않은 부하에 따라 변한다. 주요 이슈는, 영 근방에서 변동하는 저전력 정정 신호를 이용하여 제어를 유지하는 동안 전력을 상승시키기 위해 영구자석에 전적으로 의존한다는 점이다.
비례 피드백에 있어서, 도 6과 도 7의 저항(674)에 대한 비례 "Prp"신호는,전류/플럭스 비 신호를 이용하여, 도 8에서 2개의 개별 비례항, 816에서의 플럭스 신호로부터 저항(874)을 경유하여 합산노드(860)로의 "-Prp1" 항 및 826에서의 전류신호로부터 저항(876)와 직렬인 저항(875)을 경유하여 지면에 대하여 "-Prp2" 항이 된다. 전압 분할기 저항(875,876) 사이의 노드는 비교기(890)의 반전입력에 인가되는 반면, 합산노드(860)는 890의 비반전 입력에 인가된다. 작은 양의 재생 피드백은, 도 7의 비교기(780)근처에서 저항(796)에 의해 행해지는 것과 같이, 890 근방에서 비반전 입력에 제공된다. 790과 890의 등가입력이 반전되므로, 음의 신호 "-Int"와 "-Dif" 및 "-Prp1"과 "-Prp2"의 극성들이, 715에서 790의 출력상에서 유도된 바와 같이, 노드(815)에서 890의 출력에 대한 등가 극성을 부여하도록 반전됨에 주목하자. 도 8 회로의 나머지는, 730과 같은 FET 구동하는 솔레노이드 구동 권선에 급전하기 위해서720과 같은 NOR 게이트를 포함하여 도 7의 그것과 유사하다.
도 7의 서보에서 도 8의 서보로 행해지는 근사는, 회로가 설계 동작지점에서 멀리 있고, 비와 제곱 법칙이 지배하는 등식에 대한 선형 근사가 열악하게 될 때마다, 891을 경유하는 미분 피드백 신호에서의 에러와 다른 항들의 에러를 포함한다. 결과적인 에러의 한 영향은 상술한 내부 및 외부 피드백 루트의 바람직하게는 별도의 다이내믹스를 혼합하는 것이며, 이에 의해 안정성 문제가 발생한다. 시물레이션과 경험적인 시도에서 모두, 도 8 내지 도 10에서의 회로와 유사한 회로는 특히 미분 또는 댐핑 이득이, 예를 들어, 830에 의해, 매우 높게되면, 의도적인 발진의 주파수 내역 아래에서는 불안정성이 나타나는 것으로 관측된다. 플럭스 "φ"가 힘의 큰 변화를 요구하는 외부 피드백 루프에 의해 공격적으로 추진되면, 상수 플럭스의 근사는 무효로 되며, 상수 스케일링 계수에 의해 승산된 전류 "I"는 더이상 전류/플럭스 "I/φ" 비의 양호한 근사가 아니다. 그럼에도 불구하고, 도 8 내지 도 10의 회로는 덜 까다로운 애플리케이션에서는 효율적이고 경제적 장점을 갖는다.
도 9는 도 8의 2개의 적분기 회로를 단일 아날로그 적분기로 통합하는 것을 도시한다. 자속은 더이상 개별 신호로서 회로에서 발생하지 않는 대신, 도 8의 저항(864)를 거쳐 "-Int" 전류 신호와 결합된다. 새롭게 결합된 적분 신호는, 전자기 서보 루프를 통한 피드백이 자동적으로 드리프트를 상쇄시키므로, 장기간 드리프트로부터 자유롭다. 도 6에서의 적분기 저항(602)은, 도 7과 도8에서 등가인 형태이며, 도 9에서는 저항(902)이 되며, 도 8에서의 저항(838)과 등가인 저항(938)을 거치는 전류 신호와 함께 적분 증폭기(932)의 반전입력으로 합산된다. 증폭기(932)는 902에 대한 추가 플럭스 미분 입력을 제외하면, 종전 회로의 증폭기(832)와 유사하며, 또한, 938에서의 전류입력을 제외하면, 도 6에 기재되어 도 7과 도 8에서 등가인 증폭기(604)와 유사하다. 단일 FET를 갖는 하나의 제로 리셋은 도 8의 2개의 FET의 트윈 제로 리셋 함수를 대체한다. 접합(960)으로의 저항(964)의 적분기 출력전류는 -Prp1과 -Int로 라벨되면, 이는 비례와 적분 기여분의 합이 단일 저항(964)을 거쳐 적분기 출력에 의해 제공되어, 저항(864,874)을 기능적으로 대체한다. 960에서의 신호는 860에서와 유사하게 취급되며, 도 9의 나머지 회로는 도 8의 그것과 유사하다. 명시적인 자속 신호가 없기 때문에, 도 9의회로는 적분 피드백 루프에 대한 목표로서 "위치"신호 I/φ이외의 신호에 기본적으로 의존한다. 목표 신호가 도 9에서는 전류인 반면, 도 10의 목표신호는 펄스 듀티 사이클이다. 이러한 제어 변수의 선택은 서보메커니즘의 서로 다른 다이내믹 안정화 동작을 유도한다. 일정 공급전압과 일정 구동 권선저항이 제한된 상황에서, 일정 펄스 듀티 사이클은 결국 등가의 목표 전류를 산출한다.
부가적인 위치 측정을 이용하는 서보 제어기
경제성과 기계적 단순성과 신뢰성에 기인하여, 종전의 회로는 솔레노이드 권선 또는 권선들의 회로 반응으로부터 모든 위치정보를 유도하였다. 솔레노이드 설계가 개별 위치 센서를 통합할 수 있는 경우에는, 도 7의 상대적으로 복잡한 "정확한" 서보에 상당하는 성능은 비율 회로의 사용하지 않고도 달성될 수 있다. 도 9a의 회로는 내부 피드백 루프를 도 9와 공유하여 제곱 법칙 항 φ2이 아닌 선형 플럭스 항 φ을 제어한다. 이 선형화 근사는, 플럭스가 변하는 실제 힘의 제곱 법칙 반응 때문에, 외부 PID 루프 근방에서의 가변 동적 이득 인자가 된다. 따라서, 시스템은 동작영역에 따라서 언더댐프, 오버댐프, 느리거나 빨라질 수 있으며, 런어웨이 불안정성은 통상 플럭스 제어루프의 선형화에 의해 위협받지는 않는다. 안정된 성능에서 보다 중요한 것은, 근사 위치 신호로서 전류에 호응하여 전류/플럭스 비의 포기이다. 부가적인 위치 센싱신호를 이용함으로써, 루프 안정성은 높은 외부 루프 이득이 느린 기계적 시스템, 예를 들어, 낮은 스프링 비와 그에 따른 본래의 느린 발진구간을 특징으로 하는 시스템의 안정화를 가속시키는데 사용된다. 따라서, 제어 전자기기들(도 7에서 도시된 아날로그 회로, 또는 실시간 디지털 제어기) 또는 별도의 센서에서 나눗셈 연산들 간의 트레이드 오프를 한다. (또다른 선택으로서, 위치 측정으로서 전류기울기의 발진 변화를 이용하는 것이 도 12를 참조하여 후술된다.) 도 9a는 부가적인 센서 경로를 도시한다.
도 9a에서 솔레노이드(500)의 중간부위에서의 기계적 네트워크는, 자극 방향을 화살표에 의해 나타낸 영구자석(970)의 추가와 그 출력이 증폭기(982)에 의해 증폭되는 균형 브릿지로서 개략적으로 표시되는 홀 효과 센서(974)의 추가에 의해 변형된다. 홀 효과 브릿지와 증폭기는, 전선(978)을 통한 양의 공급전압에 의해 그리고 전선(980)을 경유하는 음의 공급전압에 의해 공급된다. (실제로, 공통 홀 효과 IC는 종종 낮은 공급 전압, 예를 들어 5V를 사용하며, 별도의 일단의 공급은 홀 센서를 구동하는 반면, 다른 회로는 중간 스케일의 센서출력을 영 전압으로 오프셋시킨다.) 솔레노이드(500)의 전기자에서 자석(970)으로의 선(972)은 기계적 접속을 나타내므로, 자석은 전기자를 따라 이동한다. 유사하게, 선(976)은, 솔레노이드의 고정자, -따라서, 공간에 고정- 에서 홀 센서로의 기계적 연결을 나타낸다. 홀 센서 출력은, 위치 신호에 대하여 "X"로 라벨된 984에 의해, 2개의 입력으로부터의 지정 신호 이득 "+A"와 "-A"를 갖는 피득백 제어된 이득 차동 증폭기(986)에 접속한다. 디지털/아날로그 컨버터, 즉 DAC(950)은 그 대응부(650)와 달리, 목표 파라미터 "Xtgt"를 "X"에 비교하여 제공한다. 950의 목표출력은, 952를 경유하여, 증폭기(986)의 반전 "-A" 입력에 인가된다. 전선(988)에서 986으로부터의 차동 출력은, "X-Xtgt"로 라벨되어, 원래 도 8의 826에서 관측되며 도 9에 변경되지 않고 적용되는 위치 근사신호 "I"와 매우 동일한 함수를 수행한다. 도 8에서 DAC로부터 저항 (866)을 통하여 제공된 바이어스 레벨은, 외부 서보 루프, 즉 비례, 적분, 및 미분 경로의 모든 다른 경로로의 입력에 대하여 위치 센싱 신호와 직접 합산되지 않는다. 따라서, Xtgt가 변화되면, 댐핑 피드백 경로는 목표 변수의 속도를 "체감"하여, 뒤따르는 목표 변화에 대하여 신속하게 반응한다. 위치 측정에 대한 루프의 비례 이득은, 이전 도면에서와 마찬가지로 "-Prp2"로서 라벨되는 반면에, 자속 신호이득의 균형은 종전과 같이 "-Prp1"로 라벨된다. 위치 측정으로서 사용되는 신호는 변경되지만, 서보 루프의 기본적인 기능은 일부 성능 제한적인 에러가 제거된 것을 제외하면 동일하다.
홀 효과 센서와 영구자석의 기계적 구성예는 도 14의 일부로서 도시되며, 많은 구성성분은 아래에서 설명된다. 센서는 실제 한쌍의 자석을 사용하며, 이의 극성은 반대로 향하고, 홀 효과 장치의 어느 일단의 홀더 상에서 움직인다. 솔레노이드(1410)는 내부 및 외부 갭을 걸치는 자계에 의해 이끌리는2개의 팟 코어 절반부에 기초한다. 1410은, 아래도 향하는 풀링(pulling) 말단과 미사용 "푸시(push)" 말단을 차지하는 센서로 "풀(pull)" 솔레노이드로 구성된다(또는 푸싱 스프링 바이어스로, "푸시 리스(push less)" 솔레노이드로서). 플라스틱 자속 홀더(1480)는 나사(1402)에 의해 솔레노이드 샤프트의 말단에 고정된다. 평면 원형 자석(1482,1484)은, 자석 부분에서 도시된 화살표에 의해 나타낸 바와 같이, 각각 상향 그리고 하향의 극성을 갖는다. 홀 집적회로(1486)는 PC 보드(1488)의 하부면에서 연장하며, 그 PC 보드는 또한 하우징 닫힘 구성성분(1490)의 표면에 탑재된다. 홀 장치의 벡터 민감성 방향이 도면에서 좌에서 우로, 패키지의 전면에서 후면으로 향한다. 자기적으로 민감한 영역은 패키지의 중앙부 밖에 있으며, 실제로는 패키지 자체가 중앙부 밖에 있더라도 자석들 사이의 중간에 있다. 2개의 자석의 필드는 1484의 상부면 밖에서는 시계방향 루프, 1482의 상부에 대해서는 측면 오른쪽으로, 1482의 하부면에서는 아래 바깥으로 , 1484의 하부면에서는 측면 왼쪽으로 나타내며, 1484에서는 위로, 상부에서는 밖으로 되어 자속 경로를 완성시킨다. 자석이 위로 이동하면, 장치의 벡터 민감성에 반대되어 음으로 향하는 출력을 야기하는 플럭스가 좌에서 우로 향하는 영역에서는, 홀 센서를 그보다 낮게 배치한다. 유사하게, 양으로 향하는 출력을 생성하는 좌에서 우로의 필드에서는 하향성 전기자와 자석 움직임은, 홀 센서를 자석에 비해 높게 배치한다. 고정자 팟 코어 절반 아래에 있는, 전기자 팟 코어 절반의 하향 움직임은 자기 갭을 개방하며, 그에 따라서, 변수 "X"를 증가시키므로, 양의 홀 센서 변동은 X의 증가에 대응한다.
정밀 측정 능력을 갖춘 서보 컨트롤러
도 10의 회로는 기능면에서는 도 9의 회로와 유사하지만, 4 가한 면에서는 다르다. 첫째, 이 회로는 구동 코일 회로에 감지 저항기를 사용하지 않고, 그 대신 구동 전압이 턴오프될 때 감지 권선 전압으로 변환되는 구동 권선에서의 전류×저항의 전압 강하로부터의 구동 코일 전류의 추정에 따라 구동 코일 전류를 검출한다. 둘째, 회로의 적분 피드백은 코일 전류가 아닌 펄스 듀티 싸이클의 측정치이다. 셋째, 회로는 서보 제어하에 거의 폐쇄 상태로부터의 슬로우 릴리스를 지원한다. 넷째, 회로는 커패시터에 대해 공진하는 구동 권선 인덕턴스의 링잉 주파수에기초하여 셔틀 위치의 정밀 측정을 지원한다. 이러한 공진을 통한 위치 측정은 "핑잉(pinging)"이라 한다. 공진 커패시터(1063)는 광학 스위치(1087)에 의해 솔레노이드 회로로부터 분리될 수 있다. 증폭기(1090) 및 FET(1099) 주위에 설치된 고임피던스 전류원 회로는 링잉을 발생시키고 핑 위치 측정 동안 구동 권선을 통해 선택가능 DC 전류 바이어스를 제공하기 위해 사용된다. DC 바이어스는 전자기력 바이어스를 발생시킨다. 그 목적은 솔레노이드 부하의 기계적 컴플라이언스, 즉 DC 전류 바이어스 및 핑잉 주파수로부터의 계산에 의해 정해지는 힘의 변화에 대해 핑잉에 의해 정해지는 위치 변화를 측정하는 것이다.
회로를 더 상세히 조사해 보면, 솔레노이드 1000은 솔레노이드 500과 유사하다. 구동 권선의 상부는 "Vb"로 표시된 포지티브 배터리 단자(1029)에 접속되며, 이 단자는 제너 다이오드(1091)의 애노드, 쇼트키 장벽 다이오드(1096)의 캐소드 및 "핑" 커패시터(1063)의 일측에 공통인 노드이기도 하다. 포지티브 배터리 단자에 대향하는 구동 권선의 저부는 FET(1085)의 드레인에 의해 노드(1086)를 통해 구동되는데, 이 FET의 소스는 네가티브 배터리 단자이기도 한 공통 접지로 복귀한다. 재순환 전류를 유지하고 재순환 전류를 방해하여 느리게 하며 핑잉하는 여러 개의 부품이 구동 권선과 연관된다. FET(1085)를 통해 전력이 인가되고 있지 않을 때 유도적으로 유지되는 재순환 전류를 전달하는 쇼트키 다이오드(1096)는 광학 스위치(1088)의 일부인 양방향 FET를 통해 노드(1086)에 접속된 애노드를 구비하며, 이 FET의 게이트는 1088의 광 다이오드 부품으로부터의 광에 의해 효과적으로 구동된다. 이 광 다이오드의 애노드는 노드(1030)를 통해 "V+"라고 하는 정류원(1028)에접속되며, 캐소드는 핑 전류의 일부로서 클램프 동작과 관련되는 논리 레벨에 대해 "Pclamp"로 표시된 배선(1094)으로 전류 제한 저항기(1093)를 통해 복귀한다. 이 논리 레벨은 가능하면 버퍼를 통해 마이크로프로세서 핀에 의해 제공되는데, 로우 논리 레벨은 광학 스위치를 턴온시키며, 최소한의 전압 강하로 구동 권선 전류를 재순환시키도록 다이오드(1096)를 접속시킨다. 이어서, 1094 상의 "Pclamp" 논리 레벨은 하이가 되어 광 다이오드 전류를 차단하며, 광학 스위치(1087)가 오픈되어 1096을 통한 전류 흐름이 방지된다. 이어서, 유도적으로 유지되는 전류가 노드(1086) 및 다이오드(1097)의 애노드로부터 1097의 캐소드로 순방향으로, 그리고 거기로부터 제너 다이오드(1091)의 캐소드로, 그리고 포지티브 배터리 단자(1029)에 접속된 1091의 애노드로 제너 강하 방향으로 흐른다. 따라서, Pclamp가 하이가 되도록 하면 재순환 구동 전류가 제너(1096)의 차단 경로를 통과하여 전류 레벨이 빠르게 감소한다. 커패시터(1063)는 광학 스위치(1087)를 제외하고 구동 권선과 병렬로 접속되는데, 광학 스위치의 턴오프는 회로로부터 커패시터를 효과적으로 제거한다. 구체적으로, 1063의 한 단자는 배터리 포지티브 단자 노드(1029)에 접속되고, 1063의 반대 단자는 광학 스위치(1087)의 양방향 광학 FET의 리드에 접속되며, 다른 광학 FET 리드는 노드(1086)에 접속된다. 스위치(1087)의 광 다이오드는 애노드가 노드(1030)에서 정류 포지티브 전원에 접속되며, 캐소드는 핑 커패시터에 대해 "Pcap"으로 표시된 논리 레벨에 의해 급전되는 배선(1065)에 핑 커패시터전류 제한 저항기(1067)를 통해 접속된다. Pcap이 하이가 될 때, 광 다이오드 전류는 흐르지 않고, 커패시터(1063)는 구동 권선에 큰 영향을 미치지 않으며, Pcap 및 1065에서의 로우 논리 레벨은 광 다이오드를 도통시켜 FET를 턴온시키며 커패시터(1063)를 구동 권선에 병렬로 접속시킨다.
구동 권선 및 커패시터(1063)로 이루어진 공진 회로에서 핑 또는 공진 링잉 신호는 여러 방법으로 급전된다. 전류가 구동 FET(1085)를 통해 구동되고 1096을 통해 느리게 감쇠하는 경우, 그리고 스위치(1087)가 이 도통 기간 동안 온되는 경우, 1096을 통한 도통 감쇠가 정지함에 따라 로우 레벨 핑이 발생하여 1096의 쇼트키 순방향 바이어스보다 낮은 바이어스에서 제1 피크가 발생한다. 1096이 스위치(1088)의 오프 상태에 의해 격리되어 전류가 1091을 경유해 제너 회로를 통해 빠르게 감쇠하는 경우, 훨씬 더 높은 레벨의 핑에 의해 제너 회로의 정지가 수반되어, 제1 AC 피크는 제너 강하와 다이오드(1097)의 순방향 강하의 합보다 다소 낮게 된다. 제어된 핑 진폭에 대해, 커패시터 경로가 온 상태의 스위치(1087)를 통해 접속되기 전에 제너(1091)의 차단에 의해 전류가 정지할 수 있으며, 그 후 FET(1099) 및 증폭기(1090)로 이루어진 고임피던스 전류원 회로를 통해 전류 펄스가 인가될 수 있다. 1099의 드레인은 노드(1086)에 접속되며, 소스는 전류 스케일링 저항기(1021)를 통해 공통 접지(1025)에 접속된다. FET 소스와 저항기(1021)에 공통인 노드는 1090의 반전 입력에 접속되어, 피드백 전압이 1099의 드레인 전류에 정확히 비례하게 된다. 노드(1001)에서 1090의 비반전 입력은 저항기(1017)를 통해 1025에서 접지로, 그리고 저항기(1009)를 통해 배선(1013) 상에 "V-"로 표시된 네가티브 전원으로 바이어스된다. 이 네가티브 전원은 예컨대 1029로부터의 포지티브 배터리 전압 "Vb"로부터 동작하는 스위칭 인버터에 의해 제공될 수 있다.1090의 비반전 입력에 대한 바이어스 레벨은 2개의 논리 레벨, 즉 배선(1098) 상의, 그리고 저항기(1005)를 통해 노드(1001)로의 "Ping1"및 배선(1008) 상의, 그리고 저항기(1015)를 통해 노드(1001)로의 "Ping2"의해 변한다. "Pcap" 및 "Pclamp"와 같이 신호 "Ping1"및 "Ping2"는 직접 마이크로프로세서 핀 상의 논리 레벨이거나 버퍼를 통해 얻어지는 논리 레벨이며, 접지 전위와 예컨대 1028에서 "V+"인 포지티브 논리 전원 전압 사이에서 스윙한다. Ping1 및 Ping2가 모두 로우일 때에는 1013으로부터 1009를 통한 네가티브 바이어스 때문에 전류원이 오프된다. Ping1과 Ping2의 하나 또는 둘이 하이인 경우, 저항기 비율은 바이어스 전압과 전류원 출력 레벨의 원하는 선택을 제공하도록 선택된다. 계단 또는 펄스로서의 전류 레벨들(0 포함) 간의 스위칭은 두 가지 목적으로 사용될 수 있는데, 하나는 주파수 결정을 위해 링잉을 발생시키는 것이고, 다른 하나는 솔레노이드 아마츄어에서 선택된 자력을 유지하는 것이다. 힘 바이어스를 변화시키고 핑 주파수 변화를 측정함으로써 회로는 솔레노이드 구동 펌프에서 거품의 존재로 인한 컴플라이언스를 결정하는 것을 포함하여 솔레노이드에 의해 구동되는 장치의 기계적 임피던스를 측정하는 데 사용된다.
이전 도면의 솔레노이드 서보 회로와 달리, 도 10의 회로는 전류 감지 저항기가 없다. 대신에 구동 권선의 전류 레벨은 전류가 온 상태 스위치(1088) 및 다이오드(1096)를 통해 재순환할 때 감지 권선(1007)에서 유도되는 전압으로부터 추정된다. 구동 권선에서 유도되는 전압에 대해 균형을 이루는 전체 전압 강하는 전류 I에 순(net) 저항 R(대부분 권선 저항에 온 상태 스위치에 대한 증가분을 포함)을 곱한 것과 통상 쇼트키 장치에 대하여 작은 전압인 다이오드 순방향 강하 Vd에 대한 I·R+Vd로 주어진다. 코일(1007)은 1034에 그 상부 단자가 접지되고 1022를 통해 하부 단자로부터 유니티 버퍼 증폭기(unity buffer amplifier; 1020)의 비반전 입력에 접속되는데, 이 증폭기의 출력은 노드(1024)를 통해 1020의 반전 입력에 다시 결합된다. 1024 상의 신호는 증가 전류를 구동하기 위하여 FET(1085)가 스위치 온될 때 네가티브가 되며, 전류가 재순환할 때 포지티브가 되고, 저항성 전압 강하 및 다이오드 전압의 조합에 의해 느려진다. 1024는 제어 마이크로프로세서에 대한 아날로그/디지털 인터페이스를 나타내는 "ADC"로 표시된 단자(1040)에 접속된다. 1040은 멀티비트 아날로그/디지털 컨버터이거나 주기 카운터에 대한 입력 역할을 하는 비교기(즉 1 비트 A/D)일 수 있다. 멀티비트 컨버터와 비교기를 모두 포함하는 회로는 선택된 측정 기능에 따라 1040에 "ADC" 장치에 포함될 수 있다. 솔레노이드 아마츄어 위치의 결정을 위해 멀티비트 ADC 파형으로부터 샘플을 분석하여 핑 신호의 최적 주파수를 결정하는 것이 가능하고, 대안으로 링잉 주기 또는 주파수를 얻기 위해 비교기 출력으로부터 전이의 더 큰 시간 분해능에 의존하는 것이 가능하다. 솔레노이드 아마츄어의 움직임으로 인해 주파수가 시간에 따라 동적으로 변하는 경우, 비교기 옵션은 아마도 더 간단한 형태의 신호 해석을 제공한다. 도 14와 관련하여 설명되는 응용은 솔레노이드에 급전이 중지되고 아마츄어가 복귀 스프링의 힘에 의해 물, 가능하다면 거품을 등진 막으로 밀릴 때의 아마츄어의 동적 반동이다. 멀티비트 ADC는 ADC 단자(1040)에 접속된 신호의 반대 극성을 갖는 도 11의 유도 전압 트레이스(1180)의 현저한 표시에 있어서 특히, 전체 회로 성능을 모니터링하고 분석하는 데 유용하다.
전술한 바와 같이, 1024 상의 버퍼 유도 전압 신호는 구동 트랜지스터(1085)가 오프이고 구동 권선에서 전류가 감쇠할 때 포지티브이다. 광학 스위치(1088)가 온이고 "저속 감쇠" 모드가 활성인 경우에, 1024 상의 신호는 저항성 전압 I·R에 따라 변하며, 이러한 전류 지시 신호는 쇼트키 다이오드(1033)의 애노드를 통해 다이오드의 캐소드로, 이어서 작은 저항기(1036)를 통해 노드(1058)로, 그리고 FET(1056)의 소스로 흐른다. 1056이 온일 때, 신호는 1033 및 1036을 통해 1056의 드레인으로, 그리고 노드(1069) 및 샘플/홀드 커패시터(1062)로 전달되는데, 이 커패시터의 대향 단자는 접지된다. FET(1056)는 FET(1085)가 오프될 때 온되며, 따라서 1062는 버퍼(1020)로부터 전류 신호 I·R의 대역 제한 샘플링(저항기(1036)에 의해 부분적으로 설정된 대역폭 제한을 가짐)을 위해 접속된다. 구동 코일이 능동적으로 구동되고 유도 전압이 전류만의 표시가 아닐 때, 1024 상의 신호는 네가티브이고, 1033은 역바이어스되며, FET(1056)는 오프이고, 1056의 드레인은 포지티브 샘플 전압을 가리켜, 저항기(1054)를 통한 접지로의 샘플링 커패시터 전하의 부족을 방지한다. 노드(1058)로부터, 1039에서 접지로의 저항기(1054)는 전류 신호 레벨이 한 샘플 주기에서 다음 주기로 감소하고 있을 때 커패시터(1062)에 대한 방전 경로를 제공하여, 샘플/홀드 회로의 출력이 감소할 수 있게 한다. 증폭기(1060)는 샘플 전압에 대한 유니티 버퍼의 역할을 하며, 그 비반전 입력은 노드 1068에서 커패시터(1062)에 접속되고, 그 출력은 노드(1064)를 통해 그 자신의 반전 입력에, 그리고 2개의 출력 경로에 접속된다. 전류 신호의 비례 이득을 나타내는 그 중 한경로는 저항기(1066)를 통한 비교기(1079)의 반전 입력으로의 경로이며, 이 비교기의 입력은 또한 집합적으로는 1048로 표시되고 개별적으로는 "DAC0", "DAC1", "DAC2" 및 "DAC3"로 표시된 비트 라인들 상에서 DAC 입력 신호의 4개 비트에 의해 구동되는 4개 저항기 그룹(1050)으로 이루어진 디지털/아날로그 컨버터 또는 "DAC"로부터 프로그래머블 바이어스를 포함한다. 전류 샘플/홀드 신호를 위한 다른 신호 경로는 차동 증폭기(1076)의 반전 입력에 직렬로 배선된 위상 리드 커패시터(1070) 및 대역 제한 저항기(1071)를 통한 경로이다. 1076의 비반전 입력은 접지되며, 노드(1075) 상의 출력으로부터의 피드백은 반전 입력 노드(1073) 및 1070 시리즈 1071로부터의 입력에 배선된 병렬 이득 설정 저항기(1074) 및 대역 제한 커패시터(1072)로 구성된다. 1075 상의 차동 출력은 저항기(1046)를 통한 다른 입력 신호 및 노드(1081) 상의 1079의 출력으로부터 대형 저항기(1080)를 통한 재생 또는 히스테리시스 피드백 신호와 함께 저항기(1077)를 통해 비교기(1079)의 비반전 입력으로 합산된다.
"전류" 또는 "I·R" 신호 경로를 잠시 놔두고 전체 유도신호 경로로 돌아가면, 노드 1024 상의 1020의 출력은 저항기(1026)를 통해 반전 적분 증폭기(1032)의 반전 입력 노드(1037)로 합산된다. 1032의 출력 노드(1044)로부터 입력 노드(1037)로의 적분 피드백은 피드백 커패시터(1038)에 의해 달성된다. 이 커패시터는 FET(1042)에 의해 쇼트될 수 있는데, 이 FET의 드레인은 연산 증폭기 출력 노드(1044)에 접속되고, 소스는 입력 노드(1037)에 접속되며, 따라서 정상적으로 포지티브한 적분 출력을 위해 배선된다. 온 상태 FET(1042)를 통한 쇼트는 1041에서 노드 1043을 통해 FET 게이트로 통하는 신호 "OFF"가 하이일 때마다 적분 출력을 거의 0으로 재설정하여 유지한다. 2개의 다른 신호는 1037에서 적분기 입력으로 합산되는데, 네가티브 전원(1003)으로부터의 네가티브 바이어스 "V-"는 저항기(1002)를 통해 1037로, 논리 레벨은 저항기(1016)를 통해 NOR 게이트(1012)의 출력인 노드(1014)로부터 1037로 합산된다.
이제, 논리 레벨(1041 및 1011) "OFF" 및 "OPEN"의 조합에 대한 회로 동작을 고려한다. 먼저, 1011 상의 "OPEN"이 로우인 "정상" 상황, 즉 솔레노이드를 오픈하기 위한 요청이 없는 상황을 고려한다. 1041 상의, 1043을 통한 "OFF" 하이일 때 적분기(1032)는 0으로 초기화된다. 동시에 하이 "OFF" 신호가 1043을 통해 NOR 게이트(1082)로의 2개 입력 중 하나로 인가되어 NOR이 1083 상에 로우를 출력하게 한다. 1083은 구동 트랜지스터(1085)의 게이트에 접속되어 이 트랜지스터를 오프시킨다. 1083은 또한 논리 인버터로 동작하는 NOR 게이트(1084)의 두 입력에 접속된다. 1084의 출력은 노드(1052)를 통해 샘플/홀드 FET(1056)의 게이트를 구동하여, 이 FET(1056)가 온이 되게 하고, FET(1085)가 오프일 때 샘플링을 하게 되는데, 그 반대의 경우도 가능하며, FET(1056)가 오프가 되면 1085가 온일 때 유지(hold)하고, 구동 권선을 구동한다. 1052는 또한 NOR 게이트(1012)의 입력 중 하나에 접속된다. "정상" 로우 상태에서 1011 및 1010 상의 "OPEN" 상태에서 NOR 게이트(1012)는 1052 상의 신호에 대해 인버터와 같이 거동하여, 1012의 출력에서 노드 1014 상의 신호가 구동 FET(1085)의 상태, 즉 1085가 온일 때 하이이고, 1085가 오프일 때 로우인 상태를 반영하게 한다. 전술한 바와 같이, 1041 상의, 1043을 통한 "OFF"가 하이일 때, 구동 FET(1085)는 오프로 유지되고 적분기는 초기화된다. "OFF"가 로우가 될 때, 소프트 랜딩 피드백 루프가 구동된다. 구동 FET(1085)는 1081을 통해 1079로부터의 비교기 출력의 역을 따르는 것이 가능하여 비교기 출력이 하이일 때 턴오프되고 비교기 출력이 로우일 때 턴온된다. 이 경우, 적분기(1032)로의 신호 합산은 구동 신호가 전류 신호가 아닌 구동 FET의 온 또는 오프 상태를 나타내는 논리 레벨이라는 점을 제외하고는 유도 전압 신호와 구동 신호의 합인 도 9의 적분기(932)로의 신호 합산과 유사하다. 따라서 적분기는 구동 신호의 실행 평균(running average) 또는 듀티 싸이클에 응답한다. 적분기 피드백 루프의 "목표"은 정상 온 상태 듀티 싸이클을 확보하는 것인데, 여기서 감지 코일로부터의 유도 신호는 평균 0이 되고, 저항기들(1016, 1002)의 비율과 전압 1003(네가티브) 및 1014의 온 상태 전압(포지티브)이 평균 0의 균형을 확보하여 적분기 출력에서 장기적인 누적 변화가 0이 되게 한다. 따라서, 1016 대 1002의 저항이 1:3의 비율이고, 1014로부터의 온 상태 전압이 1003 상의 네가티브 바이어스의 크기와 같은 경우, 1014에서 1/3의 듀티 싸이클이 적분기에 평균 0의 전류를 유발하여 평형을 이루게 한다. 이것은 소프트 랜딩, 즉 듀티 싸이클이 통상 마그네틱 폐쇄(closure) 근처의 평형 아마츄어 위치에 대응하는 소프트 랜딩을 위한 궁극적인 목표가지만, 평형 위치 근처에 안정적으로 유지되는 단기 동력학은 전류의 샘플링 및 전류의 비례 및 도함수 피드백과, 감지 권선 출력의 적분을 통한 비례 피드백, 즉 플럭스 또는 Φ 신호의 비례 피드백에 의해 확보된다.
FET(1056)를 통한 샘플링 전류 피드백 경로가 예컨대 다이오드(1033)를 제거함으로써 비활성화될 때, 그리고 적분 듀티 싸이클 피드백이 예컨대 저항기(1002, 1016)를 제거함으로써 비활성화될 때 회로 동작은 가장 간단하다. 이 상황에서 1044 상의 적분 출력은 총 마그네틱 플럭스를 나타내고, 비교기(1079)의 반전 입력 상에서 DAC 전압과 비교된다. 플럭스의 증가는 저항기(1046)를 통해 비교기(1079)의 비반전 입력과 통신하여 비교기 출력을 하이로 구동하는 1044 상의 적분기 출력의 증가에 의해 표시된다. NOR 게이트(1082)에서 비교기 신호의 반전은 FET(1085)를 턴오프시켜 마그네틱 플럭스의 감소의 레이트를 개시한다. 따라서, 가장 간단한 회로 동작은 일정한 플럭스를 유지하여 자력 필드가 마그네틱 갭(X)의 감소와 함께 다소 증가하게 한다. 자력의 증가는 X가 0일 때에도 적당하다. 이러한 조건 하에서 서보 시스템의 과도 응답은 매우 낮은 속도의 기계 스프링이 갭에 의한 자력 변화의 다소 불안정한 효과를 극복하는 데 실패하여 풀-오픈 또는 풀-클로즈에 대한 발산이 가능하다는 점 외에는 X에서 감쇠 사인 곡선이다. 샘플 코일 전류 및 듀티 싸이클의 적분에 종속하는 다른 피드백 루프는 안정적인 스프링형 자력을 제공하며, 플럭스의 장기 리바이어스를 제공하여 X를 목표 듀티 싸이클과 평형을 이루는 값이 되게 한다. 도 8 및 9의 회로에서와 같이, 샘플 전류 및/또는 듀티 싸이클을 포함하는 과다 피드백 이득은 안정성의 손실을 초래한다.
전술한 기본 플럭스 서보 회로의 동력학에 추가된 "PID" 신호(Proportional, Integral and Derivative feedbacks)는 듀티 싸이클 적분(위치 에러의 적분 피드백의 일종)과 샘플 전류의 값(안정적인 마그네틱 스프링 레이트를 생성) 및 샘플 전류의 시간 도함수를 포함하여 제한된 레벨의 근사 속도 감쇠를 제공한다.저항기(1066)를 통한 전류 신호의 비례 피드백은 1066의 저항을 무한대로 설정(즉 오픈)함으로써 0으로 설정될 수 있다. 솔레노이드 아마츄어가 만나는 기계 스프링 레이트가 로우인 경우, 일정 플럭스에서의 솔레노이드 위치에 대한 비교적 작은 자력 변화는 충분히 크고 비안정적일 수 있어 기계 스프링의 안정화를 극복할 수 있다. 이 경우, 안정성은 저항기(1066)를 통한 구동 전류 신호의 비례 피드백에 의해 달성될 수 있다. 이 피드백의 극성은 재생적인 것으로 나타나는데, 그 이유는 1066을 통한 1064로부터의 전류 신호의 증가가 비교기 출력을 로우로 만들고, 이는 NAND 게이트(1082)의 반전을 통해 FET(1085)를 온시켜 전류를 추가로 증가시키기 때문이다. 그러나, 단기적으로 마그네틱 갭 폭 X에 의해 구동되어 X가 감소하면 감소하고 X가 증가하면 증가하는 전류의 경향을 고려한다. 또한, 약하거나 거의 일정한 힘을 가진 스프링의 경우, 다소 일정한 자력이 작은 갭(X)에서 낮은 전류를 큰 갭(X)에서 높은 전류를 요구한다. 1066을 통한 비례 전류 피드백은 이러한 평형 관계를 리바이어스하여 감소된 갭(X)을 나타내는 낮은 전류에서 전류는 1066을 통한 피드백이 없는 상태에서보다 여전히 낮게 되어 자기 인력이 감소하고 X가 증가하게 된다. 역으로 증가된 X를 나타내는 높은 전류는 전류가 더 높게 되도록 하여 자기 인력을 증가시키고 X를 닫는다. 따라서 1066을 통한 피드백의 약간의 비트는 안정적인 기계 스프링처럼 동작하고, 폐루프 회로의 시뮬레이션 및 실험은 제한된 양의 비례 전류 피드백을 포함하여 도 10의 회로를 이용하여 거의 일정한 힘을 갖는 스프링에 의한 소프트 랜딩이 가능함을 확인할 수 있게 한다. 루프 주위의 다른 형태의 피드백, 주로 마그네틱 플럭스를 안정시키도록 전류를 조절하는 축퇴 피드백이 전체적인 회로 안정성을 제공한다. 너무 많은 비례 전류 피드백이 발생하면, 피드백 루프의 재생 측면은 그 자체를 링잉 응답으로서, 그리고 과다 "스프링 레이트" 이득에서 불안정성으로서 나타낸다. 유사하게 너무 많은 "속도" 피드백이 저항기(1077)를 통한 대역 제한 전류 미분을 통해 생성되면, 안정성을 잃을 때까지 속도 피드백의 추가적인 증가와 함께 감쇠 효과가 점차 사라진다. 도 10과 같은 회로의 근사 및 특히 이러한 근사에서의 오차는 양호한 효과로 이용될 수 있는 피드백 레벨의 경계를 설정한다. 그러나, 안정된 경계에서 도 10의 회로 및 유사한 이전의 회로는 경제적으로 효과적이다.
마지막으로 1011 및 1010 상의 "OPEN"을 하이 논리 레벨로 설정한 경우를 고려한다. "OPEN"은 소프트 랜딩 및 안정적인 호버링이 달성될 때까지 로우로 유지되고, "OFF"는 로우로 유지된다. 특정 응용에 있어서는 거의 닫힌 솔레노이드를 부드럽게 다소 느리게 서보 제어 하에서 다시 오픈하는 것이 바람직하다. 한 가지 이유는 오프닝의 잡음을 줄이기 위한 것이다. 다른 이유는 솔레노이드 구동 유체 제어 밸브가 다소 느리게 닫혀 유체 공동화를 방지하기 위한 것이다. 솔레노이드가 거의 닫힌 상태에서 "OPEN"이 하이가 될 때 NOR 게이트(1012)의 작용은 평형 갭(X)을 확보한 듀티 싸이클 피드백 경로를 차단하여 1014 상의 듀티 싸이클 신호가 로우가 되게 하는 것이다. 이것에 의해 저항기(1002)로부터의 바이어스 전류가 듀티 싸이클에 의해 불균형하게 된다. 서보 회로는 마그네틱 갭(X)이 0으로 축소된 것처럼 거동하며, 마그네틱 플럭스에 대한 목표 신호의 점진적인 증가로 응답하게 된다. 보다 구체적으로, 저항기(1002)를 통한 네가티브 신호는 적분시 반전되어 1044 상에 포지티브 진행 경사를 생성한다. 피드백 루프가 응답함에 따른 주요 효과는 마그네틱 플럭스의 네가티브 진행 경사를 생성하는 것인데, 이는 코일(1007) 및 폴로워 출력 신호(1024)를 통해 1002를 통한 네가티브 전류를 오프셋하는 1026을 통한 포지티브 전류를 생성한다. 따라서, 마그네틱 플럭스에 대한 목표는 선형 경사에서 0을 향해 구동되며, 샘플 전류 피드백 경로의 작용에 의해 약간의 수정이 발생한다. "OPEN"의 하이 상태로의 스위칭의 즉각적인 효과는 1081 상의 비교기 출력을 더 오랫동안 하이로 구동하는 것인데, 이는 FET(1085)의 온 듀티 싸이클을 감소시켜 솔레노이드 갭을 다시 오픈시킨다. 감지 코일(1007)로부터 도출되는 피드백은 오픈 루프 경향을 균형화하여 솔레노이드 자력의 부드럽고 점진적인 감소와 이에 대응하는 부드러운 오프닝을 유발한다. 재 오프닝 레이트는 노드 1010과 노드 1037 사이에 저항기를 접속시켜 1010 상의 하이 논리 레벨이 저항기(1002)를 통해 네가티브 바이어스 전류를 부분적으로 오프셋시키도록 함으로써 감소될 수 있다. 마찬가지로 재 오프닝 레이트는 1010 상의 신호를 반전시키고 반전된 신호를 저항기를 통해 노드 1037에 인가함으로써 증가될 수 있다. 이러한 수정 없이, 서보 제어 하의 레이트 재 오프닝은 펄스 듀티 싸이클에 대한 적분 피드백 응답을 위해 설정된 레이트 시간 상수와 상관된다.
도 11은 도 10의 회로의 동작과 관련된 신호 파형을 나타낸다. 1100에서 챠트는 라벨로 표시된 바와 같이 가령 시작부터 끝까지 90밀리초 동안 연장하는 밀리초의 수평 스케일에 대한 멀티트레이스 그래프이다. 저부에서 상부 트레이스로 진행하면서 "Vd"로 표시된 트레이스(1110)는 도 10의 1083에서 보여지는 구동 논리레벨이다. 트레이스(1120)는 구동 코일을 통해 흐르는 전류 "I"이지만 도 10의 회로에서 직접 측정되지는 않는다. 트레이스(1130)는 도 10의 노드(1064)에 나타나는 "Is" 또는 샘플링 전류이다. "dIs/dt"로 표시된 트레이스(1140)의 미분 전류 신호가 도 10의 1075에 나타나는데, 이 미분 전류 신호는 트레이스(1140)에 비해 회로에서 극성이 반전되는 점이 다르다. 트레이스(1140)는 트레이스 내에서 일찍 4개의 포지티브 스파이크에 대해 클립핑되는데, 이 스파이크는 그래프가 나타내는 것보다 높아진다. 진짜 속도 트레이스(1150)는 "dX/dt"로 표시된다. 트레이스(1140)는 마그네틱 갭이 폐쇄에 충분히 가까워질 때까지는 진짜 속도와 거의 같지 않으며, 그 후 시간 트레이스(1140)는 속도에 대한 합리적인 근사치이고, 따라서 솔레노이드 모션의 감쇠의 보조물이다. 트레이스(1150)는 갭(X)을 나타내는데, 이는 약간의 오버슈트와 링잉을 나타낸다. 회로 "속도" 감쇠의 감소는 더 큰 링잉 진폭을 유발하지만, 감쇠 피드백의 증가 또한 링잉 진폭을 증가시키며, 고주파 워블을 나타낸다. 트레이스(1170)는 유도 전압 신호 "Vi"를 나타내는데, 그 반전은 도 10의 노드 1024에 나타난다. 1170의 시간 적분은 트레이스(1180) "Phi"인데 이는 도 10의 회로에서 개별신호로 나타나지 않는다.
회로 동작을 조사하면, 반전 비교기 입력에서 DAC로부터의 초기 바이어스는 Vd를 하이로 구동한다. Vd가 로우로 스파이크할 때까지 트레이스(1130, 1140) 상에는 샘플링 전류 피드백이 없다. 수 밀리초 후에 트레이스(1180) 상의 플럭스(Phi)의 증가는 Vd가 로우로 스파이크하게 하나, 이 스파이크는 역으로 되며, Vd는 샘플링 전류를 포함하는 피드백 경로, 트레이스(1130, 1140)에 의해 즉시다시 하이로 구동된다. 이러한 "론치(launch)" 단계 동안 플럭스 목표는 상향으로 재생적으로 구동되며, 1110 상의 구동 펄스는 거의 방해 없이 계속된다. 재생 피드백은 결구 그의 코스를 진행하며, 시스템은 Vd가 로우이고 마그네틱 및 운동 에너지의 조합이 마그네틱 폐쇄를 향해 솔레노이드 셔틀을 이송하는 "궤도(trajectory)" 단계로 진행한다. 최대 폐쇄로부터의 반동은 수정 피드백 프로세스를 발생시켜 Vd의 가변 펄스 듀티 싸이클과 시스템의 안정을 유발한다. DAC 바이어스가 더 높게 설정되면, 솔레노이드는 완전 폐쇄되며, 더 낮은 DAC 바이어스는 솔레노이드를 완전 폐쇄 없이 언더슈트하고, 실질적인 에너지 소비의 증가와 함께 더 점진적으로 폐쇄한다. 도시된 트레이스는 DAC 바이어스에 대한 최소 에너지 설정을 대략 나타낸다. 더 적은 펄스 듀티 싸이클 적분 피드백 및 더 많은 샘플링 전류 피드백에 대한 회로 파라미터를 조정하는 것이 가능하여 거의 또는 전혀 오버슈트가 없고 링잉이 지속되지 않는 폐쇄를 이룰 수 있다. 이러한 방법으로 시스템을 조정할 때에는 부하가 변할 때 매우 좁은 안정성 마진을 갖게 되며, 너무 높게 또는 너무 낮게 DAC 바이어스를 설정할 때의 작은 오차는 솔레노이드의 불안정과 채터를 유발한다. 도 11에 도시된 조정은 비교적 뛰어난 성능을 갖지만 고속 안정 파라미터에 대한 것보다 나쁜 안정에 대한 타협이다. 도 1, 2, 3, 4, 및 11의 트레이스에 사용되는 서보 동작의 동적 컴퓨터 시뮬레이션은 연구되어야 하는 많은 비선형 파라미터 상호작용이 주어질 때 이 회로를 양호하게 동작하게 만들기 위한 거의 불가결한 설계이다. 실제 회로 성능은 시뮬레이션된 성능과 매우 양호하게 상관되었다. 시뮬레이션이 개발된 방정식은 이 명세서에서 앞에 나타나 있다.
로그 도메인 서보 오실레이터
도 12는 로그 도메인에서의 아날로그 연산이 도 6 이상에서의 발진 어프로치의 이점을 가지면서 도 6의 회로의 기능적 등가를 위한 하드웨어를 실질적으로 단순화하는 방법을 나타낸다. 도 12의 회로는 AC 인덕턴스 측정을 통해 절대 위치 기준을 유지한다. 따라서, 이 회로는 시작 위치 및 초기 조건으로부터 빠르게 제어를 취하여 도 10의 회로의 근사로서 가능했던 것보다 더 나은 안정 및 더 뛰어난 거동을 나타낸다. 앞서의 회로의 핑 및 전류원 기능을 고려하지 않으면, 도 12의 회로는 다소 더 많은 전자 하드웨어를 필요로 한다. 이 회로는 전적으로 전류 감지에 의존하며 감지 코일을 사용하지 않는다. 솔레노이드(500)는 도 12의 회로에 도시되거나 사용된 감지 코일이 없다는 점 외에는 그 기계적 구성에 있어서 도 5의 솔레노이드와 유사하다. 구동 트랜지스터(1242)는 앞서의 회로에 도시된 것과 같은 인헨스먼트 모드 FET이며, 소스에서 그리고 드레인으로부터 구동 권선(506)의 저부까지 접지에 접속되고, "Vd"라고 하는 구동 논리 신호인 게이트 신호가 노드(1230)로부터 나오는데, 그 파형은 1240에 도시되어 있다. "V+"로 표시된 포지티브 전압원(528)은 균형 차동 증폭기(1250)의 반전 입력에서 전류 감지 저항기(524)를 통해 권선(506)의 상부 및 저항기(1245)에 접속된다. 포지티브 전압원(528)은 또한 1250의 비반전 입력에서 저항기(1247)에 접속된다. 쇼트키 장벽 다이오드(510)는 애노드 측에서 500의 저부 및 1242의 드레인으로부터 캐소드 측의 포지티브 전압원(528)까지 전류 재순환 경로를 제공한다. 차동 증폭기(1250)에서 정합된 저항기들(1245, 1247)은 1250의 반전 및 비반전 입력들과 저항기의 대향측상의 접지 사이에 각각 접속된 정합된 저항기들(1246, 1248)과 함께 분압기를 형성한다. 차동 증폭기 안으로 들어가는 공통 모드 전압이 포지티브 전압원에 접근하고 연산 증폭기의 입력 범위를 초과할 수 있기 때문에, 전압 분할은 증폭기 입력에서의 공통 모드 신호를 더 낮은 레벨로 만든다. 노드(1251) 상의 증폭기 출력에서 비반전 입력으로의 피드백 저항기(1249)는 비반전 입력에서 접지로의 정합된 저항기(1252)에 의해 상쇄되어 차동 증폭을 위한 균형을 유지한다. 노드(1251) 상의 전류 파형은 "I"로 표시된 트레이스(1254)로 도시되는데, 전압 스위칭에 따라 변동하는 지그재그 톱니 전류 파형을 나타낸다. 제로 전류 레벨은 트레이스 아래 점선으로 표시된다. 이러한 종류의 고주파 톱니 전류 변동의 진폭은 너무 작아 도 11의 1120과 같은 트레이스에 나타날 수 없다. 대역 제한 차동 증폭기(1260)는 1260의 반전 입력으로의 입력 커패시터(1256)와 대역 제한 저항기(1255), 및 노드 1261 상의 출력으로부터의 피드백 경로 내의 병렬 스케일링 저항기(1257)와 대역 제한 커패시터(1258)를 이용하여 전류의 스위칭 주파수 AC 성분을 강조한다. 1260의 비반전 입력은 접지로 복귀된다. 증폭기의 대역 제한은 많은 예에서 단지 가장 넓은 실제 증폭 대역폭에 대해 푸시하면서 안정성을 유지하는 문제일 수 있다. 미분에 대한 대안적인 어프로치는 전류 감지 저항기 외에 1차와 2차 사이에 낮은 상호 인덕턴스를 갖는 소형 전류 감지 인덕터 또는 전류 감지 변압기를 사용하여 고임피던스에서 버퍼링되는 변압기 출력 전압이 전류의 시간 도함수를 나타내도록 하는 것이다. 미분 방법에 관계 없이 미분 파형은 "-"로 표시된 트레이스(1270)로 표시되는데, 여기서 "I" 위의 점은 시간 미분을 나타낸다. 솔레노이드 트레이스를통해 연장된 점선은 제로 라인이다. 트레이스(1270)의 네가티브 스파이크는 유효 마그네틱 갭(X)에 거의 비례하여 진폭이 변하는데, 그 이유는 스파이크들이 고정 전원 전압에 X의 측정치로 알려진 상호 인덕턴스를 곱한 값에 비례하여 변하기 때문이다. 코일 전류의 효과는 네가티브 스파이크의 크기를 약간, 다소 X에 비례하여 줄여 저항성 전압 손실에 의해 교란되는 결과가 거의 X에 비례하게 된다는 것이다. 전류 경사에 기초한 X의 AC 근사는 예컨대 도 10의 회로에서 사용된 권선 전류보다 더 양호한 위치 측정치이다. 증폭기(1280) 및 관련 부품들은 노드 1261 상의 신호에 대한 연산 정류기 및 인버터로서 기능한다. 구체적으로 1261은 접지된 비반전 입력을 가진 1280의 반전 입력으로의 입력 저항기(1271)에 결합된다. 출력에서 반전 입력까지는 2개의 피드백 경로가 있는데, 이 중 하나는 반전 입력에서 출력까지 애노드에서 캐소드로 가고 작은 네가티브 피크의 연산 증폭기 출력을 클램핑하는 쇼트키 다이오드(1274)를 통한 경로이며, 다른 하나는 출력(애노드 측)에서 반전 입력에 접속된 직렬 저항기(1272)(캐소드 측)로의 반대 방향 쇼트키 다이오드(1275)를 통하는 경로이다. 다이오드(1275)와 저항기(1272)의 접합에서의 신호는 1261로부터의 반파 정류 및 반전된 오리지날 네가티브 스파이크이다. 피드백 동작은 FET(1281)의 소스에 접속된 노드인 1275 및 1272의 접합에서의 다이오드 강하 오프셋을 효과적으로 제거한다. 파형 1254 상에서 전류가 상승하고 파형 1270이 네가티브로 스파이킹할 때 1281의 게이트는 하이가 되어 FET가 턴온된다. 소스에서 드레인으로의 전도는 대향 단자가 접지된 샘플/홀드 커패시터(1283)를 충전하는데, 1283과 1281의 드레인 사이의 저항기(1282)는 증폭기(1280)의 안정성을 유지하기에 충분한 대역 제한 및 저항 임피던스를 제공한다. 비반전 버퍼 증폭기(1290)는 그 비반전 입력이 1282와 1283의 접합에 접속되고, 노드 1210 상의 출력은 반전 입력으로 피드백된다. 1210 상의 샘플링 출력은 ""로 표시된 파형(1200)으로 도시되는데, 그 이유는 이것이 경사가 포지티브일 때 샘플링되고 전류 경사 입력이 네가티브일 때 저장된 전류 경사를 나타내기 때문이다. 이 신호는 또한 유효 마그네틱 갭(X)을 근사화한다. 신호는 2가지 방법으로 사용된다. 첫째, 위치 및 속도 피드백에 대한 비례 및 도함수 신호는 저항기(1217)(비례 항) 및 커패시터(1216)(도함수 항)에 의해 제어되며, 1216과 직렬인 저항기(1215)는 미분의 대역폭을 제한한다. 바로 설명된 직렬/병렬 성분은 노드(1210)와 로그 증폭기(1204)의 반전 입력 사이에 접속되는데, 로그 증폭기의 비반전 입력은 접지된다. 추가적인 합산 신호가 반전 연산 증폭기 입력으로의 입력 저항기(1214)를 통해 "DAC2"로 표시된 디지털/아날로그 컨버터(1227)로부터 나온다. DAC2 신호는 솔레노이드의 싱글 샷에 기초하지는 않지만 수정을 제공하는 소프트웨어에 의해 번역되는 최근 동작에 대한 성능에 기초한 유효 적분 피드백 수정을 나타낸다. 1204의 반전 입력으로의 3개의 입력 전류의 합은 항상 포지티브가 되게 하며, 이 합 전류는 NPN 트랜지스터(1208)의 콜렉터로 인가되는데, 이 NPN 트랜지스터는 베이스가 접지되고 에미터가 연산 증폭기 출력에 접속되어 "-log(F)"로 표시된 출력에서의 네가티브 로그 신호와 함께 통상의 로그 증폭기 토폴로지를 형성하며, 그 이유는 신호가 "발명의 목적 및 요약" 부분에 설명된 "외측 루프" 피드백 회로의 출력 및 "내측 루프" 피드백 회로의 목표인 서보메카니즘의 "목표 파라미터" 또는 목표 힘에 따라 변하기 때문이다. 1210 상의 포지티브 전류 경사 파라미터는 앞서의 로그 증폭기의 1208과 유사한 방식으로 NPN 트랜지스터를 사용하는 로그 증폭기(1203)의 반전 입력으로의 저항기(1213)에서 재사용되어 "log()"로 표시된 신호를 발생시킨다. 1210 상의 신호는 또한 "ADC"로 표시된 아날로그/디지털 컨버터(1221)의 입력에 접속되는데, 버스 1222 상의 ADC 출력은 "CPU"로 표시된 컴퓨터(1223)에 대한 입력을 제공한다. 로그 증폭기(1203, 1204)로부터의 균형 측 상에서 증폭기(1202)는 1203과 균형을 이루고 증폭기(1201)는 1204와 균형을 이룬다. 1201로의 입력은 입력 저항기(1211)를 통해 "DAC1"로 표시된 디지털/아날로그 컨버터(1225)로부터 나오고, NPN 트랜지스터(1205)는 균형 로그 비교를 위해 1208에 정합되고 열적으로 결합된다. 1201로부터의 출력은 "-log(denom)"로 표시되고, 로그 균형 방정식의 동적으로 고정되나 재 프로그래밍이 가능한 분모를 나타낸다. 로그 증폭기(1202)는 1250에서 입력 저항기(1212)로의 노드(1251)를 통한 전류 신호에 의해 구동된다. 1202의 출력은 "-log(I)"로 표시되고 균형 방정식에서 전류 항을 나타낸다.
자력(Fm)은 방정식 Fm/denom=(1/X)2에 따라 개략적으로 변하는데, 여기서 갭(X)은 신호 ""에 의해 근사화되고, denom은 분모 스케일링 상수이다. 이러한 자력은 1204의 출력 상의 로그 스케일링에서 나타나는 목표 힘(F)을 정합시켜야 한다. Fm=F로 설정하고 X 제곱된 분모를 통해 곱하면 다음 식이 유도된다.
F·X2=denom·I2
이 식의 양쪽의 로그를 취하고 X를 ""으로 대체하면, 다음 식이 유도된다.
log(F) + 2log(i>0)=log(denom)+2log(I)
1차항 및 2차항에 대해 1 및 2의 계수는 저항 R에 대해 "R"로 표시된 증폭기(1202, 1203)로부터의 저항기(1232, 1233)와 1배 저항(R)과 관련된 항의 절반 가중치를 제공하는 2배 저항인 2R로 표시되는 증폭기(1201, 1204)로부터의 저항기(1231, 1234)의 비율로 제공된다. 로그 증폭기로부터 이격된 1231 및 1232의 측부는 노드 1218에서 만나 비교기(1220)의 반전 입력에 접속되고, 로그 증폭기로부터 이격된 1233 및 1234의 측부는 노드 1219에서 만나 비교기(1220)의 비반전 입력에 접속된다. 노드(1230) 상의 1220의 출력은 대형 저항기(1241)를 통해 피드백되어 비반전 비교기 입력에 작은 재생 피드백을 제공함으로써 "Vd"로 표시되고 가변 듀티 싸이클 구동 펄스 및 FET(1242)의 게이트로 가는 트레인을 나타내는 트레이스(1240)로 표시되는 1230 상의 구동 신호의 하이 및 로우 상태들 간의 깨끗한 스위칭을 제공한다. 따라서, 로그 비교 균형은 방정식을 동적으로 균형화하여 플럭스의 제곱을 유도하는 가변 듀티 싸이클의 발진을 일으켜 힘을 발생시킴으로써 회로가 최초 구동될 때 통상적인 회전 초기 후 매우 엄격하게 PID 모션 방정식을 트래킹한다. 회로를 완료한 후 컴퓨터(1223)는 버스(1224) 상에 출력을 제공하여 디지털/아날로그 컨버터(1225, 1227)를 설정한다. 라인(1225, 1227) 상의 1223으로부터의 2개의 단일 비트 디지털 출력은 2 쌍의 직렬 접속 다이오드, 라인(1225)으로부터의 쌍에 대한 1226 및 1227로부터의 쌍에 대한 1228을 통해 결합된다. 전류는 1225에서 1218로의 쌍(1226) 및 1220의 반전 입력을 통해 애노드에서 캐소드 방향으로 흘러 1225 상의 하이 논리 레벨이 다이오드의 순방향 바이어스 임계치를 극복하고 반전 입력을 포지티브로 푸시하여 비교기 출력을 로우로 할 수 있다. 마찬가지로, 1227 상의 하이 논리 레벨은 비반전 비교기 입력을 포지티브로 하여 비교기 출력이 하이가 되게 한다. 따라서, 컴퓨터(1223)는 솔레노이드의 초기 론치를 강제할 수 있다. 회전 조건 하에서 피드백 회로가 Vd를 로우로 유지하게 되고 1210 상의 위치 감지 신호의 샘플링에 대해 너무 오랫동안 턴오프된 트랜지스터가 인터럽트되는 잠재적인 문제가 발생한다. 비교기 출력(1227)으로부터의 쇼트 펄스 열이 최소 주파수의 샘플링 갱신을 강제하여 피드백 루프를 폐쇄 상태로 유지할 수 있다.
플랫 스프링 서스펜션을 갖는 팟 코어 솔레노이드
도 13은 팟코어 극면의 매우 정밀한 평행 정렬을 유지하는 플랫 스프링 현수물과 표준 페라이트 팟코어에 기초한 솔레노이드의 기계적 구성을 나타낸다. 페라이트는 서보 제어에 문제점을 야기시키는 와전류의 혼란스러운 영향을 피하면서 고저항율의 바람직한 특성을 갖는다. 철 코어 분말은 테이프의 얇은 적층물의 제조하는데 유용하지만, 고체 철 솔레노이드 코어는 와전류의 문제점을 나타낸다. 자기력이 작은 공간에서 최대화되는 경우, 금속 철의 더 높은 포화 자속이 바람직하지만, 효율을 원하는 경우, 솔레노이드 코어의 과도한 크기는 양호한 효율을 산출하고 페라이트 사용을 위한 양호한 셋팅을 제공한다.
도 13은 상부 좌측상의1320로 표시된 플랫 스프링의 평면도, 하부 좌측 및우측상의1300및1310으로 표시된 개방 및 닫힘 위치의 솔레노이드 어셈블리의 정면도, 및 상부 우측상에1315으로 표시된 닫힘 위치의 일부 절단 사시도를 나타낸다. 도면에서1300으로 도시된 코어 절반은 고정자(1301), 전기자(1302)이며, 고정자는 코어(1340)에 부착되면서 실린드리컬 하우징(1380) 및 전기자 간극 내부(1380)에 부착된다. 코어는1300에서 갭을 가지며,1310의 완전 닫힘 위치에서 힘이 가해진다. 솔레노이드를 위한 서스펜션은,1320으로 도시되고 하우징내에 장착되는 외부 링(1326)과 축 장착을 위한 중심 홀(1329)을 갖는 내부 사각형(1325), 및 영역(1325)의 양쪽상에 대칭으로 배치된 2개의 "계단식" 부분(1327, 1328)으로 구성된 2개의 동일 플랫 스프링을 이용한다. 각각의 "계단식" 부분은 2개의 평행 스트립으로 구성되고, 이들 2개의 평행 스트립은 동일한 측면상에서 종단하는, 예를 들어, 1327의 경우에, 좌측 상에서 1326 및 1325으로 종단하고, 2개의 스트립은 서로 결합하여 1327의 우측상의 "계단 랜딩(stairway landing)"에서 서로 결합한다. 1326에 대한 1325축 변위는 2개의 "계단식" 부분이 (플랫 평면내 기준에 대하여) S형상 슬로핑 곡선을 형성하며, 슬로핑 "계단식" 부분의 플랫 돌출부의 코사인 인자 단축은 2개의 스트립의 접합부의 "계단식 랜딩"부를 얻고, 쌍을 이루는 스트립의 단부는 단순한 축 이동을 따르는 부분(1326, 1325)에 부착된다. 기재된 계단식 형상은 1310에서 나타나며, 특히 1321 및1322에서의 스프링 뷰 에지-온(edge-on) 플랫의 1323 및 1324에 나타난다. 사시도(1315)는 스프링(1324)의 벤드를 3차원으로 볼 수 있도록 돕는다. 도면(1300)의 스크류 캡(1331)이 도면 (1310)의 1333에서 더 상향으로 밀려, 외부 로드로 추진 작용을제공하는 것이 관찰된다. 스크류 캡(1332)으로부터의 확장은 인력 작용 대하여 제공될 수 있다. 스프링이 플랫을 초과하여 연장하지 않을때, 주변에 대한 중심의 평면내 이동에 대하여 매우 큰 가성을 가지지만, 축 이동에 대한 컴플라이언스(compliance)가 비교적 높고 확실한 선형으로 될 수 있다.
여기에 기재된 스프링의 모든 벤딩은 "평면" 또는 "실린드리컬"인 것이 관찰되고, 본래의 플랫 평면에 대하여 그 축이 평행한 몇개의 실린더에 대하여 로컬 만곡이 항상 탄젠트인 것을 의미한다. 이것은, 나선형의 각 루프가 내부 및 외부 부착물 사이에서 완전 360도 아크 (또는 360도 아크)를 만들지 않으면 큰 축 섭동으로 트위스트되는 플랫 나선형 스프링에 대조적이다. 금속의 얇은 스트립은 실린드리컬 벤딩보다 토어션 및 평면내 벤딩이 더 나쁘다. 플랫 나선형 스프링에서, 플랫 평면으로부터 작은 이탈을 갖는 초기 벤딩은 "가장 적은 저항의 경로"이므로 실린드리컬 벤딩의 형상을 취한다. 큰 축 섭동에서, 나선형 아암의 슬로프의 코사인이 1.0보다 매우 작아지므로, 나선형 스프링의 중심부는 플랫 스프링의 트위스팅 및 평면내 벤딩을 초래하는 축 변위와 함께 회전하게 된다. 모든 결과는 축의 힘에 있어서 비선형 증가이다. 비교에 의해, 여기에 기재된 스프링은 축 변위로 회전하지 않는 경향이 있으며, 비교가능한 나선형 스프링보다 상당히 큰 선형 범위를 갖는다.
스크류 캡(1332)는 하부 스프링(1322)의 내부를 코어(1340)으로 클램프하고, 하부 하우징 캡(1312)은 외부 하우징(1380)의 하부 내부로 1322의 주변을 클램프한다. 마찬가지로, 스크류 캡(1331)은 상부 스프링(1321)의 내부를 코어(1340)으로클램프하고, 상부 하우징 캡(1311)은 외부 하우징(1380)의 상부 내부 로 1321의 주변을 클램프한다. 쌍을 이루는 면간의 슬로프는 자속 및 힘의 비대칭 집중을 초래하고, 가이드가 확고하지 않으면 평행 정렬로부터의 이탈을 두드러지게 하므로, 팟코어 절반의 확고한 평행 정렬은 중요하다. 경계에서 정밀한 평행도를 확립하기 위하여, 스프링의 외부 주변에서 약간의 슬로프를 허용하여 외부 클램프 영역을 접착제로 충전하고, 반드시 평행해지도록 코어 절반에 함께 힘을 가하고, 마지막으로 접착제(예를 들어 자외선 경화 접착제를 사용)를 경화하고, 코어 절반 쌍으로서 그들의 의도된 최종 위치에 스프링을 고정하는 방법이 있다.
솔레노이드를 위한 권선은 권선 단면을 위한 개략적인 "X"로 도면1300및1310에 도시되며, 두꺼운 내부 권선(1360) 및 보빈(1350)을 채우는 얇은 내부 권선(1370)을 갖는다. 도면(1315)은 와이어의 절단된 단부를 나타낸다. 센스 권선이 선택된 서보 회로에 의해 요구되면, 두꺼운 권선은 일반적으로 드라이브 권선일 수 있으며, 얇은 권선은 센스 권선일 수 있다. 도면(1315)은 어떤 항목, 예를 들어, 중심 축(1340)으로 단부 캡(1331, 1322)의 나사산을 내고, 도면(1315)에서 3개의 구성요소는 단일 절단 오브젝트로서 나타난다. 도면(1300)의 단부 캡(1311, 1312)는 도면(1315)의 절단된 환형상 중심부를 갖는 것으로 도시된다.
솔레노이드 작용 및 측정을 이용한 체적 제어 펌프
도 14는 입구 및 출구 밸브를 위한 3개의 서보 제어 솔레노이드 및 체적 및 체적 컴플라이언스의 펌프 작용 및 측정을 위한 하나의 솔레노이드에 기초한 완전한 유체 펌핑 및 정밀 체적 제어 시스템을 나타낸다. 컴플라이언스 측정은 펌핑된유체의 버블의 양적 탐지에 유용하다.
1430의 입구 밸브 솔레노이드와1440의 출구 밸브 솔레노이드는 다음 2가지의 것을 제외하고 도 13에 도시된 것과 동일하다: 어셈블리 (1430)의 1401로 좌측상에 도시된 바와 같이 1331 및 1333으로 표시된 작용 단부는 힘이 가해지지 않고 오그라들어간 위치의 상부 하우징 표면과 동일한 평면에 놓이도록 동등한 단부 캡(1401, 1403)의 팁에서 평탄하고, 완충 스프링이 다르게 미리 로드되어 이하에서 설명하는 바와 같이 솔레노이드로 완화되고 평탄화된 스프링이 닫히게 된다. 1333처럼, 1403은 힘이 가해지고 완전히 확장된 위치에 도시된다.1410의 펌프 솔레노이드는 변경된 인력 솔레노이드로서 작동하는 것을 제외하고 스케일업 버전의 밸브 솔레노이드이며, 변경은 힘이 가해질때 인력보다는 더 작은 추진에 치우친 서스펜션이다. 밸브 솔레노이드의 1401 및 1403의 대응부인 스크류 캡 1402는 서스펜션의 그 단부에 플랫 스프링을 유지하고 (도 9a와 관련하여) 이미 서술한 바와 같이 자석(1482 및 1484)를 유지하는 자석 홀더(1480)을 유지하기 위하여1410에 사용된다. 이들 자석은 기재한 바와 같이 변위 센서로서 홀(Hall) 효과 장치(1486)과 결합하여 작동한다. 도 13의 1332의 대응부인 캡(1404)은 밸브 돔(1414, 1432)를 포함하는 더 큰 몰드 고무 성분의 부분인 고무 돔(1415)을 밀어내는 풋(foot)으로 확장한다. 완화된 형상에 있어서, 이 돔은 거의 반구형상이지만, 카세트(1400)가 액추에이터 솔레노이드들간에 배치되도록 로드되면, 돔은 도시된 바와 같이 1404에 의해 압축된다.
이하에서 서술될 펌핑 및 유체 계량 동작은, 유체 체적 컴플라이언스를 갖는컨테이너의 내부 및 외부로의 유체 흐름의 본래의 주기성에 동기하는 밸브 타이밍을 이용하여 흐름이 공진 펌핑 모드에서 최대화되거나 밸브 타이밍 및 유체 관성의 조합을 이용한 매우 작은 체적 유체 펄스에서 제어되어 전달된 펄스 체적의 매우 넓은 동적 범위를 제공하는 비선형 흐름 조절을 부여할 수 있는 미국 특허 제 5,624,409 호의 "가변 펄스 동적 유체 흐름 제어기"에 기재된 발명의 동작과 유사하다. 여기에 기재된 동작은 여기에 기재된 발명에서 측정 장치가 액티브 펌프에서 액추에이터 장치, 즉, 솔레노이드로서 2배가 되는 것을 제외하고 미국 특허 제 5,624,409 호에 기재된 유체 체적 측정 기능을 공유한다. 미국 특허 제 5,624,409 호의 시스템은 여기에 기재된 액티브 시스템과 달리, 압축화된 유체 소스로부터 유체 이동력에 의지하는 수동 계량 장치로서 착안된 것이다.
솔레노이드(1410)가 수축하면, 풀링 풋(pulling foot; 1404)은 끌어당겨진 위치로부터 되돌아오고, 고무 돔의 프리로드(preload)는 하부 돔의 유체에 네가티브 유체 압력을 발생시키며, 1450으로 표시된 출력 유체와 연속적으로 우측 주변(1416)의 우측의 출구 밸브 영역을 통해 연속하는 것으로 도시된다(1450의 오른쪽으로의 유체 접속은 도시되지 않는다). 그러므로, 입구 스트로크에서, 우측의 밸브는 닫히고 좌측 주변(1422)의 밸브는 개방되며,1410에는 힘이 가해지고, 1404는 수축하며 1415로 하향력을 경감하고, 돔(1415)은 그 본래의 몰드 형상을 향하여 상향으로 확장함으로써 반응하고 아래로 네가티브 압력을 발생하여, 1420에서 입구 유체로부터의 유체를 끌어당긴다(1420의 좌측으로의 유체 접속은 도시하지 않는다). 일반적으로 1404는 입구 유체보다 빠르게 수축하고, 펌프 솔레노이드는서보 제어하에서 소프트 랜딩하고 경계 근처에 유지하고 유체는 입구를 통해 하부 돔(1415)을 충전한다. 최적 티이밍으로, 밸브 주변(1422)은 들어오는 유체의 동적 에너지가 유체 체적 오버슈트에서 풀리고 흐름이 완전히 멈추면 즉시 닫힌다. 하나의 타이밍 방법은1410이 완전한 경계 및 기계적 접촉에 실용적으로 밀접하게 그 자기 갭과 수축하는 시간에 입구 밸브를 통한 내부로의 유체 흐름이 중지하기 전에 수밀리초1410에 힘이 가해지지 않도록, 즉, 최소 갭에서 서보 제어하에 호버링(hover) 한다. 이 지점에서 1410의 스프링은 솔레노이드(1440,1310, 및 1315)를 위하여 도시된 스프링을 리어셈블한다. 전류 및 자계는1410에서 쇠퇴하고, 자기력의 쇠퇴는 하향 스프링력의 평형을 중지시켜, 풋(1404)은 떨어지기 시작한다. 그러나, 들어오는 유체의 추진력에 관련된 적절한 타이밍으로, 하부 돔(1415)의 유압의 강화는 1404상의 하향력의 증가를 개략적으로 평형하게 하여 유체 흐름을 중지하고, 유압은1410의 완충 스프링과의 균형에서 최대에 달하며, 1404는 유압의 동기화된 강화와 솔레노이드 전류의 최종 쇠퇴동안 거의 이동하지 않을 것이다.1430으로의 드라이브는 유체 흐름이 정지하는 순간에 유체 정지가 발생하는 약간 지연된 기계적 응답을 예상하여 제거되고 밸브가 개방된 상태로 남으면 역으로 된다.
버블 탐지는, 2이상의 별개의 접근법에 의해 밸브 둘다 닫히게 되면, 유체 충전 스트로크의 단부에서 진행할 수 있다. "정적"접근에 의해, 증폭기(1090) 및 트랜지스터(1099) 주변의 도 10에 도시된 바와 같은 고 임피던스 솔레노이드 전류 소스 회로는 몇가지 자기 밀폐력을 발생시키면서 솔레노이드 전류의 쇠퇴를 중지하고 안정 레벨에서 전류를 유지하는 데 사용되며, (제로 전류력과 비교하여) 풋(1014)상의 힘을 감소하고, 따라서, 하부 돔(1415)의 초기 유체 압력을 감소시킨다. 그후, 핑(ping) 측정은1410의 효율적인 자기 갭(X)을 결정한다. 그후, 솔레노이드 전류는 변경되고, 예를 들어, 제로로 감소되고, 제 2 핑 측정은 새로운 힘과 유압에서 새로운 위치(X)를 결정한다. 전류 레벨 및 핑 주파수로부터 용이하게 산출되는 힘의 변화에 대한 하나의 측정으로부터 다른 측정으로의 X의 변화는 돔(1415)의 컴플라이언스 및 하부의 유체의 측정이다. 버블이 없는 유체로, 고무 돔의 확장과 관련된 정상의 낮은 컴플라이언스가 있으며, 설계에 의해 비교적 두꺼우며, 1415의 접촉 외부의 지지되지 않는 환형상의 영역은 원형 아크의 회전의 표면이므로, 원형 토로이드(torroid)의 상부에서 나온 슬라이스를 기재하며, 형상은 유압에 의해 변형되지 않는 경향이 있다. 버블이 유체내에 존재하면, 돔의 컴플라이언스는 알맞게 증가하며, 대략적인 총 버블 체적을 나타낸다. "동적" 버블 탐지 접근법에 의해,1410의 솔레노이드 드라이브 권선 전류는, 예를 들어 도 10에 도시되고 광학 스위치(1088)와 직렬 다이오드(1097, 1091; 후자는 제너 다이오드이다)의 동작과 관련하여 상술한 제너 다이오드 "제동(braking)" 전류를 사용하여 유체 입구 사이클의 단부에서 급속하게 제로로 된다. 솔레노이드 전류의 갑작스런 제거는 솔레노이드 풋(1404)가 돔(1415)의 유체 충전 쿠션으로 떨어지도록 한다. 결과적인 순식간의 강하와 바운스의 동력은 액체 챔버에 포획된 가스 버블의 명확한 표시를 제공한다. 버블이 없이, 돔은 비교적 적게 압축할 것이며, 솔레노이드는 비교적 높은 주파수 천이 진동으로 신속하게 리바운드하도록 한다. 버블은 돔이 좀더 압축하도록 하고 더 낮은 주파수 천이로 좀 더 천천히 리바운드하도록 한다. 천이의 탐지는 다양한 방법으로 관찰될 수 있다. 홀 효과 이동 센서가 도 14에 도시된 바와 같이 구현되면, 홀 센서 출력의 디지털 샘플링은 분석을 위한 천이를 기록할 것이다. 또다른 접근은 도 10의 회로를 사용하여 인덕터-커패시터 핑 천이의 동적 분석이다. 스위치(1088)을 개방하여 제너 제동이 동작하게 함으로써, 더 많은 또는 더 적은 동시 닫힘 스위치(1087)이 핑 커패시터(1063)을 동시에 동작하게 하고 전류는 중지하며, 1404상의 하향 스프링력이 대향하는 자기 흡인의 제거로 최대에 도달하면 곧 링깅 천이가 발생할 것이다. 솔레노이드의 천이 바운스 행동은 솔레노이드 인덕터-커패시터 회로의 전자 링깅 응답의 주파수 변조로서 반영될 것이다. 이 진동은 도 10의 ADC 인터페이스(1040)를 통해 모니터될 수 있다.
일단 입구 유체가 하부 돔(1415)에서 포획되고 핑 측정이 임의의 필요한 버블 체크를 수행하고 X의 잔여 위치 측정을 결정하고, 관련된 유체 체적을 칼리브레이션에 의해 결정하면, 유체는 도시하지 않은 1450의 포트를 통해 및 밸브 주변(1416)을 통해 도시하지 않은 전달 튜브 및 전달 사이트로 방출된다. 출원인의 특허 제 5,624,409 호에 기재된 바와 같이,1410의 스프링 서스펜션과 결합된 하부 돔(1415)의 체적의 컴플라이언스와 유체 관성을 고려하여 출구 경로의 본래의 진동 기간의 대략 절반동안 최후에 맞추어진 출구 밸브의 개방으로, 유체는 작은 펄스 또는 최대 체적 덩어리에 방출될 수 있다. 유체 수용 로드의 성질과 튜브 길이 및 직경에 의존하여, 하부 돔(1415)으로부터 유체의 배제로 상당히 벗어날 수 있다. 도 14는 유체 오버슈트에 의해 발생된 흡입이 하부 돔(1415)의 네가티브 압력을 당길때 진공 반사이클 유체 배제의 단부에서 발생되고 도시된 바와 같이1410의 완충 스프링이 완전히 언로드되고 평평하게 하면서 돔이 풋(1404)와의 접촉을 차단하도록 하는1410의 언로드된 솔레노이드 위치를 도시한다. 대부분의 동작 조건하에서, 풋(1404)은 평형 하향력을 제공하는 금속 스프링 서스펜션로 돔의 탄성력과 하부 돔(1415)의 유압의 조합에 의해 임의의 각도로 상향으로 밀것이다. 이것은1410의 기계적 서스펜션의 통합 성분으로서 그 스프링 레이트와 프리로드로 돔(1415)를 고려하는데 도움을 준다. 그러므로, 제로 유압을 갖는 평형상태에서, 1404는 도시된 위치로부터 다소 상향으로 밀리고,1410의 플랫 금속 스프링의 프리로드는 돔(1415)의 고무의 대향 프로로드에 대하여 균형을 이룬다.
유체 카세트(1400)을 좀더 상세히 조사하면, 좌측상의 작은 고무 돔(1414)은 우측상의 유사한 돔(1432)를 갖는 경우와 같이 포함된 유체를 향하여 그 볼록 표면이 대면하는 것을 제외하고 돔(1415)과 유사하다. 3개의 돔은 상부 플라스틱 하우징 부분(1413, 1412)사이에서 클램프되고, 정면도의 평면에 놓인 홀이 상부 하우징의 부분을 단절하도록 나타내었지만, 먼 좌측으로부터 먼 우측으로 카세트의 상부에 걸쳐 연속한다. 1413 및 1412상의 다른 해칭 패턴은 플라스틱의 전체 부분에 속하는 부분에 나타난 부분을 나타낸다. 부분(1412)은 하부 돔(1414) 및 하부 돔(1432)에서 환형상 팽창하에서 발생하는 원형 융기를 형성한다. 우측 원형 융기는 1460에 의해 표시된 갭 및 그 주변에서 돔(1432)으로부터 분리된다. 1420과 접촉하는 모든 유체는 수직 대쉬로 해칭되고, 개방된 입구 밸브를 통해 1450과 접촉하는 유체는 수평 대쉬로 해칭된다. 이 출구 유체는 돔(1414)의 외부 둘레에 돌아연속하며, 1414의 아래 및 좌측에 격리 영역이 있다. 카세트(1400)의 하부 플라스틱 부분(1411)은 도면의 부분 평면으로부터 떨어진 1412에 결합되고 원형 밸브 융기의 내부 에지 바로 아래의 부분에서 그들의 둘레의 부분의 융기를 지지하고, 1412의 갭은 유체 흐름이 돔(1414 및 1432)의 외부 둘레로부터 중앙 유체 저장조 하부 돔(1415)으로 소통하도록 한다. 밸브 액추에이션 연결부는 입구 밸브 솔레노이드의 캡(1401)으로부터 나오는 힘에 의해 돔(1414)에 대하여 유지되는 추진기 실린더(1422)의 부분에 형성된다. 얇은 커브 고리(1418)는 유체 실(seal)을 유지하면서 플러그(1422)의 축 이동을 허용하는 플렉시블 롤링 실(flexible rolling seal)을 형성한다. 이 플렉싱 실은 오디오 확성기 원추의 둘레의 형상과 비교가능하다. 우측상에, 실린더(1416)는 액추에이터 캡(1403)에 의해 밀려 올라가고, 1416의 하부 주변의 플렉시블 실의 변형은 1418과 비교하여 명백하다. 1416의 상향 밀림은 밸브를 개방하는 부분(1412)에 형성된 원형 밸브 융기와 돔(1432)간의 접촉의 링을 떨어뜨린다. 밸브는 원형 융기를 아래로 누르면서 돔 영역(1414, 1432)의 고무에서의 프리로드에 의해 닫힘을 유지된다. 트러스트 실린더(1422, 1416)은 항상 카세트가 솔레노이드(1430)의 플랫 스프링의 확장에 의해 표시된 바와 같이 밸브 액추에이터와 접촉하여 로드될 때 위쪽으로 밀린다. 밸브 솔레노이드에 힘을 가하는 것은 자기력을 추가시키고, 상향 트러스트를 증가시키고 원형 융기 실 둘레의 환형상 개구를 초래하기에 충분한 돔 중심에 홈을 판다. 카세트가 밸브 액추에이터와 접촉하는 것으로부터 제거되면, 실린더(1422, 1416)는 최대 확장에서 1418의 롤링 실 부분과 출구측상의 비교가능한 부분이 아래로 연장하는 원뿔면으로 연장할때까지 고무 돔(1414, 1432)에 의해 아래로 밀리고, 밸브 돔에는 프리로드가 거의 남지 않는다. 그러므로, 카세트를 밸브 액추에이터로 결합하는 것은 밸브 돔을 개구를 향하여 밸브 액추에이터 스프링과 동적 균형의 형상으로 이동하여 비교적 작은 지기 트러스트력과 작은 이동은 밸브를 개방하기에 충분하다. 전원이 공급된 솔레노이드 트러스트의 제 1 부분, 예를 들어 첫번째와 세번째는 돔을 확장하고, 트래블(travel)의 제 2 부분은 밸브를 개방한다. 1460에서 개방된 갭은 솔레노이드 트래블의 제 2 부분, 예를 들어, 제 2 부분의 절반보다 작아, 이 예에 의해, .024 인치의 총 밸브 트러스트는 .008인치 후에 밸브 개구를 초기화하고 액추에이터 트래블의 다음의 .016를 초과하여 밸브 갭은 일회용 의학용품의 흐름에 충분한 .008인치 만큼 개방된다.
카세트(1400)의 밸브 동작상의 유압의 효과는 갑작스런 밀폐와 캐비테이션없이 부드러운 동작을 위하여 매우 중요한 문제이다. 유압으로부터의 힘에 의한 효율적인 변위 영역은 바람직하게 플렉스 영역(1418)과 유체 노출 돔 영역(1414)사이에 매칭되며, 플렉스 영역 대향 돔(1432)에 대하여 비교가능하다. 밸브에 걸친 압력차에 관련된 다른 압력으로의 압력 효과와 밸브의 양쪽의 압력의 평균에 관련된 공통 모드 압력 효과를 분할하면 이 설계의 목적은 공통 모드 압력의 효과를 최소화하는 것이다. 공통 모드 압력의 증가가 1418상에 미치는 압력을 통해 실린더(1422)를 아래로 밀지만, 압력은 부분적으로 돔의 힘을 언로드하여 1414가 1422를 누르도록 한다. 그러므로, 공통 모드 유압의 변화는 액추에이터 위치상의 마이너 효과만을 갖는다. 밸브, 예를 들어, 입구 밸브가 닫히게 되면, 1414의 내부 고리상의 변위 영역은 1418상의 동일 압력에서의 변위 영역보다 작아, 1420으로부터의 내부 유압의 포지티브 증가가 1422를 아래로 밀고, 밸브의 닫힘을 유지한다. 체적 하부 돔(1415)으로부터 소통된 네가티브 압력은 1414상의 상향력을 감소시키고, 다시 밸브를 닫는다. 그러므로, 입구로부터 펌프 챔버로의 포지티브에서 내가티브로 가는 다른 압력은 입구 밸브를 닫게 하고, 역으로 외부로 향하는 압력차는 입구 밸브를 개방한다. 그러므로, 밸브는, 돔(1414)에 홈을 파는 총 포지티브 압력과 관련되고 돔이 트러스트 실린더(1422)와 접촉하지 않도록 하는 비교적 낮은 순방향 크래킹 압력 및 더 높은 크래킹 압력으로 유체 다이오드와 비교될 수 있다. 입구 밸브가 솔레노이드 액추에이션에 의해 밀려 개방되고 유체 흐름의 존재로 닫히기 시작하면, 닫힘 밸브에 걸친 증가하는 압력 차가 더 밀폐를 향하여 밸브를 구동함에 따라 갑자기 쾅 닫는 경향이 있을 것이다. 이것은 밸브에 걸친 개발 압력차가 밸브의 개방을 유지하는 경향이 있으므로 펌프 챔버로부터 소스로 반대 방향으로의 흐름에 대한 재생밀폐 동작이 없다. 출구 밸브는 마찬가지로 부드럽게 닫으려는 경향이 있고, 솔레노이드 액추에이터 힘이 감소됨에 따라 외부로 향하는 유체 흐름에 연속적인 제동 동작을 제공한다. 1011에서 도 10의 서보 회로의 응답을 제어 신호 "개방"으로 취소하면, 논리 레벨 "개방"이 하이로 될 때 발생된 솔레노이드(1440)상의 자기력의 램프(ramped)가 여기에 기재된 돔 밸브를 갖는 워터해머(waterhammer)와 캐비테이션을 피하면서 유체 흐름의 부드러운 스로틀링(throttling)을 초래한다(반대로, 갑작스런 자기 밀폐하는 경향이 있는 튜브 핀치 밸브). 출원인의 특허 제 5,624,409 호에 상세히 설명된 제어 전략을 이용한 도 14의 유체 흐름 제어 시스템의 의도된 동작에서, 공통 동작 절차는 다음과 같다: 1) 펌프 챔버의 초기 유체 체적을 결정하기 위하여1410에 핑 측정을 수행하고; 2) 펌프 액추에이터(1410)에 전력을 인가하고, 펌핑 챔버 하부 돔(1415)의 유압의 감소를 초기화하고; 3) 일시적인 시퀀스로 단계 2)전에 또는 후에, 응답 지연에 의존하여, 밸브 액추에이터(1430)에 전력을 인가함으로써, 입구 압력 전에 펌핑 챔버 압력이 강하하는 시간에서 밸브 개구가 소통하고; 4) 액추에이터(1410)가 서보 제어하에서 자기 밀폐에 접근하도록 하고; 5) 돔(1415)이 풋(1404)으로 확보하기 시작하는 유체 흐름 가속 및 감속에 충분한 시간을 허용하고; 6) 정시에1410으로부터 정시에 전력을 제거하여 유체 추진력이 가청 클릭을 유발할 수 있는 액추에이션 솔레노이드가 범프 밀폐되도록 하는 것을 방지하며; 7) 응답 지연에 의존하여 일시적인 시퀀스로 단계 6 전 또는 후에, 밸브를 통한 흐름이 역전하자마자 유체 밀폐가 도달하기에 충분한1430으로부터 전력을 제거하고; 8)1410과 핑 측정을 수행하여 유체 체적을 계산하고, 전달 체적의 긴 범위 축적 추정을 갱신하기 위하여 단계 1로부터 체적을 빼고; 9) 소정의 펄스 간격동안 밸브 액추에이터(1440)에 힘을 가하여, 약간의 유체가 펌핑 챔버를 나가도록 하고; 10) 잔여의 유체 체적의 핑 측정을 반복하고, 전달된 체적을 계산하고, 호출하면, 후속의 출구 밸브 펄스에 대한 보정을 결정하고; 11) 단계 9 및 10을 0번 이상 반복하여 유체 전달 사이클을 반복한다.
기재된 시퀀스는 원하는 유체 전달 속도 및 총 전달 유체에 대한 시간 가변 목표에 관련된 전류 진행에 따라 변경된다. 장시간의 축적 체적은 항상 입구 스트로크의 직전으로부터 직후까지의 체적 차에 기초하여, 체적 추정의 장시간 경향의 불확실성이 최소화된다. 높은 전달 속도에 대하여, 최대 체적 흡입 후에 최대 체적 전달이 뒤따르고, 각각은 (예를 들어, 출구 흐름 동력은 임계적으로 더 댐핑되고 "이상" 출구 흐름 펄스 간격이 덜 잘 정의되지 않으면) 입구 또는 출구측상의 진동 흐름의 본래 절반 기간에 맞추어진 흐름 펄스를 갖는다. 더 낮은 전달 속도에 대하여, 최대 체적이 전달되기 전에, 출구 흐름 펄스는 초기에 밸브 밀폐에 의해 중간 경로 인터럽트되고,1410의 서스펜션에 저장된 스프링 에너지에 이르는 펌프 챔버로부터 이용가능한 유체 에너지가 2이상의 펄스를 통해 지급된다. 이것은 동작의 형태에서 밸브 액추에이터의 부드러운 해제 및 유체 밸브의 본래 부드러운 비재생의 동작이 캐비테이션 버블없는 동작에 필수적인 것이다.
상술한 동작 모드에 더하여, 도 14의 하드웨어를 갖는 "파이어호스 (firehose)" 동작 모드가 가능하다. 이상적으로 입구 유체 접속 형상(1420)은 낮은 임피던스, 낮은 저항, 및 낮은 유체 관성을 가져, 유체가 빠른 펄스로 당겨질 수 있다. 출구 접속 형상(1450)은 일반적으로 높은 임피던스를 가지며, 긴 튜브의 유체의 실질적인 관성을 포함한다. 결과적으로, 관성을 포함하는 유체 진동에 대한 본래의 기간과 펌핑 챔버의 스프링 속도가 여기에 기재된 펌프 시스템의 입구보다 출그측에서 더 느리다. 파이어호스 모드 펌핑은 상기 단계 1 내지 7에 기재된 바와 같이 충전 펄스로 시작한다. 그 후, 출구 밸브는 개방되고 계속적으로 개방을 유지한다. 펌프 챔버가 고갈되어가기 시작하고 유압이 떨어짐에 따라 출구 흐름이 전진하면서 리필 단계 1 내지 7이 반복된다. 출구 라인의 충분한 추진력으로, 펌프 챔버로의 좀 더 많은 유체를 끌어들이기 위한 네가티브 압력 스파이크는 출구 흐름을 주징할 정도로 충분히 길게 지속되지 않아, 연속 흐름이 입구처럼 유지될 것이며, 펌프 밸브는 펌프 챔버를 주기적으로 재충전한다. 입구 및 출구 흐름이 정시에 오버랩되므로, 체적은 이 모드에서 정확하게 트랙될 수 없다. 체적은 펌핑 성능의 동력으로부터 추정될 수 있다. 일반적인 의학 주입 응용에서, 체적 측정 및 제어는 최대 속도 전달 모드가 야기될 때 부차적으로 중요한 것이다.
영구 자석을 이용한 낮은 전력 호버링/부상 서보
도 15는 제로 근접 전력 소비로 연속적인 자기력을 가하면서 솔레노이드 위치 호버링 근접 밀폐를 유지하는 영구 자석을 이용하는 도 9의 변형을 나타낸다. 단일점 현수 부상 시스템은 동일한 전자 구성을 공유할 수 있다. 2점 또는 다점 부상 시스템은, 현수의 자유도가 각각 독립적인 전자제품의 2 또는 다수의 복제품을 이용할 수 있다. 도 7로부터 도 9에 의해 받은 비교기(790), NOR 게이트(720), 및 스위칭 트랜지스터(730)는 도 15에서, 전력 증폭기(1504)로 대체되고, 전력 증폭기의 출력단은 포지티브 또는 네가티브 공급 레일에 매우 근접하여 스위할 수 있는 스위칭 출력 전압에 대하여 설계된다. 증폭기(1504)는, "0"으로 레이블된 반전 및 비반전 입력간의 중심 입력(1505)이 도 7에서 비롯한 "오프"신호(752)에 의해 하일 구동될 때 턴오프되도록 설계된다. 이 차단 기능은 도 7의720에서 먼저 도입한 NOR 게이트 기능과 유사하다. 바이폴라 증폭기 출력은, 도 9에서 포지티브 전원 접속이었던 1503에서, 구동 코일로의 라인(1507)이 코일의 다른 쪽에 제공된 접지 기준의 한쪽으로 갈 수 있도록 요구된다. 전류 센스 저항기 및 관련된 차동증폭기는 도 9와 같다.
도 15와 도 9의 시스템간의 일차적인 차이점은 자속 루프가 닫힌 극면상에 1501 및 1502에서 영구 자석의 솔레노이드 어셈블리(1500)을 포함하는 것이다. 이들 자석은 폴링(poling)의 방향의 작은 화살표로 표시된다. 동적 인덕턴스가 관련되는 한, 영구 자석 재료는 (상대 투과성이 매우 높은 알니코(Alnico) 자석을 제외하고) 1.0 및 1.20 사이의 (진공에 비하여) 상대적인 투과성을 가져, 재료가 거의 공기처럼 행동하는 것처럼 효율적인 동적 인덕턴스 갭(X)이 1510에서 형성되어 영구 자석 재료의 두께의 대부분을 포함한다. 자석 재료의 다른 효과는 구동 코일을 통해 흐르는 DC 바이어스 전류의 동등물을 추가하는 것이다. 이 동등 바이어스 전류를 도 8 및 9의 862처럼 "lo"라 하면, 센스 저항기 및 차동 증폭기에서 제로의 센스 전류는 초기 문맥의 lo의 전류와 동등할 것이다. 그러므로, 1508에서의 인테그레이터 비반전 입력으로의 바이어스 전위는 초기 회로의 862에서 lo 대신 제로, 즉, 접지 전위로 설정된다. 이들 변형으로, 제어 회로는 자기력이 제로 평균 출력 전류에서 기계적 로드 힘과 균형을 이루는 갭(X)을 찾는다. 회로 평형상태에서, 대칭 포지티브 및 네가티브 공급 전압에 대하여 1504로부터 1507로의 출력은 50% 듀티 사이클에서 사각파일 것이다. 전류는 약 제로 평균에서 요동하는 삼각파를 리어셈블할 것이며, 주어진 공급(포지티브 또는 네가티브)로부터 수행 사이클의 부분동안 당겨진 공급 전류의 대부분은 수행 사이클의 다른 부분을 통해 인덕티브 동작에 의해 그 공급에 펌프될 것이다. 그러므로, 호버링 또는 부상을 유지하기 위하여 유도된 전력은 전자 회로의 "활동"을 유지하여 저레벨 전류 리플의 유지 및스위칭과 관련된 트랜지스터 손실 및 AC 자기 손실을 극복하고 위치 에러를 보정하기 위한 기기력의 섭동을 제공하는데 필요한 낮은 전력일 것이다.
영구 자석의 포함으로부터 나타나는 효율적인 갭(X)의 증가된 값은 영구 재석 재료가 재료의 고투과성 트랜스포머 형으로 충전되면 요구된 것보다 자계를 변화시키는데 좀 더 많은 전류가 사용되어야 한다는 것을 암시한다. 주요 전력 필수사항이 정적 유지를 위한 것이라면, DC 전력을 오프셋하기 위한 영구 자석을 이용하는 것은 AC 효율의 희생의 가치가 있다. 그러나, 이하에서 설명될 자기 추진 시스템에서, 리프팅의 정상 DC 작업은 영구 자석에 의해 얻어진다. 이러한 응용에서 AC 전력 소비를 최소화하기 위하여, 영구 자석 재료는 기하학적으로 얇게 구성되고 넓은 영역에 걸쳐 확산되어야 하며, 따라서 영역에 의해 분할된 자기 경로를 따라 길이의 비로서 릴럭턴스가 변화하는 자기 경로에 낮은 동적 릴럭턴스를 제공한다. 이것은 기하학적 비율은 재료가 영구 자석 재료가 높은 정상 소자(demagnetizing) H 필드를 경험하는 것을 나타내는 것과 동등한 낮은 삼투 계수에서 동작할 것이다. 영구 자석 재료의 추가로 인해, 주어진 AC 필드 강도를 발생시키는 데 필요한 증가된 AC 전류에 대한 인자는 1+Pc로 주어지며, 여기서 Pc는 영구 자석이 자기 회로에서 동작하는 정상 삼투 계수이다. 영구 자석에 대한 가장 높은 에너지 프로덕트는, 영구 자석이 없는 동작에 비교하여, AC 전류의 2배 및 주어진 AC 자속 여기에 대한 AC 전력의 4배를 암시하는 약 1.0의 Pc 에서 얻어진다. 낮은 Pc는 높은 정상 소자 H 필드를 암시하므로, AC 코일 전력의 인가는 소자 H 필드에 더 높은 피크를 야기하고, 제로에 근접한 영구 자석 재료의 네트 자속을 동적으로 구동한다. 이러한 인가를 위해 선택된 재료는 반드시 높은 강압적인 힘을 가져, 재료가 동작의 스트레스에 의해 디폴(depoled)되지 않을 것이다. 또한, 필드 바이어스를 발생할때 효율적인 비교적 얇은 층의 영구 자석 재료대 대하여, 재료는 높은 폴링 강도를 가져야 하며, 잔여의 B필드, Br이 하이일 필요가 있다. 가장 높은 이용가능 에너지 프로덕트 네오디뮴 아이런 보론 자석 재료는 1테슬라(tesla)를 초과하는 높은 Br을 가지지만, 강도의 큰 손실없이 추가의 AC 필드 변화로 매우 낮은 성능 계수로 동작하도록 높은 충분한 강압적인 힘을 가지지 않는다. 높은 강압적인 힘을 최적화하는 공식 표시는 기재된 조건하에서 양호한 성능을 위하여 찾는다. 설계가 효율적인 AC 성능을 위하여 더 최적화되면, 요구된 재료의 양은 주어진 갭을 통해 필요한 리프팅 힘을 생성하는 최소를 초과할 것이다. 그러나, 이들 비용은 매우 효율적인 리프팅 및 추진 자기 모터의 달성에서 충분히 지분할 것이다.
영구 자석의 포함을 위한 도 9의 회로에 대한 변형은 도 12의 회로에 대한 변형과 유사하게 적용된다. 하나의 필요는 바이폴라 전류 구동을 제공하고 목표 갭을 제로 전류 갭의 추정으로 설정하고, 컴퓨터 인터페이스를 통한 효과 통합 피드백은 시스템 파라미터를 리바이어스하여 제로 전류 갭을 달성한다. 아날로그 인테그레이터는 또한 마이크로프로세서 루프를 대체할 수 있다.
대칭 랜딩을 위한 서보
상술한 서보 시스템은 이동의 1축을 제어한다. 자기 정렬의 고유 불안정성이 주의되었지만, 확고한 정렬을 위한 스프링 완충 시스템이 기재되었다. 이는 때때로 일반적인 서보 제어 문제를 통한 간략화로 위치를 제어하는데 사용되는 동일한 기술에 의해 오브젝트의 정렬을 보정한다. 표준 "E-I" 코어 부분으로부터 제조된 솔레노이드를 고려하면, E 코어는 고정자이고 더 가벼운 I 코어는 E 코어로 이끌리는 전기자이다. I가 E에 접근함에 따라, 다른것보다 E에 더 가까운 I의 일단을 놓이는 임의의 틸트는 더 협소한 갭을 가로질러 자속의 집중을 일으킬 것이다. 작은 정렬 에러 및 코어 포화가 없는 것에 대하여, 불안정한 자기/기계 스프링 레이트가 중심의 중심들과 E의 단부 쌍 표면간의 거리의 세제곱으로 승산하고 평균 갭의 자승에 의해 제산된 E와 I사이의 총 인력에 의해 주어진다. 이 불안정화는 매우 강한 완충 근접 밀폐를 극복할 수 있다. 자기 정렬 보정은 갭이 작아짐에 따라 더 정밀해지고, 서보 루프의 특이성없이, 총 자기력이 제어하에 있으면 갭이 제로에 접근한다.
2쌍의 권선을 갖는 E 코어를 고려하면 다음과 같다: 힘 구동 힘 센스 권선은 E의 중심 가지(prong)를 감고, 정렬 드라이브 및 정렬 센스 권선은 E의 각 단부 가지를 감고, 코어 권선은 직렬로 연결되어 전류 흐름은 각 단부에서 대향하는 회전 센스에 있고, 전류는 형상-8루프를 이동한다. 그러므로, 정렬 권선을 상호 접속한 후, 통상의 드라이브 및 센스 권선으로, 전자 제어기로 되돌아오는 한쌍의 드라이브 리드 및 한쌍의 센스 리드를 갖는다. 센스 권선으로부터의 신호는 E의 단부들 사이의 자속 불균형의 변화 속도를 나타내고, 그 신호의 시간 적분은 총 자속 불균형을 나타낸다. 비대칭 드라이브 권선을 단축하는 것은 동일하지 않은 갭을 발생시키는 E에 대한 I의 회전의 종류의 전자기계적 댐핑을 일으키지만, E계의 단부 주위의 초전도 형상-8 권선의 단축은 불안정 토션 힘을 상쇄한다. 도 15의 회로는대칭 유지 서보에 사용될 수 있으며, 초전도 루프의 기능을 성취한다. 도 15에서, 센스 코일 출력 전압의 적분으로부터 유래한 피드백 신호 성분은 초전도 형상-8 권선이 자속의 변화에 응답하여 정상 전류를 발생시키고, 그 전류 방향이 자속의 변화를 상쇄하도록 하도록 한다. 이 기능이 기본 불안정성을 대항하는 동안, 댐핑 미분 루프는 신속한 세틀링(settling)을 돕고 전류 신호의 적분은 제로에 임의의 잔여 비대칭을 제로로 구동하는 피드백을 제공하고, 자속 균형만으로 전기자 회전을 방지하는데 요구되는 전류가 없다.
갭 밀폐의 시작시의 조건은 명목상 대칭이면, 즉, 초기 비대칭이 작고 예측불가능하면, 도 15의 DAC 출력에 대한 최선의 추측은 제로이다. 따라서, DAC와 그 출력 저항은 대칭 응용에 대하여 제거될 수 있다.
도 15의 지형 또는 더 간단한 회로가 하나의 축에 대하여 각 오정렬을 정정하도록 이용될 수 있어도, 이러한 2개의 회로는 2축에 대한 각 오정렬을 정정하여 완전한 플랫인 2개의 솔레노이드 성분을 야기한다. 수직이고 중첩된 그들의 후면상의 2개의 E 코어처럼, I 코어의 직선 크로스-피스 (cross-piece)를 "+"형상으로 대체하고 E 코어를 "+" 형상의 팁으로부터 확장하는 4 스퀘어 프롱(prong)를 갖는 "+"으로 대체하는 것을 고려한다. 한쌍의 대칭 서보는 이 문서의 초기에 언급한 바와 같이 "4 포인트 랜딩"과 평행 호버링을 성취할 수 있다.
부상 및 선형 추진을 위한 시스템
상술한 원리는 트랙 아래에 서스펜딩된 부상 모노레일카의 무거운 리프팅의 포텐셜 애플리케이션을 확인한다. 긴 오브젝트가 협소한 레일로부터 서스펜딩되면, 2개의 가변 서스펜션 서보가 요구되어 카를 들어 올리고 전방부터 후방까지 그 레벨로 유지한다. 세로의 추진 트러스트 및 제동을 제공하기 위하여, 트랙의 낮은 표면의 형상은 수직 리플의 주기파를 포함하도록 변경되고, 길이방향의 위치의 변화로 트랙의 높이를 변화시킨다. 자계 강도의 변화 파형은 카의 길이에 따라 배열된 일렉트로마그네트(electromagnet) 및 그 관련된 제어 모듈내에 발생되며, 이들 파형은 카에 대하여 트랙의 정지 수직 리플로 이동하는 파형을 동기하는 속도에서 카를 따라 후방으로 이동하도록 하여, 트랙의 주어진 부분이 카의 통과 동안 비교적 일정한 자계 강도를 확인한다. 트랙에서의 수직 리플의 파동에 대한 자계 세기의 파동의 크기와 위상의 제어는 결국 트러스트 또는 제동의 제어이다.
서스펜션 문제는 카의 단부에 대한 2개의 독립 서보로서 또는 미분 모드 제어를 위한 대칭 서보 및 공통 모드 제어를 위한 부상 서보로서 접근될 수 있다. 다른 경우, 각각의 플럭스-목표 입력을 수신하고 각각의 위치-표시 출력 (또는, 주어진 자속을 성취하는데 요구되는 전류가 위치 또는 자기 갭과 관련되므로, 전류-표시 출력)을 제공하는 각각의 자기제어 및 액추에이션 모듈은 입력 및 출력의 그룹핑으로서 제어된다. 개별 그룹핑(grouping)는 차량의 움직임, 예를 들어, 수직 높이, 전후 피치 각도 에러 및 트러스트 또는 제동력(thrust or braking)의 상이한 자유도(degree of freedom)를 제어한다. 차량의 움직임의 자유도와 관련된 일반화된 "위치" 신호는 제어 및 액추에이션 모듈의 그룹핑에 대한 가중(weighted) 평균 또는 가중 합으로서 표현된다. 도 16의 상부에 도시된 서스펜션의 구조(geometry)에 적용될 수 있는 가중 합은, 수직 높이를 표시하는 유사한 포지티브 가중 세트,전후 피치 각도 에러를 표시하는, 액추에이션 모듈의 로우(row)의 일 단부에서의 양수로부터 상기 로우의 대향 단부에서의 음수로 변화하는 가중 세트 및 트랙 리플에 관련된 모듈 위치의 사인 및 코사인 성분을 표시하는, 90도 만큼의 트랙 리플에 관련된 위상차 및 트랙의 길이 치수에 따른 주기적 수직 리플의 파장에 정합된, 양수 및 음수 사이에서 주기적으로 변화하는 가중 2 세트이다 (도 16의 하부의 개략적 회로는 전체 모듈 세트 사이의 사인/코사인 환산(reduction)보다는, 소정의 모듈을 스트래들링(straddling)하는 모듈 쌍 사이에서의 트랙 슬로프 측정량(measurements)에 기초하여, 약간 단순화한 트러스트 방법(approach)을 수행한다). 소정의 제어 자유도에 관한 위치-표시 신호의 소정의 가중 합은 동일한 자유도와 관련된 서보 출력 신호 세트와 관련된다. 트러스트 또는 제동력에 대한 자기 웨이브 생성의 경우에, 출력 신호 세트의 다른 성분은 일반적으로 다른 위상 정보를 포함한다. 위치 설정(positioning) 또는 정렬 자유도를 제어하는 출력은 일반적으로 단일의 스칼라 값의 개별 가중 계수를 표시하며, 이 스칼라는 입력 가중 합이다. 출력 가중의 기하학적 패턴은 통상 입력 가중, 예를 들어 리프트(lift)에 대한 동일한 입력 및 출력 가중 또는 피치 각도 제어에 대한 위치와 선형으로 변화하는 가중의 패턴과 유사하다.
높이 및 피치의 액티브 제어로, 수평 이동, 요(yaw) 및 롤(roll)의 자유도는 수동적으로 조절된다. 그 구조(geometry)로 인해 전후 서스펜션 자석이 중앙으로 수평 이동되는 경향이 있는 경우, 수평 이동 및 요는 수동적으로 안정화될 것이다. 트랙 하부에 매달린 물체에 있어서, 중력은 롤을 제어한다. 굽어져 선회하는 코너에서 레일 차량의 고속 운전에 있어서, 롤의(즉, 레일 하부의 진동(swinging)의) 매우 효과적인 댐핑(damping)은 액티브 공기 역학 핀(fin)에 의해 제공될 수 있다. 전/후 위치는 스태틱(static) 센스에서 주행 방향으로 제어되지 않고, 전술한 바와 같이, 트러스트 및 제동력은 트랙의 길이 치수에 따른 수직 높이의 웨이브에 대한 자속의 이동 웨이브의 동기화에 의해 제어될 수 있다.
부상 시스템(levitated system)이 고속으로 이동할 때 트랙에서의 히스테리시스 및 와전류로 인해 자기 손실을 최소화하기 위하여, 리프팅 전자석은 바람직하게는 트랙 전후가 아닌, 트랙 사이에서 수평으로 계(field)를 발생시킨다. 리프팅 전자석은 그 계가 트랙의 실제 길이, 이상적으로는 자기 리프팅 시스템의 전체 길이에 걸쳐 아주 균일한 계로 통합되도록 서로 인접하여야 한다. 상기 전자석은 차량의 길이에 따라 "균일하게(seamlessly)" 그 계를 용이하게 통합할 수 없는데, 이는 소정의 자기 분리를 위해서는 다른 자석의 다른 액추에이션 신호 강도를 분리시키는 것이 요구되기 때문이다. 트랙의 소정 부분에 유도된 자계는영에서 최대가 되며 부상 차량의 이동 동안 1회만 다시영으로 된다. 자석 섹션의 약간의 분리는 필수적으로 차량의 이동 동안 트랙의 소정 부분에서 계 강도의 약간의 리플을 초래하지만, 큰 변동(fluctuation)과 전체 계의 반전은 방지되어야 한다.
트랙의 수평 방향이 아닌, 수직 방향으로 자속이 이동하는 경우, 원하지 않는 2가지 상황 중 하나의 상황이 발생된다. 차량의 이동 동안 트랙의 일부에서 플럭스(flux) 반전이 없다는 것은 차량의 일 단부의 모든 자극은 N극인 반면, 차량의 나머지 일 단부의 자극은 S극이라는 것을 내포한다. 트랙의 트랙 길이에 수직한단면(cross-section)은 차량을 리프트시키는 전체 자속을 지지하여야 하며, 마찬가지로 차량에 대한 부상 시스템을 통한 자속 리턴 경로의 단면을 지지하여야 한다. 차량 상부의 자극이 차량의 길이에 따라 소정 회수 N극과 S극 사이를 교차하는 경우, 이것은 트랙에서의 길이 방향 자속의 축적(cumulative buildup)을 감소시키지만, 또한 차량의 이동 동안 트랙의 소정 부분에서의 플럭스 반전을 초래한다. 이러한 딜레마의 방지에 있어서, 도 16에는 트랙에서 주로 수평 및 수직 자계를 유도하는 서스펜션 및 추진 시스템이 도시되어 있다. 도시된 설계는 여러 이점을 제공한다. 우선, 상기 설계는 플럭스를 전달하는 트랙의 체적을 최소화한다. 다음으로, 좌우측의 자기 쌍극자를 방지하고 도시된 바와 같은 대칭형 쌍극자 쌍을 이용하는 대신에 중심으로부터 좌우측으로 플럭스가 이동하는 것을 이용함으로써, 상기 설계는 자기 4극자를 달성하고, 그 자계는 쌍극자 계보다 훨씬 짧은 주위 범위를 갖는다. 다음으로, 상기 설계는 차량 통과 시의 트랙의 임의 부분에서의 일시적 플럭스 변동을 최소화하여, 와전류를 억제하는 라미네이션(lamination)없이 그리고 특수 합금 처리 또는 열 처리 없이 통상의 고체 철 또는 강철로부터 트랙을 제조하는 것을 가능하게 한다. 트랙에서의 AC 자기 변동이 최소화되는 반면, 모터 자석에서의 자기 변동은 아주 높으며, 그 계는 트랙에서의 수직 리플과 동기화시에 변화되어 트러스트 및 제동력을 생성하여야 한다. 설계에 의해, 자기 성능에 대한 요구 규격은 모터 재료에서 대량의 트랙 제공에서 훨씬 소량의 제공으로 이동된다.
다시 도 16에서, 8개의 자석 섹션 로우(1600, 1601, 1602, 1603, 1604, 1605, 1606 및 1607)이 트랙(1610) 하부에서 부상되어 그 트랙에 정렬되어 있는 것이 도시되어 있다. 트랙 자체는 I 빔 형태를 가지며, I 빔의 유인(attracting) 하부면은 수평의 볼록 라운딩 및 수직의 사인 곡선 리플링에 의해 변경되며, 상기 라운딩은 순차적으로 층을 이루는 것을 가능하게 하고 상기 리플링은 추진을 위해 사용된다. 상기 리플링은 라인(1612)로 표시된 트랙 에지의 사인 곡선으로 도시되어 있다. 상기 예시는 4상 추진 모터를 의미하는, 트랙에서의 리플 파장 당 4개의 자석 섹션을 도시한다. 파장 당 약 3개의 자석 섹션의 실질적인 최소는 저 진동을 갖는 평활 3상 추진에 대해 바람직하지만, 트랙 파장 당 모터 자석의 높은 수직 서브분할은 부상 시스템이 통과할 때 트랙의 소정 부분에 유도되는 자계의 낮은 리플을 초래한다. 예시된 4상 추진 시스템의 각각의 자석 섹션은 섹션 컴포넌트(1607)로 표시된, 강자성 코어 부분과 권선으로 이루어진다. 코어 단부는 좌측(1616), 중앙(1618) 및 우측(1620)의 직사각형 부분으로 도시되어 있다. 이 세 부분은 하부 중앙 영역(1607) 사이, 전방 로브(lobe)측(1622)(뷰어에 인접하여 투시됨) 및 인접한 섹션(1606)의 전방 로브에 인접한 후방 로브측(1624)에 도시된 권선의 하부 벤딩 로브 사이의 브리지에 의해 결합된다. 중앙 코어 부분(1618)은 하나의 자극(N극 또는 S극)을 형성하는 반면, 외부 섹션(1616 및 1620)은 대향 자극(N극 또는 S극)을 형성한다. 상기 권선은 중앙 섹션 주위에 루프를 형성하여 이 자기 극성차를 생성하도록 도시되어 있는 반면, 전방 및 후방 로브에서 벤딩되어 1618의 상부 코어 영역을 따라 손상되지 않은 표면을 가능하게 한다. 권선의 하부 벤딩은 또한 각각의 중앙 섹션이 그 이웃한 부분 또는 단부에 이웃한 부분과 인접하게 되는 것을 가능하게 한다. 인접한 코어 섹션은 실제로 접촉하지 않고, 중앙 또는 외부측 또는 둘다와 약간 분리되어, 트랙(1610)과의 좁은 자기 갭 영역을 향한 자속의 수직 "슬러싱(sloshing)"을 억제하고자 하는 것과 피치 제어 및 추진 자기 웨이브 생성을 위한, 독립 코일 구동 섹션의 자기 단락(magnetic short-circuit)을 방지하고자 하는 2가지 이유로, 자속의 수직 흐름을 억제한다. 바람직하게, 코어 섹션들 사이의 분리 갭은 코어 및 트랙(1610) 사이의 갭과 비교하여, 트랙에 유도된 계 강도에서 이동의 미미한 불연속성만을 초래할 정도로 충분히 작으며, 한편 상기 갭은 또한 원하지 않는 자속의 초과 수직 도전을 방지할 정도로 충분히 크다.
모터 섹션(1600 내지 1607)은 영구 자석 컴포넌트가 부족한 것 처럼 기술되었지만, 영구 자석은 모터 섹션으로 용이하게 통합됨으로써, 구동 권선에 필요한 전류의 DC 성분의 제거가 가능하다. 대안적 모터 섹션의 구조는 도 16의 좌상 영역에, 2개의 단부의 우상측의 점선 엔드(end) 화살표에 의해 01-01로 표시되고 실제로 우상측에 도시된 수직 상승 섹션 및 2개의 단면의 좌상측의 점선 엔드 화살표에 의해 02-02로 표시되고 실제로 좌상측에 도시된 수평 상승 섹션에 예시되어 있다. 곡선형 하부 트랙 표면(1614)은 다이어그램의 두 부분에 대해 동일하기 때문에 동일 번호로 기재되는 한편, 좌상측의 2개의 도면의 모터 섹션의 세부 사항은 상이하다. 투시된 코어의 측면 로브(1616 및 1620)는 상대적으로 얇은 하부 섹션이 2개의 섹션 도면에서 1629로 도시된 U자형 채널의 로브(1617 및 1621)로 대체된다. 외부 U자형 채널 하부로부터 중심 섹션로의 브릿징은은 화살표로 표시된 바와 같은 얇은 치수 사이에서 상부로 극성화된(poled), 얇은 플랫 직사각형 영구 자석(1627)이다. 도 15에 대해 참고로 전술된 원리에 후속하여, 이 자석은 길이대 면적의 낮은 비율을 가지고 낮은 투과 계수로 동작되며, 그 결과 AC 리럭턴스(reluctance)이 낮게 유지되어, 모터 섹션 로우를 따라 이동하는 추진 자기 웨이브를 생성하기 위한 효율을 향상시킨다. 소프트 강자성 컴포넌트(1625)는 영구 자석으로부터 플럭스를 모아서 그 플럭스를 권선(1623) 주위에 배치된 상부(ascending) 실린더형 섹션으로 집중시키는 넓은 플랫 직사각형 하부, 보다 복잡한 형태와 대조를 이루는, 벤딩 다운된 로브(1622 및 1624)를 갖는 와이어로 채워진 단순한 스풀(spool)을 구비한다. 1625의 실린더형 부분의 상부로부터의 플럭스는 직사각형 중심 극성 부분(1619)에 결합되며, 상기 플럭스는 표면(1614)까지 수직으로 브릿징되고 채널(1621)의 측면으로 다시 수직 브릿징됨으로써 자기 회로를 완성하기 전에 수직으로 확산된다. 1619와 그 좌측의 수직의 이웃한 부분 사이의 갭 및 이와 유사하게 수직 섹션의 3 그룹의 중앙에 도시된 표시되지 않은 동일한 모터 섹션의 좌우측에 대해 이웃한 부분에 대해서 관찰하라. 이 갭은 수직 모터 섹션 사이의 원하지 않은 플럭스 누설을 방지한다. 갭은 자기 도전 부분(1625)의 수평의 좌우측 상에 보여지고, 이러한 갭은 1621의 하부에 대한 영구 자석 플럭스의 초과 단락을 방지하고자 하는데, 이는 원하는 DC 플럭스 경로가 권선을 통해 바(1619)로 있기 때문이다.
서스펜딩 트랙의 실제 수직 갭(예를 들어, 1 내지 3 센티미터 사이에서 변동됨) 및 실제 수직 파장(예를 들어, 50 센티미터 정도의 트랙 리플 파장을 갖는 250 밀리/시간 추진력에 대한) 및 실제 승객용 차량의 하중 부하(예를 들어, 서스펜션 시스템의 수직 풋(foot) 당 1000 파운드 정도)는, 1610의 컴포넌트와 유사한바(1619)로부터 유사한 표면(1614)까지 브릿징되는 플럭스 밀도가 철에 대한 비교적 작은 포화 플럭스, 즉 비교적 작은 2 테슬라이어야 한다는 것을 나타낸다. 보다 높은 플럭스 밀도에서, 힘의 중심은 트랙에 대한 원하는 수직 갭보다 아주 크지 않은(또는 심지어는 보다 작은) 1629와 같은 모터 요크(yoke) 부분의 수평 폭을 요구하도록 크게 된다. 이러한 수평 치수에 있어서, 많은 플럭스가 표면(1614) 사이와 1610의 부분을 통해 수직으로 브릿징되지 않고, 예를 들어, 1619로부터 1617 및 1621 사이로 직접 플럭스의 초과의 수평 누설이 존재한다. 부상의 발생 없이 플럭스의 수평 단락을 방지하기 위하여, 모터의 수평 폭은 수직 갭과 관련하여 너무 작을 수 없고, 함축적으로, 모터의 상부 표면은 철의 포화 미만의 플럭스 밀도에서 양호하게 동작될 필요가 있다. 수직 부상 수정(correction) 및 추진을 발생시키는 구동 코일의 최대 효율에 있어서, 상기 코일의 중심은 가능한 한 작게 형성되어야 하며, 그 결과 권선 당 평균 원주는 최소화된다. 따라서, 플럭스가 트랙에 대한 수직 자석 갭 사이의 이동 동안 상부에서 다시 확산되기 전에, 도면의 넓은 플랫 하부 자석으로부터 권선 중심을 통해 자기 재료의 작은 실린더로 플럭스가 집중되게 된다. 권선 코어의 단부는 상기 재료의 포화 레벨까지 피크 플럭스 밀도를 구동하지 않고, 가능한 한 작게 형성되어야 한다. 낮은 투과 계수의 영구 자석 재료 및 포화에 근접하게 동작되는 권선 코어를 사용하는 최상의 시스템을 구축함으로써, 본 발명에서 기술되는 바와 같은 시스템의 전자석 추진 효율은, 트러스트/부상 비율 등의 시스템 요건에 상당히 의존하여, 80%를 훨씬 초과하고 심지어는 90%를 훨씬 초과하게 될 수 있다.
추진 시스템이 부상 서스펜션 시스템과 아무런 관련이 없지만, 이하에서 기술되는 바와 같이, 단일의 자기 어셈블리에서 2개의 서브시스템을 공유하는 이점이 있다. 서스펜딩 레일의 하부면이 도시된 바와 같이, 2 센티미터의 평균 서스펜션 갭으로 1.5 미터의 파장 및 1 센티미터의 피크 진폭을 갖는 트랙 길이를 따라 주기적 수직 리플을 포함하도록 하여, 리플 크레스트(crest)에서 1 센티미터의 최소 간극(clearance)를 허용한다(거친 스텝이 평탄한 리플보다 모터에서 많은 진동 고조파를 발생시킨다고 해도, 상기 리플은 평탄할 필요는 없지만, 트랙 높이에서 미세하거나 거친(coarse) 스텝으로 이루어질 수 있다). 제어 목적을 위하여, 자기 액추에이션 섹션(1600 내지 1607)과 관련된 신호를, 동일한 신호 가중 및 모든 섹션에 대한 동일한 액추에이션을 갖는, 수직 높이 제어를 위한 공통 모드 그룹핑, 음수로부터 양수로의 신호 가중의 프로그레션(progression) 및 액추에이션의 조절의 유사한 프로그레션을 위한, 피치 제어용 미분 모드 그룹핑 및 트랙에서 리플을 가지고 추진을 발생시키는 이동 자기 웨이브를 발생시키기 위한, 트랙의 리플 파장으로 스케일된 웨이브 그룹핑 등의 3개의 기능적 그룹핑로 하위 분할한다. 도 16에 표시된 전자 장치가 트랙 파장 및 모터 섹션 간격 사이의 부동수(fixed) 또는 정수 관계에 의존하지 않지만, 웨이브 그룹핑은 트랙 파장을 4상 추진 시스템에 대한 정수, 예를 들어 1/4 파장으로 제산할 수 있다. 전방으로의 추진을 발생시키기 위하여, 트랙에 대한 자기 갭이 닫혔을 때, 소정의 자석 섹션에 전압을 인가하여 영구 계를 강화(reinforce)시킴으로써 자기 유인(attraction)을 증가시키며, 반대로, 상기 갭이 개방되어 있을 때, 상기 섹션에 역 극성이 인가되어 영구 계를 버크(buck)시킴으로써 유인을 감소시킨다. 자석으로부터 트랙으로의 힘 벡터는 갭이 닫혔을 때 순방향으로 그리고 갭이 개방되어 있을 때 역방향으로 기울어지기 때문에, 자기력에서의 동기화된 변동은 순방향-틸팅(tilting) 부상 힘 벡터를 강조하거나, 극성 반전으로, 역방향-틸팅 부상 힘 벡터를 강조하여, 트러스트 또는 제동력을 초래한다. 소정의 모터 섹션에 대한 자속의 AC 변동은 도 16의 하부에서 도시된 바와 같이, 소정의 모터 섹션 중 일측 상의 모터 섹션을 비교하는 유도성 측정의 차에 기초하여 트랙에 대한 유효 자기 갭 X의 슬로프와 동기화될 수 있다. 전술한 바와 같이, 모든 액추에이터와 동작하는 방법은, 원하는 트러스트 또는 제동력에 대한 적절한 위상 및 진폭으로 권선을 구동시키도록 피드백되는 시변 공간적 사인 및 코사인 성분에 대한 갭 데이터를 동시에 감소시킨다.
도 16의 하부에 도시된 개략적 전자회로는 3개의 그룹핑이 동작하는 방법을 예시하고 있다. 0에서 7까지의 인덱스 "i"에 대해 8회 반복된 기능 블럭 1636는 유도된 전압 센스 신호 Vsi를 1632에서 수신하고, 구동 전압 Vdi를 1634에서 발생시키고, 유효 자기 갭 출력 신호 Xi를 1640에서 발생시키며, 플럭스 서보 제어 목표에 대한 입력 Φtgti를 1638에서 수신한다. 이러한 제어 모듈을 형성하는 원리는 홀(Hall) 효과 디바이스 사용 등의 널리 공지된 보조 센싱 방법을 허용하고, 전류 센싱 및 유도 전압 센싱을 이용한 방법의 다양한 조합을 허용하는 이러한 규격의 전반부의 실시 형태의 기술에서 발견된다. 블럭 1636은 스위칭 레귤레이터 출력 전압을 변화시켜 측정된 자속이 최소 위상 지연을 갖는 플럭스의 목표 값을 추적하도록 하는 "내부"의 급속 제어 루프를 수행한다. 이 루프의 동작은 예를 들어, 도 12의 회로에 대해 참고로 기술된 바와 같이, 서스펜션을 부상시키고 평균 높이 및 수직 틸트를 제어하기 위한 느린 외부 루프에서 센스 변수로서 사용된 1636의 출력인 유효 자기 갭 X를 표시하는 신호를 발생시키도록 해석된다. 갭 X는 또한 추진 자기 웨이브의 동기화를 위해 사용된다. 모터 섹션(1600 내지 1607 및 1636) 사이의 접속은 1607로부터 구동 권선 와이어 쌍(1628)을 경유하고, 1607로부터 센스 권선 쌍(1626)을 경유하며, 8개의 센스 입력 Vsi를 1632에서 제공하고 8개의 구동 출력 Vdi을 1634에서 제공하는 8개의 와이어 쌍에 대한 2개의 16개의 와이어 버스 또는 케이블로 분할되는, 32개의 와이어 버스 또는 케이블(1630)을 경유하여 모두 통신한다. 다이어그램에서 1636 아래에서, 1642, 1644, 1686, 1674 및 1658 및 버스 접속(1646, 1662, 1676, 1680 및 1638)에서의 8개의 와이어 버스는 8개의 채널 작동 모터 모듈(1600 내지 1607)의 신호를 운반한다. 도시된 회로 모듈은 각각의 모터 모듈에 대해 8개의 유사하거나 동일한 회로의 하나의 그룹핑을 나타낸다. 1636의 하부 및 우측의 모듈의 3개의 로우는 트러스트를 발생시키기 위한 상부로부터 하부로 이동하는 센서의 3개의 그룹핑, 미분 모드, 공통 모드 및 주기적 웨이브 그룹핑을 위한 피드백 경로를 나타낸다.
처음에 미분 모드 또는 틸트-제어 외부 피드백 루프를 시험함에 있어서, 1636으로부터의 위치 정보 Xi는 버스(1642)에 대한 출력(1640)에서 입력(1646)을 통해, 8개의 입력의 가중 합을 나타내는 1650에 대한 1개의 채널 또는 스칼라 입력을 생성하는 합 모듈(1648)로 통신한다. 각각의 입력의 가중 계수는 입력 인덱스에서 8개의 인덱스 세트의 평균을 뺀 값이고, 계수 값은 -3.5, -2.5, -1.5, -0.5,0.5, 1.5, 2.5 및 3.5이며, 계수들은 8개 그룹의 중심으로부터 소정 모듈의 중심 사이의 간격에 비례하여 변화한다. 1650에 대한 출력은 "PIDdiff"라고 하며 틸트 제어에 대한 미분 모드시에 서보 루프를 닫히는 비례, 적분, 미분 전달 함수를 발생시키는 모듈(1652)로 들어간다. 1654를 통한 Xdiff라는 모듈(1656)로의 1652의 출력은 모듈(1648)에서 사용된 동일한 8개의 관련 가중 계수를 갖는 8개의 비례 구동 출력 세트를 발생시키며, 상기 출력은 버스(1658)를 통해 나와서 "SUM" 모듈(1660)의 입력에 접속된다. 1660으로부터 버스(1644)를 경유한 8개의 출력 리드 각각에 대한 다른 신호와 합산된 미분 모드 신호는 모듈(1636)에 8개의 와이드 입력(1638)을 제공하며, 이 입력은 내부 서보 루프에 대해 목표 자속 세트를 설정한다. 따라서, 부상 틸트에서의 에러를 동적으로 수정하는 플럭스 및 자력의 분배가 형성된다.
공통 모드의 부상 피드백 경로는 기술된 미분 모드 경로와 유사하게 동작하지만, 개별 채널 가중 계수가 부족하다. 버스(1642) 상의 Xi 신호는 입력(1662)을 통해 합산 모듈(1664)과 통신하며, 1665에 대한 스칼라 출력은 8개의 액추에이션 모듈에 대한 인덱스 "i"에서 평균화된 유효 자기 갭 X에 비례하여 변화한다. 하나(unity)의 미분 증폭기(1666)는 1665 신호를 +1 가중을 갖는 입력으로서 입력받아 이것에서 목표 X, 즉 -1 가중로 표시된 입력 와이어(1668) 상의 "Xtgt"를 감산한다. 1666으로부터의 미분 또는 에러-X 신호는 1670을 통해 공통 모드의 PIDcmd 전달 함수 모듈(1672)에 접속되며, 상기 모듈의 연산은 미분 모드 모듈(1652)에 필적한다. 8개의 와이드 버스(1674)에 대한 결과 출력은 1636으로복귀하는 출력 버스(1644)에 대한 유사한 미분 및 추진 웨이브 신호와 합산하는 SUM 모듈(1660)로 이동하는 8개의 동일한 신호이다.
추진 웨이브 피드백 경로는 입력(1676)을 통해 미분 모듈(1678)로의 1642 상의 Xi 신호를 취하며, 상기 모듈의 정상적인 연산 모드는 출력 라인 i 상에서 Xi+1 및 Xi-1 사이의 차, 즉 모듈 i의 인접한 전후 모듈 사이의 신호차에 의해 표시된 바와 같은 모듈 i에서의 유효 자기 갭 X의 슬로프 표시를 제공한다. 1678의 레이블링에서 표시되지 않은 예외는 단부 모듈에 대한 것이며, 슬로프 예측은 양측이 아닌 단지 일측으로부터의 외삽(extrapolation)에 기초한다. 예를 들어, 단부 모듈에서의 슬로프를 예측하기 위해, 단부로부터의 로우 아래의 한 주기 동안의 신호 차 또는 상기 로우 아래의 반 주기 동안의 네가티브 신호 차를 볼 수 있다. 슬로프 신호는 1678로부터 입력(1680)에서 종단되는 버스를 거쳐 가변 이득 모듈(1682)로 입력되며, 1680에서 버스로부터의 각각의 입력 Ai는 입력(1684)으로부터의 트러스트 계수(b)와 승산되어, SUM 모듈(1660)의 입력에 대한 1686 상의 8개의 이득 제어 신호 Ai*B를 발생시킨다. 일 이득 극성은 포지티브 자기 트러스트를 형성하는 반면, 대향 이득 극성은 네가티브 트러스트를 형성하여, 재생성(regenerating) 자기 제동력을 초래한다. 1660에 대한 8개의 와이드 버스 입력 3개는 1644 상에 8개의 와이드 버스 출력 1개를 제공하여 3개의 외부 루프 서보에 의해 총괄하여 제어된 8개의 내부-루프 자기 서보 회로에 대한 8개의 목표 플럭스를 제공한다.
트러스트/제동력 자유도의 액추에이터 위치 센스 및 플럭스 제어 가중에 대한 대안적 방법은 전술되었다. 즉, 위치 제어 및 플럭스 제어의 주기적 사인 곡선및 코사인 곡선 가중 2 세트는 제어 모듈의 전체 세트에 걸쳐 확장된다. 다음으로, 위치 가중의 사인 곡선 세트는 플럭스 제어 가중의 코사인 세트를 구동시키며, 위치 가중의 코사인 곡선 세트는 플럭스 제어 가중의 네가티브 사인 곡선 세트를 구동시키며(사인의 미분계수(derivative)는 코사인이고 코사인의 미분계수는 네가티브 사인이기 때문임), 그 결과 전자석 로우에 따른 계 강도 변동의 웨이브는 트랙의 수직 높이에서의 슬로프 변동과 동기화되어 트러스트 및 제동력에 대한 전후 액추에이션 힘을 생성한다.
트러스트 및 제동력을 생성하기 위한 위상 변이 가중 출력 신호 이외에, 전자기력은 각각의 전자기 모듈의 자속이 일정하게 유지되도록 하지 않는다면 보존될 수 있지만, 대신에 트랙 리플과 관련된 변동의 유효 시변 갭(본 명세서 전반에 걸쳐 X 또는 Xeff라 칭함)으로서 역으로 변화되는 것이 허용된다. 사실상, 각각의 제어 모듈은 높이 및 전/후 피치 각도에서의 전체적 에러를 수정하도록 동작되어야 하지만, 트랙 리플로 인해 AC 코일 파워를 조정하는 애플리케이션이 없는 경우에 각각의 모듈에서 발생되는 경향이 있는 플럭스 변동을 최소화하도록 동작되어서는 안된다. 따라서, 플럭스 강도에서의 웨이브를 발생시키고 전자기 모듈의 로우를 따라 이동하는 2상 제어기는 코일 전류의 대응 동위상 웨이브를 최소화하는 목표 플럭스에서의 동위상 웨이브를 발생시키도록 될 수 있는 반면(구동 권선이 없거나 상기 권선이 개방 회로인 것처럼 그것이 영구 자석 및 시변 플럭스 갭의 상호 작용에 수동적으로 의존함에 따라 계가 변화되는 것을 허용함), 목표 플럭스의 직각 위상(quadrature-phase) 웨이브를 동시에 발생시켜 원하는 트러스트 또는 제동력을발생시킨다. 대안적으로, 트랙 리플에 의한 플럭스 강도의 웨이브를 이동시키는 불필요한 보상에 대해 낭비되는 파워를 최소화하기 위하여, 각각의 전자석 제어 모듈은 이웃한 부분과 상호 결합될 수 있으며, 그 결과 특정 파장의 플럭스 섭동(perturbation)이 조정 전류 액추에이션 또는 전기 저항에 의해 방해되는 수동적으로 유도된 전류를 초래하지 않으며, 따라서 영구 자석 모터의 권선 단락과 관련된 댐핑 종류 및 에너지 손실을 초래한다. 이러한 상호 결합 동작은 트러스트 및 제동력의 발생을 위한 자계 강도의 의도적으로 활성화되어 구동된(actively-driven) 웨이브를 형성하기 위해 제어로 조정(reconcile)되어야 한다.
수직 트랙 리플의 파장 및 진폭은 예를 들어, 정지 장소(stop) 근처에서 가속 및 감속시키거나 또는 트랙에서의 그레이드(grade)를 상승시키기 위해 여분의 트러스트를 발생시키는데 큰 힘이 필요한 영역에서의 보다 큰 슬로프 진폭을 제공하거나, 또는 낮은 트러스트 또는 제동력이 요구되거나 트랙 리플 슬로프에서의 감소에 의해 파워 손실이 감소되는 영역에서의 보다 낮은 슬로프 진폭을 제공하는 트랙 길이에 따라 변화한다는 것이 인식된다. 가변 리플 파장을 위해 트랙이 설계되는 경우, 변화하는 트랙 리플 파장에 적용하기 위하여 트러스트 및 제동력에 대한 제어 시스템은 그 그룹핑 및 제어 모듈의 가중을 적용할 수 있어야 한다. 마이크로프로세서 제어 및 DSP(디지털 신호 프로세서) 제어 컴포넌트는 다수의 모듈에 대해 이러한 적응 제어의 수행을 위한 적절한 툴이다.
마지막으로, 종래 기술로부터의 다양한 실시예, 예를 들어, Morishita (5,477,788)는 부상 자석의 보다 낮은 관성(inertia)으로부터 차량의 고려될 수 있는 관성을 분리하는 스프링 및 댐퍼의 서스펜션 시스템을 교시하고 있다. 각각의 전자석이 독립하여 매달릴 때 제어 문제가 발생한다. 보다 단순한 시스템은 하나의 견고한(rigid) 프레임에 하나의 차량을 부상시키는 모든 전자석을 부착한 후에, 스프링 서스펜션에 의해 차량으로부터 분리된다. 기계적 서스펜션은 부상 자기 모듈이 보다 용이하게 트랙의 불규칙성에 후속하는 것을 허용하며, 차량의 경로가 서스펜션을 통해 부드럽고 천천히 수정되는 것을 허용한다. 달성될 수 없는 일부 움직임을 달성하기 위해, 예를 들어 견고한 프레임에 모듈을 결합시킴으로써 방지되는 바와 같이, 제어 시스템은 모듈이 "화이팅(fighting)" 또는 "시도(trying)"되는 것을 방지한다는 것이 인식된다. 도 16을 참고로 예시되고 기술된 방법에서, 각각의 자석에 대한 제어는 완전한 부상 시스템이 아니라, 그룹 제어기로부터의 신호 입력의 합에 따른, 힘-제어 또는 플럭스-제어 시스템이다. 이 제어기로부터의 출력은 여자(exciting)가 무용한 액추에이션 패턴 없이, 시스템의 허용된 자유도, 예를 들어, 수직 움직임, 피치 각도 및 순방향 움직임에 대해 동작하도록 설계된다. 전술한 바와 같이, 변화하는 갭으로 일정한 플럭스를 유지하는 에너지-낭비형 액추에이션 패턴을 갖는 의도적으로 내장된(built-in) 트랙 리플에 개별 모듈이 응답하는 것을 방지하기 위해 특정 수정이 이루어진다. 서스펜션 시스템(도 16에서 도시되지 않음)에 있어서, 본 발명에서 기술된 제어 시스템은 낮은 수정 파워로 트랙 불규칙성을 추종하는 이점을 얻는다. 공지된 롤러 또는 스키드(skid) 등의 익스커션(excursion) 제한 컴포넌트는 본 발명에 포함되는 반면, 기계적 서스펜션은 제한 컴포넌트가 동작되기 전에 부상 자석이 보다 큰 트랙 불규칙성을 추종하는 것을 허용한다.
전반부에서 기술된 서스펜션 및 제어 시스템에서, 자속 제어는 움직임 제어 서보의 내부 제어 루프에서 전류를 제어하는 것이 선호되어왔는데, 이는 액추에이션 힘이 전류(대략적으로 전류 대 인덕턴스(inductanc)의 비율의 제곱으로서) 보다는 플럭스(대략적으로 플럭스의 제곱 법칙으로서)에 선형적으로 관련되기 때문이다. 플럭스 제어와 유사한 전류 제어는 서보 루프에서 낮은 위상 래그(lag)를 발생시키는 전압 제어에 대한 이점을 공유한다. 다수의 자기 액추에이터가 차량의 적은 수의 자유도를 제어하는 경우 및 트랙 리플을 보상하는 모듈의 수정 액추에이션이 의도되지 않은 경우에, 제어 방법은 플럭스가 목표 플럭스를 추적하도록 하는 것에 대립하여, 개별 자석 모듈이 전류로 하여금 목표 전류를 추적하도록 하는 것이다. 예를 들어, 센스 코일 또는 홀 효과 센서로부터의 자속 정보는 개별 모듈에 의해 제공되지만, 플럭스 제어는 개별 액추에이터가 아닌 그룹핑 액추에이터 레벨에서 달성된다. 시스템의 보다 높은 타이어(tier)에서, 이동(translation) 및 회전 움직임은 중간 타이어에서 플럭스의 그룹핑 제어를 통해 제어된다. 따라서, 3개의 타이어 제어 시스템은 모듈 레벨에서 전류를 제어하고 플럭스를 측정하고, 중간 레벨에서 플럭스 및/또는 힘의 패턴을 제어하며, 가장 높은 레벨에서 위치 및 회전을 제어한다. 이러한 제어 시스템은 개별 모듈 레벨에서 트랙 리플에 대한 낭비되는 전류 응답을 직접적으로 방지하는 반면, 하위 타이어 레벨에서 플럭스 제어를 갖는 2개의 타이어 시스템은 그룹 제어기로부터 개별 모듈로 진행하는 수정 보상에 의존한다.
자동추진(automotive) 밸브 시스템용 서보
소프트 랜딩 솔레노이드 제어에 대해 기술된 시스템은 자동추진 제어에 제공되어, 캠축 및 기계적 밸브 부상기(lifter)가 완전히 제거된다. 자동추진 밸브에서, 밸브의 신속한 가속 및 감속, 충격을 최소화하는 밸브의 닫힘 및 열림 및 닫힘 위치 모두에 대한 상당한 홀딩 힘이 요구된다. 엄격한 닫힘의 서보 제어에 있어서, 유리한 솔레노이드 구성은 정상적으로 개방되고, 스프링 바이어스에 의해 홀딩되며, 기계적 밸브 닫힘이 매우 작은 자기 갭에서 발생되며, 서보 제어는 가장 정확하게 된다. 도 7 또는 도 12의 비선형 제어 시스템은 가능한 한 보다 양호한 제어를 위한 보다 "경제적인" 방법이 선호될 것이다. 도 12의 시스템에 제공된 바와 같이, 서보는 변화하는 엔진 속도 및 파워와 관련한 급속히 변화하는 부하 조건및 밸브상에서 작용하는 해당 가속 및 동적 가스 흐름 압력하에서 동적인 리바이어싱이 요구된다. 동적으로 변화하는 조건하에서, 동작 에러가 커지는 것이 허용되지 않고, 작은 에러가 탐지되어 후속 동작에서 수정되는 한, 밸브는 손상없이 초기에 약간 덜 폐쇄되어 내려가거나 약간 강한 영향을 받는다. 자석 코어는 페라이트(ferrite)와 대조적으로, 금속 코어, 파우더 또는 얇은 라미네이션(또는 금속 테이프)를 나타내는, 높은 엔진 RPM에서 요구되는 바와 같은, 높은 가속 능력(capability)에 대한 높은 플럭스를 지원하여야 한다. 적당한 속도에서의 효율적인 운행에 있어서, 엔진 제어 컴퓨터는 연료 흡입구를 차단하고 배출 밸브를 지속적으로 개방 상태로 유지함으로써 하나 이상의 개별 실린더를 휴지(idle) 상태로 할 수 있으며, 스로틀(throttle)을 필요로 하는 가솔린 엔진의 초기 동작에 대한 분석에 의해 휴지 상태의 실린더가 압축없이 공기를 흡입하는 것을 허용하며, 다수의 공 회전(idle revolution)과 배출 밸브 개방을 번갈아 하는 최고 파워 펄스에 의해 동작된다. 근래의 세팅에서, 동작 중인 실린더는 연료 주입에 의해 연속적으로 파워가 제어되는 반면, 다른 실린더는 증가된 파워 요건을 충족시킬 때까지 휴지 상태가 유지될 수 있다.

Claims (51)

  1. 하나의 전기자와 하나 이상의 권선을 포함하는 전자기 솔레노이드를 제어하기 위한 시스템에 있어서,
    a. 상기 전기자의 위치측정을 획득하기 위하여 상기 솔레노이드에 결합이 가능한 측정 수단;
    b. 상기 측정의 함수로서 상기 솔레노이드에 관련되는 자속에 대한 목표를 설정하는 수단; 및
    c. 상기 목표 근처에서 상기 솔레노이드의 동작과 관련되는 솔레노이드 자속을 유지하기 위한 수단을 포함하는 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 솔레노이드 자속의 유지수단은 상기 하나 이상의 권선 중 적어도 하나에서 전류를 제어하기 위한 증폭수단을 포함하는 시스템.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 목표 설정수단은 상기 전기자에 동작하는 자기력을 판정하기 위한 수단을 포함하는 시스템.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 자기력 판정수단은 상기 전기자의 위치를 제어하기 위한 서보 수단의 일부인 시스템.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 위치 측정의 변화속도에 응답하여, 상기 자기력의 댐핑 변동을 발생시키기 위한 미분 제어수단을 더 포함하는 시스템.
  6. 제3항에 있어서,
    상기 위치 측정의 영구적인 에러에 응답하여, 상기 자기력의 누적 정정 변동을 발생시키기 위한 적분 제어수단을 더 포함하는 시스템.
  7. 제2항에 있어서,
    상기 위치측정의 획득수단은 상기 전류 대 상기 솔레노이드 자속의 근사비(approximate ratio)를 추론하기 위한 수단을 포함하는 시스템.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 근사비는 상수와 상기 전류에 관련하는 제1 선형항과 상기 솔레노이드 자속에 관련하는 제2 선형항의 합에 기초하는 시스템.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 근사비는 상수와 상기 전류에 관련하는 제1 선형합의 합에 기초하는 시스템.
  10. 제1항에 있어서,
    a. 상기 솔레노이드 자속의 시간 미분을 가리키는 유도전압을 하나 이상의 권선 중 적어도 하나로부터 측정하기 위한 수단;
    b. 상기 유도전압의 시간 적분에 의해 상기 솔레노이드 자속의 총 변화를 측정하기 위한 수단; 및
    c. 상기 솔레노이드 자속의 상기 총 변화가 상기 목표에 거의 매치하는 것을 확보하기 위한 수단을 더 포함하는 시스템.
  11. 제10항에 있어서,
    a. 상기 하나 이상의 권선을 통과하는 상기 전류의 시간 적분 측정치를 판정하기 위한 수단;
    b. 상기 시간 적분 측정치 및 상기 총 변화의 합을 판정하는 수단; 및
    c. 상기 합이 상기 목표에 매치하는 것을 확보하는 수단을 더 포함하는 시스템.
  12. 제2항에 있어서,
    상기 증폭기 수단은 상기 하나 이상의 권선 중 적어도 하나에 결합되는 스위칭 증폭기를 포함하는 시스템.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 스위칭 증폭기는 전압-스위칭 출력단 및 비교기 입력단을 포함하며, 상기 비교기 입력단은, 상기 솔레노이드 자속 및 상기 목표 간의 에러 차이에 응답하여, 가변 듀티 사이클의 발진을 생성하며, 상기 가변 듀티 사이클은 상기 에러 차이가 영을 자주 교차하게 하는 시스템.
  14. 제1항에 있어서,
    상기 위치측정의 판정 수단은 상기 솔레노이드로부터 분리가능한 센서를 포함하는 시스템.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 센서는 홀 효과 센서를 포함하는 시스템.
  16. 제1항에 있어서,
    상기 솔레노이드 자속의 유지수단은 홀 효과 센서를 포함하는 시스템.
  17. 하나의 전기자 및 하나 이상의 권선을 포함하는 전자기 솔레노이드를 제어하기 위한 시스템에 있어서,
    a. 상기 하나 이상의 권선 중 적어도 하나에서 전류의 발진 기울기(oscillatory slope)를 탐지하기 위한 수단; 및
    b. 상기 발진 기울기 및 상기 전류를 상기 발진 기울기로 나눈 비율에 응답하여, 상기 비율이 상기 발진 기울기의 함수로서 가변하도록 하는 스위치 제어수단을 포함하는 시스템.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 하나 이상의 권선 중 적어도 하나에서 상기 전류를 제어하기 위한 증폭기 수단을 더 포함하는 시스템.
  19. 제17항에 있어서,
    상기 발진 기울기에 대한 응답은 상기 발진 기울기의 전달함수에 대한 응답을 포함하며, 상기 전달 함수는 비례항, 시간적분항, 및 대역제한된 미분항으로 이루어진 그룹으로부터 선택되는 적어도 하나를 포함하는 시스템.
  20. 제17항에 있어서,
    상기 비율의 제곱이 상기 발진 기울기의 전달함수에 비례하여 가변하도록 하는 수단을 포함하는 시스템.
  21. 제17항에 있어서,
    a. 상기 전류, 상기 자속, 상기 발진 기울기, 및 상기 솔레노이드 제어수단의 바이어스 신호들의 대수의 가중합의 차를 발생하는 수단; 및
    b. 상기 대수 가중합의 함수로서 변화하는 상기 신호차에 응답하여 상기 스위칭을 제어하기 위한 수단을 더 포함하는 시스템.
  22. a. 구동코일;
    b. 상기 구동코일 내에서 움직일 수 있는 전기자;
    c. 상기 구동코일에 결합된 요크 -상기 요크는 상기 전기자에 관하여 상기 요크와 상기 전기자 사이에 적어도 하나의 공극이 있도록 배치됨- ; 및
    d. 상기 구동코일에 결합되는 구동 코일 제어기를 포함하는 제어수단 -상기 제어수단은 상기 구동코일로부터의 전기적 측정에 기초하여 상기 구동 코일 내의 상기 전기자의 움직임을 조절함- 을 포함하는 솔레노이드.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 제어수단은 상기 전기자의 위치를 측정하고 상기 전기자의 위치측정을 상기 구동코일 제어기에 전달하기 위한 수단을 포함하는 솔레노이드.
  24. 제22항에 있어서,
    상기 제어수단은, 상기 구동 코일의 자속을 측정하고 상기 구동 코일 제어기에 전달하기 위한 상기 전기자의 위치측정을 상기 자속으로부터 유도하기 위한 수단을 포함하는 솔레노이드.
  25. 제22항에 있어서,
    상기 구동코일에 근접한 센싱 코일을 더 포함하고, 상기 센싱 코일은 상기 전기자의 상기 위치 측정을 독립적으로 판정하는데 사용되는 솔레노이드.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 제어수단은 상기 전기자의 움직임을 제어하기 위하여 상기 구동코일에 결합되는 전압-스위칭 증폭기를 포함하는 솔레노이드.
  27. 제25항에 있어서,
    상기 제어수단은 상기 전기자의 위치판정을 위한 제1 서보 제어루프 수단 및 상기 구동 코일 제어기에 의해 전송되는 구동 펄스를 조절하기 위한 힘의 판정에 관련되는 제2 서보 제어루프 수단을 포함하는 솔레노이드.
  28. 제25항에 있어서,
    상기 제1 서보 제어루프 수단은 상기 제2 서보 제어 루프수단에 결합되는 솔레노이드.
  29. 제22항에 있어서,
    최소의 전력 소모에 의해 상기 전기자의 움직임을 위한 구동 코일신호를 계산하고 개시하기 위한 론치(launch) 제어수단을 더 포함하는 솔레노이드.
  30. 제29항에 있어서,
    상기 론치 제어수단은 상기 구동 코일의 종단 동작을 정의하기 위하여 일련의 소정의 전기자 위치와 상기 전기자의 위치를 비교하도록 설계된 비교기를 더 포함하는 솔레노이드.
  31. 제30항에 있어서,
    상기 전기자의 개시위치를 식별하기 위한 수단 및 내부 칼리브레이션 수단을 포함하는 솔레노이드.
  32. 제31항에 있어서,
    상기 솔레노이드는 피스톤 펌프이며, 상기 솔레노이드는 상기 구동 코일의 액추에이션을 통하여 상기 전기자의 프리로딩을 식별하기 위한 수단을 더 포함하는 솔레노이드.
  33. 제31항에 있어서,
    상기 전기자와 상기 요크 사이의 상기 갭이 거의 닫히게 하기에 충분한 구동 펄스를 상기 구동 코일에 전달하기 위한 수단을 더 포함하는 솔레노이드.
  34. 제33항에 있어서,
    상기 전기자를 거의 닫힘에서 완전 닫힘으로 움직이게 하는 제2 구동펄스를 상기 구동 코일에 전달하기 위한 수단을 더 포함하는 솔레노이드.
  35. 제34항에 있어서,
    유지 신호(holding signal)를 상기 구동 코일에 전달하여 유지정지 신호(stop-holding signal)의 전달까지 상기 전기자의 완전닫힘을 유지하는 수단을 더 포함하는 솔레노이드.
  36. 제22항에 있어서,
    상기 전기자와 상기 요크는 팟 코어(pot core)에 기초한 설계를 갖는 솔레노이드.
  37. 규정된 위치로 전기자를 움직이기 위해서 전기자와 요크를 갖는 솔레노이드의 구동코일에 전송되는 구동 펄스 구간을 제어하기 위한 방법에 있어서,
    a. 상기 요크에 관련하여 상기 전기자를 움직이기 위하여 상기 구동 코일에 구동 펄스를 제공하는 단계;
    b. 상기 전기자의 움직임에 민감한 신호를 판정하는 단계;
    c. 상기 움직임에 민감한 상기 신호에 대한 임계치를 시간의 함수로 정의하는 단계;
    d. 상기 임계치와 상기 신호를 비교하는 단계; 및
    e. 상기 신호가 상기 임계치에 실질적으로 일치하거나, 소정의 시간 제한에 도달할 때 상기 구동펄스를 종단시키는 단계를 포함하는 방법.
  38. 제37항에 있어서,
    상기 신호를 판정하기 위하여 상기 요크에 센싱 코일을 결합하는 단계를 더 포함하는 방법.
  39. 제38항에 있어서,
    상기 신호의 판정단계는 상기 솔레노이드의 자속을 측정하는 단계를 포함하는 방법.
  40. 제37항에 있어서,
    상기 신호의 판정단계는 상기 구동코일을 통과하는 전류를 측정하는 단계를 포함하는 방법.
  41. 제38항에 있어서,
    상기 전기자를 고정 위치에 유지하기 위해서 상기 구동코일에 제공되는 최소의 유지 전류를 판정하는 단계를 더 포함하는 방법.
  42. 제39항에 있어서,
    상기 구동 코일에 프로브 펄스를 전송하고 상기 센싱 코일로 상기 솔레노이드의 자속을 센싱함으로써 상기 구동펄스를 개시하기 전에, 상기 전기자의 개시 위치를 판정하는 단계를 더 포함하는 방법.
  43. 제42항에 있어서,
    상기 개시 위치는 상기 구동 코일을 통과하는 전류와 상기 센싱코일에 의해 측정된 상기 자속의 비율로부터 판정되는 방법.
  44. 제43항에 있어서,
    가변 전기자 이동 조건을 정의하기 위해서 상기 솔레노이드의 측정된 특성에 기초하여 복수개의 소정의 임계치 구동 펄스를 도입하는 단계를 더 포함하는 방법.
  45. 구조물의 부상(levitating)과 추진을 위한 시스템에 있어서,
    a. 상기 구조물을 지지할 수 있는 수단에 결합하기 위하여 복수개의 실질적으로 인접하는 전자석;
    b. 상기 전자석의 동작에 관련되는 자속을 제어하기 위하여, 상기 전자석에 결합되는 플럭스 제어수단;
    c. 상기 제어수단의 일부로서 위치표시수단;
    d. 상기 위치표시수단으로부터 신호들의 가중합을 계산하기 위한 수단; 및
    e. 상기 가중합을 제어하기 위하여 상기 신호들의 가중합에 응답하여 상기 플럭스 제어수단에 입력을 제공하는 서보 제어수단을 포함하는 시스템.
  46. 제45항에 있어서,
    상기 전자석은 영구자석 성분을 포함하는 시스템.
  47. 제45항에 있어서,
    a. 상기 위치표시수단은 상기 자속의 상기 제어에 관련되는 전류를 나타내는 신호들을 포함하고,
    b. 상기 신호들의 가중합은 상기 전류를 나타내는 상기 신호들의 가중합을 포함하며,
    c. 상기 신호들의 가중합의 제어는 상기 전류의 상기 가중합 중에서 적어도 하나를 시간에 대하여 평균하여 작은 값이 되게 하는 시스템.
  48. 제45항에 있어서,
    a. 상기 구조물의 지지가능 수단은 트랙을 포함하고,
    b. 상기 트랙은 상기 복수개의 전자석에 근접한 하부면을 포함하며, 상기 표면은 상기 복수개의 전자석의 강자성 인력이 차량을 지지하기 위하여 상기 하부면을 향하도록 할 수 있는 시스템.
  49. 제48항에 있어서,
    a. 상기 하부면은 그 세로방향의 수직 리플을 포함하며,
    b. 상기 플럭스 제어수단의 동작은 상기 자속의 변동이 상기 수직 리플에 동기되어 세로방향의 트러스트(longitudinal thrust)를 발생하게 하는 시스템.
  50. 제48항에 있어서,
    상기 하부면은 측변 차원에서 볼록 만곡부(convex curvature)를 갖는 시스템.
  51. 제48항에 있어서,
    상기 실질적으로 인접하는 전자석의 자계는, 상기 트랙내의 주어진 체적에서 유도된 자계 세기를, 상기 주어진 체적을 지나는 상기 복수개의 전자석의 통과시에, 영근처에서 최대 자계세기로의 증가, 50% 미만의 부분 변동을 갖는 상기 최대 자계세기 근방에서의 평탄(plateau), 영 근처의 자계세기로의 재감소에 의해 특징되는 단일한 단극(uni-polar) 자기 사이클을 겪게 하는 시스템.
KR10-2003-7010079A 2001-01-30 2002-01-28 비선형 전자기 액추에이터의 서보 제어를 위한 시스템 및방법 KR20030084915A (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US09/771,892 2001-01-30
US09/771,892 US6942469B2 (en) 1997-06-26 2001-01-30 Solenoid cassette pump with servo controlled volume detection
PCT/US2002/002214 WO2002061780A1 (en) 2001-01-30 2002-01-28 System and method for servo control of nonlinear electromagnetic actuators

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20030084915A true KR20030084915A (ko) 2003-11-01

Family

ID=25093260

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR10-2003-7010079A KR20030084915A (ko) 2001-01-30 2002-01-28 비선형 전자기 액추에이터의 서보 제어를 위한 시스템 및방법

Country Status (6)

Country Link
US (2) US6942469B2 (ko)
EP (1) EP1356486A1 (ko)
JP (1) JP2004525592A (ko)
KR (1) KR20030084915A (ko)
CA (1) CA2436155A1 (ko)
WO (1) WO2002061780A1 (ko)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20150119956A (ko) * 2013-03-29 2015-10-26 꽁빠니 제네날 드 에따블리세망 미쉘린 방위각 데이터 없이 회귀 분석을 사용하여 공정 효과의 식별을 통한 타이어 균일성의 개선
CN112252505A (zh) * 2020-10-09 2021-01-22 中国海洋大学 海上风机振动控制的自适应主被动混合调谐质量阻尼器

Families Citing this family (172)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7336468B2 (en) 1997-04-08 2008-02-26 X2Y Attenuators, Llc Arrangement for energy conditioning
US7321485B2 (en) 1997-04-08 2008-01-22 X2Y Attenuators, Llc Arrangement for energy conditioning
US9054094B2 (en) 1997-04-08 2015-06-09 X2Y Attenuators, Llc Energy conditioning circuit arrangement for integrated circuit
US7301748B2 (en) 1997-04-08 2007-11-27 Anthony Anthony A Universal energy conditioning interposer with circuit architecture
US7385357B2 (en) * 1999-06-21 2008-06-10 Access Business Group International Llc Inductively coupled ballast circuit
JP3893033B2 (ja) * 2001-06-29 2007-03-14 オークマ株式会社 位置検出装置
CN100398893C (zh) * 2001-10-13 2008-07-02 威尔勒国际有限公司 电磁阀
DE10224750A1 (de) 2002-06-04 2003-12-24 Fresenius Medical Care De Gmbh Vorrichtung zur Behandlung einer medizinischen Flüssigkeit
DE60313667T2 (de) * 2002-12-10 2007-12-27 Mikuni Corp. Steuerverfahren und vorrichtung zur kraftstoffeinspritzung
US7126805B2 (en) * 2003-04-10 2006-10-24 Honda Motor Co., Ltd. Solenoid driving device
DE10325705B3 (de) * 2003-06-06 2005-05-25 Bayerische Motoren Werke Ag Verfahren zur Steuerung der Bewegung eines Ankers eines elektromagnetischen Aktuators
ES2353476T3 (es) * 2003-07-31 2011-03-02 The Foundation For The Promotion Of Industrial Science Controlador de amortiguador electromagnético.
US7122990B2 (en) * 2003-09-15 2006-10-17 Princeton Technology Corporation Digital servo motor controller IC design for preventing the power feedback effect during manual adjusting the servo motor
DE10351105B4 (de) * 2003-11-03 2006-01-19 Tuchenhagen Gmbh Elektrische Schaltunganordnung zur Steuerung der Schaltbewegung von Ventilen
CN1890854A (zh) 2003-12-22 2007-01-03 X2Y艾泰钮埃特有限责任公司 内屏蔽式能量调节装置
US7134993B2 (en) * 2004-01-29 2006-11-14 Ge Inspection Technologies, Lp Method and apparatus for improving the operation of a remote viewing device by changing the calibration settings of its articulation servos
JP2005261135A (ja) * 2004-03-12 2005-09-22 Seiko Epson Corp モータ及びその駆動制御システム
US7484940B2 (en) * 2004-04-28 2009-02-03 Kinetic Ceramics, Inc. Piezoelectric fluid pump
US20050278160A1 (en) * 2004-06-14 2005-12-15 Donnelly James M Reduction of settling time in dynamic simulations
WO2006033165A1 (en) * 2004-09-24 2006-03-30 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Armature movement detection apparatus and armature position estimation apparatus for an elevator brake
KR100652590B1 (ko) * 2004-12-10 2006-12-01 엘지전자 주식회사 왕복동식 압축기의 모터 구동장치 및 방법
KR100565264B1 (ko) * 2005-01-13 2006-03-30 엘지전자 주식회사 왕복동식 압축기의 외측고정자 고정장치
KR100688526B1 (ko) * 2005-01-28 2007-03-02 삼성전자주식회사 공급 전압 변동을 고려한 탐색 서보 제어 방법 및 이를이용한 디스크 드라이브
WO2006104613A2 (en) 2005-03-01 2006-10-05 X2Y Attenuators, Llc Conditioner with coplanar conductors
WO2006093831A2 (en) 2005-03-01 2006-09-08 X2Y Attenuators, Llc Energy conditioner with tied through electrodes
US8403124B2 (en) 2005-03-30 2013-03-26 Strattec Security Corporation Residual magnetic devices and methods
US20060219497A1 (en) * 2005-03-30 2006-10-05 Organek Gregory J Residual magnetic devices and methods
GB2428149B (en) * 2005-07-07 2009-10-28 Agilent Technologies Inc Multimode optical fibre communication system
DE102005040536A1 (de) * 2005-08-26 2007-03-29 Honeywell Technologies Sarl Verfahren und Vorrichtung zum Messen einer Kraft und einer Position
DE102005044886B4 (de) * 2005-09-20 2009-12-24 Continental Automotive Gmbh Vorrichtung und Verfahren zum Erkennen eines Endes einer Bewegung eines Ventilkolbens in einem Ventil
DE102005061670B4 (de) * 2005-12-22 2008-08-07 Trithor Gmbh Verfahren zum induktiven Erwärmen eines Werkstücks
US8036872B2 (en) * 2006-03-10 2011-10-11 Edsa Micro Corporation Systems and methods for performing automatic real-time harmonics analyses for use in real-time power analytics of an electrical power distribution system
US8170856B2 (en) 2006-04-12 2012-05-01 Power Analytics Corporation Systems and methods for real-time advanced visualization for predicting the health, reliability and performance of an electrical power system
US9092593B2 (en) 2007-09-25 2015-07-28 Power Analytics Corporation Systems and methods for intuitive modeling of complex networks in a digital environment
US20090113049A1 (en) * 2006-04-12 2009-04-30 Edsa Micro Corporation Systems and methods for real-time forecasting and predicting of electrical peaks and managing the energy, health, reliability, and performance of electrical power systems based on an artificial adaptive neural network
US20170046458A1 (en) 2006-02-14 2017-02-16 Power Analytics Corporation Systems and methods for real-time dc microgrid power analytics for mission-critical power systems
US20160246905A1 (en) 2006-02-14 2016-08-25 Power Analytics Corporation Method For Predicting Arc Flash Energy And PPE Category Within A Real-Time Monitoring System
US7840395B2 (en) * 2006-03-10 2010-11-23 Edsa Micro Corporation Systems and methods for predictive monitoring including real-time strength and security analysis in an electrical power distribution system
US9557723B2 (en) * 2006-07-19 2017-01-31 Power Analytics Corporation Real-time predictive systems for intelligent energy monitoring and management of electrical power networks
US8959006B2 (en) * 2006-03-10 2015-02-17 Power Analytics Corporation Systems and methods for automatic real-time capacity assessment for use in real-time power analytics of an electrical power distribution system
US8131401B2 (en) * 2006-07-19 2012-03-06 Power Analytics Corporation Real-time stability indexing for intelligent energy monitoring and management of electrical power network system
WO2007103965A1 (en) 2006-03-07 2007-09-13 X2Y Attenuators, Llc Energy conditioner structures
CA2646423A1 (en) * 2006-03-10 2007-09-20 Edsa Micro Corporation Systems and methods for real- time protective device evaluation in an electrical power distribution system
US7693608B2 (en) * 2006-04-12 2010-04-06 Edsa Micro Corporation Systems and methods for alarm filtering and management within a real-time data acquisition and monitoring environment
EP2005202A4 (en) * 2006-04-12 2011-03-16 Edsa Micro Corp SYSTEMS AND METHODS FOR REAL-TIME AUTOMATIC HARMONICS ANALYSIS FOR USE IN REAL-TIME ENERGY ANALYSIS OF AN ELECTRICAL POWER DISTRIBUTION SYSTEM
US7969146B2 (en) * 2006-05-12 2011-06-28 Parker-Hannifin Corporation Displacement measurement device
EP2035770A1 (en) * 2006-06-23 2009-03-18 Ab Skf Vibration and condition monitoring system and the parts thereof
US8775934B2 (en) * 2006-07-19 2014-07-08 Power Analytics Corporation Systems and methods for creation of a schematic user interface for monitoring and predicting the real-time health, reliability and performance of an electrical power system
EP1892739A1 (en) * 2006-08-25 2008-02-27 Siemens Aktiengesellschaft An electromagnetic drive unit and an electromechanical switching device
DE102006045353A1 (de) * 2006-09-26 2008-04-03 Lucas Automotive Gmbh Regeleinheit und Verfahren zur Regelung einer elektromagnetischen Ventilanordnung
CN200976109Y (zh) * 2006-10-20 2007-11-14 东莞东城威仪塑胶电子制品厂 往复移动物体控制系统
JP4967595B2 (ja) * 2006-10-20 2012-07-04 トヨタ自動車株式会社 コンバータ制御装置
KR100807943B1 (ko) * 2006-12-07 2008-02-28 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 엘리베이터 브레이크의 접극자 동작 검출 장치 및 접극자위치 추정 장치
US8229722B2 (en) * 2007-05-16 2012-07-24 Power Analytics Corporation Electrical power system modeling, design, analysis, and reporting via a client-server application framework
US8007247B2 (en) 2007-05-22 2011-08-30 Medtronic, Inc. End of stroke detection for electromagnetic pump
FR2919421B1 (fr) * 2007-07-23 2018-02-16 Schneider Electric Industries Sas Actionneur electromagnetique a au moins deux bobinages
US8744801B2 (en) * 2007-10-05 2014-06-03 Oceaneering International, Inc. Controllable caliper
US8155943B2 (en) * 2007-10-12 2012-04-10 Power Analytics Corporation Systems and methods for automatically converting CAD drawing files into intelligent objects with database connectivity for the design, analysis, and simulation of electrical power systems
US7782590B2 (en) * 2008-02-22 2010-08-24 Baxter International Inc. Medical fluid machine having solenoid control system with reduced hold current
PT2107242E (pt) * 2008-04-01 2012-02-07 Nestle Sa Aparelho distribuidor de bebidas compreendendo uma bomba de solenóide e um método de controlar a bomba de solenóide
US8447468B2 (en) * 2008-04-02 2013-05-21 Nissan Motor Co., Ltd. Electrically-powered actuator driving control apparatus and driving control method and vehicle having electrically-powered actuator driving control apparatus
US8594981B2 (en) * 2008-06-22 2013-11-26 United Electronic Industries Dynamically powering a position and angle digital detection and simulation output
FR2938112A1 (fr) * 2008-10-31 2010-05-07 Constance Guisset Dispositif formant interrupteur comportant un mobile pouvant leviter.
DE102010005568A1 (de) * 2009-01-30 2010-08-19 Borgwarner Inc., Auburn Hills Schätzung der Solenoidaktuatorkraftleitung durch Analyse von Spannungs- und Stromsignalen
US20100206990A1 (en) * 2009-02-13 2010-08-19 The Trustees Of Dartmouth College System And Method For Icemaker And Aircraft Wing With Combined Electromechanical And Electrothermal Pulse Deicing
US7887065B2 (en) * 2009-02-24 2011-02-15 Hadley Products Height control valve for vehicle leveling system
US8159808B2 (en) * 2009-02-26 2012-04-17 Raytheon Company +28V aircraft transient suppression
US8296913B2 (en) * 2009-03-30 2012-10-30 The Boeing Company Thermally switched ferromagnetic latching support system
US8425200B2 (en) 2009-04-21 2013-04-23 Xylem IP Holdings LLC. Pump controller
IT1394794B1 (it) * 2009-05-22 2012-07-13 Rolls Royce Plc Dispositivo, metodo e programma per computer di controllo automatico per smorzatori elettromagnetici.
US9435459B2 (en) * 2009-06-05 2016-09-06 Baxter International Inc. Solenoid pinch valve apparatus and method for medical fluid applications having reduced noise production
CA2767668C (en) 2009-07-15 2017-03-07 Fresenius Medical Care Holdings, Inc. Medical fluid cassettes and related systems and methods
US20110082597A1 (en) 2009-10-01 2011-04-07 Edsa Micro Corporation Microgrid model based automated real time simulation for market based electric power system optimization
JP5200097B2 (ja) * 2010-02-08 2013-05-15 三菱重工業株式会社 風力発電装置およびその翼ピッチ角制御方法
IT1398982B1 (it) * 2010-03-17 2013-03-28 Etatron D S Spa Dispositivo di controllo della corsa del pistone di una pompa dosatrice per la regolazione automatica della portata ad alto rendimento.
JP5056878B2 (ja) * 2010-03-19 2012-10-24 株式会社村田製作所 回路モジュール
AT509627B1 (de) * 2010-03-29 2012-04-15 Ait Austrian Institute Of Technology Gmbh Vorrichtung zur erfassung der position einer stelleinheit
WO2011123213A1 (en) * 2010-03-31 2011-10-06 Weyerhaeuser Nr Company Methods of multiplying plant embryogenic tissue in a bioreactor
US8255089B2 (en) * 2010-05-28 2012-08-28 S.C. Johnson & Son, Inc. Multiple volatile material dispensing device and operating methodologies therefore
WO2011155976A2 (en) * 2010-06-04 2011-12-15 Chauncey Sayre Phase change pulse engine
DE102010036941B4 (de) * 2010-08-11 2012-09-13 Sauer-Danfoss Gmbh & Co. Ohg Verfahren und Vorrichtung zur Ermittlung des Zustands eines elektrisch angesteuerten Ventils
DE102010041880B4 (de) * 2010-10-01 2022-02-03 Vitesco Technologies GmbH Ermitteln der ballistischen Flugbahn eines elektromagnetisch angetriebenen Ankers eines Spulenaktuators
EP2447798B1 (en) * 2010-10-26 2014-07-23 Vetco Gray Controls Limited Testing a control system including a valve
DE112011104798T5 (de) * 2011-01-31 2013-12-19 Suzuki Motor Corporation Antriebssteuervorrichtung für Hybridfahrzeug
US9624915B2 (en) 2011-03-09 2017-04-18 Fresenius Medical Care Holdings, Inc. Medical fluid delivery sets and related systems and methods
WO2012135947A1 (en) * 2011-04-08 2012-10-11 Transoft Solutions, Inc. Process and apparatus for generating a three-dimensional swept envelope of a vehicle
AU2012254069B2 (en) 2011-04-21 2015-10-08 Fresenius Medical Care Holdings, Inc. Medical fluid pumping systems and related devices and methods
US9746388B2 (en) * 2011-06-29 2017-08-29 Honeywell International Inc. Wireless telemetry using voltage and pulse intervals
US8698486B2 (en) * 2011-09-16 2014-04-15 General Electric Company Methods and systems for use in checking the polarity of multi-coil servos
US8943906B2 (en) 2011-12-22 2015-02-03 Caterpillar Inc. Solenoid force measurement system and method
CN103311047B (zh) * 2012-03-07 2015-05-13 吉林永大电气开关有限公司 永磁操动机构
JP2013200720A (ja) * 2012-03-26 2013-10-03 Aisin Aw Co Ltd ソレノイドバルブの制御装置および制御方法
US9610392B2 (en) 2012-06-08 2017-04-04 Fresenius Medical Care Holdings, Inc. Medical fluid cassettes and related systems and methods
US9500188B2 (en) * 2012-06-11 2016-11-22 Fresenius Medical Care Holdings, Inc. Medical fluid cassettes and related systems and methods
DE102012106922A1 (de) 2012-07-30 2014-01-30 Eaton Electrical Ip Gmbh & Co. Kg Vorrichtung zum Regeln des elektromagnetischen Antriebs eines Schaltgeräts, insbesondere eines Schützes
US9698665B2 (en) * 2012-09-14 2017-07-04 Sparq Systems, Inc. Digital controller for a power converter
US9335170B2 (en) * 2012-11-28 2016-05-10 Freescale Semiconductor, Inc. Inertial sensor and method of levitation effect compensation
DE102012112692A1 (de) 2012-12-20 2014-06-26 Eaton Electrical Ip Gmbh & Co. Kg Vorrichtung und Verfahren zum Betrieb eines elektromagnetischen Schaltgeräteantriebs
JP5849975B2 (ja) * 2013-02-25 2016-02-03 株式会社デンソー 燃料噴射制御装置および燃料噴射システム
US10698432B2 (en) * 2013-03-13 2020-06-30 Intel Corporation Dual loop digital low drop regulator and current sharing control apparatus for distributable voltage regulators
US9260123B2 (en) * 2013-08-23 2016-02-16 Electro-Motive Diesel, Inc. System and method for determining locomotive position in a consist
EP3069365B1 (en) 2013-11-12 2018-01-10 ABB Schweiz AG Method for controlling a contactor device, and control unit
EP3084853B1 (en) * 2013-12-19 2018-10-24 Great Plains Diesel Technologies, L.C. Fuel pressure detection by fast magnetostrictive actuator
US9950916B2 (en) * 2014-02-20 2018-04-24 Gray Manufacturing Company, Inc. Pneumatic wheel lift synchronization
US9938737B1 (en) * 2014-02-28 2018-04-10 Norco Industries, Inc. Structure orientation using motor velocity
US10122250B2 (en) 2014-03-13 2018-11-06 Etalim Inc. Electromechanical transducer apparatus for converting between mechanical energy and electrical energy
US9777686B2 (en) * 2014-03-20 2017-10-03 GM Global Technology Operations LLC Actuator motion control
US9777660B2 (en) * 2014-03-20 2017-10-03 GM Global Technology Operations LLC Parameter estimation in an actuator
DE102015104117B4 (de) 2014-03-20 2019-12-05 GM Global Technology Operations LLC (n. d. Ges. d. Staates Delaware) Bewegungssteuerung eines aktors
US20150295469A1 (en) * 2014-04-15 2015-10-15 Meir ALFASI Magnetic gadolinium propulsion generator
US9252694B2 (en) * 2014-04-25 2016-02-02 Freescale Semiconductor, Inc. Method and apparatus for detecting a state of an alternator regulator
DE102014208112A1 (de) * 2014-04-29 2015-10-29 Knorr-Bremse Gmbh Spulenvorrichtung für eine elektromagnetische Schienenbremse für ein Schienenfahrzeug,magnetische Schienenbremse für ein Schienenfahrzeug und Verfahren zum Montierenzumindest eines Anschlusskabels einer Spule einer elektromagnetischen Schienenbremsefür ein Schienenfahrzeug
DE102014209587B4 (de) * 2014-05-20 2016-03-31 Continental Automotive Gmbh Charakterisierung eines Messkanals zum Vermessen eines Rückkopplungssignals, welches von einem sich in Betrieb befindenden Kraftstoff-Injektor generiert wird
DE102014012307B3 (de) * 2014-08-19 2015-07-09 Technische Universität Dresden Verfahren zur Steuerung einer elektromagnetisch angetriebenen Hubkolbenpumpe und Vorrichtung zur Ausführung des Verfahrens
US10697447B2 (en) * 2014-08-21 2020-06-30 Fenwal, Inc. Magnet-based systems and methods for transferring fluid
US9452890B2 (en) 2014-10-17 2016-09-27 Smalley Manufacturing Co., Inc. Linear wave motion conveyor
JP6457778B2 (ja) * 2014-10-24 2019-01-23 オークマ株式会社 数値制御装置
DE102014016189A1 (de) * 2014-11-03 2016-05-04 Audi Ag Bestimmung einer Position eines beweglichen Elementes eines für ein Kraftfahrzeug bestimmten Linearaktuators
JP6482823B2 (ja) * 2014-11-07 2019-03-13 株式会社堀場製作所 干渉計、干渉計を用いた分光光度計及び干渉計の制御プログラム
WO2016080067A1 (ja) * 2014-11-19 2016-05-26 日立オートモティブシステムズ株式会社 燃料噴射装置の駆動装置
US9682602B2 (en) * 2015-01-26 2017-06-20 Showa Corporation Control apparatus for damping force varying damper and damping force varying damper system
DE102015001584A1 (de) * 2015-02-11 2016-08-11 Wabco Europe Bvba Magnetventil, Ventileinrichtung mit derartigem Magnetventil, Fahrzeug damit und Verfahren zum Betreiben eines derartigen Magnetventils
EP3265421B1 (en) * 2015-03-04 2020-02-12 SodaStream Industries Ltd. Dosing system
JP6104302B2 (ja) * 2015-03-12 2017-03-29 三菱電機株式会社 車載エンジン制御装置
CN105071641B (zh) * 2015-08-14 2017-10-31 东南大学 一种提高开关电源动态响应的控制方法
FR3042660B1 (fr) * 2015-10-16 2018-04-06 Airbus Helicopters Actionneur electromecanique pour commandes de vol electriques d'un aeronef
GB2547678A (en) * 2016-02-25 2017-08-30 Johnson Electric Sa Method of maintaining a position of an airflow-direction control element of a HVAC system
TWI593227B (zh) * 2016-03-14 2017-07-21 茂達電子股份有限公司 馬達控制電路
WO2017159070A1 (ja) * 2016-03-16 2017-09-21 富士電機機器制御株式会社 電磁接触器の操作コイル駆動装置
EP3255385B1 (en) * 2016-06-09 2019-01-30 ams AG A controller to reduce integral non-linearity errors of a magnetic rotary encoder
US10233735B2 (en) 2016-07-16 2019-03-19 Baker Hughes Incorporated Systems and methods for operating a linear motor to prevent impacts with hard stops
US20180090253A1 (en) * 2016-09-23 2018-03-29 Apple Inc. Integrated gap sensing electromagnetic reluctance actuator
US10744531B2 (en) * 2016-09-23 2020-08-18 Apple Inc. Multi-core, multi-dimension electromagnet
US11387741B2 (en) 2017-03-28 2022-07-12 Allison Naito Superconducting magnet engine
DE102017205884B4 (de) * 2017-04-06 2024-06-06 Vitesco Technologies GmbH Verfahren zum Schalten eines Stromes in einem Elektromagneten eines schaltbaren Magnet-Ventils sowie elektronische Schaltung, Magnet-Ventil, Pumpe und Kraftfahrzeug
US10222239B2 (en) * 2017-04-14 2019-03-05 Hamilton Sundstrand Corporation Position detection systems and methods
US10211739B2 (en) 2017-06-28 2019-02-19 Semiconductor Components Industries, Llc Methods and apparatus for an integrated circuit
US10991498B2 (en) 2017-09-19 2021-04-27 Paccar Inc Sine pulse actuation, and associated systems and methods
US10511213B2 (en) * 2017-10-03 2019-12-17 GM Global Technology Operations LLC Method and apparatus for determining magnetic flux and magnetic force in a solenoid assembly
JP6937671B2 (ja) * 2017-11-22 2021-09-22 エドワーズ株式会社 磁気軸受制御装置及び真空ポンプ
US20190201643A1 (en) * 2017-12-29 2019-07-04 Koninklijke Philips N.V. System and method for operating a pump in a humidifier
JP6935775B2 (ja) * 2018-03-15 2021-09-15 トヨタ自動車株式会社 プラント制御装置
EP3569528B1 (de) 2018-05-16 2020-07-29 Schneider Electric Industries SAS Transportsystem
US11365828B2 (en) * 2018-07-06 2022-06-21 Danfoss Power Solutions Ii Technology A/S System and method for detecting position of a valve driven by a solenoid linear actuator
ES2956816T3 (es) * 2018-11-22 2023-12-28 Behr Hella Thermocontrol Gmbh Procedimiento y dispositivo para el control de un imán de armadura de tracción
DE102018131749A1 (de) * 2018-12-11 2020-06-18 Phoenix Contact Gmbh & Co. Kg Anordnung zum Bestimmen einer Ankerstellung eines Relais
ES2980266T3 (es) * 2018-12-20 2024-09-30 Inventio Ag Procedimiento y control de freno para controlar un freno de una instalación de ascensor
DE102019101074B4 (de) * 2019-01-16 2021-08-12 Phoenix Contact Gmbh & Co. Kg Relais, Anordnung und Verfahren zum Bestimmen einer Ankerstellung eines Relais
CN109855338B (zh) * 2019-02-15 2021-05-25 青岛海尔空调电子有限公司 风冷磁悬浮离心机组及其停机控制方法
US12115957B2 (en) * 2019-04-22 2024-10-15 Hitachi Astemo, Ltd. Control apparatus
US11539364B2 (en) * 2019-05-31 2022-12-27 Simmonds Precision Products, Inc. Estimation of gap between a proximity sensor and target
CN110212514B (zh) * 2019-06-27 2023-04-28 上海电力学院 一种基于微分平滑理论的直流电力弹簧非线性控制方法
CN110456809B (zh) * 2019-07-30 2022-07-15 哈尔滨工程大学 一种减少auv横摇和纵摇的变结构综合控制器设计方法
IT201900015734A1 (it) * 2019-09-06 2019-12-06 Brovind Vibratori S P A Alimentatore vibrante di articoli e procedimento di stima della vita residua dell’elettromagnete di un alimentatore vibrante di articoli.
CN112549979A (zh) * 2019-09-25 2021-03-26 中车青岛四方机车车辆股份有限公司 一种电流值控制方法、装置以及悬浮控制系统
GB201914887D0 (en) 2019-10-15 2019-11-27 Rolls Royce Plc Electronic engine controller
DE102019128744A1 (de) * 2019-10-24 2021-04-29 Zf Active Safety Gmbh Verfahren zum Erkennen von unerwünschten Schwingungen eines Aktuators einer elektromechanischen Bremse, elektronisch gesteuertes Bremssystem, Computerprogrammprodukt, Steuergerät und Kraftfahrzeug
US11230467B2 (en) 2019-11-04 2022-01-25 Marmon Foodservice Technologies, Inc. Systems and methods for wirelessly detecting a sold-out state for beverage dispensers
EP3892580B1 (en) * 2020-04-06 2024-10-09 Otis Elevator Company Electronic safety actuator for an elevator safety brake and method of detecting position of an electronic safety actuator
US12018738B2 (en) * 2020-06-16 2024-06-25 American Axle & Manufacturing, Inc. Vehicle driveline component having a sensor-less electromagnetic actuator system
KR102378620B1 (ko) * 2020-08-31 2022-03-25 주식회사 신라공업 온도에 따른 영향을 제거한 자동차용 동력전달장치의 동작상태를 확인하는 움직임 간격 측정장치
US11732820B2 (en) * 2020-10-23 2023-08-22 Fisher Controls International Llc Activating trip functions of a safety valve positioner by way of a control panel to achieve a safe state
DE102020131819A1 (de) * 2020-12-01 2022-06-02 PTC Rail Services GmbH Schaltungsanordnung und Verfahren zum energieoptimierten Betrieb elektromagnetischer Triebsysteme
CN112784452B (zh) * 2020-12-31 2023-01-13 山东大学 一种多参数不确定性情况下的磁悬浮轴承建模方法及系统
US20240340601A1 (en) * 2021-02-12 2024-10-10 Cochlear Limited Transducer with new spring attachment
CN113359922A (zh) * 2021-06-22 2021-09-07 深圳华创芯光科技有限公司 应用于occ通信台灯的电流环反馈控制电路及控制方法
CN114265368B (zh) * 2021-12-07 2023-07-25 中国航发控制系统研究所 航空发动机伺服控制系统组合状态自适应估计方法
CN114527640B (zh) * 2022-02-14 2024-03-15 北京星辰空间科技有限公司 一种基于阳极电流的抗干扰高精度贮供流量控制方法及系统
CN114531002B (zh) * 2022-02-21 2023-03-10 南京航空航天大学 一种初级错齿磁悬浮永磁直线同步电机
CN115085609B (zh) * 2022-07-27 2022-11-04 南京工程学院 一种单绕组磁悬浮电机滑模系统控制方法
US11787504B2 (en) * 2023-02-14 2023-10-17 Hazem Nihad Hamed Rear derailleur electrical actuator
CN118330524B (zh) * 2024-04-19 2024-09-06 江苏华力威电磁科技有限公司 一种电磁阀电磁力测试装置及其测试方法

Family Cites Families (54)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3324356A (en) 1967-06-06 Electro-magnet
US2399065A (en) 1941-03-24 1946-04-23 Arrow Hart & Hegeman Electric Electromagnetic switch coil mounting
US3153229A (en) 1963-05-13 1964-10-13 Charles E Roberts Digital actuator and direct digital transducer employing same
DE2019345C3 (de) 1970-04-22 1982-12-09 Voith Getriebe Kg, 7920 Heidenheim Anordnung zum Beeinflussen des Erregerstromes eines als Antrieb für Mangetventile verwendeten Gleichstrom-Elektromagneten
US3754154A (en) 1971-02-08 1973-08-21 P Massie Sealed pump and drive therefor
US3846682A (en) 1971-02-08 1974-11-05 P Massie Sealed pump and drive circuits therefor
DE2142956C3 (de) * 1971-08-27 1974-10-31 Bp Benzin Und Petroleum Ag, 2000 Hamburg Steuereinrichtung für eine Verdrängerpumpe oder Verdrängungsmesskammer
US3932792A (en) 1972-11-20 1976-01-13 Massie Philip E Sealed pump and drive circuits therefor
CH597596A5 (ko) * 1975-06-27 1978-04-14 Hoffmann La Roche
FR2345755A1 (fr) 1976-02-04 1977-10-21 Thomson Csf Systeme utilisant un element magnetosensible pour engendrer un signal electrique en synchronisme avec le mouvement periodique d'une piece, et application aux moteurs a combustion interne
DE2826033C2 (de) * 1978-06-14 1982-04-15 Messerschmitt-Bölkow-Blohm GmbH, 8000 München Infusionspumpe
US4305702A (en) * 1979-09-17 1981-12-15 Hartley E Dale Pump with expandable chamber
US4307668A (en) 1980-05-19 1981-12-29 Vinson Roy D Transportation system unitizing permanent magnets for levitation of a vehicle
US4368501A (en) 1980-09-26 1983-01-11 Dover Corporation Control of electro-magnetic solenoid
US4327695A (en) * 1980-12-22 1982-05-04 Ford Motor Company Unit fuel injector assembly with feedback control
US4578604A (en) 1981-11-20 1986-03-25 Dante Giardini Solenoid actuators
US4450427A (en) 1981-12-21 1984-05-22 General Electric Company Contactor with flux sensor
US4434450A (en) 1981-12-21 1984-02-28 General Electric Company Controlled flux contactor
US4479162A (en) 1982-08-09 1984-10-23 Eaton Corporation High speed reciprocal electromagnetic actuator with cancelled retarding-flux
FR2560429B1 (fr) 1984-02-28 1987-06-19 Telemecanique Electrique Electro-aimant silencieux et contacteur utilisant un tel electro-aimant
FR2566571B1 (fr) 1984-06-25 1986-09-26 Telemecanique Electrique Dispositif amortiseur de surtensions pour electroaimant et electroaimant equipe d'un tel dispositif
US4659969A (en) 1984-08-09 1987-04-21 Synektron Corporation Variable reluctance actuator having position sensing and control
US4665348A (en) 1984-08-09 1987-05-12 Synektron Corporation Method for sensing and controlling the position of a variable reluctance actuator
US4656400A (en) 1985-07-08 1987-04-07 Synektron Corporation Variable reluctance actuators having improved constant force control and position-sensing features
US4608620A (en) 1985-11-14 1986-08-26 Westinghouse Electric Corp. Magnetic sensor for armature and stator
US4868708A (en) 1986-07-23 1989-09-19 Messerschmitt-Bolkow-Blohm Gmbh Method for voltage control of the magnets of a magnetically levitated railroad and associated control unit
US4793263A (en) 1986-08-01 1988-12-27 The Boeing Company Integrated linear synchronous unipolar motor with controlled permanent magnet bias
US4710740A (en) 1987-01-20 1987-12-01 Eaton Corporation Electromagnetic operator for a contactor with improved shock pad
IL83259A (en) * 1987-07-20 1992-05-25 D F Lab Ltd Disposable cell and diaphragm pump for use of same
JP2576958B2 (ja) * 1987-09-28 1997-01-29 株式会社ゼクセル 電磁弁制御式の分配型燃料噴射装置
DE3824526A1 (de) 1988-07-20 1990-01-25 Vdo Schindling Schaltungsanordnung zur regelung eines pulsierenden stroms
US4910633A (en) 1988-09-07 1990-03-20 Quinn Louis P Magnetic levitation apparatus and method
JP2700904B2 (ja) 1988-10-18 1998-01-21 セイコー精機株式会社 磁気浮上体の制御装置
BE1002153A3 (fr) * 1989-03-16 1990-08-07 Dorr Oliver S A Procede et dispositif de controle et de regulation de l'etat physique d'un fluide incompressible.
US5053911A (en) 1989-06-02 1991-10-01 Motorola, Inc. Solenoid closure detection
JP2949726B2 (ja) 1989-08-24 1999-09-20 株式会社安川電機 磁気浮上搬送装置の移動子制御方法
US5062774A (en) * 1989-12-01 1991-11-05 Abbott Laboratories Solution pumping system including disposable pump cassette
US5128825A (en) 1990-02-01 1992-07-07 Westinghouse Electric Corp. Electrical contactor with controlled closure characteristic
NL9001909A (nl) 1990-08-30 1992-03-16 Philips Nv Elektromagnetische ondersteuning met enkelzijdige regelstromen.
US5267091A (en) 1991-07-18 1993-11-30 Computer Sciences Corporation Levitating support and positioning system
US5351555A (en) * 1991-07-29 1994-10-04 Magnetoelastic Devices, Inc. Circularly magnetized non-contact torque sensor and method for measuring torque using same
US5481187A (en) * 1991-11-29 1996-01-02 Caterpillar Inc. Method and apparatus for determining the position of an armature in an electromagnetic actuator
DE4140586C2 (de) 1991-12-10 1995-12-21 Clark Equipment Co N D Ges D S Verfahren und Steuereinrichtung zur Steuerung des Stroms durch eine Magnetspule
DE69223030T2 (de) 1992-01-03 1998-06-10 British Nuclear Fuels Plc Vorrichtung zur Lagesteuerung eines elektromagnetisch gelagerten Objektes
EP0549911B1 (en) 1992-01-03 1997-01-29 British Nuclear Fuels PLC Apparatus for monitoring inductance
DE4201652C2 (de) 1992-01-22 1997-11-06 Rexroth Mannesmann Gmbh Proportionalventil mit Ansteuerschaltung und Netzspannungsbetrieb
US5406440A (en) 1992-05-01 1995-04-11 Allen-Bradley Company, Inc. Soft-closure electrical contactor
US5539608A (en) 1993-02-25 1996-07-23 Eaton Corporation Electronic interlock for electromagnetic contactor
US5385540A (en) * 1993-05-26 1995-01-31 Quest Medical, Inc. Cardioplegia delivery system
US5381297A (en) 1993-06-18 1995-01-10 Siemens Automotive L.P. System and method for operating high speed solenoid actuated devices
US5546268A (en) 1994-07-28 1996-08-13 Eaton Corporation Electromagnetic device with current regulated closure characteristic
DE4430867A1 (de) 1994-08-31 1996-03-07 Licentia Gmbh Schaltungsanordnung zur Regelung des elektromagnetischen Antriebes eines Schaltgerätes
US5442671A (en) 1994-09-06 1995-08-15 Motorola, Inc. Circuit and method of detecting actuator movement
US5621603A (en) 1995-07-26 1997-04-15 United Technologies Corporation Pulse width modulated solenoid driver controller

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20150119956A (ko) * 2013-03-29 2015-10-26 꽁빠니 제네날 드 에따블리세망 미쉘린 방위각 데이터 없이 회귀 분석을 사용하여 공정 효과의 식별을 통한 타이어 균일성의 개선
CN112252505A (zh) * 2020-10-09 2021-01-22 中国海洋大学 海上风机振动控制的自适应主被动混合调谐质量阻尼器

Also Published As

Publication number Publication date
EP1356486A1 (en) 2003-10-29
US6942469B2 (en) 2005-09-13
US20010043450A1 (en) 2001-11-22
JP2004525592A (ja) 2004-08-19
CA2436155A1 (en) 2002-08-08
WO2002061780A1 (en) 2002-08-08
US20060171091A1 (en) 2006-08-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR20030084915A (ko) 비선형 전자기 액추에이터의 서보 제어를 위한 시스템 및방법
EP0928493B1 (en) System and method for servo control of nonlinear electromagnetic actuators
US7099136B2 (en) State space control of solenoids
US6727668B1 (en) Precision brushless motor control utilizing independent phase parameters
Lequesne Fast-acting, long-stroke solenoids with two springs
US11004587B2 (en) Linear actuator for valve control and operating systems and methods
US7116016B2 (en) Linear actuator capable of low-speed driving
US6494172B2 (en) Apparatus and method for controlling electromagnetically operable engine valve assembly
AU2002332215A1 (en) System and method for servo control of nonlinear electromagnetic actuators
US11393616B2 (en) Electromagnetic pulse driver
Bozkurt et al. Multi degrees of freedom robust magnetic levitation control of a flexible transport mover with disturbance observer and state feedback control
Li et al. Sensorless landing control strategy of bistable permanent magnet actuator
Ertl et al. Investigation of the dynamics of electromagnetic valves by a coupled magneto‐mechanical algorithm including contact mechanics
US20140363150A1 (en) Method for embedded feedback control for bi-stable actuators
US9448462B2 (en) Pulse width modulation control of solenoid motor
Lequesne Design and optimization of two‐spring linear actuators
YOSHIMOTO et al. Dynamic characteristic analysis and experimental verification of 2-DoF resonant actuator under feedback control
Rodrigues et al. VHDL control system for linear ultrasonic motors
Park et al. Energy-Efficient PM-Flux-Based Sensorless Soft Landing Control for Binary Electromagnetic Actuator
CA2915202C (en) Pulse width modulation control of solenoid motor
JP2002309973A (ja) 内燃機関の電磁式弁駆動装置
Asai et al. Study of Sensorless Load Estimation Method for Disturbance Compensation Control of Linear Resonant Actuator
Lu et al. Nano-precision positioning of GMA based on modified Preisach model
JP2011001971A (ja) 弁におけるアーマチュアの動作を制御するためのシステム及び方法
Asai et al. Experimental validation of load estimation method from the back-EMF for amplitude control method of linear resonant actuator

Legal Events

Date Code Title Description
WITN Application deemed withdrawn, e.g. because no request for examination was filed or no examination fee was paid