JP6937671B2 - 磁気軸受制御装置及び真空ポンプ - Google Patents

Description

本発明は磁気軸受制御装置及び真空ポンプに係わり、特に変位センサが不要で、高精度な制御が可能で、かつ、小型で低コストな磁気軸受制御装置及び真空ポンプに関する。

近年のエレクトロニクスの発展に伴い、メモリや集積回路といった半導体の需要が急激に増大している。
これらの半導体は、きわめて純度の高い半導体基板に不純物をドープして電気的性質を与えたり、エッチングにより半導体基板上に微細な回路を形成したりなどして製造される。

そして、これらの作業は空気中の塵等による影響を避けるため高真空状態のチャンバ内で行われる必要がある。このチャンバの排気には、一般に真空ポンプが用いられているが、特に残留ガスが少なく、保守が容易等の点から真空ポンプの中の一つであるターボ分子ポンプが多用されている。

また、半導体の製造工程では、さまざまなプロセスガスを半導体の基板に作用させる工程が数多くあり、ターボ分子ポンプはチャンバ内を真空にするのみならず、これらのプロセスガスをチャンバ内から排気するのにも使用される。
更に、ターボ分子ポンプは、電子顕微鏡等の設備において、粉塵等の存在による電子ビームの屈折等を防止するため、電子顕微鏡等のチャンバ内の環境を高度の真空状態にするのにも用いられている。

このターボ分子ポンプは回転体を磁気浮上制御するため磁気軸受装置を備えている。そして、この磁気軸受装置では、回転体の位置変位を検出するため変位センサを備えているが、従来、この変位センサを設けずに回転体の位置変位を推定する技術が開示されている（特許文献１、特許文献２を参照）。

特許文献１、特許文献２は共に、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)方式のスイッチングアンプを用いて電磁石電流を制御する磁気軸受である。
特許文献１では、電磁石電流の検出値を微分回路で微分することによって電流の変化率（di/dt）を求める。そして、この電流の変化率（di/dt）が磁気軸受の電磁石とロータ軸間のギャップ長によって変化することを利用して推定した変位を基に、磁気軸受制御を行っている。

一方、特許文献２では、スイッチングONあるいはOFF期間の電流の変化量を一定時間検出し、変化量と検出時間から電流の変化率（di/dt）を演算する。そして、この電流の変化率（di/dt）が磁気軸受の電磁石とロータ軸間のギャップ長によって変化することを利用して推定した変位を基に、磁気軸受制御を行っている。

特開平11-82511号公報 特開平 7-71456号公報

ところで、スイッチングアンプを用いた場合、電流検出値は多くの高周波ノイズ成分を含んでいる。このため、特許文献１のように、電磁石電流の検出値を微分回路で微分するとノイズ成分が更に増幅されて電流の変化率（di/dt）を求めることは困難となるおそれがある。

また、磁気軸受制御のための電磁石電流値に対して、リップル電流の変化量は微小である。このため、特許文献２の場合では、大振幅で変化する電磁石電流からリップル電流成分のみを分離して検出することは困難となるおそれがある。

本発明はこのような従来の課題に鑑みてなされたもので、変位センサが不要で、高精度な制御が可能で、かつ、小型で低コストな磁気軸受制御装置及び真空ポンプを提供することを目的とする。

このため本発明（請求項１）は磁気軸受制御装置の発明であって、制御対象物を空中に浮上支持する電磁石と、該電磁石のコイルに対して直列に接続された誘導性素子と、前記電磁石に対し電流を供給するスイッチングアンプと、前記誘導性素子にかかる電圧を所定のタイミングで抽出する電圧抽出手段と、前記タイミングを生成し、前記タイミングで抽出した電圧を保持するサンプルホールド手段と、該サンプルホールド手段で保持された電圧を基に前記電磁石の前記コイルを流れる電流の時間微分に比例した信号を算出する電流変化率算出手段と、該電流変化率算出手段で算出された信号に基づき前記制御対象物と前記電磁石間の変位を推定する変位推定手段とを備え、前記電磁石に流す電流が前記変位推定手段で推定された変位に基づき制御されることを特徴とする。

電磁石のコイルと誘導性素子とは直列に接続されているので同じ電流が流れる。誘導性素子にかかる電圧を所定のタイミングで抽出することで、この電圧から電流の時間微分である変化率に比例した信号を検出する。そして、その信号を用いて制御対象物と電磁石間の変位を推定する。そして、この変位に基づき電磁石に流す電流を制御する。
このことにより、電磁石の制御電流の大きさによらず、スイッチングアンプのON／OFFによって生じる電流リップルの時間微分を直接検出できる。従って、高精度かつ広い範囲で変位を推定するために必要なS/N比の大きな信号を検出できる。
このため、別途変位センサを設けた場合と同等以上の精度で磁気軸受の制御が可能になり、磁気軸受の小型化、低コスト化を実現できる。

また、本発明（請求項２）は磁気軸受制御装置の発明であって、前記誘導性素子にはインダクタが適用され、前記電圧抽出手段では前記インダクタに生ずる電圧が抽出されることを特徴とする。

インダクタを配設することで位置センサを無くした磁気軸受制御装置が小型でかつ簡単な構成で実現可能である。
電磁石電流は磁気軸受の制御によって大きく変動するのに対し、電流リップルの時間微分はインダクタンスが電磁石の例えば1/100以下である小型インダクタの両端に生じる電圧として安定して取得できるのでS/N比の大きな信号を小さなスペースで検出できる。

更に、本発明（請求項３）は磁気軸受制御装置の発明であって、前記誘導性素子にはトランスが適用され、前記電圧抽出手段では前記トランスの二次側の電圧が抽出されることを特徴とする。

誘導性素子にトランスを適用することで、トランスの一次側抵抗値と電流による電圧変動を無視できる。そして、スイッチングアンプによって発生するコモンモード電圧変動の影響がトランスニ次側には現れない。このため、電圧抽出手段で使用するアンプとして、大きなコモンモード電圧変動に対応した低速の差動アンプを使用する必要がなく、高速の差動アンプを使用できる。また、差動アンプ出力のセトリングタイムが短くなり制御の応答性を改善できる。

更に、本発明（請求項４）は磁気軸受制御装置の発明であって、前記電磁石が前記制御対象物を挟んで対向して構成され、前記誘導性素子にはそれぞれの電磁石と直列に接続された一次巻線と、該一次巻線と同一の鉄心を有する二次巻線を備えるトランスが適用され、それぞれの前記一次巻線に生じた磁束が相殺される方向となるようにそれぞれの前記一次巻線が捲回されており、前記電圧抽出手段では前記トランスの前記二次巻線に生じた電圧が抽出されることを特徴とする。

それぞれの電磁石と直列に接続されたトランス一次側の巻線に流れる電流で生じる磁束の差によってニ次側の巻線に電圧が誘起される。即ち、トランスニ次側の巻線にはそれぞれの電磁石を流れる電流の電流変化率の差に比例した電圧が誘起される。このため、サンプルホールド手段の所定のタイミングで抽出した電圧値は変位に比例した値となる。

更に、本発明（請求項５）は磁気軸受制御装置の発明であって、前記スイッチングアンプの制御サイクルに前記誘導性素子にかかる電圧を抽出するための変位検出期間が設定され、前記電圧抽出手段では、前記誘導性素子にかかる電圧を前記変位検出期間内で少なくとも一回所定のタイミングで抽出することを特徴とする。

変位検出期間を電磁石電流の電流制御期間とは分離して配設する。制御サイクルに対し変位検出期間を設定したことで、精度良く誘導性素子にかかる電圧を検出できる。サンプルホールド手段では、安定した段階の変動の無い電圧を常に同じタイミングで抽出し保持できる。このため、精度の高い変位を得ることができる。

更に、本発明（請求項６）は磁気軸受制御装置の発明であって、前記変位検出期間には電流の増加する電流増加期間と電流の減少する電流減少期間とが形成されたことを特徴とする。

このことにより、誘導性素子にかかる電圧を確実に抽出できる。

更に、本発明（請求項７）は磁気軸受制御装置の発明であって、前記電圧抽出手段では前記誘導性素子にかかる電圧が前記電流増加期間と前記電流減少期間においてそれぞれ所定のタイミングで抽出され、抽出した２つの電圧を減算する減算手段を備え、前記変位推定手段では前記減算手段で減算された電圧を基に前記制御対象物と前記電磁石間の変位が推定されることを特徴とする。

誘導性素子のインダクタはわずかに抵抗成分を持つため電流値の低周波成分が大きい場合、電圧降下を生じ、これがオフセットとなって誘導性素子の両端に生じる電圧値に重畳する。変位検出期間の前半の電流増加期間の誘導性素子にかかる電圧のサンプル値から変位検出期間の後半の電流減少期間の誘導性素子にかかる電圧のサンプル値を減算することによってこのオフセット成分を除去することができる。このため、精度の高い変位信号を得ることができる。

更に、本発明（請求項８）は磁気軸受制御装置の発明であって、前記抽出した２つの電圧を加算する加算手段を備え、該加算手段で加算された電圧を基に前記電磁石に流れる電流が推定されることを特徴とする。

変位検出期間の前半の電流増加期間の誘導性素子にかかる電圧のサンプル値から変位検出期間の後半の電流減少期間の誘導性素子にかかる電圧のサンプル値を加算することによって電流値に比例した信号が得られる。このため、電流検出専用の回路や抵抗を省略することが可能となる。

更に、本発明（請求項９）は磁気軸受制御装置の発明であって、前記変位検出期間の前記電流増加期間と前記電流減少期間とがデューティ比５０％で形成されたことを特徴とする。

変位検出期間における電流増加期間と電流減少期間の時間は等しいため、変位検出期間での電流変動は０になり、電磁石電流の平均値には影響しない。

更に、本発明（請求項１０）は磁気軸受制御装置の発明であって、前記変位検出期間では前記電流増加期間が前記電流減少期間よりも先に設定されたことを特徴とする。

スイッチングアンプは電流を一方向に流すことしかできない。変位検出期間での電磁石電流の平均値が０付近の場合に、電流減少期間内で電流値が０になるのを避けるため、変位検出期間では電流増加期間を電流減少期間よりも先に設ける。

更に、本発明（請求項１１）は真空ポンプの発明であって、制御対象物を空中に浮上支持する電磁石と、該電磁石のコイルに対して直列に接続された誘導性素子と、前記電磁石に対し電流を供給するスイッチングアンプと、前記誘導性素子にかかる電圧を所定のタイミングで抽出する電圧抽出手段と、前記タイミングを生成し、前記タイミングで抽出した電圧を保持するサンプルホールド手段と、該サンプルホールド手段で保持された電圧を基に前記電磁石の前記コイルを流れる電流の時間微分に比例した信号を算出する電流変化率算出手段と、該電流変化率算出手段で算出された信号に基づき前記制御対象物と前記電磁石間の変位を推定する変位推定手段とを備え、前記電磁石に流す電流が前記変位推定手段で推定された変位に基づき制御される磁気軸受制御装置を搭載した真空ポンプであって、前記制御対象物がロータ軸であり、該ロータ軸を径方向及び／又は軸方向に浮上支持する前記電磁石を複数個備えたことを特徴とする。

更に、本発明（請求項１２）は真空ポンプの発明であって、前記各電磁石の前記コイルに対してそれぞれ直列に接続された前記誘導性素子を備え、前記サンプルホールド手段では、前記誘導性素子にかかる電圧がすべての電磁石の前記スイッチングアンプの制御サイクルにおいて同期が取られた信号に基づき取得されることを特徴とする。

ロータ軸を非接触浮上させる場合には複数の電磁石を用いる。各電磁石が任意のタイミングで変位検出を行うと、スイッチングアンプのスイッチングによって生じるノイズが他の電磁石のサンプル値に影響を及ぼす。これを避けるために、すべての電磁石の変位検出、及びサンプルホールドの動作は同期して行う。
また、前記サンプルホールドの動作は、実測により前記ノイズの影響が少なくなるタイミングを把握しておき、そのタイミングで実施しても良い。

更に、本発明（請求項１３）は真空ポンプの発明であって、前記スイッチングアンプより前記電磁石の前記コイルに流れる電流を抽出する電流抽出手段と、該電流抽出手段に流れる電流を所定のタイミングで保持する電流サンプルホールド手段を備え、該電流サンプルホールド手段における前記所定のタイミングは前記制御サイクルにおいて同期が取られた信号であることを特徴とする。

電磁石のコイルに流れる電流の抽出のタイミングについても同期を取ることで精度の高い制御を行うことができる。

以上説明したように本発明によれば、誘導性素子にかかる電圧を所定のタイミングで抽出する電圧抽出手段と、サンプルホールド手段で保持された電圧を基に電磁石のコイルを流れる電流の時間微分に比例した信号を算出する電流変化率算出手段と、電流変化率算出手段で算出された信号に基づき制御対象物と電磁石間の変位を推定する変位推定手段とを備えて構成したので、電磁石の制御電流の大きさによらず、スイッチングアンプのON／OFFによって生じる電流リップルの時間微分を直接検出できる。

従って、高精度かつ広い範囲で変位を推定するために必要なS/N比の大きな信号を検出できる。
このため、別途変位センサを設けた場合と同等以上の精度で磁気軸受の制御が可能になり、磁気軸受の小型化、低コスト化を実現できる。

ターボ分子ポンプの構成図 電磁石とロータ軸間のギャップ長を推定する方法のブロック図 ＰＷＭの一周期における電磁石電圧、電磁石電流、誘導性素子の電圧及びサンプル信号の関係を示す図 実施例１の回路図 実施例２の回路図 実施例３の回路図 実施例３における一周期間のサンプル信号と電磁石電流、誘導性素子の電圧の関係を示す図 実施例４の回路図 実施例４における一周期間のサンプル信号と電磁石電流、誘導性素子の電圧の関係を示す図 実施例５の回路図 渦電流やヒステリシスの影響を受けたときの電流の様子を示す図

以下、本発明の実施形態について説明する。図１にターボ分子ポンプの構成図を示す。
図１において、ポンプ本体１００の円筒状の外筒１２７の上端には吸気口１０１が形成されている。外筒１２７の内方には、ガスを吸引排気するためのタービンブレードによる複数の回転翼１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ・・・を周部に放射状かつ多段に形成した回転体１０３を備える。
この回転体１０３の中心にはロータ軸１１３が取り付けられており、このロータ軸１１３は、例えば、いわゆる５軸制御の磁気軸受により空中に浮上支持かつ位置制御されている。

上側径方向電磁石１０４は、４個の電磁石が、ロータ軸１１３の径方向の座標軸であって互いに直交するＸ軸とＹ軸とに対をなして配置されている。
ロータ軸１１３は、高透磁率材（鉄など）などにより形成され、上側径方向電磁石１０４の磁力により吸引されるようになっている。かかる調整は、Ｘ軸方向とＹ軸方向とにそれぞれ独立して行われる。

また、下側径方向電磁石１０５が、上側径方向電磁石１０４と同様に配置され、ロータ軸１１３の下側の径方向位置を上側の径方向位置と同様に調整している。
更に、軸方向電磁石１０６Ａ、１０６Ｂが、ロータ軸１１３の下部に備えた円板状の金属ディスク１１１を上下に挟んで配置されている。金属ディスク１１１は、鉄などの高透磁率材で構成されている。

軸方向電磁石１０６Ａと軸方向電磁石１０６Ｂは、磁力により金属ディスク１１１をそれぞれ上方と下方とに吸引する。
このように、制御装置２００は、この軸方向電磁石１０６Ａ、１０６Ｂが金属ディスク１１１に及ぼす磁力を適当に調節し、ロータ軸１１３を軸方向に磁気浮上させ、空間に非接触で保持するようになっている。

モータ１２１は、ロータ軸１１３を取り囲むように周状に配置された複数の磁極を備えている。各磁極は、ロータ軸１１３との間に作用する電磁力を介してロータ軸１１３を回転駆動するように、制御装置２００によって制御されている。
回転翼１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ・・・とわずかの空隙を隔てて複数枚の固定翼１２３ａ、１２３ｂ、１２３ｃ・・・が配設されている。回転翼１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ・・・は、それぞれ排気ガスの分子を衝突により下方向に移送するため、ロータ軸１１３の軸線に垂直な平面から所定の角度だけ傾斜して形成されている。

また、固定翼１２３も、同様にロータ軸１１３の軸線に垂直な平面から所定の角度だけ傾斜して形成され、かつ外筒１２７の内方に向けて回転翼１０２の段と互い違いに配設されている。
そして、固定翼１２３の一端は、複数の段積みされた固定翼スペーサ１２５ａ、１２５ｂ、１２５ｃ・・・の間に嵌挿された状態で支持されている。

固定翼スペーサ１２５はリング状の部材であり、例えばアルミニウム、鉄、ステンレス、銅などの金属、又はこれらの金属を成分として含む合金などの金属によって構成されている。
固定翼スペーサ１２５の外周には、わずかの空隙を隔てて外筒１２７が固定されている。外筒１２７の底部にはベース部１２９が配設され、固定翼スペーサ１２５の下部とベース部１２９の間にはネジ付きスペーサ１３１が配設されている。そして、ベース部１２９中のネジ付きスペーサ１３１の下部には排気口１３３が形成され、外部に連通されている。

ネジ付きスペーサ１３１は、アルミニウム、銅、ステンレス、鉄、又はこれらの金属を成分とする合金などの金属によって構成された円筒状の部材であり、その内周面に螺旋状のネジ溝１３１ａが複数条刻設されている。
ネジ溝１３１ａの螺旋の方向は、回転体１０３の回転方向に排気ガスの分子が移動したときに、この分子が排気口１３３の方へ移送される方向である。

回転体１０３の回転翼１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ・・・に続く最下部には円筒部１０２ｄが垂下されている。この円筒部１０２ｄの外周面は、円筒状で、かつネジ付きスペーサ１３１の内周面に向かって張り出されており、このネジ付きスペーサ１３１の内周面と所定の隙間を隔てて近接されている。

ベース部１２９は、ターボ分子ポンプ１０の基底部を構成する円盤状の部材であり、一般には鉄、アルミニウム、ステンレスなどの金属によって構成されている。
ベース部１２９はターボ分子ポンプ１０を物理的に保持すると共に、熱の伝導路の機能も兼ね備えているので、鉄、アルミニウムや銅などの剛性があり、熱伝導率も高い金属が使用されるのが望ましい。

かかる構成において、回転翼１０２がモータ１２１により駆動されてロータ軸１１３と共に回転すると、回転翼１０２と固定翼１２３の作用により、吸気口１０１を通じてチャンバからの排気ガスが吸気される。
吸気口１０１から吸気された排気ガスは、回転翼１０２と固定翼１２３の間を通り、ベース部１２９へ移送される。
ネジ付きスペーサ１３１に移送されてきた排気ガスは、ネジ溝１３１ａに案内されつつ排気口１３３へと送られる。

次に、電磁石とロータ軸間のギャップ長を推定する方法について説明する。まず、図２のブロック図に基づきその構成を説明する。ロータ軸１１３の周囲には制御対象物に相当する円筒状で磁束の通り易いターゲット部材１が固着されている。但し、ターゲット部材１は省略されることも可能である。この場合、制御対象物に相当するのはロータ軸１１３である。そして、このターゲット部材１と所定の隙間３を隔てて上側径方向電磁石１０４の電磁石５が配設されている。この上側径方向電磁石１０４はＸ軸方向とＹ軸方向とにそれぞれ対となるよう合計４個の電磁石５で構成されている。

電磁石５にはコイル７が捲回されている。このコイル７と直列に誘導性素子９が接続されている。電磁石５及び誘導性素子９にはＰＷＭスイッチングアンプ１１から電流が供給されるようになっている。また、このＰＷＭスイッチングアンプ１１に対しては、ＰＩＤ制御回路１３からＰＩＤ調整された信号が入力されるようになっている。電流検出回路１５ではＰＷＭスイッチングアンプ１１から電流Ｉ_mが検出され、サンプルホールド１７にて所定のサンプル信号に基づきそのタイミングでの電流値Ｉ_mが取得されるようになっている。ここで取得された電流値Ｉ_mはＡ／Ｄ変換器１９でディジタル値に変換され、そのディジタル値がＰＩＤ制御回路１３に入力されるようになっている。

また、誘導性素子９の両端子には差動入力アンプ２１が接続され、誘導性素子９の両端子間の電圧Ｖ_sが検出され、サンプルホールド２３にて所定のサンプル信号に基づきそのタイミングでの電圧値Ｖ_sが取得されるようになっている。ここで取得された電圧値Ｖ_sは。Ａ／Ｄ変換器１９でディジタル値に変換され、そのディジタル値がＰＩＤ制御回路１３に入力されるようになっている。Ａ／Ｄ変換器１９とＰＩＤ制御回路１３はＤＳＰ（Digital Signal Processor）にて構成されている。

次に、図３に基づき本発明の実施形態の作用を説明する。図３にはＰＷＭの一周期における電磁石５の電圧Ｖ_m、電磁石電流Ｉ_m、誘導性素子９の電圧Ｖ_s及びサンプル信号の関係を示す。
電磁石５を流れる電流値Ｉ_mの時間微分である変化率（di/dt）はターゲット部材１と電磁石５間の隙間３の変位の大きさに応じて変化する。ここに変化率（di/dt）は誘導性素子９の両端に生じる電圧値Ｖ_sを検出することで求めることができる。従って、電圧値Ｖ_sを検出すれば隙間３の変位の大きさを演算により推定できる。

即ち、図３において、電流値Ｉ_mは電磁石５を流れると共に誘導性素子９にも同じ電流が流れている。このため、ＰＷＭスイッチングアンプ１１のON/OFFによって電流が変化するときに誘導性素子９の両端に生じる電圧値Ｖ_sを検出することで、この電圧値Ｖ_sから電流値Ｉ_mの時間微分である変化率（di/dt）に比例した信号を検出する。そして、その信号を用いてターゲット部材１と電磁石５間の隙間３の変位を推定し、この変位に基づき磁気軸受を制御する。

変化率（di/dt）から得られるインダクタンスには変位に関係ない誘導性素子９のインダクタンス（Ls）も含まれるが、電磁石５のインダクタンス（Lm）に対して微小な値を設定することにより、影響を無視することができる。ＰＷＭスイッチングアンプ１１の電源電圧をEとすると電流変化時の誘導性素子電圧は概略E×Ls/（Lm+Ls）となり、Ls/Lm＜1/100の場合でも十分に信号処理可能な電圧を検出できる。例えば、電磁石５のインダクタンス（Lm）が２０ｍＨのとき、誘導性素子９のインダクタンス（Ls）は０．１ｍＨ程度に設定する。

電磁石５に対し直列に誘導性素子９を接続し、差動入力アンプ２１で誘導性素子９間の電圧Ｖ_sを検出する。図３に示すように、ＰＷＭスイッチングアンプ１１のスイッチングの一周期間は、電磁石５の電流制御期間と変化率（di/dt）を検出するための変位検出期間からなる。そして、変位検出期間は更に一定時間の電流増加期間と電流減少期間からなる。電流増加期間と電流減少期間とは等しい時間（デューティ比５０％）とするのが望ましい。

このように等時間の場合には電流増加期間における電流の増加値と電流減少期間における電流の減少値とが等しくなるので、変位検出期間を設けたことによるＰＷＭ電流制御に与える影響は少なくできる。また、この変位検出期間はセトリング期間経過後の電圧値Ｖ_sの安定した期間に設定することが望ましい。

サンプルホールド２３では、電流増加期間あるいは電流減少期間又はその両方の期間において電圧値Ｖ_sを取得する。サンプルホールド２３で取得された電圧値Ｖ_sはＡ／Ｄ変換器１９でディジタル信号化した後、ＤＳＰなどの信号処理回路で変位の推定値に変換し、磁気軸受制御に用いる。ＰＩＤ制御回路１３ではここで推定された変位の値と図示しない位置の指令値との間で偏差が取られ、その偏差の大きさに応じて電流指令値が決められる。そして、電流検出回路１５で抽出された電流値Ｉ_mがこの電流指令値となるようにＰＷＭ信号が調整される。

以上により、電磁石５の制御電流の大きさによらず、ＰＷＭのON／OFFによって生じる電流リップルの変化率（di/dt）を直接検出できる。従って、高精度かつ広い範囲で変位を推定するために必要なS/N比の大きな信号を検出できる。
このため、別途変位センサを設けた場合と同等以上の精度で磁気軸受の制御が可能になり、磁気軸受の小型化、低コスト化を実現できる。
以下、各実施例について説明する。
［実施例１］

図４に実施例１の回路図を示す。なお、図２と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。
図４はＰＷＭスイッチングアンプ１１、差動入力アンプ２１、サンプルホールド２３の具体的な回路構成例である。図４において、電源３０は＋２０〜６０Ｖの直流電源である。この電源３０にはダイオード３１のカソードが接続され、ダイオード３１のアノードにはＦＥＴ３３のドレイン端子が接続されている。ＦＥＴ３３のソース端子とアースの間には抵抗Rsが接続されている。また、電源３０にはＦＥＴ３５のドレイン端子が接続されている。ＦＥＴ３５のソース端子にはダイオード３７のカソードが接続され、ダイオード３７のアノードはアースに接続されている。ＦＥＴ３５のソース端子とＦＥＴ３３のドレイン端子間には電磁石５のコイル７と誘導性素子９とが直列に接続されている。

ここに、誘導性素子９にはインダクタ（Ls）を使用し、電流値Ｉ_mは抵抗Rsを用いて検出する。なお、抵抗Rdは、電磁石５のインダクタンス（Lm）の寄生容量と誘導性素子９のインダクタンスとの共振を減衰させるためのダンピング抵抗である。
かかる構成において、ＦＥＴ３３とＦＥＴ３５のそれぞれのゲート端子には変位検出期間と電流制御期間の設定されたＰＷＭ信号が入力される。
このとき、図３に示す通り一周期間の電磁石５の電圧Ｖ_mと誘導性素子９の両端に生じる電圧値Ｖ_sとは共にプラス電位とマイナス電位とに大きく変動している。

ターゲット部材１と電磁石５間の隙間３のギャップ長をg＝g0＋Δgとすると、電磁石５を流れる電流値Ｉ_mの時間微分である変化率（di/dt）はギャップ長gに比例する。定常時のギャップ長g0のときの変化率（di/dt）をあらかじめ実験等により測定しておくことによって、定常時のギャップ長g0からの変位Δgを推定することができる。
誘導性素子９を流れる電流は磁気軸受の制御によって大きく変動するのに対し、電流値Imの時間微分である変化率（di/dt）は誘導性素子９の両端に生じる電圧Ｖ_sとして安定して取得できるのでS/N比の大きな信号を検出できる。
［実施例２］

図５に実施例２の回路図を示す。なお、図４と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。
図５において、誘導性素子９にはトランスTsを使用する。なお、抵抗Rdは、電磁石５のインダクタンス（Lm）の寄生容量とトランスTsのインダクタンス（Ls）との共振を減衰させるためのダンピング抵抗である。

かかる構成において、トランスTsを用いることによって、以下の利点がある。
即ち、トランスTsの一次側抵抗値と電流値Ｉ_mによる電圧変動を無視できる。そして、ＰＷＭスイッチングアンプ１１によって発生するコモンモード電圧変動の影響がトランスニ次側には現れない。このため、差動入力アンプ２１として、大きなコモンモード電圧変動に対応した低速の差動アンプを使用する必要がなく、高速の差動アンプを使用できる。また、差動アンプ出力のセトリングタイムが短くなるので、変位検出期間を短縮できる。これにより一周期間の電流制御期間を長く取ることができ制御の応答性を改善できる。
［実施例３］

図６に実施例３の回路図を示す。また、図７に一周期間のサンプル信号と電流値Ｉ_m、誘導性素子９の両端に生じる電圧値Ｖ_sの関係を示す。なお、図４と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。
誘導性素子９のインダクタはわずかに抵抗成分Rsを持つため電流値Ｉ_mの低周波成分が大きい場合、電圧降下RsImを生じ、これがオフセットとなって誘導性素子９の両端に生じる電圧値Ｖ_sに重畳する。即ち、変位検出期間の前半でサンプルホールド２３のサンプル信号ＳＨ１により検出した電圧値Ｖ_sは＋di/dt＋RsImであり、変位検出期間の後半でサンプルホールド２４のサンプル信号ＳＨ２により検出した電圧値Ｖ_sは−di/dt＋RsImである。

従って、変位検出期間の前半の電流増加期間のサンプル値から変位検出期間の後半の電流減少期間のサンプル値を減算器４１で減算することによってこのオフセット成分を除去することができる。このため、精度の高い変位信号を得ることができる。
ここに、サンプリングのタイミングは差動入力アンプ２１のセトリングタイムを考慮して電圧変動の抑制された電圧の安定した領域内で設定する。
［実施例４］

図８に実施例４の回路図を示す。また、図９に一周期間のサンプル信号と電流値Ｉ_m、誘導性素子９の両端に生じる電圧値Ｖ_sの関係を示す。なお、図４と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。
実施例３の場合と同様に、誘導性素子９のインダクタはわずかに抵抗成分Rsを持つため電流値Ｉ_mの低周波成分が大きい場合、電圧降下RsImを生じ、これがオフセットとなって誘導性素子９の両端に生じる電圧値Ｖ_sに重畳する。即ち、変位検出期間の前半でサンプルホールド２３のサンプル信号ＳＨ１により検出した電圧値Ｖ_sは＋di/dt＋RsImであり、変位検出期間の後半でサンプルホールド２４のサンプル信号ＳＨ２により検出した電圧値Ｖ_sは−di/dt＋RsImである。

従って、変位検出期間の前半の電流増加期間のサンプル値から変位検出期間の後半の電流減少期間のサンプル値を減算器４１で減算することによってこのオフセット成分を除去することができる。一方、電流増加期間のサンプル値と電流減少期間のサンプル値を加算器４３で加算することによって電流値Ｉ_mに比例した信号が得られる。このため、精度の高い変位信号を得ることができると共に、加算器４３を追加することによって電流検出専用の回路（図２、図４の電流検出回路１５、図４の抵抗Rs）を省略することが可能となる。
［実施例５］

図１０に実施例５の回路図を示す。なお、図２と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。上側径方向電磁石１０４はＸ軸方向とＹ軸方向とにそれぞれ対となるよう合計４個の電磁石５で構成されている。ここに、例えば、図１０に示すように、Ｘ軸方向においては電磁石５Ａと電磁石５Ｂとが対向して配置されている。このとき、ターゲット部材１と電磁石５Ａ間の一方の隙間３Ａがg0＋Δgに対し、ターゲット部材１と電磁石５Ｂ間の他方の隙間３Ｂはg0−Δgで表される。

誘導性素子９としては同一のコア鉄心５１に対して3つの巻線５３、５５、５７が捲回されたトランスで構成する。一次側の巻線５３は電磁石５Ｂのコイル７Ｂと直列に接続がされ、ＰＷＭスイッチングアンプ１１Ａより電流が供給されるようになっている。また、一次側の巻線５５は電磁石５Ａのコイル７Ａと直列に接続がされ、ＰＷＭスイッチングアンプ１１Ｂより電流が供給されるようになっている。

トランスの一次側の巻線５３と巻線５５とは、図のような極性で配線することにより、それぞれが発生する磁束を互いに打ち消し合うようになっている。
そして、電磁石５Ａと電磁石５Ｂに対し同じタイミングで電流増加、電流減少のための電圧を印加する。
従って、トランス一次側の巻線５３と巻線５５とに流れる電流で生じる磁束の差によってニ次側の巻線５７に電圧が誘起される。即ち、トランスニ次側の巻線５７には電磁石５Ａと電磁石５Ｂを流れる電流の電流変化率の差に比例した電圧が誘起される。このため、サンプルホールド２３のサンプル信号ＳＨ１により検出した電圧値Ｖ_sは変位Δgに比例した値となる。このことにより、片側の電磁石のみで測定した場合に得られるg0＋ΔgからΔgを推定する必要がなくなる。

なお、上記の各実施例においては、簡単化のため誘導性素子９を流れる電流値Ｉ_mをリニアに記載している。しかしながら、実際の電流値Ｉ_mは、図１１に示すように電磁石５の磁性材に生じる渦電流やヒステリシスの影響により、一定の変化率（di/dt）で増減するわけではない。スイッチングによりアンプ出力電圧が切り替わったポイントからの経過時間に従ってdi/dtは変化し、次第に一定値に近づく。サンプル信号ＳＨはこの一定値に至った時点で生成することが望ましい。そして、変位検出期間におけるスイッチングからサンプリングまでの時間を常に一定にすることによって、渦電流、ヒステリシスなどの影響を避けることができる。

変位検出期間は電磁石電流の電流制御期間とは分離されており、変位検出期間における電流増加期間と電流減少期間の時間は等しいため、変位検出期間での電流変動は０になり、電磁石電流の平均値には影響しない。変位検出期間が長いとＰＷＭ制御の一周期内で増減可能な電磁石電流の平均値が減少し、電磁石電流の制御応答性が低下する。従って、少なくとも変位検出期間の長さは電流制御期間の長さ未満にする必要があり、1/4以下が望ましい。
また、前出のＰＷＭスイッチングアンプ１１は電流を一方向に流すことしかできない。変位検出期間での電磁石電流の平均値が０付近の場合に、電流減少期間内で電流値が０になるのを避けるため、変位検出期間では電流増加期間を電流減少期間よりも先に設けることが望ましい。

更に、回転体１０３を非接触浮上させる場合には上側径方向電磁石１０４、下側径方向電磁石１０５、軸方向電磁石１０６Ａ、１０６Ｂの複数の電磁石を用いる。各電磁石が任意のタイミングで変位検出を行うと、ＰＷＭスイッチングアンプ１１のスイッチングによって生じるノイズが他の電磁石５のサンプル値に影響を及ぼす。これを避けるためにすべての電磁石５の変位検出、及びサンプルホールドの動作は同期して行われる。
なお、本発明は、本発明の精神を逸脱しない限り種々の改変をなすことができ、そして、本発明が当該改変されたものにも及ぶことは当然である。

１ ターゲット部材
３、３Ａ、３Ｂ 隙間
５、５Ａ、５Ｂ 電磁石
７、７Ａ、７Ｂ コイル
９ 誘導性素子
１０ ターボ分子ポンプ
１１、１１Ａ、１１Ｂ ＰＷＭスイッチングアンプ
１３ ＰＩＤ制御回路
１５ 電流検出回路
１７、２３、２４ サンプルホールド
１９ Ａ／Ｄ変換器
２１ 差動入力アンプ
３０ 電源
３１、３７ ダイオード
４１ 減算器
４３ 加算器
５３、５５ トランスの一次巻線
５７ トランスの二次巻線
１００ ポンプ本体
１０３ 回転体
１０４ 上側径方向電磁石
１０５ 下側径方向電磁石
１０６Ａ 軸方向電磁石
１０６Ｂ 軸方向電磁石
１１３ ロータ軸
Rd 抵抗
Rs 抵抗
Ts トランス

Claims (13)

1. 制御対象物を空中に浮上支持する電磁石と、
   該電磁石のコイルに対して直列に接続された誘導性素子と、
   前記電磁石に対し電流を供給するスイッチングアンプと、
   前記誘導性素子にかかる電圧を所定のタイミングで抽出する電圧抽出手段と、
   前記タイミングを生成し、前記タイミングで抽出した電圧を保持するサンプルホールド手段と、
   該サンプルホールド手段で保持された電圧を基に前記電磁石の前記コイルを流れる電流の時間微分に比例した信号を算出する電流変化率算出手段と、
   該電流変化率算出手段で算出された信号に基づき前記制御対象物と前記電磁石間の変位を推定する変位推定手段とを備え、
   前記電磁石に流す電流が前記変位推定手段で推定された変位に基づき制御されることを特徴とする磁気軸受制御装置。
2. 前記誘導性素子にはインダクタが適用され、前記電圧抽出手段では前記インダクタに生ずる電圧が抽出されることを特徴とする請求項１記載の磁気軸受制御装置。
3. 前記誘導性素子にはトランスが適用され、前記電圧抽出手段では前記トランスの二次側の電圧が抽出されることを特徴とする請求項１記載の磁気軸受制御装置。
4. 前記電磁石が前記制御対象物を挟んで対向して構成され、
   前記誘導性素子にはそれぞれの電磁石と直列に接続された一次巻線と、該一次巻線と同一の鉄心を有する二次巻線を備えるトランスが適用され、
   それぞれの前記一次巻線に生じた磁束が相殺される方向となるようにそれぞれの前記一次巻線が捲回されており、
   前記電圧抽出手段では前記トランスの前記二次巻線に生じた電圧が抽出されることを特徴とする請求項１記載の磁気軸受制御装置。
5. 前記スイッチングアンプの制御サイクルに前記誘導性素子にかかる電圧を抽出するための変位検出期間が設定され、
   前記電圧抽出手段では、前記誘導性素子にかかる電圧を前記変位検出期間内で少なくとも一回所定のタイミングで抽出することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の磁気軸受制御装置。
6. 前記変位検出期間には電流の増加する電流増加期間と電流の減少する電流減少期間とが形成されたことを特徴とする請求項５記載の磁気軸受制御装置。
7. 前記電圧抽出手段では前記誘導性素子にかかる電圧が前記電流増加期間と前記電流減少期間においてそれぞれ所定のタイミングで抽出され、
   抽出した２つの電圧を減算する減算手段を備え、
   前記変位推定手段では前記減算手段で減算された電圧を基に前記制御対象物と前記電磁石間の変位が推定されることを特徴とする請求項６記載の磁気軸受制御装置。
8. 前記抽出した２つの電圧を加算する加算手段を備え、
   該加算手段で加算された電圧を基に前記電磁石に流れる電流が推定されることを特徴とする請求項７記載の磁気軸受制御装置。
9. 前記変位検出期間の前記電流増加期間と前記電流減少期間とがデューティ比５０％で形成されたことを特徴とする請求項６〜８のいずれか一項に記載の磁気軸受制御装置。
10. 前記変位検出期間では前記電流増加期間が前記電流減少期間よりも先に設定されたことを特徴とする請求項６〜９のいずれか一項に記載の磁気軸受制御装置。
11. 制御対象物を空中に浮上支持する電磁石と、
    該電磁石のコイルに対して直列に接続された誘導性素子と、
    前記電磁石に対し電流を供給するスイッチングアンプと、
    前記誘導性素子にかかる電圧を所定のタイミングで抽出する電圧抽出手段と、
    前記タイミングを生成し、前記タイミングで抽出した電圧を保持するサンプルホールド手段と、
    該サンプルホールド手段で保持された電圧を基に前記電磁石の前記コイルを流れる電流の時間微分に比例した信号を算出する電流変化率算出手段と、
    該電流変化率算出手段で算出された信号に基づき前記制御対象物と前記電磁石間の変位を推定する変位推定手段とを備え、
    前記電磁石に流す電流が前記変位推定手段で推定された変位に基づき制御される磁気軸受制御装置を搭載した真空ポンプであって、
    前記制御対象物がロータ軸であり、
    該ロータ軸を径方向及び／又は軸方向に浮上支持する前記電磁石を複数個備えたことを特徴とする真空ポンプ。
12. 前記各電磁石の前記コイルに対してそれぞれ直列に接続された前記誘導性素子を備え、
    前記サンプルホールド手段では、前記誘導性素子にかかる電圧がすべての電磁石の前記スイッチングアンプの制御サイクルにおいて同期が取られた信号に基づき取得されることを特徴とする請求項１１に記載の真空ポンプ。
13. 前記スイッチングアンプより前記電磁石の前記コイルに流れる電流を抽出する電流抽出手段と、
    該電流抽出手段に流れる電流を所定のタイミングで保持する電流サンプルホールド手段を備え、
    該電流サンプルホールド手段における前記所定のタイミングは前記制御サイクルにおいて同期が取られた信号であることを特徴とする請求項１２に記載の真空ポンプ。

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