JPH1182511A - 磁気軸受装置 - Google Patents
磁気軸受装置Info
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- JPH1182511A JPH1182511A JP23746497A JP23746497A JPH1182511A JP H1182511 A JPH1182511 A JP H1182511A JP 23746497 A JP23746497 A JP 23746497A JP 23746497 A JP23746497 A JP 23746497A JP H1182511 A JPH1182511 A JP H1182511A
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- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F16—ENGINEERING ELEMENTS AND UNITS; GENERAL MEASURES FOR PRODUCING AND MAINTAINING EFFECTIVE FUNCTIONING OF MACHINES OR INSTALLATIONS; THERMAL INSULATION IN GENERAL
- F16C—SHAFTS; FLEXIBLE SHAFTS; ELEMENTS OR CRANKSHAFT MECHANISMS; ROTARY BODIES OTHER THAN GEARING ELEMENTS; BEARINGS
- F16C32/00—Bearings not otherwise provided for
- F16C32/04—Bearings not otherwise provided for using magnetic or electric supporting means
- F16C32/0406—Magnetic bearings
- F16C32/044—Active magnetic bearings
- F16C32/0444—Details of devices to control the actuation of the electromagnets
- F16C32/0446—Determination of the actual position of the moving member, e.g. details of sensors
- F16C32/0448—Determination of the actual position of the moving member, e.g. details of sensors by using the electromagnet itself as sensor, e.g. sensorless magnetic bearings
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- Measurement Of Length, Angles, Or The Like Using Electric Or Magnetic Means (AREA)
- Magnetic Bearings And Hydrostatic Bearings (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 電磁石の吸引力作用点と変位センサの検出点
が一致し、検出遅れを解消し、また音の発生を防止する
ことのできる磁気軸受け装置を提供する。 【解決手段】 積層コア、又は、フェライトコア等、渦
電流の少ない電磁石の吸引力を利用する磁気軸受装置に
おいて、電磁石２と被支持軸１との距離を検出する手段
として、キャリア周波数５ＫＨｚ〜１５ＫＨｚ程度のパ
ルス幅変調型電流制御インバータ５の、トランジスタが
スイッチＯＮ期間の電流を微分して得られる正のリップ
ル電圧をサンプルし、次のスイッチＯＮになる迄の期間
中ホールドする手段２２と、トランジスタがスイッチＯ
ＦＦ期間の電流を微分して得られる負のリップル電圧を
サンプルし、次のスイッチＯＦＦになるまでの期間中ホ
ールド２２する手段と、この両者のサンプルホールドし
た電圧を差動演算した電圧を距離の情報として検出する
手段２３とを備えたセンサレス方式の磁気軸受装置。
が一致し、検出遅れを解消し、また音の発生を防止する
ことのできる磁気軸受け装置を提供する。 【解決手段】 積層コア、又は、フェライトコア等、渦
電流の少ない電磁石の吸引力を利用する磁気軸受装置に
おいて、電磁石２と被支持軸１との距離を検出する手段
として、キャリア周波数５ＫＨｚ〜１５ＫＨｚ程度のパ
ルス幅変調型電流制御インバータ５の、トランジスタが
スイッチＯＮ期間の電流を微分して得られる正のリップ
ル電圧をサンプルし、次のスイッチＯＮになる迄の期間
中ホールドする手段２２と、トランジスタがスイッチＯ
ＦＦ期間の電流を微分して得られる負のリップル電圧を
サンプルし、次のスイッチＯＦＦになるまでの期間中ホ
ールド２２する手段と、この両者のサンプルホールドし
た電圧を差動演算した電圧を距離の情報として検出する
手段２３とを備えたセンサレス方式の磁気軸受装置。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電磁石の吸引力に
より、被支持軸を非接触状態で支持する磁気軸受装置に
関するものである。
より、被支持軸を非接触状態で支持する磁気軸受装置に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図８は、従来の磁気軸受装置の説明図で
ある。一般的に、磁気軸受装置は、磁気吸引力により被
支持軸（シャフト）１に対する支持力を出す電磁石２
と、被支持軸１の距離を検出する変位センサ３と、その
変位信号に基づき制御信号を発生するＰＩＤ制御回路４
と、その制御信号を増幅し、電磁石２の励磁コイル２Ａ
に電流を供給するＰＷＭ電流制御パワーアンプ５とから
構成されている。図８中、６はセンサアンプ、７は電磁
石に流れる電流を検出するＣＴ（電流検出器：Current
Transducer）である。
ある。一般的に、磁気軸受装置は、磁気吸引力により被
支持軸（シャフト）１に対する支持力を出す電磁石２
と、被支持軸１の距離を検出する変位センサ３と、その
変位信号に基づき制御信号を発生するＰＩＤ制御回路４
と、その制御信号を増幅し、電磁石２の励磁コイル２Ａ
に電流を供給するＰＷＭ電流制御パワーアンプ５とから
構成されている。図８中、６はセンサアンプ、７は電磁
石に流れる電流を検出するＣＴ（電流検出器：Current
Transducer）である。
【０００３】変位センサ３としては、従来、変位に応じ
てインダクタンスが変化する誘導型センサ、又は、渦電
流の大きさが変化する渦電流型センサが用いられ、通
常、電磁石２の近傍に配置される。したがって、電磁石
２の吸引力作用点と変位センサ３の検出点は一致してい
ないために、機械制御上、理想的ではなかった。
てインダクタンスが変化する誘導型センサ、又は、渦電
流の大きさが変化する渦電流型センサが用いられ、通
常、電磁石２の近傍に配置される。したがって、電磁石
２の吸引力作用点と変位センサ３の検出点は一致してい
ないために、機械制御上、理想的ではなかった。
【０００４】図９に、特公平６−７６８０９号公報に記
載された変位センサを有しない磁気軸受け装置の構成図
を示す。この方式では、ＰＷＭのキャリヤ周波数による
スイッチングリップル電流が、電磁石のコア間距離Ｘに
対応する自己インダクタンスＬによって決定される。即
ち次式で示される。
載された変位センサを有しない磁気軸受け装置の構成図
を示す。この方式では、ＰＷＭのキャリヤ周波数による
スイッチングリップル電流が、電磁石のコア間距離Ｘに
対応する自己インダクタンスＬによって決定される。即
ち次式で示される。
【数１】 したがって、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）８によっ
て、キャリヤ周波数成分のリップル電流分を抽出し、整
流器９で整流し、ＬＰＦ（ローパスフィルター）１０に
よって、距離Ｘに対応する低周波成分を検出演算してい
る。
て、キャリヤ周波数成分のリップル電流分を抽出し、整
流器９で整流し、ＬＰＦ（ローパスフィルター）１０に
よって、距離Ｘに対応する低周波成分を検出演算してい
る。
【０００５】図１０は、特開平６−３１３４２６号公報
に開示された磁気軸受け装置の構成図である。この方式
は、１０ＫＨｚの定振幅指令に対する成分を検出電流Ｉ
dから、ＢＰＦ８で抽出し、整流器９で整流し、ＬＰＦ
１０によって、距離Ｘに対応する低周波成分を検出演算
している。この方式では、ＰＩＤ制御回路４の出力に１
０ＫＨｚ定振幅指令１１を加えて、ＰＷＭ電流制御パワ
ーアンプ５に入力している。これら図９，図１０の両方
式とも、高速・高精度の検出には不適である。その理由
は、リップル電流含有率が、定格電流の５％未満であ
り、又、ＬＰＦを通して検出遅れが生じるためである。
に開示された磁気軸受け装置の構成図である。この方式
は、１０ＫＨｚの定振幅指令に対する成分を検出電流Ｉ
dから、ＢＰＦ８で抽出し、整流器９で整流し、ＬＰＦ
１０によって、距離Ｘに対応する低周波成分を検出演算
している。この方式では、ＰＩＤ制御回路４の出力に１
０ＫＨｚ定振幅指令１１を加えて、ＰＷＭ電流制御パワ
ーアンプ５に入力している。これら図９，図１０の両方
式とも、高速・高精度の検出には不適である。その理由
は、リップル電流含有率が、定格電流の５％未満であ
り、又、ＬＰＦを通して検出遅れが生じるためである。
【０００６】一定のリップル電流で可変キャリヤによ
る。図１１に、特開平６−２２９４１９号公報に開示さ
れた磁気軸受け装置の説明図を示す。この方式は、ヒス
テリシスコンパレータ１２により、一定のリップル電流
ΔＩが得られる様に、キャリヤ周波数可変の自励発振型
ＰＷＭインバータ１５となる。したがって、キャリヤ周
波数Ｆは、電磁石２の自己インダクタンスＬによって決
まり、ＬはＸと逆比例である関係から、
る。図１１に、特開平６−２２９４１９号公報に開示さ
れた磁気軸受け装置の説明図を示す。この方式は、ヒス
テリシスコンパレータ１２により、一定のリップル電流
ΔＩが得られる様に、キャリヤ周波数可変の自励発振型
ＰＷＭインバータ１５となる。したがって、キャリヤ周
波数Ｆは、電磁石２の自己インダクタンスＬによって決
まり、ＬはＸと逆比例である関係から、
【数２】 が得られる。このため、Ｆ／Ｖ変換器１３を設け、ＬＰ
Ｆ１４を通して、距離Ｘに対応する検出量Ｘｄを得て、
ＰＩＤ制御回路４で制御する方式である。この方式は、
汎用ローコストに適するが、高速検出には不適であり、
また、Ｘが小さい場合、キャリヤ周波数が低下して音が
発生する欠点がある。
Ｆ１４を通して、距離Ｘに対応する検出量Ｘｄを得て、
ＰＩＤ制御回路４で制御する方式である。この方式は、
汎用ローコストに適するが、高速検出には不適であり、
また、Ｘが小さい場合、キャリヤ周波数が低下して音が
発生する欠点がある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】前述したように、図８
に示す従来例では、電磁石２の吸引力作用点と変位セン
サ３の検出点は一致していないために、機械制御上、理
想的ではなかった。また、図９，図１０の両方式とも、
リップル電流含有率が、定格電流の５％未満であり、ま
た、ＬＰＦを通して検出遅れが生じるため、高速・高精
度の検出には不適である。さらに、図１１の方式は、汎
用ローコストに適するが、高速検出には不適であり、ま
た、Ｘが小さい場合、キャリヤ周波数が低下して音が発
生する欠点がある。そこで、本発明が解決しようとする
課題は、電磁石の吸引力作用点と変位センサの検出点が
一致し、検出遅れを解消し、また音の発生を防止するこ
とのできる磁気軸受け装置を提供することにある。
に示す従来例では、電磁石２の吸引力作用点と変位セン
サ３の検出点は一致していないために、機械制御上、理
想的ではなかった。また、図９，図１０の両方式とも、
リップル電流含有率が、定格電流の５％未満であり、ま
た、ＬＰＦを通して検出遅れが生じるため、高速・高精
度の検出には不適である。さらに、図１１の方式は、汎
用ローコストに適するが、高速検出には不適であり、ま
た、Ｘが小さい場合、キャリヤ周波数が低下して音が発
生する欠点がある。そこで、本発明が解決しようとする
課題は、電磁石の吸引力作用点と変位センサの検出点が
一致し、検出遅れを解消し、また音の発生を防止するこ
とのできる磁気軸受け装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するた
め、本発明の第１の手段は、積層コア、又は、フェライ
トコア等、渦電流の少ない電磁石の吸引力を利用する磁
気軸受装置において、前記電磁石と被支持軸との距離を
検出する手段として、キャリア周波数５ＫＨｚ〜１５Ｋ
Ｈｚ程度のパルス幅変調型電流制御インバータの、トラ
ンジスタがスイッチＯＮ期間の電流を微分して得られる
正のリップル電圧をサンプルし、次のスイッチＯＮにな
る迄の期間中ホールドする手段と、トランジスタがスイ
ッチＯＦＦ期間の電流を微分して得られる負のリップル
電圧をサンプルし、次のスイッチＯＦＦになるまでの期
間中ホールドする手段と、この両者のサンプルホールド
した電圧を差動演算した電圧を距離の情報として検出す
る手段とを備えたことを特徴とする。本発明の第２の手
段は、積層コア、又は、フェライトコア等、渦電流の少
ない電磁石の吸引力を利用する磁気軸受装置において、
前記電磁石と被支持軸との距離を検出する手段として、
キャリア周波数５ＫＨｚ〜１５ＫＨｚ程度のパルス幅変
調型電流制御インバータで通電される電磁石の電流を微
分して得られるリップル電圧を整流し、ＬＰＦを通した
電圧を距離の情報として検出する手段を備えたことを特
徴とする。相対向する２個の電磁石の場合は、各々の前
記の出力信号を求め、その差を演算して、距離の変位量
の情報とする手段を備える。
め、本発明の第１の手段は、積層コア、又は、フェライ
トコア等、渦電流の少ない電磁石の吸引力を利用する磁
気軸受装置において、前記電磁石と被支持軸との距離を
検出する手段として、キャリア周波数５ＫＨｚ〜１５Ｋ
Ｈｚ程度のパルス幅変調型電流制御インバータの、トラ
ンジスタがスイッチＯＮ期間の電流を微分して得られる
正のリップル電圧をサンプルし、次のスイッチＯＮにな
る迄の期間中ホールドする手段と、トランジスタがスイ
ッチＯＦＦ期間の電流を微分して得られる負のリップル
電圧をサンプルし、次のスイッチＯＦＦになるまでの期
間中ホールドする手段と、この両者のサンプルホールド
した電圧を差動演算した電圧を距離の情報として検出す
る手段とを備えたことを特徴とする。本発明の第２の手
段は、積層コア、又は、フェライトコア等、渦電流の少
ない電磁石の吸引力を利用する磁気軸受装置において、
前記電磁石と被支持軸との距離を検出する手段として、
キャリア周波数５ＫＨｚ〜１５ＫＨｚ程度のパルス幅変
調型電流制御インバータで通電される電磁石の電流を微
分して得られるリップル電圧を整流し、ＬＰＦを通した
電圧を距離の情報として検出する手段を備えたことを特
徴とする。相対向する２個の電磁石の場合は、各々の前
記の出力信号を求め、その差を演算して、距離の変位量
の情報とする手段を備える。
【発明の実施の形態】図１に、本発明の第１実施例１の
説明図を示す。図１において、１は被支持軸であるシャ
フト、２は電磁石、２Ａはコイル、４はＰＩＤ制御回
路、５はＰＷＭ電流制御パワーアンプ、７はＣＴ、２１
は微分回路、２２はサンプルホールド回路、２３は差動
増幅器である。本方式で、ＰＷＭのキャリヤ周波数によ
るスイッチングリップル電流を微分したリップル電圧
は、電磁石のコア間距離Ｘに対応する自己インダクタン
スＬに反比例しており、且つ、トランジスタのＯＮ，Ｏ
ＦＦで電圧Ｅの極性が反転している。故に、ｘ∝（１／
Ｅ）（ｄＩ／ｄｔ）の関係である。ＣＴ７によって検出
されたＩdは、当然Ｉd∝Ｉであるから、ｄ（Ｉd）／ｄ
ｔもＸに比例する。一方、Ｉdの微分の極性に対して
は、トランジスタのＯＮ，ＯＦＦのＰＷＭ信号に基づく
サンプル信号で、この微分値をサンプルホールドし、Ｏ
ＮとＯＦＦの両サンプルホールド電圧を差動増幅すれ
ば、距離Ｘに対応したＸdを得て、シャフト１を非接触
支持する。
説明図を示す。図１において、１は被支持軸であるシャ
フト、２は電磁石、２Ａはコイル、４はＰＩＤ制御回
路、５はＰＷＭ電流制御パワーアンプ、７はＣＴ、２１
は微分回路、２２はサンプルホールド回路、２３は差動
増幅器である。本方式で、ＰＷＭのキャリヤ周波数によ
るスイッチングリップル電流を微分したリップル電圧
は、電磁石のコア間距離Ｘに対応する自己インダクタン
スＬに反比例しており、且つ、トランジスタのＯＮ，Ｏ
ＦＦで電圧Ｅの極性が反転している。故に、ｘ∝（１／
Ｅ）（ｄＩ／ｄｔ）の関係である。ＣＴ７によって検出
されたＩdは、当然Ｉd∝Ｉであるから、ｄ（Ｉd）／ｄ
ｔもＸに比例する。一方、Ｉdの微分の極性に対して
は、トランジスタのＯＮ，ＯＦＦのＰＷＭ信号に基づく
サンプル信号で、この微分値をサンプルホールドし、Ｏ
ＮとＯＦＦの両サンプルホールド電圧を差動増幅すれ
ば、距離Ｘに対応したＸdを得て、シャフト１を非接触
支持する。
【０００８】図２に本発明の第２実施例の説明図を示
す。図２において、２４は整流器、２５はＬＰＦ（ロー
パスフィルタ）である。本方式で、前項に述べたＩの検
出Ｉdの微分リップル電圧は、Ｘに比例しているが、Ｏ
Ｎ，ＯＦＦで極性が反転しているので、これを整流器２
４で整流し、さらにＬＰＦ５を通してＸdを得て、シャ
フト１を非接触支持する。簡単でローコストであるが、
フィルター５の検出遅れがある。
す。図２において、２４は整流器、２５はＬＰＦ（ロー
パスフィルタ）である。本方式で、前項に述べたＩの検
出Ｉdの微分リップル電圧は、Ｘに比例しているが、Ｏ
Ｎ，ＯＦＦで極性が反転しているので、これを整流器２
４で整流し、さらにＬＰＦ５を通してＸdを得て、シャ
フト１を非接触支持する。簡単でローコストであるが、
フィルター５の検出遅れがある。
【０００９】図３に示すＰＷＭインバータの回路によっ
て、理論的には、電圧方程式をトランジスタＴＲ１，Ｔ
Ｒ２がＯＮ，ＯＦＦの場合について表すと、次式を得
る。
て、理論的には、電圧方程式をトランジスタＴＲ１，Ｔ
Ｒ２がＯＮ，ＯＦＦの場合について表すと、次式を得
る。
【数３】 自己インダクタンスＬは距離Ｘに反比例し、
【数４】 とおくと、次式を得る。
【数５】 したがって、
【数６】 であり、コイルの巻線抵抗Ｒの影響が消去されていて精
度が良い。この（５）式を演算するために、電流の微分
電圧をトランジスタＯＮとＯＦＦの各々のサンプルホー
ルド電圧の差動演算、又は、整流を行えば、スイッチン
グリップルの無いキャリヤ周期の無駄時間遅れのみの高
速検出が可能である（第１実施例の場合）。また、電流
の微分電圧を整流し、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）を通
した電圧は、フィルターによる遅れのため、前項の検出
速度の１／４程度の検出速度となるので、汎用ローコス
ト型に適する。（第２実施例の場合）以上の現象を図４
に示す。
度が良い。この（５）式を演算するために、電流の微分
電圧をトランジスタＯＮとＯＦＦの各々のサンプルホー
ルド電圧の差動演算、又は、整流を行えば、スイッチン
グリップルの無いキャリヤ周期の無駄時間遅れのみの高
速検出が可能である（第１実施例の場合）。また、電流
の微分電圧を整流し、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）を通
した電圧は、フィルターによる遅れのため、前項の検出
速度の１／４程度の検出速度となるので、汎用ローコス
ト型に適する。（第２実施例の場合）以上の現象を図４
に示す。
【００１０】図４において、（ａ）は検出電流の波形、
（ｂ）は電流の微分波形、（ｃ）は微分波形の絶対値、
（ｄ）は第１実施例における差動増幅器の出力波形図で
ある。Ｉ0が大の場合は、電磁石コイルの巻線抵抗Ｒの
電圧降下分の影響が無視できないので、トランジスタＯ
ＮとＯＦＦの期間が異なり、ＴON＞ＴOFFである。この
ため、ｄＩ／ｄｔの大きさが、ＯＮで小、ＯＦＦで大で
あり、これを整流した｜ｄＩ／ｄｔ｜は、リップル電圧
が含まれ、ＬＰＦによって平均化されねばならない。な
お、Ｉ0が小の場合は、上記のリップル電圧の含有率は
少なくなる。さらにＸが小さい場合は、ｄＩ／ｄｔが小
さいのでリップルも小さく、検出電圧も小さくなってい
る。サンプルホールド方式の場合は、トランジスタＯＮ
のサンプルホールド電圧と、ＯＦＦのサンプルホールド
電圧にはリップル電圧は消去され、この両電圧の差動電
圧を距離の検出電圧Ｘdとすれば、リップルの無い高速
高精度の検出ができる。
（ｂ）は電流の微分波形、（ｃ）は微分波形の絶対値、
（ｄ）は第１実施例における差動増幅器の出力波形図で
ある。Ｉ0が大の場合は、電磁石コイルの巻線抵抗Ｒの
電圧降下分の影響が無視できないので、トランジスタＯ
ＮとＯＦＦの期間が異なり、ＴON＞ＴOFFである。この
ため、ｄＩ／ｄｔの大きさが、ＯＮで小、ＯＦＦで大で
あり、これを整流した｜ｄＩ／ｄｔ｜は、リップル電圧
が含まれ、ＬＰＦによって平均化されねばならない。な
お、Ｉ0が小の場合は、上記のリップル電圧の含有率は
少なくなる。さらにＸが小さい場合は、ｄＩ／ｄｔが小
さいのでリップルも小さく、検出電圧も小さくなってい
る。サンプルホールド方式の場合は、トランジスタＯＮ
のサンプルホールド電圧と、ＯＦＦのサンプルホールド
電圧にはリップル電圧は消去され、この両電圧の差動電
圧を距離の検出電圧Ｘdとすれば、リップルの無い高速
高精度の検出ができる。
【００１１】
【実施例】本発明の実施例を図５ないし図７を参照して
説明する。図５は、磁気軸受装置の全体を示すブロック
図、図６は第１実施例の検出演算方式の回路図、図７は
第２実施例の検出演算方式の回路図である。
説明する。図５は、磁気軸受装置の全体を示すブロック
図、図６は第１実施例の検出演算方式の回路図、図７は
第２実施例の検出演算方式の回路図である。
【００１２】図５に示すように、本装置は電磁石２の吸
引力によってシャフト１を非接触状態で支持するもので
ある。
引力によってシャフト１を非接触状態で支持するもので
ある。
【００１３】電流制御ＰＷＭインバータ５によって、制
御される電流Ｉ（Ａ）をＣＴ７によって電流検出量Ｉd
を求める。
御される電流Ｉ（Ａ）をＣＴ７によって電流検出量Ｉd
を求める。
【００１４】図６に示す回路によって、前記Ｉdを微分
した値を、ＰＷＭのトランジスタＯＮ信号によるサンプ
ル信号でサンプルホールドし、又、ＰＷＭのトランジス
タＯＦＦ信号によるサンプル信号でサンプルホールド
し、その両者の電圧を差動増幅して距離Ｘに比例する電
圧Ｘdを演算する。
した値を、ＰＷＭのトランジスタＯＮ信号によるサンプ
ル信号でサンプルホールドし、又、ＰＷＭのトランジス
タＯＦＦ信号によるサンプル信号でサンプルホールド
し、その両者の電圧を差動増幅して距離Ｘに比例する電
圧Ｘdを演算する。
【００１５】図７に、第２の実施例の演算回路図を示
す。前記Ｉdを微分回路２１で微分し、整流器２４で整
流し、ＬＰＦ２５の回路を通して距離Ｘに比例する電圧
Ｘdを演算する。
す。前記Ｉdを微分回路２１で微分し、整流器２４で整
流し、ＬＰＦ２５の回路を通して距離Ｘに比例する電圧
Ｘdを演算する。
【００１６】
【発明の効果】前述のように、ＰＷＭ電流制御インバー
タによる検出電流の微分電圧は、電磁石の距離Ｘによる
自己インダクタンスの値と対応しているので検出の精度
が良い。さらに、第１の手段では、その電圧をＰＷＭの
ＯＮ，ＯＦＦでサンプルホールドするので、リップル電
圧変動が小さく、ＬＰＦを使用する必要が無いので、高
速検出が可能である。したがって、高性能に磁気軸受を
制御できる。また、第２の手段は、ローコストに検出が
可能であるため、汎用的に使用される。
タによる検出電流の微分電圧は、電磁石の距離Ｘによる
自己インダクタンスの値と対応しているので検出の精度
が良い。さらに、第１の手段では、その電圧をＰＷＭの
ＯＮ，ＯＦＦでサンプルホールドするので、リップル電
圧変動が小さく、ＬＰＦを使用する必要が無いので、高
速検出が可能である。したがって、高性能に磁気軸受を
制御できる。また、第２の手段は、ローコストに検出が
可能であるため、汎用的に使用される。
【図１】 本発明の磁気軸受け装置の第１実施例を示す
構成図である。
構成図である。
【図２】 本発明の磁気軸受け装置の第２実施例を示す
構成図である。
構成図である。
【図３】 本発明の磁気軸受け装置の第３実施例を示す
構成図である。
構成図である。
【図４】 本発明における距離検出原理を示す波形図で
ある。
ある。
【図５】 本発明の磁気軸受け装置の第４実施例を示す
構成図である。
構成図である。
【図６】 第１実施例の検出演算方式の回路図である。
【図７】 第２実施例の検出演算方式の回路図である。
【図８】 従来の磁気軸受け装置の構成を示す構成図で
ある。
ある。
【図９】 従来の磁気軸受け装置の構成を示す構成図で
ある。
ある。
【図１０】 従来の磁気軸受け装置の構成を示す構成図
である。
である。
【図１１】 従来の磁気軸受け装置の構成を示す構成図
である。
である。
１ 被支持軸（シャフト）、２ 電磁石、２Ａ 励磁コ
イル、３ 変位センサ、４ ＰＩＤ制御回路、５ ＰＷ
Ｍ電流制御パワーアンプ５、６ センサアンプ、７ Ｃ
Ｔ（電流変成器）、８ ＢＰＦ（バンドパスフィル
タ）、９ 整流器、１０ ＬＰＦ（ローパスフィル
タ）、１１ １０ＫＨｚ定振幅指令、１２ ヒステリシ
スコンパレータ、１３ Ｆ／Ｖ変換器、１４ ＬＰＦ、
１５ 自励発振型ＰＷＭインバータ、２１ 微分回路、
２２ サンプルホールド回路、２３ 差動増幅器、２４
整流器、２５ ＬＰＦ
イル、３ 変位センサ、４ ＰＩＤ制御回路、５ ＰＷ
Ｍ電流制御パワーアンプ５、６ センサアンプ、７ Ｃ
Ｔ（電流変成器）、８ ＢＰＦ（バンドパスフィル
タ）、９ 整流器、１０ ＬＰＦ（ローパスフィル
タ）、１１ １０ＫＨｚ定振幅指令、１２ ヒステリシ
スコンパレータ、１３ Ｆ／Ｖ変換器、１４ ＬＰＦ、
１５ 自励発振型ＰＷＭインバータ、２１ 微分回路、
２２ サンプルホールド回路、２３ 差動増幅器、２４
整流器、２５ ＬＰＦ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 神谷 嘉則 福岡県宗像市自由ケ丘７−５−９ (72)発明者 藤野 義一 福岡県粕屋郡古賀町小竹580−４
Claims (3)
- 【請求項１】 積層コア、又は、フェライトコア等、渦
電流の少ない電磁石の吸引力を利用する磁気軸受装置に
おいて、 前記電磁石と被支持軸との距離を検出する手段として、
キャリア周波数５ＫＨｚ〜１５ＫＨｚ程度のパルス幅変
調型電流制御インバータの、トランジスタがスイッチＯ
Ｎ期間の電流を微分して得られる正のリップル電圧をサ
ンプルし、次のスイッチＯＮになる迄の期間中ホールド
する手段と、トランジスタがスイッチＯＦＦ期間の電流
を微分して得られる負のリップル電圧をサンプルし、次
のスイッチＯＦＦになるまでの期間中ホールドする手段
と、この両者のサンプルホールドした電圧を差動演算し
た電圧を距離の情報として検出する手段とを備えたこと
を特徴とするセンサレス方式の磁気軸受装置。 - 【請求項２】 積層コア、又は、フェライトコア等、渦
電流の少ない電磁石の吸引力を利用する磁気軸受装置に
おいて、 前記電磁石と被支持軸との距離を検出する手段として、
キャリア周波数５ＫＨｚ〜１５ＫＨｚ程度のパルス幅変
調型電流制御インバータで通電される電磁石の電流を微
分して得られるリップル電圧を整流し、ＬＰＦを通した
電圧を距離の情報として検出する手段を備えたことを特
徴とするセンサレス方式の磁気軸受装置。 - 【請求項３】 相対向する２個の電磁石の場合は、各々
の前記の出力信号を求め、その差を演算して、距離の変
位量の情報とする手段を備えたことを特徴とする請求項
１または２記載のセンサレス方式の磁気軸受装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23746497A JPH1182511A (ja) | 1997-09-02 | 1997-09-02 | 磁気軸受装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23746497A JPH1182511A (ja) | 1997-09-02 | 1997-09-02 | 磁気軸受装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1182511A true JPH1182511A (ja) | 1999-03-26 |
Family
ID=17015732
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23746497A Pending JPH1182511A (ja) | 1997-09-02 | 1997-09-02 | 磁気軸受装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1182511A (ja) |
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-
1997
- 1997-09-02 JP JP23746497A patent/JPH1182511A/ja active Pending
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