KR20030044831A - 스위칭 전원장치 - Google Patents

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Abstract

스위칭 전원장치에 있어서, 부하상태 판정회로(25)는 DC-DC 컨버터(127)의 스위칭 소자인 MOS 트랜지스터(8)의 온/오프 제어에 사용되는 펄스신호(VG)에 따라 부하(20)의 상태를 판정한다. 스위칭 전원장치의 소비전력을 줄이기 위해, PFC 온/오프 절환회로(24)는 판정 결과가 경부하 상태를 나타내는 경우에는 역률 개선 컨버터(126)의 동작을 정지시키는 한편, 판정 결과가 중부하 상태를 나타내는 경우에는 역률 개선 컨버터(126)의 동작을 기동시킨다.

Description

스위칭 전원장치{SWITCHING POWER SUPPLY}
본 발명은 역률 개선 컨버터의 출력 측에 DC-DC 컨버터가 접속되는 구성을 갖는 스위칭 전원장치에 관한 것으로, 특히 그 소비전력을 절감할 수 있는 스위칭 전원장치에 관련된다.
종래, 교류전력(AC)을 스위칭 동작에 의해 직류전력(DC)으로 변환하여 부하에 출력하는 스위칭 전원장치가 알려지고 있다.
도 1은 이러한 종래 기술에 따른 스위칭 전원장치의 구성을 나타내는 회로도이다.
이 스위칭 전원장치는 정류회로(2), 이 정류회로(2)의 출력 측에 접속된 역률 개선 컨버터(26), 이 역률 개선 컨버터(26)의 출력 측에 접속된 DC-DC 컨버터(27), 및 제어회로(15)로 구성된다. 이 제어회로(15)는 역률 개선 컨버터(26) 및 DC-DC 컨버터(27) 각각의 일부를 구성하며, 이들의 동작을 제어한다.
정류회로(2)는 AC 전원(1)으로부터의 AC 전압을 정류하여, 역률 개선 컨버터(26)에 공급한다. 역률 개선 컨버터(26)는 리플전압을 포함하는 AC 전압의 역률을 개선하여, 정류된 AC 전압보다 높은 DC 전압으로 변환한다. DC-DC 컨버터(27)는 역률 개선 컨버터(26)로부터의 DC 전압을 변환하여 부하의 직류전력으로서 출력한다.
제어회로(15)는 DC/DC 제어회로(12) 및 역률 제어회로(PFC)(13)로 구성된다. DC/DC 제어회로(12)는 DC-DC 컨버터(27)의 동작을 제어하고, PFC 제어회로(13)는 역률 개선 컨버터(26)의 동작을 제어한다.
다음에, 상술한 구성을 갖는 스위칭 전원장치의 동작을 설명한다.
정류회로(2)에 의해 정류된 전압은 역률 개선 컨버터(26)를 통해 DC-DC 컨버터(27)에 공급된다. DC-DC 컨버터(27)에 전압이 공급되면, DC/DC 제어회로(12) 및 PFC 제어회로(13)에도 각각 전압이 공급된다. 이 전압 공급은 DC/DC 제어회로(12)와 PFC 제어회로(13) 양쪽에서 기동된다.
PFC 제어회로(13)는 금속 산화물 반도체(MOS) 트랜지스터로부터 구성되는 제1 스위칭 소자(4)를 소정의 주파수로 스위칭(온/오프) 제어하여, 정류회로(2)로부터의 전압을 승압함으로써 DC 전압으로 변환한다.
즉, 제1 스위칭 소자(4)의 온 기간에 리액터(3a)에 전류가 흐르고, 제1 스위칭 소자(4)의 오프 기간에 리액터(3a)에 저장된 에너지가 다이오드(5)를 통해 평활 콘덴서(6)에 공급되어 충전된다.
이 때, PFC 제어회로(13)는 제1 스위칭 소자(4)에 흐르는 전류가 AC 전압의 정현파와 동상이 되고, 평활 콘덴서(6)의 양단전압이 일정한 값이 되도록 제1 스위칭 소자(4)의 동작을 온/오프 스위칭 한다.
한편, DC/DC 제어회로(12)는 DC-DC 컨버터(27)내의 예컨대 MOS 트랜지스터로 구성되는 제2 스위칭 소자(8)를 소정의 주파수로 스위칭 하여, 변압기(9)의 2차 코일(9b)에서 부하(20)로 전력을 공급한다. 이와 동시에, 3차 코일(9c)에 전압이 유도되어, 그 유도된 전압이 다이오드(10)와 콘덴서(11)에 의해 평활화 된다.
이 평활화 된 전압은 제어회로(15)의 전력으로서 DC/DC 제어회로(12) 및 PFC 제어회로(13)에 공급된다.
그러나, 종래의 역률 개선 컨버터(26)에 DC-DC 컨버터(27)가 접속되어 있는 스위칭 전원장치에서는, 역률 개선 컨버터(26)의 동작이 불필요한 경부하 상태에서 이 역률 개선 컨버터(26)가 작동한다. 이 때문에, 경부하 상태에서 스위칭 전원장치의 소비전력이 커진다. 따라서, 종래 기술의 스위칭 전원장치는 전력 효율을 높이는 것이 곤란하다는 문제가 있었다.
이에 따라, 본 발명은 종래 기술의 단점을 고려하여, 전력 효율을 향상시킬 수 있는 스위칭 전원장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
실시형태에 의하면, 스위칭 전원장치는 역률 개선 컨버터, DC-DC 컨버터 및 제어부를 구비한다. 상기 역률 개선 컨버터는 제1 스위칭 소자를 온/오프 제어하여 교류(AC)전압을 그 AC 전압보다 전압레벨이 높은 직류(DC)전압으로 변환한다. 상기 DC-DC 컨버터는 제2 스위칭 소자를 온/오프 제어하여 역률 개선 컨버터로부터의 DC 전압을 별도의 DC 전압으로 변환한다. 상기 제어부는 상기 제2 스위칭 소자의 온/오프 제어에 사용되는 펄스신호에 따라 부하상태를 판정하여, 그 판정 결과가 경부하 상태를 나타내는 경우에는 상기 역률 개선 컨버터의 동작을 정지시키는 한편, 상기 판정 결과가 중부하 상태를 나타내는 경우에는 상기 역률 개선 컨버터의 동작을 기동시킨다.
다른 실시형태에 의하면, 상기 스위칭 전원장치의 제어부는 부하상태 판정회로 및 역률 개선 컨버터(PFC) 온/오프 회로를 구비한다. 상기 부하상태 판정회로는 상기 제2 스위칭 소자의 온/오프 제어에 사용되는 펄스신호에 따라 부하상태를 판정한다. 역률 개선 컨버터(PFC) 온/오프 절환회로는 상기 판정 결과가 경부하 상태를 나타내는 경우에는 상기 역률 개선 컨버터의 동작을 정지시키는 한편, 상기 판정 결과가 경부하 상태보다 무거운 중부하 상태를 나타내는 경우에는 상기 역률 개선 컨버터의 동작을 기동시킨다.
또한, 다른 실시형태에 의하면, 상기 스위칭 전원장치의 부하상태 판정회로는 기준기간 발생회로 및 온 기간 비교회로를 구비한다. 상기 기준기간 발생회로는 상기 경부하 상태에 따른 제1 기준 온 기간의 제1 펄스신호를 발생하는 동시에, 상기 제1 펄스신호의 제1 기준 온 기간보다 짧은 시간인 상기 중부하 상태에 따른 제2 기준 온 기간의 제2 펄스신호를 발생한다. 상기 온 기간 비교회로는 상기 제1 기준 온 기간 또는 상기 제2 기준 온 기간과 상기 제2 스위칭 소자의 온/오프 제어에 사용되는 펄스신호의 온 기간을 비교하여, 상기 부하의 전류 상태가 경부하 상태인 것을 판정한 경우에, 상기 제2 기준 온 기간의 제2 펄스신호로부터 상기 제1 기준 온 기간의 제1 펄스신호로 상기 기준기간 발생회로의 출력을 절환한다.
또한, 다른 실시형태에 의하면, 상기 스위칭 전원장치의 온 기간 비교회로는 상기 부하의 상태가 중부하 상태인 것을 판정한 경우에, 상기 제1 기준 온 기간의 제1 펄스신호로부터 상기 제2 기준 온 기간의 제2 펄스신호로 상기 기준기간 발생회로의 출력을 절환한다.
더욱이, 다른 실시형태에 의하면, 상기 스위칭 전원장치의 기준기간 발생회로는 상기 제2 스위칭 소자의 절환에 사용되는 펄스신호의 온 기간이 상기 제2 기준 온 기간보다 짧은 시간인 경우에는 상기 제1 기준 온 기간의 제1 펄스신호를 출력하고, 상기 제2 스위칭 소자의 절환에 사용되는 펄스신호의 온 기간이 상기 제1 기준 온 기간보다 긴 시간인 경우에는 상기 제2 기준 온 기간의 제2 펄스신호를 출력하는 히스테리시스 특성을 갖는다.
또한, 다른 실시형태에 의하면, 상기 스위칭 전원장치의 PFC 온/오프 절환회로는 상기 경부하 상태에서 상기 역률 개선 컨버터의 동작을 정지시켜, 상기 역률 개선 컨버터에 흐르는 전류의 크기를 줄인다.
또한, 다른 실시형태에 의하면, 상기 스위칭 전원장치의 부하상태 판정회로는 상기 부하의 소비전력이 고조파 규제 대상 전력 이하일 때를 경부하 상태인 것으로 판정한다.
더욱이, 다른 실시형태에 의하면, 상기 스위칭 전원장치의 제어부는 상기 스위칭 전원장치의 출력전압을 일정한 레벨로 유지하면서, 상기 제2 스위칭 소자의 절환에 사용되는 펄스신호의 온 기간이 부하의 감소에 따라 감소하도록 제어한다.
도 1은 종래 기술의 스위칭 전원장치의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 2는 제1 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 3은 도 2에 도시한 PFC 온/오프 절환회로 및 부하상태 판정회로의 상세한 구성을 나타내는 회로도이다.
도 4는 도 2에 도시한 제1 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 동작을 나타내는 타이밍도이다.
도 5는 제2 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 구성을 나타내는 회로도이다.
<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>
1 : 전원2 : 정류회로
4 : 제1 스위칭 소자8 : 제2 스위칭 소자
112 : DC/DC 제어회로113 : PFC 제어회로
21 : 온 기간 비교회로22 : 기준기간 출력회로
24 : PFC 온/오프 절환회로25 : 부하상태 판정회로
126 : 역률 개선 컨버터127 : DC-DC 컨버터
본 발명의 다른 특징들은 실례로 주어진 각종 실시형태들에 대한 다음 설명을 통해 명백해지며, 그것으로 한정되는 것은 아니다.
다음 설명에서는 도 1에 나타낸 종래 기술에서 설명한 부분과 동일한 부분에는 동일한 부호를 붙이고 설명한다.
(제1 실시형태)
도 2는 제1 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 구성을 나타내는 회로도이다.
이 스위칭 전원장치는 정류회로(2), 이 정류회로(2)의 출력 측에 접속된 역률 개선 컨버터(126), 이 역률 개선 컨버터(126)의 출력 측에 접속된 DC-DC 컨버터(127), 및 역률 개선 컨버터(126) 및 DC-DC 컨버터(127)의 동작을 제어하는 제어회로(23)로 구성된다. 이 제어회로(23)는 역률 개선 컨버터(126) 및 DC-DC 컨버터(127) 각각의 일부를 구성한다.
정류회로(2)는 AC 전원(1)으로부터 공급되는 AC 전압을 정류하여, 역률 개선 컨버터(126)에 공급한다. 역률 개선 컨버터(126)는 리플전압을 포함하는 AC 전압의 역률을 개선하여, 정류된 AC 전압보다 높은 DC 전압으로 변환한다. DC-DC 컨버터(127)는 역률 개선 컨버터(126)로부터의 DC 전압을 변환하여 부하에 DC 전력으로서 공급한다.
제어회로(23)는 DC/DC 제어회로(112), 역률 제어회로(PFC)(113), PFC 온/오프 절환회로(24) 및 부하상태 판정회로(25)로 구성된다. DC/DC 제어회로(112)는 DC-DC 컨버터(127)의 동작을 제어한다. PFC 제어회로(113)는 역률 개선 컨버터(126)의 동작을 제어한다. 부하상태 판정회로(25)는 온 기간 비교회로(21)와 기준기간 출력회로(22)로 구성된다.
기준기간 출력회로(22)는 스위칭 소자(22a), 제1 기준기간 발생회로(22b) 및 제2 기준기간 발생회로(22c)로 구성된다. 제1 기준기간 발생회로(22b)는 제1 기준온 기간(T1)의 펄스신호(V1)를 발생한다. 제2 기준기간 발생회로(22c)는 제1 기준 온 기간(T1)보다 짧은 시간인 제2 기준 온 기간(T2)의 펄스신호(V2)를 발생한다.
스위칭 소자(22a)는 온 기간 비교회로(21)로부터 전송된 신호(V4)에 따라 펄스신호(V1)(제1 기준기간 발생회로(22b)로부터 전송된) 및 펄스신호(V2)(제2 기준기간 발생회로(22c)로부터 전송된) 중 하나를 선택하여, 선택된 신호를 펄스신호(V3)로서 온 기간 비교회로(21)에 출력한다.
온 기간 비교회로(21)는 DC/DC 제어회로(112)로부터 DC-DC 컨버터(127)내의 제2 스위칭 소자(8)(예컨대 MOS 트랜지스터로 구성되는)의 제어단자(예컨대 게이트)에 공급되는 펄스신호(VG)의 온 기간과 기준기간 출력회로(22)로부터 전송된 펄스신호(V3)의 온 기간을 비교한다.
이 온 기간 비교회로(21)의 비교 결과를 나타내는 신호(V4)는 PFC 온/오프 절환회로(24)에 공급되는 동시에, 상술한 바와 같이 스위칭 소자(22a)에 공급된다.
PFC 온/오프 절환회로(24)는 온 기간 비교회로(21)로부터 전송되는 신호(V4)에 따라 PFC 제어회로(113)의 동작을 기동 또는 정지시킨다. 이것에 의해, 제1 스위칭 소자(4)(예컨대 MOS 트랜지스터로 구성되는)의 동작이 개시 또는 정지된다.
구체적으로는, PFC 온/오프 절환회로(24)는 온 기간 비교회로(21)가 기준기간 출력회로(22)로부터의 펄스신호(V3)의 제2 기준 온 기간(T2)과 DC/DC 제어회로(112)로부터의 펄스신호(VG)의 온 기간을 비교한 후, 펄스신호(VG)의 온 기간이 기준기간 출력회로(22)로부터의 펄스신호(V3)의 제2 기준 온 기간(T2) 이하인 것을 나타내는 신호(V4)를 출력했을 때에는 PFC 제어회로(113)의 동작을 정지시키고, 이것에 의해 제1 스위칭 소자(4)의 온/오프 동작이 정지된다.
이 때, 기준기간 출력회로(22)는 제2 기준 온 기간(T2)의 펄스신호(V2)로부터 제1 기준 온 기간(T1)의 펄스신호(V1)로 출력되도록 절환된다.
또한, PFC 온/오프 절환회로(24)는 온 기간 비교회로(21)가 기준기간 출력회로(22)로부터의 펄스신호(V1)의 제1 기준 온 기간(T1)과 펄스신호(VG)의 온 기간을 비교한 후, 펄스신호(VG)의 온 기간이 제1 기준 온 기간(T1) 이상인 것을 나타내는 신호(V4)를 출력했을 때에는 PFC 제어회로(113)의 동작을 기동시키고, 이것에 의해 제1 스위칭 소자(4)의 스위칭 동작이 시작된다.
이 때, 기준기간 출력회로(22)는 제1 기준 온 기간(T1)의 펄스신호(V1)로부터 제2 기준 온 기간(T2)의 펄스신호(V2)의 출력으로 절환된다.
DC/DC 제어회로(112)는 제2 스위칭 소자(8)를 구동하는 펄스신호(VG)의 펄스 폭이 DC-DC 컨버터(127)의 출력 측에 형성된 출력전압 검출회로(19)의 검출 결과에 따라 출력전압을 유지하면서, 부하의 감소에 따라 좁아지도록 제어한다.
이 펄스 폭의 제어는 DC/DC 제어회로(112)에서 발생되며, 도 3에 도시한 신호(Vosc)와 같은 톱니파 신호의 임계치를 부하의 크기에 따라 변화시킴으로써 행해진다. 또한, DC/DC 제어회로(112)는 바이어스 전류(Ibias2)를 PFC 온/오프 절환회로(24)에 공급한다.
다음에, 상술한 온 기간 비교회로(21), 기준기간 발생회로(22) 및 PFC 온/오프 절환회로(24)의 상세한 구성을 도 3을 참조하여 설명한다.
온 기간 비교회로(21)는 D형 플립-플롭(하강 에지 트리거 타입)으로 구성된다. 이 플립-플롭의 데이터 입력단자(D)에는 펄스신호(VG)가 출력된다. 또한, 스위칭 소자(22a)는 플립-플롭의 클록 입력단자에 펄스신호(V3)를 출력한다. 이 플립-플롭의 반전 출력단자는 신호(V4)를 PFC 온/오프 절환회로(24)에 출력한다.
온 기간 비교회로(21)를 형성하는 이 플립-플롭은, DC/DC 제어회로(112)로부터의 펄스신호(VG)의 온 기간을 기준기간 발생회로(22)의 스위칭 소자(22a)로부터의 펄스신호(V3)의 하강 에지에서 샘플링 할 수 있는지 여부에 의해, 펄스신호(VG)의 온 기간이 펄스신호(V3), 즉 펄스신호(V1)의 제1 기준 온 기간 또는 펄스신호(V2)의 제2 기준 온 기간보다 긴 시간인지 여부를 판정할 수 있다.
스위칭 소자(22a)는 AND 게이트(G1), AND 게이트(G2) 및 OR 게이트(G3)로 이루어지는 두 입력의 셀렉터이다.
AND 게이트(G1)의 한쪽의 입력단자에는 플립-플롭의 반전출력(/Q)으로부터의 신호가 입력되고, 다른 쪽 입력단자에는 제1 기준기간 발생회로(22b)로부터의 펄스신호(V1)가 입력된다.
또한, AND 게이트(G2)의 한쪽의 입력단자에는 플립-플롭의 비 반전출력(Q)으로부터의 신호가 입력되고, 다른 쪽 입력단자에는 제2 기준기간 발생회로(22c)로부터의 펄스신호(V2)가 입력된다.
OR 게이트(G3)는 AND 게이트(G1, G2)의 각 출력 사이의 논리합을 실행하여, 그 결과인 펄스신호(V3)를 온 기간 비교회로(21)를 형성하는 플립-플롭의 클록 입력단자에 출력한다.
따라서, 플립-플롭이 리셋될 때에는, 플립-플롭은 펄스신호(V1)를 선택하여입력하고, 셋 되어 있을 때에는, 펄스신호(V2)를 선택하여 입력한다. 선택된 신호는 플립-플롭의 클록 입력단자에 공급된다.
이 부하상태 판정회로(25)의 구성에 의해, 부하의 소비전력이 고조파 규제 대상 전력보다 큰(소정 전력 이상) 중부하 상태에서 펄스신호(VG)의 온 기간이 펄스신호(V1 또는 V2)보다 긴 시간인 경우에는, 그 온 기간이 샘플링 되어 플립-플롭이 셋 된다. 이 상태는 펄스신호(VG)의 온 기간이 짧아지지 않는 한 유지된다.
한편, 부하의 상태가 중부하 상태에서, 예컨대 부하의 소비전력이 고조파 규제 대상 전력 이하인 경부하 상태로 변화하여 펄스신호(VG)의 온 기간이 짧아지면, 온 기간 비교회로(21)는 펄스신호(VG)의 온 기간을 샘플링 할 수 없기 때문에 플립-플롭이 리셋된다. 이 상태는 펄스신호(VG)의 온 기간이 길어지지 않는 한 유지된다. 이것에 의해, 중부하 상태에서 신호(V4)는 저 레벨(이하, L 레벨이라 함)이 된다. 경부하 상태에서는 신호(V4)가 고 레벨(이하, H 레벨이라 함)이 된다.
PFC 온/오프 절환회로(24)는, 도 3에 도시하는 바와 같이, 트랜지스터(24a, 24b)로 이루어지는 전류 미러회로, 트랜지스터(24c, 24d)로 이루어지는 전류 미러회로 및 트랜지스터(24e)로 구성된다.
중부하 상태에서 신호(V4)가 L 레벨이 되면, 트랜지스터(24e)가 오프된다. 이것에 의해, DC/DC 제어회로(112)로부터의 바이어스 전류(Ibias2)가 트랜지스터(24d)에 흐르고, 이와 동일한 전류가 트랜지스터(24c, 24a)에 흐르며, 또한 트랜지스터(24b)에도 흐른다. 이 전류는 바이어스 전류(Ibias3)로서 PFC 온/오프 절환회로(24)에서 PFC 온/오프 제어회로(113)로 흐른다.
한편, PFC 온/오프 절환회로(24)에서는 경부하 상태에서 신호(V4)가 H 레벨이 되면, 트랜지스터(24e)가 온이 된다. 이것에 의해, DC/DC 제어회로(112)로부터 PFC 온/오프 절환회로(24)로의 바이어스 전류(Ibias2)의 공급이 중단되고, PFC 온/오프 절환회로(24)로부터 PFC 제어회로(113)로의 바이어스 전류(Ibias3)의 공급도 중단된다. 즉, 다이오드(10)와 콘덴서(11)(후술함)에 의해 정류되어 평활화 된 전압은 PFC 제어회로(113)에 공급되지 않는다. 이것에 의해, 역률 개선 컨버터(126)의 동작이 정지한다.
바꾸어 말하면, 경부하 상태에서는 역률 개선 컨버터(126)가 정지하는 동시에, PFC 제어회로(113)의 전류가 감소하도록 제어된다. 이 결과, 경부하 상태에서는 소비전력이 절감될 수 있다.
다음에, 상기한 바와 같이 구성되는 스위칭 전원장치의 동작을 도 2 및 도 3을 참조하여 설명한다.
정류회로(2)에 의해 정류된 전압은 역률 개선 컨버터(126)를 통해 DC-DC 컨버터(127)에 공급된다. DC-DC 컨버터(127)에 전압이 공급되면, 기동저항(18)을 통해 제어회로(23)의 DC/DC 제어회로(112) 및 PFC 온/오프 절환회로(24)에 전압이 공급된다. 이것에 의해, DC/DC 제어회로(112)와 PFC 온/오프 절환회로(24)의 동작이 시작된다.
PFC 온/오프 절환회로(24)로부터 바이어스 전류(Ibias3)를 수신함으로써 기동되는 PFC 제어회로(113)는 역률 개선 컨버터(126)의 제1 스위칭 소자(4)의 동작을 소정의 주파수로 스위칭(온/오프) 하여, 정류회로(2)로부터의 전압을 승압하여직류로 변환한다. 즉, 제1 스위칭 소자(4)의 온 기간에 리액터(3a)에 전류가 흐르고, 오프 기간에 리액터(3a)에 축적된 에너지를 다이오드(5)를 통해 평활 콘덴서(6)에 충전한다.
이 때, PFC 제어회로(113)는 제1 스위칭 소자(4)에 흐르는 전류가 AC 전압(VAC)의 정현파와 위상이 같아지고 평활 콘덴서(6)의 양단전압이 동일한 전압레벨이 되도록 제1 스위칭 소자(4)의 동작을 스위칭 한다.
한편, DC/DC 제어회로(112)는 DC-DC 컨버터(127) 내의 제2 스위칭 소자(8)의 동작을 소정의 주파수로 스위칭 하여, 변압기(9)의 2차 코일(9b)을 통해 부하(20)에 전력을 공급한다. 이와 동시에, 3차 코일(9c)에 전압이 유도되어, 다이오드(10)와 콘덴서(11)를 통해 평활화 된다. 이 정류되어 평활화 된 전압은 제어회로(23)의 전원으로서 DC/DC 제어회로(112) 및 PFC 온/오프 절환회로(24)에 공급된다.
다음에, 도 4에 도시한 타이밍도를 참조하여, 역률 개선 컨버터(126)의 기동 및 정지 동작의 상세한 동작을 설명한다.
또, 도 4의 타이밍도에는 도시하지 않았지만, 온 기간 비교회로(21)는 전원 투입 후, DC-DC 컨버터(127)가 정전압을 출력할 때까지는 비교 동작을 실행하지 않도록 제어된다.
DC-DC 컨버터(127)가 정전압을 출력하는 상태에서, DC-DC 컨버터(127)의 부하 상태가 중부하 상태에서 경부하 상태로 변화하여, 제2 스위칭 소자(8)의 제어단자에 공급되는 펄스신호(VG)의 온 기간(t11∼t12)이 기준기간 출력회로(22)로부터의 펄스신호(V3)의 제2 기준 온 기간(T2) 이하가 되면, 온 기간 비교회로(21)는 L 레벨에서 H 레벨의 신호(V4)를 출력한다.
이 신호(V4)가 L 레벨에서 H 레벨로 절환되면, PFC 온/오프 절환회로(24) 내의 트랜지스터(24e)가 온이 되어, 바이어스 전류(Ibias2)가 PFC 온/오프 절환회로(24)로부터의 바이어스 전류(Ibias3)로서 PFC 제어회로(113)에 전달되지 않는다. 이 경우, 바이어스 전류(Ibias3)의 크기는 제로, 즉 바이어스 전류(Ibias3)가 흐리지 않게 된다. 이 결과, PFC 제어회로(113)의 동작이 정지하고, 이것에 의해 제1 스위칭 소자(4)의 동작이 정지한다.
또한, 제1 스위칭 소자(4)의 동작이 정지하면, 역률 개선 컨버터(126)의 출력이 승압되지 않는다. 바꾸어 말하면, DC-DC 컨버터(127)의 입력전압이 하강한다. 그 때문에, 경부하 상태가 계속 유지되더라도, 도 4의 t14∼t15, t17∼t18, t20∼t21 및 t23∼t24의 기간에 도시하는 바와 같이, 펄스신호(VG)의 온 기간이 T11∼t12의 온 기간보다 길어진 상태로 동작한다.
이 때, 기준기간 출력회로(22)로부터의 펄스신호(V3)가 제2 기준 온 기간(T2)에 있으면, 펄스신호(VG)의 온 기간이 길어지면서 즉시 제1 스위칭 소자(4)가 다시 기동하기 시작하고, 다음 온 기간에는 제1 스위칭 소자(4)의 동작이 정지한다. 이와 같이, 제1 스위칭 소자(4)의 시작과 정지 동작이 교대로 반복되어, 제1 스위칭 소자(4)는 불안정 상태가 된다. 그러나, 이 실시형태에서는 제1 스위칭 소자(4)의 동작이 정지하면서 즉시 기준기간 출력회로(22)로부터 출력되는 펄스신호(V3)가 확대된 펄스신호(VG)의 온 기간보다 긴 제1 기준 온 기간(T1)으로절환되기 때문에 제1 스위칭 소자(4)는 정지 상태를 유지한다.
다음에, DC-DC 컨버터(127)의 부하 상태가 경부하 상태에서 중부하 상태로 변화한 경우에는, 제2 스위칭 소자(8)의 제어단자에 입력되는 펄스신호(VG)의 온 기간(t27∼t30)이 기준기간 출력회로(22)로부터 출력되는 제1 기준 온 기간(T1) 이상이 되면, 온 기간 비교회로(21)의 출력레벨은 H 레벨에서 L 레벨로 교체된다.
그 결과, PFC 온/오프 절환회로(24)는 전류(Ibias3)를 출력하여, PFC 제어회로(113)의 동작이 시작되고, 제1 스위칭 소자(4)가 스위칭 동작을 시작한다. 이와 동시에, 기준기간 출력회로(22)로부터 출력되는 펄스신호(V3)는 제1 기준 온 기간(T1)보다 짧은 시간인 제2 기준 온 기간(T2)으로 바뀌기 때문에, 제1 스위칭 소자(4)는 안정한 스위칭 동작을 유지한다.
상기와 같이 제1 실시형태의 스위칭 전원장치에 의하면, 경부하 상태에서는 역률 개선 컨버터가 정지 상태가 되어, 제어회로에 흐르는 전류가 감소되기 때문에, 경부하 상태에서의 전력 효율이 향상할 수 있다.
또한, 부하의 크기에 따라 역률 개선 컨버터(126)가 기동모드 또는 정지모드로 절환되는 동작에서, (DC-DC 컨버터(127)에서 출력되는 신호(VG)의 온 기간과 비교하여) 제1 및 제2 기준 온 기간이 히스테리시스 동작 기간이 되도록 스위칭 된다, 즉, 기준기간 출력회로(22)는 제2 스위칭 소자(8)를 스위칭 하는 펄스신호(VG)의 온 기간이 제2 기준 온 기간(T2)보다 짧아졌을 때에 제1 기준 온 기간(T1)의 펄스신호(V1)를 출력하고, 펄스신호(VG)의 온 기간이 제1 기준 온 기간(T1)보다 길어졌을 때에 제2 기준 온 기간(T2)의 펄스신호(V2)를 출력하도록 절환된다. 이것에의해, 역률 개선 컨버터(126)의 기동 및 정지모드를 안정적으로 절환할 수 있다.
(제2 실시형태)
도 5는 제2 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 구성을 나타내는 회로도이다. 제1 실시형태와 비교하면, 제2 실시형태의 스위칭 전원장치는 PFC 온/오프 절환회로(124)의 구성이 제1 실시형태의 스위칭 전원장치의 구성과 다르다.
즉, PFC 온/오프 절환회로(124)는 트랜지스터(124a), 저항(124b), 트랜지스터(124c) 및 인버터(124d)로 구성된다.
이 PFC 온/오프 절환회로(124)에서는 중부하 상태에서 신호(V4)의 레벨이 L 레벨이 되면 트랜지스터(124c)가 온이 된다. 이것에 의해, 트랜지스터(124a)가 오프된다. 다이오드(10)와 콘덴서(11)에 의해 정류되어 평활화 된 전력은 PFC 제어회로(113)에 공급되지 않는다.
제2 실시형태의 스위칭 전원장치에 의하면, PFC 온/오프 절환회로(124)를 간단한 구성으로 형성할 수 있다. 또한, DC/DC 제어회로(212)는 바이어스 전류(Ibias2)를 출력할 필요가 없기 때문에, DC/DC 제어회로(212)도 간단한 구성으로 형성할 수 있다.
본 발명의 스위칭 전원장치는 다음과 같은 여러 가지 변형이 가능하다.
예컨대, 제1 및 제2 실시형태에서는, PFC 제어회로와 DC/DC 제어회로는 DC-DC 컨버터(127)를 통해 전력을 얻도록 구성된다. 그러나, 본 발명은 이러한 구성으로 한정되지 않고, 예컨대 다른 전원을 통해 PFC 제어회로와 DC/DC 제어회로에전력을 공급할 수 있다.
또한, 상술한 제1 및 제2 실시형태에서는, 경부하 상태를 검출하기 위해 DC-DC 컨버터로부터 공급되는 제어신호(VG)의 온 기간이 사용된다. 그러나, 본 발명은 이러한 구성으로 한정되지 않고, 예컨대 제어신호(VG)의 오프 기간을 사용하는 것도 가능하다.
더욱이, 플라이백형, 포워딩형, 공진형의 DC-DC 컨버터를 사용하는 것도 가능하다.
또한, 역률 개선 컨버터와 DC-DC 컨버터의 스위칭 소자를 MOS 트랜지스터 외에도 바이폴라 트랜지스터, IGBT 등을 사용하여 구성할 수 있다.
이상 상술한 바와 같이, 본 발명에 의하면, 경부하 상태에서는 역률 개선 컨버터의 동작이 정지되기 때문에, 전력 효율을 향상시킬 수 있는 스위칭 전원장치를 제공할 수 있다.
당업자들의 공통 지식 내에서 설명된 실시형태의 모든 변형 및 대안은 상술한 개시에 포함되는 것으로 한다. 따라서, 본 발명은 첨부한 청구항의 적정한 의미 또는 적절한 범위에 일관되게 구성되는 것이 적절하다.

Claims (9)

  1. 스위칭 전원장치에 있어서,
    제1 스위칭 소자를 온/오프 제어하여 교류(AC)전압을 그 AC 전압보다 전압레벨이 높은 직류(DC)전압으로 변환하는 역률 개선 컨버터;
    제2 스위칭 소자를 온/오프 제어하여 역률 개선 컨버터로부터의 DC 전압을 별도의 DC 전압으로 변환하는 DC-DC 컨버터; 및
    상기 제2 스위칭 소자의 온/오프 제어에 사용되는 펄스신호에 따라 부하상태를 판정하여, 그 판정 결과가 경부하 상태를 나타내는 경우에는 상기 역률 개선 컨버터의 동작을 정지시키는 한편, 상기 판정 결과가 중부하 상태를 나타내는 경우에는 상기 역률 개선 컨버터의 동작을 기동시키는 제어부를 구비한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 제2 스위칭 소자의 온/오프 제어에 사용되는 펄스신호에 따라 부하상태를 판정하는 부하상태 판정회로; 및
    상기 판정 결과가 경부하 상태를 나타내는 경우에는 상기 역률 개선 컨버터의 동작을 정지시키는 한편, 상기 판정 결과가 경부하 상태보다 무거운 중부하 상태를 나타내는 경우에는 상기 역률 개선 컨버터의 동작을 기동시키는 역률 개선 컨버터(PFC) 온/오프 절환회로를 구비한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 부하상태 판정회로는,
    상기 경부하 상태에 따른 제1 기준 온 기간의 제1 펄스신호를 발생하는 동시에, 상기 제1 펄스신호의 제1 기준 온 기간보다 짧은 시간인 상기 중부하 상태에 따른 제2 기준 온 기간의 제2 펄스신호를 발생하는 기준기간 발생회로; 및
    상기 제1 기준 온 기간 또는 상기 제2 기준 온 기간과 상기 제2 스위칭 소자의 온/오프 제어에 사용되는 펄스신호의 온 기간을 비교하여, 상기 부하의 전류 상태가 경부하 상태인 것을 판정한 경우에, 상기 제2 기준 온 기간의 제2 펄스신호로부터 상기 제1 기준 온 기간의 제1 펄스신호로 상기 기준기간 발생회로의 출력을 절환하는 온 기간 비교회로를 구비한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 온 기간 비교회로는 상기 부하의 상태가 중부하 상태인 것을 판정한 경우에, 상기 제1 기준 온 기간의 제1 펄스신호로부터 상기 제2 기준 온 기간의 제2 펄스신호로 상기 기준기간 발생회로의 출력을 절환하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  5. 제3항에 있어서, 상기 기준기간 발생회로는 상기 제2 스위칭 소자의 절환에 사용되는 펄스신호의 온 기간이 상기 제2 기준 온 기간보다 짧은 시간인 경우에는 상기 제1 기준 온 기간의 제1 펄스신호를 출력하고, 상기 제2 스위칭 소자의 절환에 사용되는 펄스신호의 온 기간이 상기 제1 기준 온 기간보다 긴 시간인 경우에는상기 제2 기준 온 기간의 제2 펄스신호를 출력하는 히스테리시스 특성을 갖는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  6. 제4항에 있어서, 상기 기준기간 발생회로는 상기 제2 스위칭 소자의 절환에 사용되는 제3 펄스신호의 온 기간이 상기 제2 기준 온 기간보다 짧은 시간인 경우에는 상기 제1 기준 온 기간의 제1 펄스신호를 출력하고, 상기 제2 스위칭 소자의 절환에 사용되는 펄스신호의 온 기간이 상기 제1 기준 온 기간보다 긴 시간인 경우에는 상기 제2 기준 온 기간의 제2 펄스신호를 출력하는 히스테리시스 특성을 갖는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  7. 제3항에 있어서, 상기 PFC 온/오프 절환회로는 상기 경부하 상태에서 상기 역률 개선 컨버터의 동작을 정지시켜, 상기 역률 개선 컨버터에 흐르는 전류의 크기를 줄이는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  8. 제4항에 있어서, 상기 부하상태 판정회로는 상기 부하의 소비전력이 고조파 규제 대상 전력 이하일 때를 경부하 상태인 것으로 판정하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  9. 제1항에 있어서, 상기 제어부는 상기 스위칭 전원장치의 출력전압을 일정한 레벨로 유지하면서, 상기 제2 스위칭 소자의 절환에 사용되는 펄스신호의 온 기간이 부하의 감소에 따라 감소하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
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