CN1922781B - 一种多边沿同步开关电源及其控制器 - Google Patents

Abstract

一种多边沿同步开关电源，包括开关转换单元、直流输出单元以及多边沿同步控制器。该多边沿同步控制器包括交流极性检测单元，过负载检测单元，功率因素检测单元，直流输出反馈检测单元，多边沿同步时序产生器单元和交流极性同步开关和驱动信号合成、映射单元。从而，缩减了电路元件数量，简化了开关电源电路和控制电路，提高了开关电源功率转换的有效性和可靠性。

Description

一种多边沿同步开关电源及其控制器

技术领域

本发明涉及一种开关电源及其控制器，特别涉及一种化简开关电源电路，提升电源转换效率的开关电源，具体的讲，涉及一种多边沿同步开关电源及其控制器。

背景技术

如图1所示为现有的包括交流整流单元、功率因素校正单元、功率开关转换单元和直流整流单元的一种开关电源电路图。

如图所示，现有的完整的开关电源至少为四级：

第一级为交流整流输入单元：将交流转变为单极性直流；

第二级为功率因素校正单元：在功率因素校正控制器的工作期，将单极性直流转变为稳定的高压直流，控制器对电路开关的控制方式只是调控输出驱动脉冲的宽度；

第三级为功率开关转换单元：在开关电源脉宽控制器的工作期，将高压直流隔离传递给直流输出级，控制器对电路开关的控制方式也只是调控输出驱动脉冲的宽度；

第四级为直流输出单元：将变压转换后的高频交流整流输出，从而完成开关电源的完整功率转换周期。

采用上述单元的开关电源，存在以下不足：

现有控制器的技术只是为了完成指定的单一功能而产生可控脉冲宽度的调制脉冲，而没有利用将这一脉冲的前后边沿，以及边沿的同步关系等信息作为可控因素，因此无法达到进一步地化简电源电路，减少电路中的功率元件，以及减轻一些功率元件的工作负荷的目的。

控制器的使用过多，总的电路元件数量既多又复杂、限制了进一步提高电源的可靠性和转换效率，原因为：电路中的控制器越多，不但会增加电源转换成本，也会增加电路工作的失效率；电路中的功率元件越多，不但开关电源自身的开关损耗和导通损耗必然增大，而且工作的失效率自然增加。

发明内容

为达到在完全保证并优于现有开关电源的各级独自工作时的指标情况下，化简开关电源电路，减少电路中的功率元件和控制器，显著地提升电源转换效率，可靠性和实用性，本发明提出了一种多边沿同步开关电源及其工作方法。

本发明提供的一种多边沿同步开关电源，包括：

开关转换单元，用于将交流电转变为高压直流电、将所述高压直流电转变为高压交流电；

直流输出单元，用于将所述高压交流电整流后输出；

多边沿同步控制器，与所述开关转换单元和直流输出单元连接，检测该开关电源的工作状态，根据所述工作状态生成有效开关周期内的时态段，并产生脉宽可控的及其边沿同步时机可控的调制脉冲信号，用以控制所述开关转换单元的工作。

所述开关转换单元201包括：交流电源、第1和第2单向电子装置、一储能电感、一换能变压器、一电容、第1和第2主开关装置、第1和第2辅助开关装置；其中，

所述的第1和第2单向电子装置串联，所述的第1和第2主开关装置串联，并在它们的串联中点之间接入储能电感和交流电源，由此组成升压型开关电路，从而获得高压直流电；

所述的第1和第2辅助开关装置串联，并在它的串联中点与所述的第1和第2主开关装置串联中点之间接入换能变压器，由此组成全桥功率转换开关电路，以实现高压直流电的隔离传送；

所述电容、所述的第1和第2单向电子装置组成的串联电路、所述的第1和第2主开关装置组成的串联电路、所述的第1和第2辅助开关装置组成的串联电路相互并联；

所述交流电源与所述多边沿同步控制器203连接，使得控制器的工作状态能同步于交流电源的极性变化。

所述开关转换单元301为单相半桥开关转换单元，包括：交流电源、第1和第2单向电子装置、第1和第2电容、第1和第2主开关装置、储能电感、换能变压器；其中，

所述的第1和第2单向电子装置串联，所述的第1和第2主开关装置串联，并在它们的串联中点之间接入储能电感和交流电源，由此组成升压型开关电路，从而获得高压直流电；

所述的第1和第2电容串联，并在它的串联中点与所述的第1和第2主开关装置串联中点之间接入换能变压器，由此组成半桥功率转换开关电路，以实现高压直流电的隔离传送；

所述交流电源与所述多边沿同步控制器303连接，使得控制器的工作状态能同步于交流电源的极性变化。

所述开关转换单元305为三相半桥开关转换单元，包括：第1、第2和第3交流电源，第1、第2和第3储能电感，第1、第2和第3换能变压器，第1和第2电容，第1和第2主开关装置，第3和第4主开关装置，第5和第6主开关装置；其中，

所述的第1交流电源与第1储能电感串联之后，与第1和第2主开关装置串联中点相连，由此组成第一升压型开关电路，从而获得第1相的高压直流电；

所述的第2交流电源与第2储能电感串联之后，与第3和第4主开关装置串联中点相连，由此组成第二升压型开关电路，从而获得第2相的高压直流电；

所述的第3交流电源与第3储能电感串联之后，与第5和第6主开关装置串联中点相连，由此组成第三升压型开关电路，从而获得第3相的高压直流电；

所述的第1和第2电容串联，并在它的串联中点与所述的第1和第2主开关装置串联中点之间接入第1换能变压器，由此组成第一半桥功率转换开关电路，以实现第1相的高压直流电的隔离传送；

所述的第1和第2电容串联，并在它的串联中点与所述的第3和第4主开关装置串联中点之间接入第二换能变压器，由此组成第二半桥功率转换开关电路，以实现第2相的高压直流电的隔离传送；

所述的第1和第2电容串联，并在它的串联中点与所述的第5和第6主开关装置串联中点之间接入第3换能变压器，由此组成第三半桥功率转换开关电路，以实现第3相的高压直流电的隔离传送；

所述第1、第2和第3交流电源与所述多边沿同步控制器307连接，使得控制器的工作状态能同步于三相交流电源的极性变化以及相位变化。

所述多边沿同步控制器包括：

交流极性检测单元401、过负载检测单元402、功率因素检测单元403、直流输出反馈检测单元404、多边沿同步时序产生器单元405和交流极性同步开关和驱动信号合成、映射单元406；其中，交流极性检测单元401，用于提供交流电源的大小和极性变化信息；

过负载检测单元402，用于提供电源承载能力的保护；

功率因素检测单元403，用于提供电源功率因素校正质量的反馈；

直流输出反馈检测单元404，用于提供负载电源的闭环反馈；

多边沿同步时序产生器单元405，与所述交流极性检测单元401、过负载检测单元402、功率因素检测单元403、直流输出反馈检测单元404连接，并且接收它们的信号，生成有效开关周期内的四个时态段506；

交流极性同步开关和驱动信号合成、映射单元406，用于并列接收所述多边沿同步时序产生器单元及交流极性检测单元401、过负载检测单元402的信号，以其作为输入信号，产生主开关和辅助开关工作所需的脉宽可控的及其边沿同步时机可控的调制脉冲信号。

所述的多边沿时序产生器单元包括：有效开关周期内的主开关时序501和有效开关周期内的辅助开关时序502，主开关同步后沿503，辅开关同步前沿504，以及辅开关同步后沿505。

所述的有效开关周期包括四个时态段506，包括：

主开关工作时态段，用于功率因素校正电路的储能；

辅助开关工作时态段，用于功率开关电路的第一次能量转换，同时继续功率因素校正电路的储能态；

主开关与辅助开关通断工作同步换态的时态段，用于功率开关电路的第二次能量转换，同时功率因素校正电路转换为释能态；

主开关、辅助开关全部关断的时态段，使得能量转换得以控制。

所述的第1和第2单向电子装置为二极管。

上述主开关装置、辅助开关装置为场效应晶体管或双极晶体管或绝缘栅双极晶体管或可控的双向电子开关。

本发明还提供一种多边沿同步控制器，用于检测开关电源的工作状态，根据所述工作状态生成有效开关周期内的时态段，并产生脉宽可控的及其边沿同步时机可控的调制脉冲信号，用以控制开关电源中开关转换单元的工作，包括：交流极性检测单元401、过负载检测单元402、功率因素检测单元403、直流输出反馈检测单元404、多边沿同步时序产生器单元405和交流极性同步开关和驱动信号合成、映射单元406；其中，

交流极性检测单元401，用于提供交流电源的大小和极性变化信息；

过负载检测单元402，用于提供电源承载能力的保护；

功率因素检测单元403，用于提供电源功率因素校正质量的反馈；

直流输出反馈检测单元404，用于提供负载电源的闭环反馈；

多边沿同步时序产生器单元405，与所述交流极性检测单元401、过负载检测单元402、功率因素检测单元403、直流输出反馈检测单元404连接，并且接收它们的信号，生成有效开关周期内的四个时态段506；

交流极性同步开关和驱动信号合成、映射单元406，用于并列接收所述多边沿同步时序产生器单元及交流极性检测单元401、过负载检测单元402的信号，以其作为输入信号，产生主开关和辅助开关工作所需的脉宽可控的及其边沿同步时机可控的调制脉冲信号。

其中，所述的边沿时序产生器单元不同于现有所有的开关电源控制器的工作原理，现有技术中，它们只是基于脉冲宽度的调控而工作的，通称为脉宽控制器，而本发明不仅基于脉冲宽度的调控，同时亦基于图6的脉冲时序和脉冲边沿的制约关系工作的；在每个有效开关周期内，按T1，T2，T3，T4的顺序时态段，产生主开关和辅助开关的输出脉冲。

本发明的有益效果在于：

在保持现有开关电源的各项功能完全不变的条件下，采用多边沿同步开关电源和多边沿同步控制器，使得电路功率元件和控制器的数量显著减少，由此不仅显著地提高了本发明电源的性价比，同时也有效地提升了电源转换效率和可靠性。

附图说明

图1是现有的包括交流整流单元、功率因素校正单元、功率开关转换单元和直流整流单元的一种开关电源电路图；

图2是本发明的开关电源电路图；

图3A是本发明的单相半桥开关电源电路图；

图3B是本发明的三相半桥开关电源电路图；

图4是本发明实施例的多边沿同步控制器的工作原理框图；

图5是本发明实施例的多边沿同步时序原理图；

图6是图2的实施例电路图；

图7A至图7H是图6的实施例的工作原理状态图；

图8A至图8F是图3A的实施例的工作原理状态图；

图9A至图9F是图3B的实施例的工作原理状态图。

具体实施方式

参照附图说明本发明的优选实施例。

实施例1

如图2所示，为本发明的开关电源电路图。该开关电源包括：

开关转换单元201，用于将交流电转变为高压直流电、将所述高压直流电转变为高压交流电；直流输出单元202，用于将所述高压交流电整流后输出；多边沿同步控制器203，与所述开关转换单元201和直流输出单元202连接，控制所述开关转换单元201的工作。

其中，所述开关转换单元201包括：交流电源AC、第1和第2二极管D1、D2、一储能电感L、一换能变压器T1、一电容C、第1和第2主开关SW1、SW2、第1和第2辅助开关SW3、SW4；其中，

所述的第1和第2二极管D1、D2串联，所述的第1和第2主开关SW1、SW2串联，并在它们的串联中点之间接入储能电感L和交流电源AC，由此组成升压型开关电路，从而获得高压直流电；

所述的第1和第2辅助开关SW3、SW4串联，并在它的串联中点与所述的第1和第2主开关SW1、SW2串联中点之间接入换能变压器T1，由此组成全桥功率转换开关电路，以实现高压直流电的隔离传送；

如图4、图5所示所述多边沿同步控制器包括：

交流极性检测单元401、过负载检测单元402、功率因素检测单元403、直流输出反馈检测单元404、多边沿同步时序产生器单元405和交流极性同步开关和驱动信号合成、映射单元406；其中，交流极性检测单元401，用于提供交流电源的大小和极性变化信息；

过负载检测单元402，用于提供电源承载能力的保护；

功率因素检测单元403，用于提供电源功率因素校正质量的反馈；

直流输出反馈检测单元404，用于提供负载电源的闭环反馈；

多边沿同步时序产生器单元405，与所述交流极性检测单元401、过负载检测单元402、功率因素检测单元403、直流输出反馈检测单元404连接，并且接收它们的信号，生成有效开关周期内的四个时态段506；

交流极性同步开关和驱动信号合成、映射单元406，用于并列接收所述多边沿同步时序产生器单元及交流极性检测单元401、过负载检测单元402的信号，以其作为输入信号，产生主开关和辅助开关工作所需的脉宽可控的及其边沿同步时机可控的调制脉冲信号。

所述的多边沿时序产生器单元包括：有效开关周期内的主开关时序501和有效开关周期内的辅助开关时序502，主开关同步后沿503，辅开关同步前沿504，以及辅开关同步后沿505。

所述的有效开关周期的四个时态段506，包括：

主开关工作时态段，用于功率因素校正电路的储能；

辅助开关工作时态段，用于功率开关电路的第一次能量转换，同时继续功率因素校正电路的储能态；

主开关与辅助开关通断工作同步换态的时态段，用于功率开关电路的第二次能量转换，同时功率因素校正电路转换为释能态；

主开关、辅助开关全部关断的时态段，使得能量转换得以控制。

如图6所示为图2的实施例电路图，由多边沿同步控制器U1实现对电路的8种运行时序态的驱动。

首先从交流电的极性呈现为LB1端为正，L2端为负的情形开始说明。

时序态1：见图7A，多边沿同步控制器U1工作在有效开关周期的T1时态段，称为“负T1态”；功率因素校正开关电路由二极管D2，储能电感L，交流电源AC以及主开关SW2组成。控制器仲裁结果输出一个脉冲，使得主开关SW2开通，实现交流整流和功率因素校正的两个功能；此时的主开关SW2工作在功率因素校正的储能态，电路中的电流流动方向如图中点划线所示；

时序态2：见图7B，多边沿同步控制器U1工作在有效开关周期的T2时态段，称为“负T2态”；功率因素校正开关电路由二极管D2，储能电感L，交流电源AC以及主开关SW2组成；功率转换开关电路由辅助开关管SW3，换能变压器T以及主开关管SW2组成.控制器仲裁结果增加输出一个脉冲，使得辅助开关SW3在主开关SW2开通时开通；主开关除了继续工作在功率因素校正的储能态，不仅实现功率因素校正功能，其电流流动方向如图中点划线所示，同时与辅助开关一起开始了初次功率转换态，实现功率转换功能，其电流流动方向如图中实划线所示，从中可以看出一个有益的显著特点是此时的功率转换开关过程的开关损耗较之现有的功率转换开关电路减少了一半，因为功率转换开关电路中的一个开关管SW2在此开关电路开通之前就已经开通过了；

时序态3：见图7C，多边沿同步控制器U1工作在有效开关周期的T3时态段，称为“负T3态”；功率因素校正开关电路由二极管D2，储能电感L，交流电源AC，主开关管SW1以及电容C1组成；功率转换开关电路由主开关管SW1，换能变压器T以及辅助开关管SW4组成。控制器仲裁结果使得主开关SW2和辅助开关SW3，在主开关同步后沿503处同步关断，与此同时主开关SW1和辅助开关SW4，也在辅开关同步前沿504处同步地开通；主开关工作在功率因素校正的释能态，不仅继续实现功率因素校正功能，其电流流动方向如图中虚划线所示。与此同时与辅助开关一起开始了第二次功率转换态，再次实现功率转换功能，其电流流动方向如图中实划线所示，从中再次可以看出另一个有益的显著特点是此时的功率转换开关过程的开关导通损耗较之现有的功率转换开关电路的开关导通损耗近乎减少到零，因为功率转换开关电路流经开关管SW1的电流与功率因素校正电路流经开关管SW1的电流此时正好相反而抵消；进一步的一个有益的显著特点是功率因素校正电路所释放出的能量不是如现有的功率因素校正电路所为，将能量先转移到储能电容上，而是直接转移到了功率转换开关电路中，因此极大地减轻了对储能电容的容量要求；间接地减小了本发明电源的成本和体积；

时序态4：见图7D，多边沿同步控制器U1工作在有效开关周期的T4时态段，称为“负T4态”；功率因素校正开关电路由二极管D2，储能电感L，交流电源AC，换能变压器T，辅助开关管SW3的二极管，以及电容C1组成。控制器仲裁结果使得主开关SW1和辅助开关SW4，在辅开关同步后沿505处同步关断，开关单元继续工作在功率因素校正的释能态，其电流流动方向如图中虚划线所示，但功率转换态结束。

上述4种运行态顺序重复，直至交流电的极性转变。此时，交流电的极性呈现为LB1端为负，L2端为正。

时序态5：见图7E，多边沿同步控制器U1工作在有效开关周期的T1时态段，称为“正T1态”；功率因素校正开关电路由二极管D1，储能电感L，交流电源AC以及主开关管SW1组成。控制器仲裁结果使得主开关SW1开通，实现交流整流和功率因素校正的两个功能；此时的主开关单元工作在功率因素校正的储能态，电路中的电流流动方向如图中点划线所示；

时序态6：见图7F，多边沿同步控制器U1工作在有效开关周期的T2时态段，称为“正T2态”；功率因素校正开关电路由二极管D1，储能电感L，交流电源AC以及主开关管SW1组成；功率转换开关电路由主开关管SW1，换能变压器T以及辅助开关管SW4组成.控制器仲裁结果使得辅助开关SW4在主开关SW1开通时开通；主开关除了继续工作在功率因素校正的储能态，不仅实现功率因素校正功能，其电路中的电流流动方向如图中点划线所示，同时与辅助开关一起开始了初次功率转换态，实现功率转换功能，其电流流动方向如图中实划线所示，从中可以看出一个有益的显著特点是此时的功率转换开关过程的开关损耗较之现有的功率转换开关电路减少了一半，因为功率转换开关电路中的一个开关管SW1在此开关电路开通之前就已经开通过了；

时序态7：见图7G，多边沿同步控制器U1工作在有效开关周期的T3时态段，称为“正T3态”；功率因素校正开关电路由二极管D1，储能电感L，交流电源AC，主开关管SW2以及电容C1组成；功率转换开关电路由辅助开关管SW3，换能变压器T，以及主开关管SW2组成。控制器仲裁结果使得主开关SW1关断和辅助开关SW4，在主开关同步后沿503处同步地关断，与此同时主开关SW2和辅助开关SW3，也在辅开关同步前沿504处同步地开通；主开关工作在功率因素校正的释能态，不仅继续实现功率因素校正功能，其电流流动方向如图中虚划线所示。与此同时与辅助开关一起开始了第二次功率转换态，再次实现功率转换功能，其电流流动方向如图中实划线所示，从中再次可以看出另一个有益的显著特点是此时的功率转换开关过程的开关导通损耗较之现有的功率转换开关电路的开关导通损耗近乎减少到零，因为功率转换开关电路流经开关管SW1的电流与功率因素校正电路流经开关管SW2的电流此时正好相反而抵消；进一步的一个有益的显著特点是功率因素校正电路所释放出的能量不是如现有的功率因素校正电路所为，能量先转移到储能电容上，而是直接转移到了功率转换开关电路中，因此极大地减轻了对储能电容的容量要求；间接地减小了本发明电源的成本和体积；

时序态8：见图7H，多边沿同步控制器U1工作在有效开关周期的T4时态段，称为“正T4态”；功率因素校正开关电路由二极管D1，储能电感L，交流电源AC，换能变压器T，辅助开关管SW4的二极管，以及电容C1组成。控制器仲裁结果使得主开关SW2与辅助开关SW3，在辅开关同步后沿505处同步地关断，开关单元继续工作在功率因素校正的释能态，其电流流动方向如图中虚划线所示，但功率转换态结束。上述4种运行态顺序重复，直至交流电的极性转变。然后电路又从“时序态1：”往复开始。

实施例2

如图3A所示，所述开关转换单元301为单相半桥开关转换单元，包括：交流电源、第1和第2二极管D1、D2、第1和第2电容C1、C2、第1和第2主开关SW1、SW2、储能电感L、换能变压器T1；其中，

所述的第1和第2二极管D1、D2串联，所述的第1和第2主开关SW1、SW2串联，并在它们的串联中点之间接入储能电感L和交流电源AC，由此组成升压型开关电路，从而获得高压直流电；

所述的第1和第2电容C1、C2串联，并在它的串联中点与所述的第1和第2主开关SW1、SW2串联中点之间接入换能变压器T1，由此组成半桥功率转换开关电路，以实现高压直流电的隔离传送。

所述的多边沿同步控制器同上，如图4、5所示。

其中，所述多边沿同步控制器与交流电源AC连接，以获得交流电源的极性变化信息。

在图3A所示的实施例中，由多边沿同步控制器U1实现对电路的6种运行时序态的驱动.与实施例1不同之处在于本实施例中的“负T1态”和“负T2态”合为了一个时态段，在时序态1内完成；“正T1态”和“正T2态”亦合为了一个时态段，在时序态4内完成；如图8A至8F所示为图3A的工作原理状态图.

首先从交流电的极性呈现为右端为正，左端为负的情形开始说明。

时序态1：见图8A，多边沿同步控制器U1工作在有效开关周期的T1时态段和T2时态段；功率因素校正开关电路由二极管D2，储能电感L，交流电源AC以及主开关SW2组成；功率转换开关电路由电容C1，换能变压器T以及主开关SW2组成。控制器仲裁结果使得主开关SW2开通；主开关除了工作在功率因素校正的储能态，不仅实现功率因素校正功能，其电路中的电流流动方向如图中点划线所示，同时开始了初次功率转换态，实现功率转换功能，其电流流动方向如图中实划线所示；

时序态2：见图B，多边沿同步控制器U1工作在有效开关周期的T3时态段，称为“负T3态”；功率因素校正开关电路由二极管D2，电感L，交流电源AC，主开关管SW1，电容C1以及电容C2组成；功率转换开关电路由主开关管SW1，换能变压器T，以及电容C2组成。控制器仲裁结果使得主开关SW2，在主开关同步后沿503处同步关断，与此同时主开关SW1也在辅开关同步前沿504处同步地开通；主开关工作在功率因素校正的释能态，不仅继续实现功率因素校正功能，其电流流动方向如图中虚划线所示。与此同时开始了第二次功率转换态，再次实现功率转换功能，其电流流动方向如图中实划线所示，从中再次可以看出一个有益的显著特点是功率因素校正电路所释放出的能量不是如现有的功率因素校正电路所为，能量先转移到储能电容上，而是直接转移到了功率转换开关电路中，因此极大地减轻了对储能电容的容量要求；间接地减小了本发明电源的成本和体积；

时序态3：见图8C，多边沿同步控制器U1工作在有效开关周期的T4时态段，称为“负T4态”；功率因素校正开关电路由二极管D2，储能电感L，交流电源AC，换能变压器T，电容C2以及C1组成。控制器仲裁结果使得主开关SW1在辅开关同步后沿505处同步关断，开关单元继续工作在功率因素校正的释能态，其电流流动方向如图中虚划线所示，但功率转换态结束。

上述3种运行态顺序重复，直至交流电的极性转变。此时，交流电的极性呈现为右端为负，左端为正。

时序态4：见图8D，多边沿同步控制器U1工作在有效开关周期的T1时态段和T2时态段；功率因素校正开关电路由二极管D1，电感L，交流电源AC以及主开关管SW1组成；功率转换开关电路由主开关管SW1，换能变压器T以及电容C2组成。控制器仲裁结果使得主开关SW1开通；主开关除了工作在功率因素校正的储能态，不仅实现功率因素校正功能，其电路中的电流流动方向如图中点划线所示，同时开始了初次功率转换态，实现功率转换功能，其电流流动方向如图中实划线所示；

时序态5：见图8E，多边沿同步控制器U1工作在有效开关周期的T3时态段，称为“正T3态”；功率因素校正开关电路由二极管D1，电感L，交流电源AC，主开关管SW2以及电容C1组成；功率转换开关电路由电容C1，换能变压器T，以及主开关管SW2组成.控制器仲裁结果使得主开关SW1，在主开关同步后沿503处同步地关断，与此同时主开关SW2也在辅开关同步前沿504处同步地开通；主开关工作在功率因素校正的释能态，不仅继续实现功率因素校正功能，其电流流动方向如图中虚划线所示.与此同时开始了第二次功率转换态，再次实现功率转换功能，其电流流动方向如图中实划线所示，从中再次可以看出另一个有益的显著特点是功率因素校正电路所释放出的能量不是如现有的功率因素校正电路所为，将能量先转移到储能电容上，而是直接转移到了功率转换开关电路中，因此极大地减轻了对储能电容的容量要求；间接地减小了本发明电源的成本和体积；

时序态6：见图8F，多边沿同步控制器U1工作在有效开关周期的T4时态段，称为“正T4态”；功率因素校正开关电路由二极管D1，储能电感L，交流电源AC，换能变压器T，电容C2，以及电容C1组成。控制器仲裁结果使得主开关SW2在辅开关同步后沿505处同步地关断，开关单元继续工作在功率因素校正的释能态，其电流流动方向如图中虚划线所示，但功率转换态结束。

上述3种运行态顺序重复，直至交流电的极性转变。然后电路又从“时序态1：”往复开始。

实施例3

如图3B所示，所述开关转换单元305为三相半桥开关转换单元，包括：第1、第2和第3交流电源Aca、Acb、ACc，第1、第2和第3电感La、Lb、Lc、第1、第2和第3换能变压器T1a、T2a、T3a、第1和第2电容C1、C2、第1和第2主开关SW1a、SW2a、第3和第4主开关SW1b、SW2b、第5和第6主开关SW1c、SW2c；其中，

所述的第1交流电源ACa与第1电感La串联之后，与第1和第2主开关SW1a、SW2a串联中点相连，由此组成升压型开关电路，从而获得第1相的高压直流电；

所述的第2交流电源ACb与第2电感Lb串联之后，与第3和第4主开关SW1b、SW2b串联中点相连，由此组成升压型开关电路，从而获得第2相的高压直流电；

所述的第3交流电源ACc与第3电感Lc串联之后，与第5和第6主开关SW1c、SW2c串联中点相连，由此组成升压型开关电路，从而获得第3相的高压直流电；

所述的第1和第2电容C1、C2串联，并在它的串联中点与所述的第1和第2主开关装SW1a、SW2a串联中点之间接入换能变压器T1a，由此组成半桥功率转换开关电路，以实现第1相的高压直流电的隔离传送；

所述的第1和第2电容C1、C2串联，并在它的串联中点与所述的第3和第4主开关SW1b、SW2b串联中点之间接入换能变压器T1b，由此组成半桥功率转换开关电路，以实现第2相的高压直流电的隔离传送；

所述的第1和第2电容C1、C2串联，并在它的串联中点与所述的第5和第6主开关SW1c、SW2c串联中点之间接入换能变压器T1c，由此组成半桥功率转换开关电路，以实现第3相的高压直流电的隔离传送。

所述多边沿同步控制器307如图4、图5所示。所述多边沿同步控制器307与交流电源Aca、Acb、Acc连接，以获得交流电源极性和相位的变化信息。

在图3B所示的实施例中，由多边沿同步控制器U1实现对电路的12种运行时序态的驱动。由于三相电源的各相对称性，这里仅对A相电源加以叙述，以避免大量的重复文字。

由于半桥结构的同构性，本实施例与实施例2相同之处在于“负T1态”和“负T2态”合为了一个时态段，在时序态1内完成；“正T1态”和“正T2态”亦合为了一个时态段，在时序态4内完成；如图9A至9F所示。

首先从交流电ACa的极性呈现为右端为正，左端为负的情形开始说明。

时序态1：见图9A，多边沿同步控制器U1工作在有效开关周期的T1时态段和T2时态段；功率因素校正开关电路由二极管D2b，D2c，电感La，A相交流电源ACa以及主开关SW2a组成；功率转换开关电路由电容C1，A相换能变压器T1a以及主开关SW2a组成。控制器仲裁结果使得主开关SW2a开通；主开关除了工作在功率因素校正的储能态，不仅实现功率因素校正功能，其电路中的电流流动方向如图中点划线所示，同时开始了初次功率转换态，实现功率转换功能，其电流流动方向如图中实划线所示；

时序态2：见图9B，多边沿同步控制器U1工作在有效开关周期的T3时态段，称为“负T3态”；功率因素校正开关电路由二极管D2b，D2c，电感La，A相交流电源ACa，主开关SW1a，电容C1以及C2组成；功率转换开关电路由主开关SW1a，A相交流电源T1a，以及电容C2组成。控制器仲裁结果使得主开关SW2a，在主开关同步后沿503处同步关断，与此同时主开关SW1a也在辅开关同步前沿504处同步地开通；主开关工作在功率因素校正的释能态，不仅继续实现功率因素校正功能，其电流流动方向如图中虚划线所示。与此同时开始了第二次功率转换态，再次实现功率转换功能，其电流流动方向如图中实划线所示，从中再次可以看出一个有益的显著特点是功率因素校正电路所释放出的能量不是如现有的功率因素校正电路所为，能量先转移到储能电容上，而是直接转移到了功率转换开关电路中，因此极大地减轻了对储能电容的容量要求；间接地减小了本发明电源的成本和体积；

时序态3：见图9C，多边沿同步控制器U1工作在有效开关周期的T4时态段，称为“负T4态”；功率因素校正开关电路由二极管D2b，D2c，电感La，A相交流电源ACa，A相换能变压器T1a，电容C2以及C1组成。控制器仲裁结果使得主开关SW1a在辅开关同步后沿505处同步关断，开关单元继续工作在功率因素校正的释能态，其电流流动方向如图中虚划线所示，但功率转换态结束。

上述3种运行态顺序重复，直至交流电的极性转变。此时，交流电ACa的极性呈现为右端为负，左端为正。

时序态4：见图9D，多边沿同步控制器U1工作在有效开关周期的T1时态段和T2时态段；功率因素校正开关电路由二极管D1b，D1c，电感La，A相交流电源ACa以及主开关SW1a组成；功率转换开关电路由主开关SW1a，A相换能变压器T1a以及电容C2组成。控制器仲裁结果使得主开关SW1a开通；主开关除了工作在功率因素校正的储能态，不仅实现功率因素校正功能，其电路中的电流流动方向如图中点划线所示，同时开始了初次功率转换态，实现功率转换功能，其电流流动方向如图中实划线所示；

时序态5：见图9E，多边沿同步控制器U1工作在有效开关周期的T3时态段，称为“正T3态”；功率因素校正开关电路由二极管D1b，D1c，电感La，A相交流电源ACa，主开关SW2a以及电容C1组成；功率转换开关电路由电容C1，A相换能变压器T1a以及主开关SW2a组成。控制器仲裁结果使得主开关SW1a，在主开关同步后沿503处同步地关断，与此同时主开关SW2a也在辅开关同步前沿504处同步地开通；主开关工作在功率因素校正的释能态，不仅继续实现功率因素校正功能，其电流流动方向如图中虚划线所示。与此同时开始了第二次功率转换态，再次实现功率转换功能，其电流流动方向如图中实划线所示，从中再次可以看出另一个有益的显著特点是功率因素校正电路所释放出的能量不是如现有的功率因素校正电路所为，能量先转移到储能电容上，而是直接转移到了功率转换开关电路中，因此极大地减轻了对储能电容的容量要求；间接地减小了本发明电源的成本和体积；

时序态6：见图9F，多边沿同步控制器U1工作在有效开关周期的T4时态段，称为“正T4态”；功率因素校正开关电路由二极管D1b，D1c，电感La，A相交流电源ACa，A相换能变压器T1a，电容C2以及C1组成。控制器仲裁结果使得主开关SW2a在辅开关同步后沿505处同步地关断，开关单元继续工作在功率因素校正的释能态，其电流流动方向如图中虚划线所示，但功率转换态结束。

上述3种运行态顺序重复，直至交流电的极性转变。然后电路又从“时序态1：”往复开始。

上述实施例中，所述的主开关、辅助开关可为场效应晶体管或双极晶体管或绝缘栅双极晶体管或可控的双向电子开关。

以上具体实施方式仅用于说明本发明，而非用于限定本发明。

Claims (14)

1.一种多边沿同步开关电源，其特征在于，包括：

开关转换单元，用于将交流电转变为高压直流电、将所述高压直流电转变为高压交流电；

直流输出单元，用于将所述高压交流电整流后输出；

多边沿同步控制器，与所述开关转换单元和直流输出单元连接，检测该开关电源的工作状态，根据所述工作状态生成有效开关周期内的时态段，并产生脉宽可控的及其边沿同步时机可控的调制脉冲信号，用以控制所述开关转换单元的工作。

2.根据权利要求1所述的多边沿同步开关电源，其特征在于，所述开关转换单元(201)包括：交流电源、第1和第2单向电子装置、一储能电感、一换能变压器、一电容、第1和第2主开关装置、第1和第2辅助开关装置；其中，

所述的第1和第2单向电子装置串联，所述的第1和第2主开关装置串联，并在它们的串联中点之间接入储能电感和交流电源，由此组成升压型开关电路，从而获得高压直流电；

所述的第1和第2辅助开关装置串联，并在它的串联中点与所述的第1和第2主开关装置串联中点之间接入换能变压器，由此组成全桥功率转换开关电路，以实现高压直流电的隔离传送；

所述电容、所述的第1和第2单向电子装置组成的串联电路、所述的第1和第2主开关装置组成的串联电路、所述的第1和第2辅助开关装置组成的串联电路相互并联；

其中，所述交流电源与所述多边沿同步控制器(203)连接，使得该多边沿同步控制器的工作状态同步于交流电源的极性变化。

3.根据权利要求1所述的多边沿同步开关电源，其特征在于，所述开关转换单元(301)为单相半桥开关转换单元，包括：交流电源、第1和第2单向电子装置、第1和第2电容、第1和第2主开关装置、储能电感、换能变压器；其中，

所述的第1和第2单向电子装置串联，所述的第1和第2主开关装置串联，并在它们的串联中点之间接入储能电感和交流电源，由此组成升压型开关电路，从而获得高压直流电；

所述的第1和第2电容串联，并在它的串联中点与所述的第1和第2主开关装置串联中点之间接入换能变压器，由此组成半桥功率转换开关电路，以实现高压直流电的隔离传送；

所述交流电源与所述多边沿同步控制器(303)连接，使得该多边沿同步控制器的工作状态同步于交流电源的极性变化。

4.根据权利要求1所述的多边沿同步开关电源，其特征在于，所述开关转换单元(305)为三相半桥开关转换单元，包括：第1、第2和第3交流电源，第1、第2和第3储能电感，第1、第2和第3换能变压器，第1和第2电容，第1和第2主开关装置，第3和第4主开关装置，第5和第6主开关装置；其中，

所述的第1交流电源与第1储能电感串联之后，与第1和第2主开关装置串联中点相连，由此组成第一升压型开关电路，从而获得第1相的高压直流电；

所述的第2交流电源与第2储能电感串联之后，与第3和第4主开关装置串联中点相连，由此组成第二升压型开关电路，从而获得第2相的高压直流电；

所述的第3交流电源与第3储能电感串联之后，与第5和第6主开关装置串联中点相连，由此组成第三升压型开关电路，从而获得第3相的高压直流电；

所述的第1和第2电容串联，并在它的串联中点与所述的第1和第2主开关装置串联中点之间接入第1换能变压器，由此组成第一半桥功率转换开关电路，以实现第1相的高压直流电的隔离传送；

所述的第1和第2电容串联，并在它的串联中点与所述的第3和第4主开关装置串联中点之间接入第二换能变压器，由此组成第二半桥功率转换开关电路，以实现第2相的高压直流电的隔离传送；

所述的第1和第2电容串联，并在它的串联中点与所述的第5和第6主开关装置串联中点之间接入第3换能变压器，由此组成第三半桥功率转换开关电路，以实现第3相的高压直流电的隔离传送；

所述第1、第2和第3交流电源与所述多边沿同步控制器(307)连接，使得该多边沿控制器的工作状态同步于交流电源的极性和相位变化。

5.根据权利要求1所述的多边沿同步开关电源，其特征在于，所述多边沿同步控制器包括：交流极性检测单元(401)、过负载检测单元(402)、功率因素检测单元(403)、直流输出反馈检测单元(404)、多边沿同步时序产生器单元(405)和交流极性同步开关和驱动信号合成、映射单元(406)；其中，交流极性检测单元(401)，用于提供交流电源的大小和极性变化信息；

过负载检测单元(402)，用于提供电源承载能力的保护；

功率因素检测单元(403)，用于提供电源功率因素校正质量的反馈；

直流输出反馈检测单元(404)，用于提供负载电源的闭环反馈；

多边沿同步时序产生器单元(405)，与所述交流极性检测单元(401)、过负载检测单元(402)、功率因素检测单元(403)、直流输出反馈检测单元(404)连接，并且接收它们的信号，生成有效开关周期内的四个时态段(506)；

交流极性同步开关和驱动信号合成、映射单元(406)，用于并列接收所述多边沿同步时序产生器单元及交流极性检测单元(401)、过负载检测单元(402)的信号，以其作为输入信号，产生主开关和辅助开关工作所需的脉宽可控的及其边沿同步时机可控的调制脉冲信号。

6.根据权利要求5所述的多边沿同步开关电源，其特征在于，所述的多边沿时序产生器单元包括：有效开关周期内的主开关时序(501)和有效开关周期内的辅助开关时序(502)，主开关同步后沿(503)，辅开关同步前沿(504)，以及辅开关同步后沿(505)。

7.根据权利要求5所述的多边沿同步开关电源，其特征在于，所述的有效开关周期内的四个时态段(506)，包括：

主开关工作时态段，用于功率因素校正电路的储能；

辅助开关工作时态段，用于功率开关电路的第一次能量转换，同时继续功率因素校正电路的储能态；

主开关与辅助开关通断工作同步换态的时态段，用于功率开关电路的第二次能量转换，同时功率因素校正电路转换为释能态；

主开关、辅助开关全部关断的时态段，使得能量转换得以控制。

8.根据权利要求2或3所述的多边沿同步开关电源，其特征在于，所述的第1和第2单向电子装置为二极管。

9.根据权利要求2所述的多边沿同步开关电源，其特征在于，所述第1、第2主开关装置，第1、第2辅助开关装置为场效应晶体管或双极晶体管或绝缘栅双极晶体管或可控的双向电子开关。

10.根据权利要求3所述的多边沿同步开关电源，其特征在于，所述第1、第2主开关装置为场效应晶体管或双极晶体管或绝缘栅双极晶体管或可控的双向电子开关。

11.根据权利要求4所述的多边沿同步开关电源，其特征在于，所述第1、第2、第3、第4、第5和第6主开关装置为场效应晶体管或双极晶体管或绝缘栅双极晶体管或可控的双向电子开关。

12.一种多边沿同步控制器，其特征在于，所述多边沿同步控制器用于检测开关电源的工作状态，根据所述工作状态生成有效开关周期内的时态段，并产生脉宽可控的及其边沿同步时机可控的调制脉冲信号，用以控制开关电源中开关转换单元的工作，该多边沿同步控制器包括：交流极性检测单元(401)、过负载检测单元(402)、功率因素检测单元(403)、直流输出反馈检测单元(404)、多边沿同步时序产生器单元(405)和交流极性同步开关和驱动信号合成、映射单元(406)；其中，

交流极性检测单元(401)，用于提供交流电源的大小和极性变化信息；

过负载检测单元(402)，用于提供电源承载能力的保护；

功率因素检测单元(403)，用于提供电源功率因素校正质量的反馈；

直流输出反馈检测单元(404)，用于提供负载电源的闭环反馈；

多边沿同步时序产生器单元(405)，与所述交流极性检测单元(401)、过负载检测单元(402)、功率因素检测单元(403)、直流输出反馈检测单元(404)连接，并且接收它们的信号，生成有效开关周期内的四个时态段(506)；

交流极性同步开关和驱动信号合成、映射单元(406)，用于并列接收所述多边沿同步时序产生器单元及交流极性检测单元(401)、过负载检测单元(402)的信号，以其作为输入信号，产生主开关和辅助开关工作所需的脉宽可控的及其边沿同步时机可控的调制脉冲信号。

13.根据权利要求12所述的多边沿同步控制器，其特征在于，所述的多边沿时序产生器单元包括：有效开关周期内的主开关时序(501)和有效开关周期内的辅助开关时序(502)，主开关同步后沿(503)，辅开关同步前沿(504)，以及辅开关同步后沿(505)。

14.根据权利要求12所述的多边沿同步控制器，其特征在于，所述的有效开关周期内的四个时态段(506)，包括：

主开关工作时态段，用于功率因素校正电路的储能；

辅助开关工作时态段，用于功率开关电路的第一次能量转换，同时继续功率因素校正电路的储能态；

主开关与辅助开关通断工作同步换态的时态段，用于功率开关电路的第二次能量转换，同时功率因素校正电路转换为释能态；

主开关、辅助开关全部关断的时态段，使得能量转换得以控制。

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