KR20010078347A - 축전 장치 및 축전기의 전압 검출 방법 - Google Patents

축전 장치 및 축전기의 전압 검출 방법 Download PDF

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KR20010078347A
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에모리아끼히꼬
기노시따다꾸야
미야자끼히데끼
고지마야스유끼
아끼야마노보루
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가나이 쓰토무
가부시키가이샤 히타치세이사쿠쇼
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Abstract

본 발명의 축전 장치는 직렬로 접속된 복수의 축전기를 제어 또는 감시하는 축전기 회로를 각각의 축전기에 설치하고 축전기 회로와 전위 레벨이 다른 메인 회로를 전위 변환 회로를 통해 접속하고 있어 소형, 저소비 전력으로 제어 정밀도가 높다.

Description

축전 장치 및 축전기의 전압 검출 방법{ELECTRIC CONDENSER DEVICE AND METHOD OF DETECTING A VOLTAGE OF AN ELECTRIC CONDENSER}
종래의 축전 장치의 일례가 특개평 8-78060호 공보에 개시되어 있다. 이 축전 장치에서는 2차 전지가 2개 직렬로 접속되며, 각각의 2차 전지의 양단에 전압 판정기 및 여러개 직렬 접속된 저항이 접속되어 있다. 각 전압 판정기는 2차 전지의 전압이 소정의 전압에 달하는지의 여부에 따른 전압을 출력한다. 직렬 접속된 저항은 2차 전지의 전압을 분압하고 기준 전압을 만든다.
전압 판정기의 출력 전압과 저항 분압에 의한 기준 전압과는 비교기에서 비교된다. 그리고, 어느 하나의 2차 전지가 만충전에 달하고, 전압 판정기의 출력 전압이 기준 전압을 넘으면, 비교기의 출력은 로우가 된다. 비교기의 로우 출력에 의해서 2차 전지와 직렬로 접속된 FET를 OFF하여 충전을 정지한다.
상기 종래 기술에서는 각 전압 판정기의 출력은 직렬 접속된 2차 전지의 최하 마이너스 단자를 기준으로 하는 전위 레벨이 각각 다르다. 이 때문에, 기준 전압을 만드는 직렬 접속된 저항은 각 2차 전지에 각각 전용으로 설치할 필요가 있다. 이와 같이, 각 2차 전지에 대하여 동일 기능을 완수하는 회로라도 각각의 전위 레벨에 맞는 회로가 각각의 2차 전지마다 필요해진다.
또한, 저항의 값은 공칭치에 대하여 임의의 범위의 변동이 반드시 존재하기 때문에 만충전을 규정하는 기준 전압이 변동하여 기준 전압의 정밀도가 저하한다. 이 때문에, 값의 변동이 작은 저항을 선택할 필요가 있어 고가가 된다.
또한, 비교기의 내압은 직렬 접속된 전지의 합계의 전압이 필요해진다.
따라서, 다수의 전지를 직렬 접속하면 각각의 전위 레벨에 맞춘 회로의 수가 증가하고 축전 장치의 비용 및 사이즈, 소비 전력이 증가한다. 또한, 내압이 높은 비교기 등의 부품이 필요해진다.
본 발명에 따른 축전 장치는 직렬로 접속되는 복수의 축전기와, 상기 축전기 각각의 전압에 따른 신호를 출력하는 복수의 축전기 회로와, 각 축전기 회로가 출력한 신호 각각의 전위 레벨을 변환하는 복수의 전위 변환 회로를 구비한다. 전위 변환 회로에서 출력된 신호는 처리 회로에 입력된다. 상기 입력 신호에 기초하여 처리 회로는 소정의 처리를 행한다. 혹은 처리 회로는 축전기를 제어하기 위한 제어 신호를 작성한다. 처리 회로가 출력한 제어 신호는 전위 변환 회로에서 전위 레벨을 변환하고 복수의 축전기 회로에 입력된다. 입력된 제어 신호에 기초하여 축전기 회로는 예를 들면 바이패스 회로에 의해서 각 축전기의 전압을 밸런스시키도록 축전기를 제어한다. 본 발명에 따르면, 전위 레벨의 변환에 의해 처리 회로가 복수의 전압 검출 신호를 처리할 수 있다. 따라서, 축전 장치의 부품 점수가 삭감된다.
본 발명의 축전 장치의 전위 변환 회로는 축전기 회로와 처리 회로 간에 접속되는 절연 커플러를 구비하는 회로나 레벨 시프트 회로 등의 회로를 적용한다. 또한, 본 발명의 축전 장치의 처리 회로에는 마이크로 컴퓨터 등의 각 종 프로세서나 각 종 컨트롤러를 적용한다.
본 발명의 축전 장치에서는 축전기 회로에 의해서 검출된 축전기 전압에 포함되어 있는 구성 소자의 특성 변동 등에서 생긴 검출 오차를 처리 회로에서 보정 연산 처리한다. 이에 의해서 검출 정밀도가 향상된다.
본 발명의 축전 장치에서는 축전기 회로가 축전기 각각의 전압에 따른 펄스신호를 출력한다. 각각의 펄스 신호는 전위 변환 회로에 의해서 전위 레벨이 변환된다. 상기 펄스 신호는 디지털 신호나 미분 펄스 신호 등이다. 펄스 신호를 이용함으로써, 전위 변환에 따른 전압 검출 오차가 저감된다. 또한, 펄스 신호로서 축전기 전압에 따른 펄스폭을 구비하는 펄스 신호 또는 축전기 전압에 따른 시간 폭에 있어서 계속하는 펄스열을 적용한다. 아날로그량인 축전기 전압을 상기 펄스 신호로 변환함으로써 전압 검출 정밀도가 향상한다. 또, 펄스 신호로의 변환은 회로에 의한 하드적 수단이나 마이크로 컴퓨터 등에 의한 소프트적 처리 등, 각 종 방법을 적용할 수 있다.
또, 본 발명의 축전 장치는 리튬 전지, 니켈 수소 전지 등의 2차 전지나 전기 이중층 캐패시터 등의 전력 저장 기능을 갖는 각종 축전기 및 상기 축전기의 직렬 접속체에 적용된다. 또한 본 발명의 축전 장치는 복수의 축전기를 직렬 또는 병렬로 접속한 축전기군이 또한 여러개 직렬로 접속된 것 등 각종 축전기 접속체에 적용된다.
도 1은 본 발명의 실시예 1의 회로 블록도.
도 2는 본 발명의 실시예 2의 회로 블록도.
도 3은 본 발명의 실시예 3의 회로 블록도.
도 4는 본 발명의 실시예 4의 회로 블록도.
도 5는 본 발명의 실시예 5를 나타내는 도면.
도 6은 실시예 5의 동작을 나타내는 타이밍차트.
도 7은 본 발명의 실시예 6을 나타내는 도면.
도 8은 본 발명의 실시예 7을 나타내는 도면.
도 9는 실시예 7의 동작을 나타내는 타이밍차트.
도 10은 본 발명의 실시예 8을 나타내는 도면.
도 11은 본 발명의 실시예 9를 나타내는 도면.
도 12는 본 발명의 실시예 10의 평면도.
도 13은 도 12의 단면도.
도 14는 본 발명의 실시예 11의 평면도.
도 15는 본 발명의 실시예 12를 나타내는 설명도.
도 16은 검출 데이터의 처리의 일례를 나타내는 설명도.
도 17은 본 발명의 실시예 13을 나타내는 설명도.
도 18은 본 발명의 실시예 14를 나타내는 모식도.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
101 : 축전기
102 : 축전기 회로
103 : 전위 변환 회로
104 : 메인 회로
105 : 마이크로 컴퓨터
106 : 전원
107 : 인에이블 신호
108 : 전류 검출 회로
121, 142 : 선택 회로
122 : 비교 회로
123 : 기억 회로
124 : 보정 회로
125, 402 : 전압 검출 회로
131 : 보정 스위치
141 : 보정 수단
143 : 전압 검출 기준 회로
201 : 차동 증폭 회로
202 : 절연 배리어
203 : 부하 저항
204 : 천이 검출 회로
205 : 펄스 재생 회로
401 : 액티브 필터
501 : 전압 시간 변환 회로
502 : 충전 스위치
503 : 축전 소자
504 : 방전 스위치
505 : 판정 회로
506 : 시간 전압 변환 회로
507 : 충방전 저항
701 : 보정 기준 회로
702 : 스위치
703 : 기준 전원
801 : 단축전기
802 : 레벨 시프트 회로
901 : SOI 웨이퍼
902 : 절연 트렌치
903 : 본딩 패드
1001 : 절연층
1002 : 반도체층
1003 : 보호층
1101 : 실리콘 웨이퍼
1201 : 상용 전원
1202 : 태양광 발전 장치
1203 : 부하 장치
1204 : 제어 변환기
1205 : 전환기
1206 : 멀티플렉서
1207 : 노트 퍼스널 컴퓨터
1208 : 카드 슬롯
1209 : PC 카드
1210 : 전류 프로브
1211 : 전압 프로브
이하 본 발명의 실시예를 도면을 이용하여 상세하게 설명한다. 이하의 도면에 있어서 동일 부분에는 동일 부호를 붙였다.
<실시예 1>
도 1에 실시예 1을 나타낸다. 도 1에서, 참조 번호 101은 축전기, 참조 번호 102는 축전기 회로, 참조 번호 103은 전위 변환 회로, 참조 번호 104는 메인 회로, 참조 번호 105는 마이크로 컴퓨터, 참조 번호 106은 전원, 참조 번호 107은 인에이블 신호, 참조 번호 108은 전류 검출 회로이다. 축전기(101)가 4개 직렬 접속되고, 각 축전기(101)에 축전기 회로(102)가 병렬로 접속되어 있다. 또한, 축전기 회로(102)는 전위 변환 회로(103)를 통하여 메인 회로(104)와 접속하고 있다.
축전기 회로(102)는 전압 검출 회로나 바이패스 회로를 구비하고 각 축전기(101)의 단자 간 전압을 검출한다. 또한, 바이패스 회로에 의해서 각 축전기(101) 간의 전압 언밸런스를 해소하도록 각 축전기의 전압이 제어된다.
또한, 메인 회로(104)는 마이크로 컴퓨터(105)와 전원(106) 등을 구비한다. 전류 검출 회로(108)의 출력은 마이크로 컴퓨터(105)에 입력된다.
마이크로 컴퓨터(105)는 각 축전기(101)의 단자 간 전압과 전류 검출 회로(108)의 검출치를 기초로 각 축전기(101)의 개로 전압의 추정이나 충전 상태나 전압 언밸런스의 판정, 잔량 표시나 바이패스 회로의 구동, 축전 장치 전체를 제어한다.
각 축전기(101)는 직렬로 접속되어 있기 때문에 각 축전기 회로(101)와 메인 회로(104)는 전위 레벨이 다르다. 전위 변환 회로(103)는 전위 레벨이 각각 다른 회로 간에서 전위를 변환하여 전기 신호를 전송한다.
본 실시예에서는 전위 변환 회로(103)는 컨덴서 커플링형의 절연 커플러이지만 트랜스포머 결합형이나 포토 커플러형 등, 그 외의 절연 커플러나 MOS 트랜지스터와 분압 저항으로 이루어지는 레벨 시프트 회로라도 좋다. 또한, 절연 커플러의 입력은 노이즈 내성 향상을 위하여 차동의 신호쌍이지만 싱글 엔드라도 좋다. 본 실시예의 절연 커플러는 축전기 회로(102)와 메인 회로(104) 간에 용량성 절연 배리어인 캐패시터를 접속하였다.
또한, 각 절연 커플러에는 인에이블 신호(107)가 접속되어 있고 또한 각 절연 커플러의 출력은 공통점에서 접속되고나서 마이크로 컴퓨터(105)에 입력한다. 상기 인에이블 신호(107)에 의해 절연 커플러의 동작을 제어하고, 절연 커플러 출력을 공통화하여 마이크로 컴퓨터(105)에의 입력수를 삭감한다. 또, 절연 커플러의 수가 적은 경우에는 절연 커플러의 출력을 각각 마이크로 컴퓨터(105)에 입력해도 된다.
이에 따라, 전위 레벨이 다른 축전기 회로(102)나 메인 회로(104)가 기능적으로 접속되며, 각 축전기나 직렬 접속된 축전기 전체의 상태를 감시, 관리할 수 있는 축전 장치를 실현할 수 있다. 또한, 각 회로가 각각의 전위 레벨로 동작하기 위해서 각 회로의 내압을 각각의 전위 레벨에 견딜 수 있을 정도에까지 낮춘다. 그리고, 본 실시예에서는 각 축전기(101)에 대하여 충전 상태나 전압 언밸런스를 판정하도록 공통 기능을 완수하는 회로를 메인 회로(104)에 집약하였기 때문에 회로수나 부품 점수, 소비 전력을 삭감하고 또한 장치를 소형, 저비용화할 수 있다.
또한 본 실시예에서는 축전기 회로(102)와 메인 회로(104) 간의 각 제어 신호나 검출치는 절연 커플러를 통과시킬 때에 디지털치 등의 펄스 신호로 하여 처리하기 때문에, 신호 전송이나 전위 변환에 따른 제어 정밀도나 노이즈 마진의 저하를 방지할 수 있다. 또, 도 1에서는 축전기(101)가 4개 직렬로 접속한 경우를 나타내지만, 그 외의 직렬 접속수라도 본 실시예가 적용할 수 있는 것은 물론이다.
이와 같이, 본 실시예에 따르면 회로수가 적고 염가로 소형, 저소비 전력으로, 또한 제어 정밀도, 노이즈 내성이 높고 신뢰성이 높은 축전 장치를 실현할 수 있다.
<실시예 2>
도 2는 실시예 2를 나타낸다. 도 2에서, 참조 번호 121은 선택 회로, 참조 번호 122는 비교 회로, 참조 번호 123은 기억 회로, 참조 번호 124는 보정 회로, 참조 번호 125는 전압 검출 회로이다.
축전기 회로(102)는 축전기(101)의 단자 간 전압을 검출하는 전압 검출 회로(125)를 구비하고 있다. 또한, 메인 회로(104)는 선택 회로(121)와 보정 회로(124)를 구비하고, 보정 회로(124)는 마이크로 컴퓨터(105)와, 비교 회로(122), 기억 회로(123)를 구비하고 있다. 선택 회로(121)는 전위 변환 회로(103)를 통하여 입력되는 각 전압 검출 회로(125)의 출력을 선택하고, 마이크로 컴퓨터(105) 및 비교 회로(122)에 입력한다. 마이크로 컴퓨터(105)는 기억 회로(123)에 기억되어 있는 보정 기준이 되는 참인 값을 판독하고, VREF로서 비교 회로(122)에 입력한다. 비교 회로(122)는 선택 회로(121)의 출력과 VREF를 비교한다. 그 비교 결과인 비교 회로(122)의 출력은 기억 회로(123)에 입력된다.
여기서, 축전기(101)에는 사용 전압 범위가 존재한다. 따라서, 기억 회로(123)에 기억되어 있는 보정 기준이 되는 참인 값은 미리 상기 사용 전압 범위 외로 설정한다.
우선, 축전기(101)를 접속하지 않고 전압 검출 회로(125)의 입력에 VREF의 기준 전원을 인가한다. 이 때의 선택 회로(121)의 출력을 마이크로 컴퓨터(105)가판정하고 보정 모드라고 판단한다. 다음에, 전압 검출 회로(125)의 검출치 즉 선택 회로(121)의 출력과 VREF를 비교 회로(122)에서 비교하고, 이들의 차를 전압 검출 회로(125)의 오차로서 기억 회로(123)에 기억하여 보정 모드를 완료한다.
다음에, 축전기(101)를 접속하고 사용 전압이 전압 검출 회로(125)에 인가되면 보정식과 기억한 오차에 기초하여 마이크로 컴퓨터(105)가 보정 연산 처리한다. 이에 따라, 전압 검출기(125)의 오차가 보정되며 검출 정밀도나 신뢰성이 향상한다.
여기서, VREF는 기억 회로(123)에 미리 기억된 값을 마이크로 컴퓨터(105)에서 판독하여 생성하지만 다른 기준 전원을 설치하여도 된다. 또한, 보정 회로(124)는 마이크로 컴퓨터(105), 비교 회로(122), 기억 회로(123)로 구성하였지만, 비교 회로(122) 및 기억 회로(123)를 동일한 마이크로 컴퓨터(105)에 조립할 수 있다. 이 경우, 소비 전력이나 부품 점수, 레이아웃 면적 등을 더 삭감할 수 있다.
<실시예 3>
도 3에 실시예 3을 나타낸다. 도 3에서, 참조 번호 131은 보정 스위치로써 비교 회로(122)의 출력과 기억 회로(123)의 입력 간에 삽입되어 있다. 보정 스위치(131)는 통상의 전압 검출 시는 OFF이다.
실시예 2에서는 보정 모드인지의 여부의 판단을 전압 검출 회로(125)에 인가하는 기준 전원의 전압치 VREF에 따라 마이크로 컴퓨터가 판정하였다. 여기서는 보정 스위치(131)를 ON으로 하면 비교 회로(122)와 기억 회로(123)가 접속되기 때문에, 보정 모드인 것을 확실하게 판정할 수 있다. 따라서 보정 모드에서의 오차의 기억을 확실하게 행할 수 있어 신뢰성이 향상된다. 또, 본 실시예에서는 전위 변환 후의 전압 검출치를 보정하기 때문에 보정 후에 생기는 오차를 제외한다.
본 실시예에서도 비교 회로(122) 및 기억 회로(123)를 동일한 마이크로 컴퓨터(105)에 받아들일 수 있다. 이 경우, 보정 스위치(131) 또는 이 대신에 신호 입력을 마이크로 컴퓨터(105)에 설치한다. 이에 따라 소비 전력이나 부품 점수, 레이아웃 면적 등이 저감한다.
<실시예 4>
도 4에 실시예 4를 나타낸다. 도 4에서, 참조 번호 141은 보정 수단, 참조 번호 142는 선택 회로, 참조 번호 143은 전압 검출 기준 회로이다.
보정 수단(141)은 선택 회로(142)와 전압 검출 기준 회로(143), 비교 회로(122)를 구비하고, 선택 회로(142)의 입력은 각 축전기(101)의 각 단자 간에 접속되어 있다. 또한, 선택 회로(142)의 출력은 전압 검출 기준 회로(143)를 통하여 비교 회로(122)에 입력되어 있다. 이 전압 검출 기준 회로(143)는 미리 교정 또는 정밀도가 보증된 중복계의 정밀도가 높은 전압 검출 회로이다.
보정 모드에서는 선택한 전압 검출 회로(125)의 출력과, 이 기준이 되는 전압 검출 기준 회로(143)의 출력을 비교 회로(122)에서 비교하고, 전압 검출 회로(125)의 오차를 구하고 기억 회로(123)에 이 오차를 기억한다.
다음에, 기억한 오차와 보정식과 기초하여 각 전압 검출 회로(125)의 검출치를 마이크로 컴퓨터(105)에서 보정 연산 처리한다. 이에 따라, 전압 검출회로(125)의 오차가 보정되며 검출 정밀도나 신뢰성이 향상된다.
여기서, 본 실시예에서는 전압 검출 기준 회로(143)는 각 축전기(101)에 각각 설치해도 되지만, 전압 검출 기준 회로(143)가 비교적 고가이며 또한 장치의 회로수 증가로도 이어지기 때문에, 바람직하게는 도 4에 도시한 바와 같이 선택 회로(142)를 설치하여 전압 검출 기준 회로(143)를 공유화한다. 또한, 보정 수단(141)이 비교 회로(122)를 구비하고 있어도 된다. 그리고, 본 실시예에서는 보정 모드 시 이외에 보정 수단(141)을 축전 장치로부터 분리할 수 있도록 해도 된다.
<실시예 5>
도 5에 실시예 5를 나타낸다. 본 실시예는 도 1 ∼ 도 4에서의 전위 변환 회로(103)가 미분형의 천이 신호를 전송하는 절연 커플러로 하였다. 도 5에서, 참조 번호 201은 차동 증폭 회로, 참조 번호 202는 절연 배리어, 참조 번호 203은 부하 저항, 참조 번호 204는 천이 검출 회로, 참조 번호 205는 펄스 재생 회로이다.
차동 증폭 회로(201)의 초단은 CMOS의 차동 증폭기로 구성되고, 기준 전압 Vref와 입력 펄스 신호 Pls_in과의 비교 결과를 상보 신호 Pls_10으로 출력한다. 차동 증폭 회로(201)의 다음단(구동단)의 드라이버는 CMOS 인버터로 구성되고, 이에 따라, 대부분 전원 전압과 동일한 진폭을 갖는 상보 펄스 신호쌍(차동 증폭 회로 출력) Pls_1을 출력한다.
절연 배리어(202)는 1차측과 2차측과의 절연 내압을 갖는 용량성의 절연 배리어이다. 1차측 및 2차측 각각의 단자는 각각, 고전위 전원(VDD1 또는 VDD2) 간또한 저전위 전원(VSS1 또는 VSS2) 간에 역방향 접속의 다이오드를 설치하고 노이즈 등에 의한 서지를 흡수한다.
부하 저항(203)은 1차측에서의 용량성 결합에 의해 2차측 단자에 미분 파형을 출력하기 위해서 설치한 미분 수단이다. 부하 저항(203)은 고전위 전원 VDD2와 2차측의 단자 간을 단락하도록 설치하고 있다. 이 때문에, 2차측의 단자는 정상적으로는 고전위 전원 VDD2의 전위에 고정되며 1차측의 단자의 "Hi" 레벨에서 "Lo" 레벨로 천이한 경우에 "Lo" 레벨측으로 스파이크형의 미분 파형을 발생한다.
천이 검출 회로(204)는 미분 신호쌍 Pls_3을 입력하여 입력 펄스 신호 Pls_in의 상승 엣지와 하강 엣지 각각을 검출하여 단안정 펄스 Pls_4를 발생한다. 천이 검출 회로(204)의 입력단은 미분 신호쌍 Pls_3을 서로 역접속하여 입력 신호로 하는 쌍의 CMOS 차동 증폭기를 이용한다. 쌍의 CM0S 차동 증폭기는 각각 싱글 엔드의 신호를 출력한다. CMOS 차동 증폭기의 입력 신호는 정상적으로 동일 레벨이 되기 때문에 부하는 PMOS의 전류 미러로 구성한다.
CMOS 차동 증폭기는 미분 신호쌍 Pls_3에 전위차가 생겼을 때에만(입력 펄스 신호 Pls_in이 천이하였다), 그 전위차에 대한 차동 출력(개개의 CMOS 차동 증폭기는 싱글 엔드 출력) Pls_40을 출력한다. 따라서, 쌍의 CMOS 차동 증폭기의 출력 Pls_40에 정기적으로는 동일한 레벨이 된다. 이 때문에, 다음단의 PMOS 입력의 레벨 변환 회로의 출력은 입력 신호가 동일 레벨일 때 중간 레벨(다음단의 게이트의 논리 임계치 부근의 레벨)을 출력하지 않도록 설계한다.
예를 들면, 본 실시예의 경우, 다음단의 플립플롭으로 이루어지는 펄스재생(복조) 회로(205)는 CMOS의 NAND 게이트로 받기 때문에, Pls_40이 동일 레벨 시에는 "Hi" 레벨을 출력하도록 레벨 변환 회로의 MOS의 게이트 폭 등을 설계한다. 따라서, 도 5에서 Pls_40를 Pls_4로 변환하는 레벨 변환 회로에서는 입력측의 PMOS의 게이트 폭과 NMOS의 게이트 폭과의 비와 출력측의 PMOS의 게이트 폭과 NMOS의 게이트 폭과의 비는 다르다. 천이 검출 회로(204)의 출력은 정상적으로는 양쪽 모두 "Hi" 레벨이며 입력 펄스 신호 Pls_in의 천이에 대응하여 상승 시에 한쪽에 또한 하강 시에 다른쪽에 "Lo" 레벨의 단안정 펄스를 발생한다.
펄스 재생 회로(205)는 천이 검출 회로(204)의 출력 신호 Pls_4에 의해 입력 펄스 신호 Pls_in을 2차측에 재생하여 출력 펄스 Pls_out을 출력하는 플립플롭으로 구성된다. 본 실시예는 2조의 CMOS-NAND 게이트로 구성되는 플립플롭과, 1조의 CMOS 인버터의 드라이버로 펄스 재생 회로(205)를 구성한다. 필요에 따라 플립플롭을 리세트하는 수단을 구비해도 된다.
본 실시예의 절연 커플러에서는 2차측의 단자가 부하 저항(203)을 통하여 고전위 전원 VDD2에 단락되어 있기 때문에, 1차측의 하강 동작이 중요해지고 있다. 이 때문에, 차동 증폭 회로(201)의 출력단 CMOS 인버터는 논리 임계치 VLT를 (VDD-VSS)/2보다 낮게 설정하면 하강의 천이 시간이 짧아져서 타이밍의 변동을 억제할 수 있다.
본 실시예에서는 절연 배리어(202) 전후의 회로를 차동 회로로 구성하고 있기 때문에 공통 모드 노이즈의 내성이 향상되고 S/N비가 향상된다. 또한, 절연 배리어(202) 후단의 천이 검출 회로(204)를 쌍의 차동 증폭기로 구성했기 때문에CMRR(Common Mode Rejection Rate)이 우수한 증폭 회로를 실현하였다. 또한 본 실시예에서는 절연 커플러의 회로를 단순한 CMOS 게이트로 구성하고 있기 때문에, 5V 이하(1. 8V 정도까지)의 낮은 전압에도 충분히 대응할 수 있어 소비 전력을 작게 할 수 있다.
도 6은 도 5의 회로의 타이밍차트이다. 입력 펄스 신호 Pls_in을 받아서 차동 증폭 회로(201)의 출력 Pls_1은 차동의 신호가 된다. 또한 부하 저항(203)의 신호 파형은 절연 배리어(202)의 1차측에서의 용량성 결합에 의해 미분 신호 Pls_3이 된다. 그리고, 천이 검출 회로(204)의 출력, 천이 검출 신호 Pls_4는 미분 신호 Pls_3과 동기한 구형파이다. 최종 출력단의 펄스 재생 회로(205)의 출력, 재생 펄스 신호 Pls_out은 Pls_4의 상보의 천이와 동기한 펄스폭의 구형파이고, Pls_in과 일치한 파형으로 되어 있다. 이와 같이 미분형의 절연 커플러는 그 천이 신호가 미분 파형이 되므로 절연 커플러의 소비 전력이 저감한다.
<실시예 6>
도 7에 실시예 6을 나타낸다. 도 7에서, 참조 번호 401은 액티브 필터, 참조 번호 402는 전압 검출 회로이다. 본 실시예는 축전기 회로(102)에 액티브 필터(401)를 구비한 것 외에는 상기 실시예 1 ∼ 실시예 5와 마찬가지이다. 본 실시예에서는 액티브 필터(401)가 OP 증폭기 및 저항, 컨덴서로 구성되며, 전압 검출 회로(402)의 입력과 축전기(101) 간에 설치되어 있다.
액티브 필터(401)는 축전기(101)의 단자 간에 중첩되는 노이즈 성분을 제거하고 축전기(101)의 직류 전압 성분을 전압 검출기(402)에 입력한다. 이에 따라,전압 검출 회로(402)는 노이즈 성분에 의한 오류 검출이 방지되며, 검출 정밀도나 신뢰성이 향상된다.
<실시예 7>
도 8은 본 발명의 실시예 7을 나타낸다. 도 8에서, 참조 번호 501은 전압 시간 변환 회로, 참조 번호 502는 충전 스위치, 참조 번호 503은 축전 소자, 참조 번호 504는 방전 스위치, 참조 번호 505는 판정 회로, 참조 번호 506은 시간 전압 변환 회로, 참조 번호 507은 충방전 저항이다.
전압 시간 변환 회로(501)는 축전기 회로(102) 내에 설치되며 충전 스위치(502)와 방전 스위치(504)의 직렬 접속, 축전 소자(503)와 방전 스위치(504)의 충방전 저항(507)을 통한 병렬 접속 및 충방전 저항(507)과 축전 소자(503)의 공통 접속점을 입력으로 하는 판정 회로(505)로 구성되어 있다. 또한, 시간 전압 변환 회로(506)는 비교기로 구성되어 있다. 그리고, 전압 시간 변환 회로(501)와 시간 전압 변환 회로(506)를 접속하는 절연 커플러(103)는 싱글 엔드로 절연 배리어(202)의 2차측은 공통으로 접속되며, 부하 저항(203), 천이 검출 회로(204), 펄스 재생 회로(205)를 공유한 구성으로 되어 있다.
전압 시간 변환 회로(501)는 이하과 같이 동작한다. 우선, 충전 스위치(502)를 ON하고, 방전 스위치(504)를 OFF하여, 축전기(101)의 단자 간 전압 VB와 등전압이 되기까지 축전 소자(503)를 충전한다. 다음에 충전 스위치(502)를 OFF하고, 방전 스위치(504)를 ON하여 축전 소자(503)를 방전시킨다. 그리고 판정 회로(505)에 의해 축전 소자(503)의 전압이 임계 전압 VTH[본 실시예에서는 판정회로(505)의 MOSFET의 게이트 임계 전압]가 된 것을 판정하고 판정 회로(505)의 출력을 반전시킨다.
현재, 축전 소자(503)의 방전 시간을 t, 축전 소자(503)의 전압을 Vc(=VB), 축전 소자(503)의 용량을 C, 방전 스위치(504) 및 충방전 저항(507)의 저항을 R로 하면 이하의 관계가 있다.
여기에서, 전압 시간 변환 회로(501)는 축전기(101)의 전압 VB(=Vc)를 방전 시간 t, 즉 판정 회로(505)의 출력의 펄스 폭 또는 펄스 간격으로 변환한다. 여기서는 방전 시간 t로써 펄스폭 또는 펄스 간격으로 변환하는 경우를 설명하였지만, 충전 시간이라도 마찬가지이다. 수학식 2에서 밝힌 바와 같이 전압 시간 변환 회로(501)의 변환 정밀도는 C, R 및 VTH에 의존한다. 이 때문에, 축전 소자(503), 방전 스위치(504), 충방전 저항(507) 및 판정 회로(505)는 소자 특성의 변동을 작게 한다. 특히, 판정 회로(505)는 소자 변동이 작은 바이폴라 트랜지스터나 고 정밀도의 비교기를 이용하는 것이 바람직하다. 바이폴라 트랜지스터는 고유 전위가 소자마다 온도에 대하여 안정되어 있으므로 VTH의 변동을 작게 하는 데에 바람직하다. 또한, C나 R은 일반적으로 온도에 대하여 값이 변화하므로 필요에 따라 수학식 2의 값을 온도 보정한다.
다음에 시간 전압 변환 회로(506)는 펄스 재생 회로(205)의 출력과 클럭 CLK 신호를 비교기에서 비교하여, 펄스 재생 회로(205)의 출력이 Hi인 기간, 펄스열을 출력한다. 마이크로 컴퓨터(105)는 이 펄스수를 카운트하고, 펄스수에 따라 전압으로 변환한다. 가령 축전 소자(503)의 전압을 5V, 이것을 1㎳로 방전하고, CLK를 16㎒로 하면 펄스 열의 펄스수는,
1 펄스당 전압은,
이 된다 이와 같이, 본 실시예에 따르면, 높은 전압 검출 정밀도가 얻어진다.
여기서, 시간 전압 변환 회로(506)에서 비교기 대신에 인풋 캡쳐 기능을 갖는 마이크로 컴퓨터를 이용해도 된다.
또한, 본 실시예에서는 절연 커플러의 절연 배리어(202)의 2차측이 공통으로 접속되며, 부하 저항(203), 천이 검출 회로(204), 펄스 재생 회로(205)를 공유한 구성이기 때문에, 각 축전기(101)에 접속되는 전압 시간 변환 회로(501)가 순차 동작한다.
또한, 본 실시예에서는 각 축전기(101)의 전압을 마이크로 컴퓨터(105)에서순차 비교한다. 그 결과, 각 축전기(101)의 전압에 언밸런스가 있는 경우, 예를 들면 전압이 다른 보다 큰 축전기(101)에 접속되는 전압 시간 변환 회로(501)의 충전 스위치(502)와 방전 스위치(504)를 동시에 ON시킨다. 이에 따라 충전 전류의 바이패스 또는 자기 방전을 충전 스위치(502)와 방전 스위치(504)의 직렬 접속으로 행하고 전압의 언밸런스를 해소한다.
본 실시예에서는 충전 스위치(502)와 방전 스위치(504)의 직렬 접속 패스에 포함되지 않는 충방전 저항(507)을 방전 스위치(504)와 축전 소자(503) 간에 삽입하고 방전 시간을 조정하고 있다. 따라서, 바이패스 전류를 크게 하기 위해서 각 스위치의 저항치를 저감하여도 충분한 전압 검출 정밀도가 얻어지도록 충방전 저항(507)의 값을 적절하게 설정하여 방전 시간을 조정할 수 있다. 이와 같이 본 실시예에 따르면 직렬 접속된 축전기(101)의 전압 검출 회로와 바이패스 회로를 공유화하고, 전압 검출과 전압 언밸런스 해소 기능을 동시에 실현할 수 있다.
도 9는 도 8의 동작을 나타내는 타이밍차트이다. 충전 스위치(502)가 ON(Hi)의 기간, 축전 소자(503)는 충전되며 축전기(101)의 전압과 등전압이 된다. 다음에 충전 스위치(502)가 OFF(Lo), 방전 스위치(504)가 ON이 되면 축전 소자(503)의 전압은 지수 함수적으로 감소해간다. 그리고, 축전 소자(503)의 전압이 임의의 전압 이하가 되면, 판정 회로[505 ; 천이 검출 회로(205)]의 출력은 Lo로 반전한다. 또한, 비교기에 의한 클럭 CLK와 천이 검출 회로(205)의 비교 결과는 판정 회로[505 ; 천이 검출 회로(205)]의 출력이 Lo로 반전하기까지 펄스열로서 연속한다.
마이크로 컴퓨터(105)에서는 방전 스위치(504)가 ON인 기간의 이 펄스열을 카운트하여 전압치로 변환한다. 또한 펄스열이 규정수 미만에서는 축전기(101)가 과방전 상태 또는 충전 스위치(502)가 이상을 일으켜서 오동작한다고 검출할 수 있다. 또는 규정수 이상에서는 축전기(101)가 과충전 상태 또는 방전 스위치(504)가 이상을 일으켜서 오동작한다고 검출할 수 있다. 그리고, 충전 스위치(502)가 ON인 기간, 펄스열이 발생하지 않은 경우에는 축전기(101)가 과방전 상태 또는 단락 상태 또는 충전 스위치(502)가 이상을 일으켜서 오동작한다고 검출할 수 있다.
또한, 전압 시간 변환 회로(501)의 충전 스위치(502)와 방전 스위치(504)를 바이패스 회로로서 이용하고 있는 경우에는 펄스열의 유무를 판정함으로써 밸런스 회로가 정상적으로 동작하는지의 여부를 검증할 수 있다.
이와 같이 본 실시예에 따르면, 전압 검출 기능이나 언밸런스 해소 기능 외에 과충전이나 과방전, 단락 등 축전기(101)의 상태 검출, 바이패스 회로를 겸하는 전압 시간 변환 회로(501)의 동작 검증을 동시에 달성하는 것이 가능해진다. 또한 바이패스 회로로서는 충전 스위치(502)와 방전 스위치(504)가 직렬로 접속되기 때문에, 만일 어느 하나의 스위치가 단락 고장난 경우 등이라도 또 하나의 스위치에 의해서 바이패스 회로를 확실하게 차단한다는 중복성을 가질 수 있다.
<실시예 8>
도 10에 실시예 8을 나타낸다. 도 10에서, 참조 번호 701은 보정 기준 회로, 참조 번호 702는 스위치, 참조 번호 703은 기준 전원이 되는 제너 다이오드이다. 보정 기준 회로(701)는 스위치(702)와 기준 전원(703)으로 구성되어 있다.
적시에, 충전 스위치(502)와 스위치(702)를 ON하고 축전 소자(503)를 기준 전원(703)과 등전압이 되기까지 충전한다. 다음에 충전 스위치(502)와 스위치(702)를 OFF하고 방전 스위치(504)를 ON하여 축전 소자(503)를 방전시킨다.
기준 전원(703)의 전압(Vref)은 미리 설정되며 기지를 위해 방전 시간(tref)을 기준으로 하고, 시간 전압 변환 시에서의 축전 소자(503)의 용량 C, 방전 스위치(504)의 저항 R, 판정 회로(505)의 임계 전압 VTH, 온도 T 등에 의한 방전 시간 t의 오차를 보정한다.
즉, 기준 전원(703)의 전압을 Vref1, 이 경우의 방전 시간을 tref1로 하면 수학식 5와 같아진다.
수학식 5에서 전압이 Vc의 축전 소자(503)의 방전 시간 t는,
로 나타내며, 방전 시간 t에서 VTH가 구해진다. 또한, 제2 기준 전원(도시하지 않음)을 설치하고, 이 때의 전압을 Vref2, 방전 시간을 tref2로 하면 수학식 6은,
로 나타내며, 상기 C, R의 값을 몰라도 방전 시간 t에서 축전기(101)의 전압 Vc를 구한다. 이와 같이 축전 소자(503)의 용량 C나 방전 스위치(504)의 저항 R이 불명한 경우라도 축전기(101)의 전압 Vc를 정확하게 검출된다. 또한, 수학식 7에 도시한 바와 같이 상기 t는 상기 C나 R의 값에 의존하지 않으므로, 온도 등에서 상기 C나 R의 값이 변화한 경우라도 축전기(101)의 전압 Vc를 정확하게 검출할 수 있다.
<실시예 9>
도 11에 실시예 9를 나타낸다. 도 11에서, 참조 번호 801은 단(單)축전기, 참조 번호 802는 레벨 시프트 회로이다. 레벨 시프트 회로(802)는 여기서는 PMOS와 저항 RH, RL로 구성되며 입력 신호의 전위 레벨 및 진폭을 저항 RH와 RL의 비로 변환한다. 본 실시예에서는 축전기(101)가 복수의 단축전기(801)를 더 직렬로 접속하고 있다. 또한, 축전기 회로(102)는 단축전기(801) 각각에 접속되는 전압 시간 변환 회로(501)와, 보정 기준 회로(701), 레벨 시프트 회로(802), 시간 전압 변환 회로(506)로 구성되어 있다. 도 11에 도시한 바와 같이, 레벨 변환 회로(802)에서는 복수의 전압 시간 변환 회로(501)가 상기 RL을 공유하고, 각 전압 시간 변환 회로(501)의 출력이 공통 접속되어 있다.
본 실시예에서는 단축전기(801)로서 리튬 2차 전지를 이용했기 때문에, 그 최고 기전압이 4.2V이기 때문에, 4직렬에서는 16.8V, 8직렬에서는 33.6V가 된다. 따라서, 축전기 회로(102)는 18V 또는 36V의 일반적인 반도체 디바이스를 사용할 수 있다. 또한, 이들의 직렬 접속수 이내로 구성하면 축전기 회로(102)를 동일 품종의 IC칩 또는 하이브리드 IC로실현하는 것이 용이하며 부품 점수를 삭감할 수 있어 장치의 사이즈 및 비용이 저감한다.
<실시예 10>
도 12에 실시예 10의 평면도를 나타낸다. 도 12에서, 참조 번호 901은 SOI(Silicon on Insulator) 웨이퍼, 참조 번호 902는 절연 트렌치, 참조 번호 903은 본딩 패드이다. 절연 트렌치(902)는 SOI 웨이퍼 내에 홈을 형성하고, 이 홈을 절연물로 매립하여 형성한다. 축전기 회로(102), 절연 커플러(103), 메인 회로(104)가 이 절연 트렌치(902)로 둘러싸여서 동일한 SOI 웨이퍼(901)에 집적되어 있다.
도 13은 도 12의 단면도이다. 참조 번호 1001은 절연층, 참조 번호 1002는 반도체층, 참조 번호 1003은 보호층이며, 절연 트렌치(902)에 의해서 반도체층(1002)이 분할되며, 좌측에서 축전기 회로(102)의 영역, 전위 변환 회로(103)의 영역, 메인 회로(104)의 영역이 배열된다. 이 구조는 약 2㎛ 두께의 SiO2를 절연층(1001)으로하여층으로 한 SOI 웨이퍼(901)를 준비하고, 이 위에 포토마스크를 사용한 박막 프로세스를 이용하여 각 영역을 형하였다.
SOI 웨이퍼(901)는 단결정 실리콘의 기판에 SiO2일층 혹은 또한 표면을 산화한 폴리실리콘을 중첩한 다층의 절연층(1001)을 중첩하고 또한 단결정 실리콘의 반도체층을 중첩한 구성이 되고 있다. 접합은 본 실시예에서는 폴리실리콘 표면의 실리콘 산화막 표면을 경면 연마하여 중첩시킨 후에 특정 온도로 열처리에 의해 접합하였다.
절연 트렌치(902)는 SiO2층인 절연물이다. 이 절연 트렌치(902)는 일단, 홈(트렌치)을 파서 SiO2나 BPSG(Boro Phosphosilicate Glass)로 매립하는 방법, 트렌치 측벽을 얇게 산화하고나서 폴리실리콘을 매립하는 방법 혹은 PlV(polyimide varnish)나 SOG(spin on glass)를 도포하는 방법 혹은 상면에서의 산소 이온 조사에서 반도체층을 절연체로 바꾸는 등의 방법으로 형성한다.
보호층(1003)은 SiO2, HLD(High Temperature Low Pressure Decomposition Films) 혹은 SiN 등의 절연물로, 이 층 중에 폴리실리콘이나 알루미늄에 의한 배선층을 포함하고 있다.
절연 커플러의 절연 배리어(202)는 3개의 전극 영역(202a, 202b, 202c)과 절연 트렌치(902)로 구성한다. 이와 같이 하면, 절연층(1001)의 두께에 비하여 절연 트렌치(902)의 폭에 제한이 있는 트렌치 분리 방식인 경우라도 절연 배리어(202)를 직렬 접속함으로서 절연 내압을 확보할 수 있다.
또한, 절연 배리어(202)는 허리띠를 접듯이 패턴화하여 전극 영역이 접하는 길이를 길게 하면 작은 반도체 면적이라도 필요한 용량치를 얻을 수 있다. 덧붙여서 말하면, 본 실시예에서는 약 160㎛의 정방형으로 약 2pF, 내압은 직류 내압 시험에서 1 절연 트렌치(902)당 약 750V의 절연 성능이 얻어지고 있다. 또, 절연 트렌치(902)의 패턴을 형성함에 있어서는 예각의 패턴이 생기지 않도록, 접히는 부분이나 각(角)부분에는 가능한 한 원호 패턴(반경 2 ∼ 5㎛)을 이용하여 절연 내압을유지한다.
또한, 본 실시예에서는 복수의 회로가 기판(901)에서 절연 트렌치(902) 및 절연층(1001)에 의해 절연하고 있기 때문에, 패키지 실장에 있어서 이 집적 회로를 프레임에 직접 접착할 수 있어 열방산이 좋은 이점이 있다. 또한, 본 실시예에서는 절연층을 다층으로 하여 각 층의 두께를 조절함으로써 응력을 분산하여 기판의 휘어짐을 경감하였다.
본 실시예에서 축전기(101)로서 리튬 2차 전지를 이용한 경우, 그 최고 기전압(起電壓)이 4.2V 정도이기 때문에, 축전기 회로(102)의 내압은 5V 정도로 좋다. 마찬가지로, 메인 회로(104)의 내압도 5V 정도로 좋다. 즉, 절연 트렌치(902)에 둘러싸인 각 회로는 모두 5V의 내압이 있으면 된다.
또한, 본 실시예에서 리튬 2차 전지를 96개 직렬로 접속한 경우라도 최고 전압은 약 400V 정도이며, 절연 트렌치(902)의 절연 성능에 충분히 낮은 전압이다. 따라서, 절연 커플러 및 그 외의 회로를 SOI 웨이퍼(901)에 집적할 수 있다. 절연 커플러 및 그 외의 회로를 SOI 웨이퍼(901)에 집적함으로써, 회로수가 적게 염가로 소형, 저소비 전력으로 또한 제어 정밀도, 노이즈 마진이 높게 신뢰성이 높은 축전 장치를 실현할 수 있다.
<실시예 11>
도 14에 실시예 11을 나타낸다. 본 실시예에서는 실시예 9의 축전 회로(102)를 실리콘 웨이퍼(1101)에 형성하였다. 도 14에서, 실리콘 웨이퍼(1101) 상에 전압 시간 변환 회로(501), 보정 기준 회로(701), 레벨 시프트 회로(802), 시간 전압 변환 회로(506)가 형성되어 모노리식 IC가 되고 있다.
본 실시예에서는 단축전기(801)에 리튬 2차 전지를 이용했으므로, 그 최고 기전압이 4.2V이기 때문에, 4직렬에서는 16.8V, 8직렬에서는 33.6V가 된다. 따라서, 축전기 회로(102) 및 레벨 시프트 회로(802)는 18V 또는 36V의 내압이 있으면 되기 때문에, 이들을 동일한 실리콘 웨이퍼(1101) 상에 형성하고 모노리식 IC를 용이하게 실현할 수 있다. 본 실시예에 의해 부품 점수를 삭감할 수 있어 소형으로 저가에 축전 장치를 실현할 수 있다.
<실시예 12>
도 15에 실시예 12를 나타낸다. 도 15에서, 참조 번호 1201은 상용 전원, 참조 번호 1202는 태양 광발전 장치, 참조 번호 1203은 부하 장치, 참조 번호 1204는 제어 변환기, 참조 번호 1205는 전환기, 참조 번호 1206은 멀티플렉서이다. 복수의 축전기(101)가 직렬 접속되며 축전기 회로(102)가 축전기(101) 양단에 각각 접속되며 그 출력은 절연 커플러, 멀티플렉서(1206)를 순서대로 통하여 메인 회로(104)에 접속되어 있다. 또한, 축전기(101)열의 양단에 제어 변환기(1204)가 접속되며, 메인 회로(104) 내의 마이크로 컴퓨터(105)와 제어 변환기(1204) 내의 MCU(Microprocessor Control Unit)도 절연 커플러를 통하여 서로 접속되어 있다.
또한, 태양 광발전 장치(1202), 부하 장치(1203), 제어 변환기(1204)는 각각 전환기(1205)를 통하여 공통의 상용 전원(1201)에 접속되어 있다. 동시에, 태양 광발전 장치(1202), 부하 장치(1203), 제어 변환기(1204), 전환기(1205), 메인 회로(104)는 절연 커플러(103)에 의해서 양 방향으로 연결되어 있다.
태양 광발전 장치(1202)는 태양 전지에 의해 태양 광을 직류 전력으로 변환하고 인버터 장치에 의해 교류 전력을 출력한다. 또한, 부하 장치(1203)는 에어컨, 냉장고, 전자 레인지, 조명 등의 가전품이나 모터, 컴퓨터, 의료 기기 등의 전기 기기이다. 제어 변환기(1204)는 교류 전력을 직류 전력으로 변환하거나 또는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 충방전기이다. 또한, 제어 변환기(1204)는 이들 충방전의 제어나 상술한 태양 광발전 장치(1202), 부하 장치(1203) 등의 기기를 제어하는 제어기를 겸한다.
여기서, 이들의 기기는 장치 내에 전환기(1205)를 구비한다. 또한, 본 실시예의 축전 장치는 도시한 구성 이외의 제어 변환기(1204)나 그 외의 기기의 접속 형태가 될 수 있다.
도 15에 도시하는 부하 장치(1203)가 필요로 하는 전력을 상용 전원(1201)이나 태양 광발전 장치(1202)로부터 다 제공받지 못했을 때 제어 변환기(1204)를 통하여 축전기(101)로부터 전력을 공급받는다. 그리고, 상용 전원(1201)이나 태양 광발전 장치(1202)로부터의 전력 공급이 과잉이 되고 있을 때 제어 변환기(1204)를 통하여 축전기(101)에 축전한다.
이들의 동작 중에서, 축전기(101)의 단자 간 전압이 방전 정지나 충전 정지 레벨에 달하면, 메인 회로(104)는 그 신호를 제어 변환기(1204)로 보내고 제어 변환기(1204)는 충반전 등을 제어한다.
본 실시예에 따르면, 상용 전원(1201)의 계약 전력이나 소비 전력, 태양 광발전 장치(1202)의 발전 정격을 내리는 것이 가능해지며 설비비나 러닝 코스트가저감한다.
또한, 소비 전력이 특정 시간대에 집중하고 있을 때 축전기(101)로부터 상용 전원(1201)에 전력을 공급하고, 소비 전력이 적을 때 반대로 축전 장치에 축전함으로써 상용 전원으로부터의 전력 공급 집중을 완화하고, 상용 전원으로부터의 전력 공급이 평준화된다.
또한 제어 변환기(1204)는 부하 장치(1203)의 전력 소비를 감시하고, 부하 장치(1203)를 제어하기 위해서 에너지 절약이나 전력의 유효 이용을 달성할 수 있다.
도 16은 본 실시예에서의 검출 데이터 처리의 일례의 설명도이다. 종축(Y 축)은 전압 V, 횡축(X축)은 전류 I이다.
기억된 임의의 기간의 전압 검출 회로(125)의 전압 검출 데이터 및 전류 검출 회로(108)의 전류 검출 데이터를 최소 2승법에 의해 직선 근사한다.
이와 같이 얻어진 직선의 Y 절편은 X=0에서, 축전기(101)의 개로 전압 OCV에 상당한다. 또한, 기울기는 축전기(101)의 내부 저항 R에 상당한다. 그리고, 근사 직선은 Y=R·I+OCV로 나타난다. 이와 같이 마이크로 컴퓨터 내에서 전압 검출 회로(125)의 전압 검출 데이터 및 전류 검출 회로(108)의 전류 검출 데이터에서 축전기(101)의 개로 전압이나 내부 저항을 구한다. 또한, 이들을 이용하여 축전기(101)의 잔존 용량이나 수명을 추정한다.
<실시예 13>
도 17에 실시예 13을 나타낸다. 도 17은 도 15의 구성에 대한 마이크로 컴퓨터 처리 알고리즘의 주요부를 발췌한 것이다.
도 15에서 메인 회로(104) 내의 마이크로 컴퓨터(105)와 제어 변환기(1204) 내의 MCU의 2개가 축전 장치에 관계하고 이들은 통신으로 연결되어 있다. 또한, 축전기 회로(102)에는 전압 검출 회로(125)를 겸하는 전압 시간 변환 회로(501)가 포함되며, 그 출력은 전위 변환 회로(103), 멀티플렉서(1206)를 순서대로 통하여 마이크로 컴퓨터(105)의 입력 캡쳐 단자(도시하지 않음)에 입력되어 있다. 또한 전류 검출 회로(108)의 출력은 MCU에 입력되어 있다.
우선, 축전기 회로(102) 및 메인 회로(104)측에서는 전 충전 스위치(502)를 ON해둔다. 그리고, 전류 검출 회로(108) 및 MCU측에서 검출 개시 지령을 하면 그 지령을 통신한다. 통신에서는 수신이 완료한 인터럽트와 송신이 완료한 인터럽트가 송수신측에서 각각 거의 동시에 발생한다. 이것을 받아 축전기 회로(102) 및 메인 회로(104)측에서는 전 충전 스위치(502)를 OFF한다. 또한, 전류 검출 회로(108) 및 MCU측에서는 전류 측정을 개시한다.
이에 따라 전류 측정과 복수 임의의 충전 스위치(502)의 OFF도 거의 동시에 행해진다. 즉, 복수 임의의 축전기(101)의 전압 클램프와 전류 측정이 동시에 행해진다.
다음에, 도 15에서는 전압 시간 변환 회로(501)의 출력이 멀티플렉서(1206)를 통하여 하나의 입력 캡쳐 단자에 입력되어 있기 때문에, 축전기 회로(102) 및 메인 회로(104)측에서는 하나의 방전 스위치 a(504)만을 ON하고, 계속해서 시간 전압 변환 및 전압 기록을 행한다. 그리고, 다음의 방전 스위치 b의 ON과, 순차 동일 동작을 반복해간다.
이 경우도, 전류 측정 시의 전압이 이미 클램프되어 있기 때문에 순차 복수의 축전기(101)의 시간 전압 변환을 행해도 전압과 전류 검출 데이터의 동시성을 달성하는 것이 가능해진다.
<실시예 14>
도 18에 실시예 14의 모식도를 나타낸다. 도 18에서, 참조 번호 1207은 퍼스널 컴퓨터, 참조 번호 1208은 카드 슬롯, 참조 번호 1209는 PC카드, 참조 번호 1210는 축전기(101)의 전류 프로브, 참조 번호 1211은 각 축전기(101)의 단자 전압을 입력하는 전압 프로브이다. PC 카드(1209)는 축전기 회로(102), 전위 변환 회로(103), 메인 회로(104)를 구비하고 있어, 퍼스널 컴퓨터(1207)의 카드 슬롯(1208)에 장착된다. 그리고, 전류 프로브(1210) 및 전압 프로브(1211)는 PC 카드(1209)에 접속되어 있다.
본 실시예는 전류 프로브(1210) 및 전압 프로브(1211)를 검출 단자로 하는 평가 장치이다. 특히, 전위 변환 회로(103)를 절연 커플러로 구성하면 노트 퍼스널 컴퓨터(1207)계의 전위 레벨과 전류 프로브(1210) 및 전압 프로브(1211)의 전위 레벨이 달라도 축전기(101)의 단자 전압을 검출할 수 있다.
이상 설명한 것과 같은 본 발명에 따르면, 복수의 축전기가 직렬 접속된 회로에 있어서, 회로수가 감소되고, 저가이며, 소형이고, 소비 전력이 낮고, 또한 제어 정밀도와 노이즈 마진이 높은 고신뢰도의 축전 장치를 실현할 수 있다.
따라서, 리튬 2차 전지 또는 니켈 수소 전지, 전기 이중층 캐패시터 등의 축전기 또는 축전기가 다수 직력로 접속된 축전 장치, 및 이들을 평가하는 평가 장치, 이들의 제조 방법에 유익하다.

Claims (11)

  1. 축전 장치에 있어서,
    직렬로 접속되는 복수의 축전기;
    상기 복수의 축전기 각각의 단자 전압을 입력하고, 상기 단자 전압에 따른 신호를 출력하는 복수의 축전기 회로;
    상기 신호 각각의 전위 레벨을 변환하는 복수의 전위 변환 회로; 및
    전위 레벨이 변환된 상기 신호를 입력하여 소정의 처리를 행하는 처리 회로
    를 포함하는 축전 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 복수의 전위 변환 회로에서 상기 처리 회로로의 출력 신호와 상기 처리 회로가 상기 복수의 축전기 회로에 출력하는 제어 신호를 선택하는 선택 회로를 더 포함하는 축전 장치.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 복수의 전위 변환 회로 각각은 상기 복수의 축전기 회로와 상기 처리 회로 간에 접속된 절연 커플러를 포함하는 축전 장치.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 복수의 전위 변환 회로 각각은 상기 복수의 축전기 회로와 상기 처리 회로 간에 접속된 용량성 절연 배리어를 포함하는 축전 장치.
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 복수의 축전기 회로가 상기 처리 회로의 제어 신호에서 개폐하는 바이패스 회로를 포함한 축전 장치.
  6. 축전 장치에 있어서,
    직렬로 접속되는 복수의 축전기와, 상기 복수의 축전기 각각의 전압을 검출하는 복수의 축전기 회로와, 검출된 상기 전압을 수신하여 소정의 처리를 행하는 처리 회로를 포함하고,
    상기 처리 회로는 상기 복수의 축전기 회로의 오차에 기초하여 수신된 상기 전압을 보정하는 보정 연산 처리를 행하는 축전 장치.
  7. 축전 장치에 있어서,
    직렬로 접속되는 복수의 축전기와, 상기 복수의 축전기의 전압에 따른 펄스 신호를 출력하는 복수의 축전기 회로와, 상기 펄스 신호 각각의 전위 레벨을 변환하는 복수의 전위 변환 회로를 포함하는 축전 장치.
  8. 제7항에 있어서, 상기 축전기 회로는 축전 소자를 포함하고, 상기 축전기의 전압에 의해 상기 축전 소자를 충전하고 또는 상기 축전기의 전압에 의해서 충전하고나서 방전하고, 충전 시간 또는 방전 시간에 따른 펄스폭의 상기 펄스 신호를 출력하는 축전 장치.
  9. 축전 장치에 있어서,
    축전기와, 상기 축전기의 전압에 따른 펄스폭을 포함하는 펄스 신호 또는 축전기의 전압에 따른 시간폭에서 계속하는 펄스열을 발생하는 회로를 포함하는 축전 장치.
  10. 축전 장치에 있어서,
    렬로 접속되는 복수의 축전기;
    상기 복수의 축전기의 전류를 검출하고 전류에 따른 신호를 출력하는 전류 검출 회로;
    상기 복수의 축전기 각각의 단자 전압을 수신하고, 상기 단자 전압에 따른 신호를 출력하는 복수의 축전기 회로;
    상기 신호 각각의 전위 레벨을 변환하는 복수의 전위 변환 회로; 및
    전위 레벨이 변환된 상기 신호와 상기 전류 검출 회로의 출력 신호를 수신하여 소정의 처리를 행하여 상기 축전기 회로를 제어하는 처리 회로
    를 포함하는 축전 장치.
  11. 축전기의 전압 검출 방법에 있어서,
    축전기를 준비하는 제1 단계;
    상기 축전기의 전압에 따른 펄스폭을 포함하는 펄스 신호 또는 축전기의 전압에 따른 시간폭에서 계속하는 펄스열을 발생하는 제2 단계; 및
    상기 펄스폭 또는 상기 펄스열의 펄스수에 기초하여 상기 축전기의 전압을 검출하는 단계
    를 포함하는 축전기의 전압 검출 방법.
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