KR101680997B1 - 무선 전력 전송 장치 및 그 방법 - Google Patents

Abstract

본 명세서의 다양한 측면에 따라서, 송신 장치에 의해 송신되는 전력을 무선으로 수신하도록 구성되고 상기 송신 장치와 결합되거나 분리되도록 되어있는 수신 안테나의 특징을 포함하는 방법 및 장치가 개시된다.

Description

무선 전력 전송 장치 및 그 방법{WIRELESS POWER TRANSFER APPARATUS AND METHOD THEREOF}

본 출원은 2010년 4월 6일에 제출되어 출원계속 중인 미국 출원 일련 번호 12/754,954의 일부계속출원으로, 상기 미국 출원 일련 번호 12/754,954는 2009년 8월 20일에 제출되어 출원계속 중인 미국 출원 일련 번호 12/544,974 및 12/544,956의 일부계속출원이며, 2008년 8월 20일에 제출된 미국 가출원 번호 61/189,502로부터 35 U.S.C. §119(e) 하의 이익을 주장한다. 전술한 미국 특허 출원들에서의 모든 개시물은 본 명세서에서 참고문헌으로 전부 인용된다.

본 명세서는 전반적으로 전력 송신의 분야에 관한 것으로, 특히 무선으로 전력을 송신하고 수신하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

일반적으로, 무선 전력 송신기에 의해 송신되는 전체 전력은, 예를 들어 규정된 제한사항에 의해 어떤 최대 전력으로 제한될 것이다. 일반적으로 하나의 송신기로부터 다수의 수신기에 전력을 전달하는 두 가지 접근법이 있다.

그 첫 번째는 모든 수신기가 송신되는 전체 전력 중 일부를 동시에 수신하도록 하는 것이다. 전력의 동시 전달은 단점을 갖는다. 고정된 동작 조건에서는 모든 수신기에 대하여 동시에 효율을 최적화하기 어려운데, 이는 상기 시스템이 낮은 전체 효율을 갖도록 한다. 또한, 전력이 어떤 합의된 프로토콜에 따라 다수의 수신기 사이에서 공유될 수 있도록 하기 위해 수신기 측에서 복잡한 제어 회로(complex control circuitry)가 필요하게 된다.

도 1a는 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, 자동 동조 무선 전력 전송 시스템(auto-tuning wireless power transfer system)의 예시적인 시스템도를 도시한다.
도 1b는 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, 도 1a의 상기 예시적인 시스템에 대한 등가 회로도를 도시한다.
도 1c는 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, Tx 루프와 Tx 코일(왼쪽) 및 Rx 코일과 Rx 루프(오른쪽)의 실험적인 구성의 사진을 도시한다.
도 2a는 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, 주파수와 Tx-Rx 결합(k ₂₃ )의 함수로 |S ₂₁ |를 플롯팅(plot)한 도면이다.
도 2b는 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, k ₂₃ 과 k ₁₂ 의 함수로 |S ₂₁ |를 플롯팅한 도면이다.
도 3a는 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, k ₂₃ 의 가장 적합한 값을 찾기 위하여 실험 데이터(검은 점)를 기본 전달 함수(elementary transfer function)(점선)와 그리고 완전 전달 함수(complete transfer function)(실선)와 비교하는 국부 피팅 모델(locally fit model)을 도시한다.
도 3b는 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, 주파수와 Tx-Rx 거리에 대하여 플롯팅된, 실험적인 S21 크기 데이터(검은 점)와 완전 전달 함수로부터 계산된 해석 모델(면)을 비교하는 국부 피팅 모델을 도시한다.
도 4a는 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, |S ₂₁ |이 거리에 대하여 플롯팅되고 기하학적 구조로부터 k ₂₃ 값(데이터에 피팅되지 않음)이 계산되는 경우, 실험 데이터(검은 원)와 비교되는 모델(실선)을 도시한다.
도 4b는 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, 공진 피크점(peak) 위치를 거리의 함수로 플롯팅한 도 4a의 모델을 도시한다.
도 4c는 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, 공진 피크의 크기를 거리의 함수로 플롯팅한 도 4a의 모델을 도시한다.
도 5는 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, 효율과 거리(range)의 절충(tradeoff), 즉 |S ₂₁ | _Critical 대 k _Critical 의 절충 곡선을 동조 파라미터 k _lc 의 함수로 도시한다(여기서, 본 시스템의 표시된 동작점이 (k _lc ＝0.135에서 큰 점으로) 표시되어 있음).
도 6a는 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, 주파수를 동조시켜 거리 변화를 보상하는 실험적인 구현례를 도시한다.
도 6b는 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, 주파수를 동조시켜 방향 변화를 보상하는 도 6a의 실험적인 구현례를 도시한다.
도 6c는 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, 랩탑 컴퓨터에 무선으로 전력이 공급되는 도 6a의 실험적인 구현례를 도시한다.
도 7은 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, 수신기(Rx 코일 및 Rx 루프)의 변화하는 방향을 예시한 도 6a의 실험적인 구현례의 대표적인 정면도를 도시한다.
도 8은 Tx 반경＝0.15m일 때 거리(임계결합 거리) 대 Rx 반경의 플롯을 도시한다.
도 9는 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, 무선 전력 시스템을 위한 자동 동조 절차의 예시적인 흐름도를 도시한다.
도 10은 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, 무선 전력 시스템을 위한 자동 동조 절차의 또 다른 예시적인 흐름도를 도시한다.
도 11은 도 10의 자동 동조 절차의 신호 흐름도를 일반적으로 나타낸 도면이다.
도 12는 낮은 진폭의 주파수 스윕(sweep)을 수행하는 동시에 높은 진폭의 신호를 송신할 수 있도록 하는 아날로그 복조 방식을 예시적이고 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 13은 디지털 신호 처리기(digital signal processor, DSP)를 사용하는 디지털 복조 방식의 예시적인 절차를 도시한다.
도 14a 내지 14d는 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, 송신 측 동조를 위한 예시적인 제어 메커니즘을 도시한다.
도 15a 내지 15d는 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, 수신 측 동조를 위한 예시적인 제어 메커니즘을 도시한다.
도 16은 다수의 수신기 장치에 하나의 송신 안테나를 사용하여 전력을 공급하도록 구성되는 하나의 송신기를 구비한 송신 시스템의 예시를 도시한다.
도 17은 하나의 송신 장치가 다수의 송신 안테나를 포함할 수 있는 예시적인 송신 시스템을 도시한 도면이다(여기서, 상기 송신 안테나 각각은 하나 이상의 수신기 장치에 전력을 공급할 수 있음).

이하의 설명에서, 유사한 구성요소들은 상이한 실시예들에서 도시되었는지 여부를 불문하고 동일한 참조 번호가 주어져 있다. 분명하고 간결한 방법으로 본 명세서의 실시예를 도시하기 위해, 도면들이 반드시 비례하는 것은 아닐 수 있으며 일정한 어떤 특징들은 어느 정도 개략적인 형태로 도시될 수 있다. 일 실시예에 관하여 설명되는 그리고/또는 도시되는 특징들은 하나 이상의 기타 다른 실시예에 있어서 그와 동일한 방법으로 또는 유사한 방법으로 그리고/또는 다른 실시예의 특징들을 조합하여 또는 그에 대신하여 사용될 수 있다.

본 명세서의 다양한 실시예들에 따라서, 송신 장치에 의해 무선으로 송신된 전력을 수신하도록 구성되고 상기 송신 장치와 결합되거나 분리되도록 되어있는 수신 안테나를 포함하는 수신 장치가 개시된다.

상기 수신 장치는 상기 수신 안테나에 전기적으로 결합되는, 즉 전기적으로 제어가능한 스위치에 의해 상기 수신 안테나로부터 접속되거나 분리되도록 구성되는 부하를 더 포함할 수 있다. 상기 수신 장치는 상기 수신 안테나에 전기적으로 결합되는, 즉 전기적으로 제어가능한 스위치에 의해 상기 수신 안테나로부터 접속되거나 분리되도록 구성되는 회로 소자를 더 포함할 수 있다. 상기 전기적 결합은 직렬 및 병렬의 구성을 포함할 수 있다. 상기 회로 소자는 저항기, 커패시터, 인덕터, 안테나 구조체의 길이(lengths of an antenna structure) 또는 그것들의 조합들을 포함할 수 있다. 전력은 미리 결정된 시간 증분들(time increments) 동안에 상기 송신 장치에 의해 송신될 수 있고 상기 수신 안테나에서 수신될 수 있다.

상기 수신 장치는, 상기 수신 안테나에 전기적으로 결합되고 상기 수신 안테나가 수신할 수 있는 주파수 또는 주파수 범위를 상기 수신 안테나가 변경하게 할 수 있도록 되어있는 주파수 선택 메커니즘을 더 포함할 수 있다. 상기 주파수 선택 메커니즘은 전환가능한 개별 커패시터 배열(switchable array of discrete capacitors), 상기 수신 안테나에 전기적으로 결합된 하나 이상의 인덕터, 상기 수신 안테나에 있어서 코일의 추가 턴수(turns), 또는 그것들의 조합들을 포함할 수 있다.

본 명세서의 다양한 실시예들에 따라서, 다중화된 구성(multiplexed arrangement)에서 하나 이상의 수신기에 무선으로 전력을 송신하도록 구성된 송신 안테나 및 상기 송신 안테나에 전기적으로 결합되고 상기 송신 안테나를 구동하여 특정 주파수 또는 주파수 범위에서 전력을 송신하게 하도록 구성되는 주파수 발생기를 포함하는 송신 장치가 개시된다.

상기 송신 장치에서, 상기 다중화된 구성은 시간 다중화(time-multiplex), 주파수 다중화(frequency-multiplex), 또는 둘 모두를 포함한다. 주파수 발생기는 전압 제어 발진기(voltage controlled oscillator)와 하나 이상의 전환가능한 커패시터 배열, 전압 제어 발진기와 하나 이상의 버랙터(varactors), 위상 고정 루프(phase-locked-loop), 다이렉트 디지털 신시사이저(direct digital synthesizer), 또는 그것들의 조합들을 포함할 수 있다. 상기 송신 안테나는 복수의 주파수에서 동시에 전력을 송신하도록 구성될 수 있다. 상기 주파수 발생기는 공통 기준 발진기에 전기적으로 결합되는 두 개 이상의 위상 고정 루프, 두 개 이상의 독립적인 전압 제어 발진기, 또는 그것들의 조합들을 포함할 수 있다. 상기 송신 안테나는 공통 주파수에서 복수의 수신기로 동시에 전력을 전달하도록 되어있을 수 있다.

본 명세서의 다양한 실시예들에 따라서, 다중화된 구성에서 하나 이상의 수신기에 무선으로 전력을 송신하도록 구성된 두 개 이상의 송신 안테나와, 상기 두 개 이상의 송신 안테나에 전기적으로 결합되고 상기 송신 안테나를 구동하여 특정 주파수 또는 주파수의 범위에서 전력을 송신하게 하도록 구성된 하나 이상의 주파수 발생기를 포함하는 송신 장치가 개시된다.

상기 송신 장치에서, 상기 다중화된 구성은 시간 다중화, 주파수 다중화, 또는 공간 다중화(spatial-multiplex)를 포함한다. 상기 송신 장치는, 상기 송신기에 전기적으로 결합되고 상기 송신기를 하나 이상의 송신 안테나로부터 결합하거나 분리하도록 구성된 하나 이상의 스위치를 포함할 수 있다. 두 개 이상의 송신 안테나 각각은 서로 다른 송신 주파수 또는 송신 주파수의 범위에 동조되도록 구성될 수 있다. 상기 두 개 이상의 송신 안테나는 상기 하나 이상의 수신기에 시간적으로 동시에 전력을 송신하도록 구성될 수 있다. 상기 송신 장치는, 상기 두 개 이상의 송신 안테나에 전기적으로 결합되고 상기 두 개 이상의 송신 안테나에 의해 상기 하나 이상의 수신기로 전달되는 전력 레벨을 제어하도록 구성된 전력 제어기를 더 포함할 수 있다. 상기 두 개 이상의 송신 안테나는 서로 다른 송신 주파수 또는 송신 주파수 범위에 독립적으로 동조되도록 구성될 수 있다.

본 명세서의 다양한 실시예들에 따라서, 특정 주파수에서 특정 시간 구간 동안 무선 전력 시스템의 송신기가 제1 저전력 신호를 송신하는 단계, 상기 제1 저전력 신호에 기초하여 하나 이상의 수신기들이 상기 송신기에 결합되어 있는지를 결정하는 단계, 및 하나 이상의 수신 장치가 상기 송신기에 결합되어 있는 것으로 결정된 경우 상기 특정 주파수에서 상기 송신기가 제2 고전력 신호(high power signal)를 송신하는 단계를 포함하는 방법이 개시된다.

상기 방법은 상기 송신기의 안테나에서 제3 신호를 측정하는 단계를 더 포함할 수 있고, 상기 측정된 제3 신호는 반사 전압파 진폭(reflected voltage wave amplitude), 순방향 전압파 진폭(forward voltage wave amplitude)에 대한 반사 전압파 진폭의 비, 반사 전력, 순방향 전력에 대한 상기 반사 전력의 비로 구성된 그룹으로부터 선택된다. 상기 특정 주파수는 어떤 주파수 또는 주파수 범위를 포함할 수 있다. 상기 저전력 신호는 상기 하나 이상의 수신 장치로 동시에 송신될 수 있다. 상기 방법은 상기 하나 이상의 수신기가 서로 다른 중첩되지 않는 주파수 범위에서 동작하고 있는 경우에 상기 송신기가 상기 하나 이상의 수신기로 상기 제1 저전력 신호, 제2 고전력 신호, 또는 둘 모두를 송신하는 것을 제어하는 단계를 더 포함할 수 있다.

본 명세서의 다양한 실시예에 따라서, 특정 주파수에서 특정 시간 구간 동안 제1 저전력 신호를 송신하도록 구성된 송신기, 및 상기 제1 저전력 신호에 기초하여 하나 이상의 수신기가 상기 송신기에 결합되어 있는지를 결정하도록 구성된 제어기를 포함하는 장치가 개시되고, 상기 송신기는 하나 이상의 수신 장치가 상기 송신기에 결합되어 있는 것으로 결정되면 특정 주파수에서 제2 고전력 신호를 무선으로 송신하도록 구성된다.

상기 장치에서, 상기 제어기는 상기 송신기의 안테나에서 제3 신호를 측정하도록 구성될 수 있고, 상기 측정된 제3 신호는 반사 전압파 진폭, 순방향 전압파 진폭에 대한 상기 반사 전압파 진폭의 비, 반사 전력, 순방향 전력에 대한 상기 반사 전력의 비로 구성된 그룹으로부터 선택된다. 상기 특정 주파수는 어떤 주파수 또는 주파수 범위를 포함할 수 있다. 상기 저전력 신호는 상기 하나 이상의 수신 장치로 동시에 송신될 수 있다. 더 나아가, 상기 제어기는 상기 하나 이상의 수신기가 서로 다른 중첩되지 않는 주파수 범위에서 동작하고 있는 경우 상기 송신기가 상기 하나 이상의 수신기로 상기 제1 저전력 신호, 제2 고전력 신호, 또는 둘 모두를 송신하는 것을 제어하도록 구성될 수 있다. 또한, 상기 제어기는 상기 송신기가 상기 하나 이상의 수신기 중 제1 수신기로 상기 제1 저전력 신호, 제2 고전력 신호, 또는 둘 모두를 송신하는 것을 중단(interrupt)하게 하도록 구성될 수 있다. 또, 상기 제1 수신기로의 송신이 중단되는 동안, 상기 제어기는 상기 송신기가 상기 하나 이상의 수신기 중 제2 수신기로 상기 제1 저전력 신호, 제2 고전력 신호, 또는 둘 모두를 송신하게 하도록 구성될 수 있다.

본 명세서의 다양한 실시예에 따라서, 특정 주파수에서 특정 시간 구간 동안 무선 전력 시스템의 송신기로부터의 제1 저전력 신호를 수신기에서 수신하는 단계, 상기 제1 저전력 신호에 기초하여 상기 수신기가 상기 송신기에 결합되어 있는지를 결정하는 단계, 및 상기 수신기가 상기 송신기에 결합되어 있는 것으로 결정된 경우 상기 특정 주파수에서 상기 송신기로부터의 제2 고전력 신호를 수신기에서 수신하는 단계를 포함하는 방법이 개시된다.

상기 방법은 상기 수신기가 또 다른 수신기에 대하여 중첩되는 주파수 범위에서 동작하고 있는 경우 상기 수신기에서 상기 송신기로부터의 상기 제1 저전력 신호, 제2 고전력 신호, 또는 둘 모두에 관한 수신을 제어하는 단계를 포함할 수 있다.

생산 경제와 부품의 조합 및 구조에서 관련 소자들의 동작 및 기능에 관한 상기 방법들뿐만 아니라 상기 그리고 기타 다른 특징 및 특성은 본 명세서의 일부를 이루는 모든 첨부된 도면을 참고로 한 이하의 설명과 첨부된 청구항들을 고려한다면 더욱 명백해질 것이고, 다양한 도면에서 유사한 참조 번호들은 상응하는 부분을 가리킨다. 하지만, 도면들은 단지 예시와 설명의 목적을 위한 것이고 청구항의 한정에 관한 정의를 의도한 것이 아님을 명확히 이해하여야 할 것이다. 명세서 및 특허청구범위에서 사용된 바와 같은 "하나의(a, an, 및 the)"의 단수 형태는 문맥에서 달리 명백하게 지시되지 않은 한 복수형의 지시 대상을 포함한다.

이제 본 명세서의 다양한 측면으로 돌아가서, 수동 회로 소자의 측면에서 결합된 공진기들(resonators)의 모델이 개시된다. 결합 모드 이론(coupled mode theory)에 기초한 종래의 분석은, 본 명세서에 개시되는 실험실에서 고주파수(HF band)에서 측정가능한 인덕턴스(L), 커패시턴스(C) 및 저항(R)과 같은 수치들의 측면에서 실용 시스템에 적용하기 어렵다. 상기 개시되는 모델은 효율적인 전력 전송을 유지하기 위하여 송수신("Tx-Rx", Transmit-to-Receive) 거리 및 방향에 있어서의 변화량을 보상하도록 시스템 파라미터들이 조정되어야 한다는 것을 나타낸다.

도 1a는 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, 자동 동조(auto-tuning)하는 무선 전력 전송 시스템의 예시적인 시스템도를 도시한다. 도 1b는 도 1a의 상기 예시적인 시스템에 대하여 4 개의 결합된 공진 회로를 포함하는 등가 회로도를 도시한다. 도 1c는 Tx 루프와 Tx 코일(왼쪽) 및 Rx 코일과 Rx 루프(오른쪽)를 포함하는 무선 전력 전송 장치의 실험적인 구성의 사진을 도시한다.

도 1a로 돌아가서, 본 명세서의 일 측면이 도시되어 있다. 송신기(105)는 수신기(200)에 무선으로 전력을 공급하도록 구성된다. 송신기 공진기 또는 송신기의 공진기(transmitter resonator or resonator of the transmitter)(105)를 구비하는 송신기(100)가 코일(Tx 코일)로서 도시된다. 유사하게, 수신기 공진기 또는 수신기의 공진기(205)를 구비하는 것으로 수신기(200)가 코일(Rx 코일)과 같이 도시된다. 어떤 측면에서, 상기 송신기 공진기(Tx 코일) 및/또는 상기 수신기 공진기(Rx 코일)는 실질적으로 2차원 구조이다. 상기 송신기 공진기(Tx 코일)는 송신기 임피던스 정합 구조체(transmitter impedance-matching structure)(110)에 결합된다. 유사하게, 상기 수신기 공진기(Rx 코일)는 수신기 임피던스 정합 구조체(210)에 결합된다. 도 1a에 도시된 바와 같이, 송신기 임피던스 정합 구조체(110)는 루프(Tx 루프)이고, 수신기 임피던스 정합 구조체(210)는 루프(Rx 루프)이다. 기타 다른 임피던스 정합 구조체가 변압기 및/또는 임피던스 정합 네트워크를 포함하는 송신기(100), 수신기(200), 또는 둘 모두를 위해 사용될 수 있다. 상기 임피던스 정합 네트워크는 신호원(signal source)을 상기 공진기 구조체에 접속시키도록 구성된 인덕터 및 커패시터를 포함할 수 있다.

송신기(100)는 구동 루프(drive loop)(Tx 루프)에 제어 전력을 공급하도록 구성된 제어기(115), 지향성 커플러(directional coupler)(120) 및 신호 발생기와 고주파(RF) 증폭기(125)를 포함한다. 구동 루프 또는 Tx 루프와 같은 송신기(100)의 임피던스 정합 구조체(110)는 유한한 출력 임피던스 R _source 를 갖는 전원(도 1a에 도시되지 않음)에 의해 여기되도록 구성된다. 신호 발생기(125)의 출력은 증폭되어 상기 Tx 루프에 공급된다. Tx 루프에서 Tx 코일로, Rx 루프로, Rx 코일로 자기적으로(magnetically) 전력이 전송되고, 부하(215)로는 전력이 저항성 접속(ohmic connection)에 의해 전달된다.

상기 시스템이 Tx-Rx 거리의 변화로 인해 잘못 동조된다면, 상기 송신기 측 상에서 반사가 발생할 수 있다. 지향성 커플러(120)는 반사 전력을 순방향 전력으로부터 분리하여, 그 전력량들이 개별적으로 측정될 수 있도록 한다. 제어기(115)는 송신 주파수를 조정하여 순방향에 대한 반사 전력의 비를 최소화하고, 그렇게 함으로써 시스템이 새로운 작동 거리(working distance)를 갖도록 되돌려 놓는다.

도 1b로 돌아가서, 간단한 1 턴수(one-turn)의 구동 루프(Tx 루프)는 기생 저항 R _p1 을 갖는 인덕터 L ₁ 로 모델링될 수 있다. 소자 i에 대하여, 분포 인덕턴스(distributed inductance)는 L _i , 분포 커패시턴스(distributed capacitance)는 C _i , 기생 저항은 R _pi 라고 한다. 인덕터 i를 인덕터 j에 결합시키는 상호 인덕턴스의 결합 계수는 k _ij 라고 한다. 구동 루프(Tx 루프)를 원하는 주파수에서 공진하도록 하기 위해 커패시터가 추가될 수 있고, 이는 상기 루프에 대한 총 커패시턴스를 C ₁ 이 되도록 한다. 구동 루프(Tx 루프)는 전원(V_Source)에 의해 전력이 공급된다. 송신 코일(Tx 코일)은 기생 저항 R _p2 를 갖는 다턴수 공심 나선형 인덕터(multi-turn air core spiral inductor) L ₂ 일 수 있다. 송신 코일(Tx 코일)의 커패시턴스 C ₂ 는 그것의 기하학적 구조에 의해 정의된다. 인덕터들 L ₁ 및 L ₂ 는 결합 계수 k ₁₂ 로 접속되고, 여기에서

는 인덕터 i와 j를 결합시키는 결합 계수이며, M _ij 는 i와 j 사이의 상호 인덕턴스이다. 0≤k _ij ≤1 임에 유의하라. 결합 계수 k ₁₂ 는 구동 루프(Tx 루프)와 송신 코일(Tx 코일)의 기하학적 구조에 의하여 결정된다. 수신기 장치는 상기 송신기 장치와 유사하게 정의되며, L ₃ 는 수신기 코일(Rx 코일)의 인덕턴스이고, L ₄ 는 부하 루프(Rx 루프)의 인덕턴스이다. 송신기 코일(Tx 코일) 및 수신기 코일(Rx 코일)은 Tx-Rx 거리 및 상관 방향(relative orientation)에 의존하는 결합 계수 k ₂₃ , 즉 송수신 결합이라고 불리는 결합 계수에 의해 결합된다. 구동 루프(Tx 루프) 및 부하 루프(Rx 루 프)는 높은 Q의 공진기들(Tx 코일 및 Rx 코일)과 전원과 부하를 임피던스 정합하도록 구성될 수 있다.

상술한 바와 같이, 전원 및 부하 루프들(Tx 루프 및 Rx 루프)은 기타 다른 임피던스 정합 부품으로 대체될 수 있다. 상기 Tx 루프(또는 등가 부품) 및 Tx 코일은 장치의 동일한 부분에 임베딩될 수 있다(상기 Rx 루프 또는 등가 부품 및 Rx 코일에 대하여도 마찬가지이다). 이와 같이, 사용 조건에 의해 결정된 제어되지 않는 환경 변수인 결합 계수 k ₂₃ 과 달리, 결합 계수 k ₁₂ 및 k ₃₄ 는 원칙적으로 제어될 수 있는 변수들이다.

제어되지 않는 환경 파라미터들에는 송신기 공진기(Tx 코일)와 수신기 공진기(Rx 코일) 사이의 거리, 송신기 공진기(Tx 코일)와 수신기 공진기(Rx 코일) 사이의 상관 방향, 및 수신기 공진기(Rx 코일) 상에서의 가변 부하와 같은 파라미터들이 포함될 수 있다. 비한정적인 예시로서, 가변 부하는 전력 상태의 변화를 경험하는 장치일 수 있는데, 이에는 전원이 켜지고 있거나, 꺼지고 있거나, 또는 대기나 휴지 모드(stand-by or hibernate mode)로 진입하고 있는 랩탑 컴퓨터가 있을 수 있다. 기타 다른 예시들에는 어두운 조도 또는 최대 조도와 같이 다양한 조명 상태를 갖는 백열전구가 포함될 수 있다.

결합 계수 k ₁₂ 및 k ₃₄ 와 같은 시스템 파라미터들은 원칙적으로 제어될 수 있고 환경 파라미터에서의 변화를 보상하도록 조정될 수 있는 변수들이다. 그러한 기타 다른 시스템 파라미터에는 전력이 송신되는 주파수, 송신기 공진기의 임피던스, 및 수신기 공진기의 임피던스가 포함될 수 있다.

도 1b에서 각각의 분기 회로(sub-circuit)에 대하여 키르히호프의 전압 법칙(Kirchhoff's voltage law, KVL)을 써서 각각에서의 전류를 결정할 수 있다.

부하 저항기의 양단에 걸린 전압에 대하여 상기 네 개의 KVL 방정식을 동시에 풀어서 결합된 공진기들의 상기 시스템에 대한 전달 함수를 이끌어낸다.

여기에서 V _Load 는 부하 저항기의 양단에 걸린 전압이고, Z ₁ 에서 Z ₄ 는 아래와 같다.

상기 해석적인 전달 함수는 그 예상값을 SPICE(Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis) 시뮬레이션과 비교함으로써 교차검증(cross-validated)된다. 알려진 바와 같이, SPICE는 회로 설계의 무결성을 점검하고 회로 동작을 예상하기 위해 집적 회로(IC) 및 회로기판 레벨(board-level)의 설계에 사용되는 범용 아날로그 전기 회로 시뮬레이터이다. 수학식 1로부터 분산 파라미터(scattering parameter) S ₂₁ 이 계산될 수 있고 아래와 같이 나타낼 수 있다.

이는 전기 네트워크의 특성들, 특히 분산 파라미터(S-parameters)로 알려진 전기 신호의 반사 및 송신에 연관된 특성들을 분석하기 위해 사용되는 장치로 잘 알려진 벡터 네트워크 분석기를 이용해 측정될 수 있으므로 실험적으로 중요할 수 있다. 전체적인 무선 전력 전송 장치는 2 포트 네트워크(two-port network)(한쪽 포트는 입력이 되어 전원에 의해 전력을 공급받고, 다른 쪽은 출력이 되어 부하에 전력을 공급함)로 간주될 수 있다. 2 포트 네트워크에서, S ₂₁ 은 상기 입력 포트에서의 신호에 대한 상기 출력 포트에서의 신호의 비의 크기 및 위상을 나타내는 복소값이다. 전력 전송 효율에서 가장 중요한 척도인 전력 이득은 S ₂₁ 의 크기의 제곱인 |S ₂₁ |²로 주어진다. 이하 설명하는 바와 같이, 실험적이고 이론적인 결과가 |S ₂₁ |에 관하여 설명된다.

도 2a에서, |S ₂₁ |은 이하의 표 1에 나타낸 바와 같이 현실적인 파라미터 세트에 대하여 Tx-Rx 결합 계수 k ₂₃ 과 구동 각주파수 ω의 함수로 플롯팅된다. 이 플롯에서, k ₁₂ 및 k ₃₄ 는 일정하게 유지되고, 이는 통상적으로 고정된 안테나 설계를 위한 경우일 것이다. 이 기본 전달 함수는 구동 루프(Tx 루프)로부터 수신기 코일(Rx 코일)에 유도되는 것과 같은 기생 결합, 예를 들어 k ₁₃ 결합을 무시한다. 기생 효과를 포함하는 더욱 완성된 모델은 이하에 설명될 것이다. 하지만, 상기 기본 모델은 가장 중요한 동작을 포착하며, 장래 시스템이 기생 결합을 감소시켜 나감에 따라 장기적으로 유용할 것으로 예상된다.

도 2a는 주파수 및 k ₂₃ 에 대한 시스템 효율의 의존성을 도시한다. 송신기 코일(Tx 코일) 및 수신기 코일(Rx 코일) 사이의 상호 인덕턴스가 거리에 따라 감소하기 때문에 k ₂₃ 축 상에서 더 작은 값은 더 긴 Tx-Rx 거리에 대응한다. 송신기 코일(Tx 코일)에 대한 수신기 코일(Rx 코일)의 각도를 변경하는 것은 k ₂₃ 도 변경할 수 있다. 예를 들어, 축 상의 수신기 코일(Rx 코일)을 송신기 코일(Tx 코일)에 대한 평행 상태에서 수직 상태로 회전시키는 것은 그것들의 상호 인덕턴스를 감소시키고, 따라서 k ₂₃ 도 감소시킨다. 수신기 코일(Rx 코일)을 송신기 축에 대하여 수직 방향으로 이동시키는 것 역시 통상적으로 k ₂₃ 을 변화시킨다.

도 2a는 k ₂₃ 의 다양한 값에 대응하여, 세 가지 상태로 분할되는 플롯을 도시한다. 과결합 상태(overcoupled regime), k ₂₃ ＞k _Critical 에서, 도 2a에서 점선으로서 나타낸 것은 V형 능선(V-shaped ridge)을 포함한다. (상수 k _Critical 의 값은 도면에 플롯팅된 표면의 형상들의 측면에서 이하 정의될 것이다.) 임계결합 상태(critically coupled regime), k ₂₃ ＝k _Critical 에서, 이는 입체의 경계를 나타내는 평면이다. 부족결합 상태(under-coupled regime), k ₂₃ ＜k _Critical 에서, 이는 점선에 의해 윤곽을 나타낸 입체 이외의 부분이다.

높은 전력 송신 효율은 상기 V형 능선의 상단에서 발생한다. 상기 V형은 공진 분리(resonance splitting), 즉 과결합 상태(예를 들어, k ₂₃ ＞k _Critical 에서의 임의의 선택)에서 최대 전력 전송 효율이 발생하는 주파수가 두 개 존재한다는 것에 기인한다. 이것들은 상기 시스템의 두 개의 정상 모드(normal modes)에 대응한다. 더 강하게 공진기들(송신기 코일(Tx 코일) 및 수신기 코일(Rx 코일))이 결합될 수록 더 큰 주파수 분리가 있게 되는데, 두 개의 정상 모드 주파수들 사이의 차이는 k ₂₃ 에 따라 증가한다. k ₂₃ 이 감소함에 따라, 상기 모드들은 서로 합쳐질 때까지 주파수 축에서 서로 더 가까이 이동한다. 상기 모드들이 합쳐지는 곳(V형 능선 상에서 "I"로 표시되는 지점)에서 k ₂₃ 의 값은 임계결합 지점 k _Critical 로 정의된다. 상기 모드들이 합쳐지는 곳에서의 주파수는 (두 개의 코일이 동일한 ω ₀ 을 갖는다고 가정하면) 단일 공진기 고유 주파수(natural frequency) ω＝ω ₀ 이 된다. 상기 모드 진폭은 과결합 및 임계결합 상태 전체에 걸쳐 거의 변함이 없고 고효율을 가능하게 하지만, k ₂₃ 을 k _Critical 이하로 떨어뜨림에 따라 상기 단일 모드 진폭이 감소하고 달성가능한 최대 시스템 효율은 낮아진다는 것에 유의하라.

상기 시스템 송신 주파수가 상기 능선의 상단에서의 동작점을 유지하도록 조정될 수 있다면 과결합 상태 전체에 걸쳐 거의 일정한 모드 진폭으로 인하여, 시스템 효율은 k ₂₃ 이 변화하는 동안에도 (k ₂₃ ＞k _Critical 인 한) 거의 일정하게 유지될 수 있다. 다시 말해, Tx-Rx 거리(및 그에 따른 k ₂₃ )가 수신기의 움직임에 의해 변하더라도, 상기 능선의 상단에서의 동작점을 유지하도록 주파수를 조정함으로써 상기 시스템이 최대 효율로 재동조될 수 있다.

이하에 개시되는 바와 같이, 송신기 공진기(Tx 코일)를 자동 동조시켜 송신 전력을 최대화하는 것은 세 가지 결과에 기초하여 달성될 수 있다. 상기 동조는 k ₂₃ 에서의 변화를 보상하므로, 그와 동일한 기술은 방향에서의 변화 및 거리를 변화시키지 않는 평행이동을 포함하여 k ₂₃ 을 변화시키는 임의의 기하학적 구조의 변동을 (충분히 작은 양까지) 보상할 수 있다.

바르게 기능하는 제어 시스템은 임계 거리까지의 임의의 거리에 대하여 시스템 효율이 거리로부터 거의 독립적이게 되도록 할 수 있다. 원거리장 전파(far-field propagation)에 의해 전달되는 전력이 1/r²로서 거리 r에 의존하고 전통적인 비적응형 유도성 방식(non-adaptive inductive schemes)은 1/r³의 감소폭을 가지므로, 전력 전송 효율이 (심지어 제한된 작동 범위 내에서도) 거리로부터 거의 독립적일 수 있다는 것은 직관에 반대될 수 있다. 그러므로, 효율이 거의 일정한 상기 효율 능선(efficiency ridge)의 상단은 무선 전력 전송에서 "마법의 상태(magic regime)"로 불린다. 마법의 상태가 뻗어있는 k ₂₃ 의 값은 k _Critical ≤k ₂₃ ≤1로 주어진다. 따라서, k _Critical 이 더 작을수록, 마법의 상태가 뻗어있는 공간 범위는 더 커지게 되고, 그러므로 상기 시스템의 유효한 작동 거리가 더 커지게 된다.

도 2b에서, k ₁₂ (그리고 단순화를 위해 k ₁₂ 와 동일하도록 강제된 k ₃₄ )가 변화하더라도 주파수는 일정하게 유지된다. k ₂₃ 에서의 변화에 의해 발생되는 이조(detuning)를 보상하기 위해 k ₁₂ 를 적응시키는 것은 변화하는 거리 및 방향에 적응하는 또 다른 방법이다.

전달 함수(수학식 1)를 더 깊게 해석하면 무선 전력 시스템의 성능에 미치는 회로 파라미터의 효과에 대한 통찰력을 얻을 수 있다. 상술한 바와 같이, 효율적인 동작 거리는 k _Critical 의 값에 의해 결정되고, k _Critical 이 더 작아질수록 상기 마법의 상태의 공간 범위는 더 커진다.

그러므로 시스템 거리를 이해하기 위해, 설계 파라미터의 측면에서 k _Critical 에 대해 푸는 것은 유용할 것이다. 먼저, 상기 전달 함수는 양호도(quality factor)

에 대한 표현으로 치환함으로써 명확해질 수 있고, 여기에서

는 구성요소 i의 비결합 공진 주파수(uncoupled resonant frequency)이다.

단순화를 위해, Tx와 Rx 코일의 양호도가 Q _Coil ＝Q ₂ ＝Q ₃ 로 같고, Tx와 Rx 루프의 양호도가 Q _Loop ＝Q ₁ ＝Q ₄ 로 같은 대칭 시스템을 고려하라. 상기 대칭적인 루프에서 코일까지의 결합 k ₁₂ ＝k ₃₄ 는 k _lc 로 나타낼 것이다. 또한, R _Source ＝R _Load , R _p1 ＜R _Source , R _p4 ＜R _Load 이고, 비결합 공진 주파수들이 동일하다, 즉 모든 i에 대해

라고 가정한다. 임계결합 값에 대한 표현을 찾기 위하여, 시스템이 주파수 ω＝ω ₀ 에서 구동될 때의 상기 전달 함수를 고려하라. 상기 전달 함수는 10MHz의 중심 주파수를 따라서 있는 도 2a의 2차원 일단면에 해당하고, 그것의 정점(apex)은 상기 시스템의 임계결합 지점이다. 상기 Q의 항에서 ω에 대한 표현을 이용하여, 상기 전달 함수의 이와 같은 일단면을 아래와 같이 쓸 수 있다.

k _Critical 에 대한 표현을 유도하기 위해, k ₂₃ 에 관하여 미분함으로써 수학식 3의 극대값을 찾을 수 있다. 그러면 k _Critical 은 (양수인 k 및 Q의 값에 대하여) 이 도함수를 0으로 만드는 도 2a의 k ₂₃ 축을 따라서 있는 지점이 된다.

마지막으로, 임계결합 지점에서의 전압 이득을 찾기 위해 수학식 3에서 k ₂₃ 을 k _Critical 로 치환하면,

이 된다. 수학식 2를 사용하고 R _load ＝R _source 로 가정하면 이 전압 이득을 |S ₂₁ |로 변환할 수 있고, 이는 G _Critical 을 간략화하기에 편리할 것이다.

이 방정식은 마법의 상태 능선 상에서 더 나아간 지점에서의 상기 시스템의 효율을 수치화한다. k _Critical 의 최소화하는 것이 k _Critical 로부터 1.0까지 뻗어있는 마법의 상태의 범위를 증가시키므로, 거리를 최대화하기 위해서 k _Critical 을 최소화해야 한다는 것을 상기하라. 수학식 4를 검토하면, k _lc 를 감소시키는 것은 k _Critical 을 낮추고 거리를 증가시킨다. 하지만, 수학식 5에 의하면 k _lc 를 감소시키는 것은 또한 효율을 감소시킨다. 실은, k _lc 의 선택은 마법의 상태에서의 효율 레벨(마법의 상태 능선의 높이) 대 마법의 상태의 범위(마법의 상태의 공간 범위, 예를 들어 최대 거리)의 절충이다. 도 5는 공통 파라미터 k _lc 의 함수로 상기 절충 곡선, |S ₂₁ | _Critical 대 k _Critical 을 플롯팅한 도면이다.

상기 절충 곡선 아래의 영역은 시스템 성능에 대한 유용한 성능 지수(figure of merit, FOM)

의 역할을 한다. 유한한 거리에서 무손실로 전력을 전달(0 결합)할 수 있는 최적화된 무선 전력 시스템은 1(unity)의 FOM을 갖는다. (송신과 수신 측 상의 대응 파라미터들이 동일한) 대칭구조의 경우에, 상기 FOM 적분은 해석적으로 수치가 구해질 수 있다. Q _Coil ＞1 이라고 가정하면, 절충 곡선 하의 영역은 아래와 같이 나타난다.

상기 FOM은 Q _Coil 에만 의존하는 것으로 나타나며, Q _Loop 에는 독립적이다. 상기 공진기들(코일들)의 양호도는 시스템 성능의 상기 척도를 전적으로 결정하는데, 상기 척도는 유한한 Q _Coil 의 한계 내에서 1에 접근한다. 이하에 더 설명되는 실험 시스템에 대하여 측정되는 Q _Coil 값은 약 300 및 400이고, (상기 대칭구조의 FOM 공식에 각각의 Q _Coil 값을 넣으면) FOM＝.978 및 FOM＝.982 에 대응한다.

Q _Loop 의 실현 가능한 값을 선택하는 것은 다음의 중요한 설계 문제가 된다. 가이드라인을 유도하기 위해, 상기 거리-효율 절충 곡선의 "무릎(knee)"이라는 표현이 주어지고, 이는 기울기

가 1과 동일한 곳에서의 지점으로 정의할 것이다. 상기 지점에서의 k _Critical 의 값은 아래와 같이 나타난다.

Q _Loop 이 너무 작다면, k _lc 를 그 최대값인 1.0으로 설정하더라도 k _Critical 은 k _CriticalKnee 에 도달할 수 없을 것이다. 요구되는 최소 Q _Loop 값을 찾기 위해, 수학식 4를 k _Critical ＝k _CriticalKnee 및 k _lc ＝1로 두고 Q _Loop 에 대하여 풀 수 있고, 이는 큰 Q _Coil 에 대하여

을 이끌어낸다. 구체적으로, 절충 곡선 상의 적절한 동작 지점은

인 한, 달성될 수 있어야 한다. Q _Coil ＝300 일 때, 이 조건은 Q _Loop ＞0.06 이 된다.

결론적으로 Q _Loop 의 최소 문턱값을 넘는 한, Q _Coil 이 (FOM에 의해 측정되는 것과 같이) 시스템 성능을 결정한다. Q _Loop 의 실제 값은 상기 전원 및 부하의 임피던스에 의해 좌우된다. Q _Coil 이 더 커질수록 요구되는 최소 Q _Loop 는 더 작아진다. 역으로, (Q _Loop 이 현재의 문턱값 이하인 경우) 더 많은 전력 공급을 요하는 부하(demanding load)로의 교체는 Q _Coil 을 충분히 증가시킴으로써 달성될 수 있다.

이제 도 1c로 돌아가서, 이는 상기 모델의 실험적인 검증을 도시한다. 도 1c는 상기 이론적인 모델을 검증하고 자동적인 거리와 방향 동조를 구현하기 위해 사용되는 송신기 코일(Tx 코일) 및 수신기 코일(Rx 코일)을 도시한다. 왼쪽의 송신기는 평평한 나선형 송신기 공진기(Tx 코일) 내에서 중심에 놓여진 작은 구동 루프(Tx 루프)를 포함하고, 수신기 측 루프(Rx 루프) 및 코일(Rx 코일)은 오른쪽에 보여진다. 상기 시스템은 이하의 표 1 및 2에 나타난 회로 값들 외에 벡터 네트워크 분석기를 이용해 특성화된다. 측정값의 제1 그룹은 S ₁₁ 측정값으로 구성되고, 상기 S ₁₁ 분산 파라미터는 입력 포트에서 복소 송신 전압에 대한 복소 반사 전압의 비이다. 상기 송신에 대한 반사 전력의 비는 |S ₁₁ |²으로 주어진다. 각각의 루프에 대한 L, C 및 R 값들은 이러한 파라미터들을 갖는 모델을 상기 S ₁₁ 데이터에 피팅(fitting)함으로써 구해진다. 측정값의 제2 그룹은 Tx 코일에 결합되는 Tx 루프의 S ₁₁ 측정값이고, 수신기 측 상의 측정값에 대응한다. 루프-코일 결합 계수들 k ₁₂ 및 k ₃₄ 뿐만 아니라 코일 공진 주파수 f ₀ 및 Q에 대한 값들은 측정값의 두 그룹으로부터의 데이터에 모델을 다시 피팅함으로써 구해진다. 한 개보다 많은 파라미터 세트가 상기 데이터와 일치하기 때문에, 이러한 측정값으로부터 코일에 대한 L, C 및 R 값들을 구하기는 어려울 것이다. 따라서, 코일에 대한 인덕턴스 값은 코일의 기하학적 구조에 기초하여 산술적으로 계산되고, 이는 주어진 Q 및 f 값으로부터 C 및 R 값이 계산될 수 있도록 한다.

상기 거리에 의존하는 결합 계수에는 k ₂₃ (코일에서 코일까지의 주된 결합 계수), 및 기생 결합의 항들 k ₁₃ , k ₂₄ , 및 k ₁₄ 가 있다. 이것들을 측정하기 위해, (단지 |S ₂₁ |만이 아니라) 벡터 S ₂₁ 데이터가 완전한 4 소자 시스템에 대하여 다양한 Tx-Rx 거리에서 수집된다. 다음으로 각각의 거리에서, 비선형 피팅(non-linear fit)이 상기 결합 계수들을 구하기 위해 수행된다. 상기 결합 계수들을 찾는 대안적인 방법으로서, 뉴먼의 공식(Neumann's formula)이 기하학적 구조로부터 직접 결합 계수들을 계산하기 위해 사용된다.

표 1은 기본적인 모델을 평가하기 위해 사용되는 회로 값들을 나타낸다.

파라미터	값
RSource, RLoad	50Ω
L1, L4	1.0uH
C1, C4	235pF
Rp1, Rp4	0.25Ω
K12, K34	0.10
L2, L3	20.0uH
C2, C3	12.6pF
Rp2, Rp3	1.0Ω
K23	0.0001에서 0.3까지
f 0	10MHz
주파수	8MHz에서 12MHz까지

k _Critical 에 대한 표현(수학식 4)은 임계결합을 달성하기 위해 요구되는 k ₂₃ 의 값을 나타내는 것임에 유의해야 하고, k ₂₃ ≤1 에 대응하는 값들만이 실현 가능하기 때문에 요구되는 결합이 모든 Q의 선택에 대하여 달성가능한 것은 아니다. 수학식 4에서의 모든 수치들은 양수이므로, 실현 가능한 k _Critical 이 존재하려면 1/Q _Coil ≤1이고

일 것이 (충분하지는 않지만) 명백히 요구된다. 만약 실현 가능한 k _Critical 이 존재하지 않는다면, 시스템이 마법의 상태에서의 최대 효율을 달성가능하도록 동조시킬 수 없을 것이고, 심지어 상기 시스템이 최대로 결합되어 k ₂₃ ＝1인 때라 하더라도 상기 시스템은 최적화되지 않은 부족결합 상태에서 동작할 것이다. 실제로, k _lc ＝1을 달성하는 것이 불가능할 수 있고, 이는 더 큰 Q _Loop 의 최소값을 필요로 할 것임을 유의해야 한다. 또한, Q _Loop 의 최소값과 k _CriticalKnee 의 값은 논리적으로 서로 다른 것이므로, Q _Loop 의 최소값이 수치상 k _CriticalKnee 의 값에 매우 가깝더라도 이는 우연의 일치일 뿐이다.

파라미터의 곡선 G _Critical 대 k _Critical (둘 모두 k _lc 에 의해 파라미터화됨)의 적분 값을 구하기 위해, 수학식 4에서, 적분 상한 k _Critical ＝1.0에 대응하는 파라미터 k _lc 의 값인 k _lcMax 에 대하여 풀면,

이 됨을 알 수 있다. 정확한 적분 하한은 k _lc ＝0이다. 그러므로,

이면,

이다.

전력 대 거리의 절충은 전달 가능한 전력이 수신기가 송신기로부터 더 멀리 이동함에 따라 감소된다는 것을 나타내는 것이 아니라, k _lc 의 선택에 의해 "마법의 상태"의 범위(마법의 상태의 고평부(plateau)의 폭)와 마법의 상태 내에서 전달되는 전력량(상기 고평부의 높이)을 절충한다는 것을 나타내는 것임에 유의하라.

상기 시스템을 약 7.65MHz에 동조시키기 위해 사용되는 직렬접속된 가변 커패시터와 직경이 28cm인 구동 루프를 사용하여 상기 모델이 실험적으로 검증된다. 또한, 도 1a에서 설명된 바와 같이 RF 증폭기가 시스템을 구동시킬 수 있도록 초소형 버전 A(SubMiniature version A, SMA) 커넥터는 직렬로 배치된다. 대형 송신기 코일은 59cm의 바깥 직경을 가지고 시작하여 약 6.1 턴수에 대해 1cm의 피치(pitch)로 내부를 향하는 나선형을 그린다. 상기 코일들의 자기 커패시턴스(self capacitance)를 정확하게 예측하기는 어려우며, 따라서 약 7.65MHz에서 공진할 때까지 나선형의 단부를 수동으로 잘라냄으로써 공진 주파수를 조정한다. 상기 수신기는 약 7.65MHz까지 조정된 후에 Rx 코일이 대략 6.125 턴수를 갖게 되는 작은 기하학적 차이들이 있긴 하지만 유사하게 구성된다. 모든 상기 소자들은 2.54mm 직경의 구리선으로 구성되고 플렉시글라스 전기자(Plexiglas armatures)에 의해 지지된다.

상기 코일들이 없는 경우, 실험 설정에 관한 측정값의 제1 그룹은 (표 2에서 측정값 1T로 표시되는) Tx 루프의 S ₁₁ 측정값(S ₁₁ 은 입력 포트에서 송신 전압에 대한 반사 전압의 비임) 및 (측정값 1R로 표시되는) Rx 루프의 S ₁₁ 측정값을 포함한다. 이것들로부터, L, C 및 R 값들이 상기 루프들에 대하여 최소 제곱 피팅(least squares fitting)에 의해 구해진다. 측정값의 제2 그룹은 (측정값 2T로 표시되는) 상기 Tx 코일에 결합된 Tx 루프의 S ₁₁ 측정값 및 2R로 표시된 대응되는 수신기 측의 측정값이다. 상기 측정값들의 제2 그룹에서의 데이터 및 앞서 구한 루프 파라미터들을 사용하여, 루프-코일 결합 계수들 k ₁₂ 및 k ₃₄ 뿐만 아니라 코일 공진 주파수 f ₀ 및 Q에 대한 값들이 구해진다. 이러한 측정값으로부터 L, C 및 R 값들을 구하는 것은 불가능하다. 따라서, 상기 코일들에 대한 인덕턴스 값은 기하학적 구조에 기초하여 산술적으로 계산되고, 이는 그 다음 C 및 R 값이 계산될 수 있도록 한다.

표 2가 아래에 나타난다.

측정되고 계산된 고정된(거리에 의존적이지 않은) 시스템 파라미터들

송신기			수신기
구성요소	값	근거	구성요소	값	근거
L1	0.965 uH	측정값 1T	L4	0.967 uH	측정값 1R
C1	449.8 pF	측정값 1T	C4	448.9 pF	측정값 1R
Rp1	0.622 Ω	측정값 1T	Rp4	0.163 Ω	측정값 1R
Rsource	50 Ω	제조자 스펙	Rload	50 Ω	제조자 스펙
Q1	0.91	L1, C1, Rp1, RSource	Q4	0.93	L4, C4, Rp4, Rload
F1	7.64 MHz	L1, C1	F4	7.64 MHz	L4, C4
K12	0.1376	측정값 2T; L1, C1, Rp1	K34	0.1343	측정값 2R; L4, C4, Rp4
Q2	304.3	측정값 2T; L1, C1, Rp1	Q3	404.4	측정값 2R; L4, C4, Rp4
Fo2	7.66 MHz	측정값 2T; L1, C1, Rp1	Fo3	7.62 MHz	측정값 2R; L4, C4, Rp4
L2	39.1 uH	계산 결과 1T	L3	36.1 uH	계산 결과 1R
C2	11.04 pF	L2, Fo2	C3	12.10 pF	L3, Fo3
Rp2	6.19 Ω	L2, Fo2, Q2	Rp3	4.27 Ω	L3, Fo3, Q3

실험 설정은 상기 시스템이 거리 독립적인 최대 전력 전송을 위하여 적응형 주파수 동조를 수행할 수 있음을 나타낸다. 실험 설정에서 하측 주파수 모드는 (부분적으로는 기생 신호들에 의한 신호 때문에) 더 높은 진폭을 갖고, 따라서 분리(splitting)가 일어날 때, 상기 하측 모드가 자동으로 선택된다. 이로부터 주파수 동조의 이점이 단거리에서 명확히 드러나는데, 이는 비적응형의 경우(7.65MHz)에 선택되는 주파수가 장거리 상황에 적합하기 때문이다. 하지만, 만약 상기 고정된 경우에서 상이한 주파수가 선택되었다면, 상기 이점은 비교적 단거리보다는 장거리에서 명확히 드러날 수 있을 것이다.

거리의 증가와 각도 불일치의 증가는 k ₂₃ 을 감소시키는데, 상기 거리 및 방향 불일치는 서로 일조하여 k ₂₃ 을 더욱 감소시키며, 따라서 수신기가 더 멀리 떨어져 있었다면 매우 넓은 범위의 각도에 걸쳐 방향 적응을 하는 데에 성공하지 못했을 것이다. 이하에 더 설명되는 수신기 각도의 극값(extreme value)을 찾기 위해, 상기 결합 k ₂₃ 은 상기 시스템이 더 이상 과결합 상태에 있지 않도록 충분히 낮아지며, 그러므로 결합 계수에 따른 최적의 시스템 주파수에 있어서 분리 및 변화가 없게 되고, 따라서 고정 및 자동 동조의 성능이 일치한다.

도 3a는 실험적으로 측정된 |S ₂₁ | 데이터를 수학식 1의 간이 모델과, 그리고 기생 결합을 포함하는 더 완전한 모델과 비교한다. 상기 도면은 k ₂₃ 에 가장 적합한 값을 찾기 위하여 실험 데이터(점)를 기본 전달 함수(점선)와, 그리고 완전 전달 함수(실선)와 비교한 것을 도시한다. 간이 모델에서는 기생 결합이 무시되고, 상측 및 하측 모드들 사이의 진폭 차이가 재현되지 않는다. 완전 모델에서는 이 진폭 차이가 재현되는데, 이는 두 개의 공진 모드에서 비기생 결합 항(예를 들어, k ₂₃ )과 비교되는 상기 기생 결합 항들(예를 들어, k ₁₃ )의 위상에 의해 설명된다. 상기 완전 모델과 실험 데이터 사이의 일치는 우수하다. 상측 및 하측 모드들(도 3a에서, 상기 실험 데이터와 완전 모델에서는 볼 수 있지만, 기본 모델에서는 나타나지 않음)에 대한 |S ₂₁ |의 피크들의 크기에 있어서의 차이는 상기 두 개의 모드의 위상을 고려하여 설명될 수 있다.

결합된 공진기들의 동태에 기초하여, 하측 주파수 모드는 송신기 코일에서의 전류가 수신기 코일에서의 전류와 거의 동위상에 있음이 예상되고, 상측 주파수 모드에서 상기 코일 전류들은 거의 역위상(180° 다른 위상)에 있음이 예상된다.

Tx 코일 및 Rx 코일이 동위상인 하측 모드에서, 상기 구동 루프로부터 상기 Rx 코일까지의 (결합 계수 k ₁₃ 과 연관된) 기생 피드스루(parasitic feed-through)는 상기 수신기 코일에서의 전류의 크기에 적극적으로 기여한다. 상측 모드에서, Rx 코일 위상은 반전되지만 기생 피드스루는 그렇지 않고, 그러므로 피드스루가 Rx 코일 전류에 부정적으로 간섭한다. 유사한 논의가 기타 다른 기생 결합들에도 적용된다. (도 3a에 도시된 바와 같이) 기생 결합이 포함된 경우에만 모드 크기 차이들이 제대로 모델링된다는 사실은 이 결론을 지지한다.

상기에 개시된 바와 같이, 개별 정합 네트워크 또는 차폐된 변압기와 같은 기타 다른 임피던스 정합 부품들은 상기 코일들에 전원/부하를 접속시키기 위해 사용될 수 있고, 이는 유도 결합된 루프들을 제거한다. 이는 교차 결합 항을 제거하고 모델을 단순화시키며, 또한 가능하다면 시스템 구성을 단순화시킬 것이다. 반면에, 기생 피드스루가 하측 모드에서 시스템 성능에 이익이 되는데, 이 이익은 상기 루프를 제거함으로써 잃게 될 것이다.

도 3b는 각각의 거리에 대하여 개별적으로 구하여진 결합 계수들을 사용하여 실험 데이터 및 이론적인 모델을 도시한다. 실험적인 S21 크기 데이터(점) 및 상기 완전 전달 함수로부터 계산된 해석 모델(표면)은 주파수 및 Tx-Rx 거리에 대하여 플롯팅된다. 상기 해석 표면에서 각각의 거리 단면은 독립적으로 적합한 값 k ₂₃ 에 대한 것이다. 상기 설명한 바와 같이, 점으로 된 박스는 과결합 영역을 포함한다. 실험 측정값들 사이(예를 들어, 상기 윤곽선들의 사이)의 간격을 나타내기 위하여, k ₂₃ 값들을 이웃하는 k ₂₃ 값들로부터 분리하는 직선을 삽입하였다. 기하학적 구조로부터 직접 계산된 k ₂₃ 을 사용한 결과를 이하 논의되는 도 4a, 4b 및 4c에 나타내었다.

도 4a, 4b 및 4c는 상기 모델에서 계산된 결합 계수만을 사용하여, 실험 데이터를 상기 모델과 비교한다. 기하학적 구조로부터 k ₂₃ 값들(데이터에 피팅되지 않음)이 계산되는 경우, 모델(실선)을 실험 데이터(원)와 비교한다. 도 4a는 |S₂₁| 대 거리를 도시한다. 예상되는 최대 결합 지점은 속이 채워진 점으로 플롯팅되어 있다. 도 4b는 거리의 함수로 공진 피크점 위치를 도시한다. 주파수 분리는 임계 거리 이하에서 분명히 드러난다. 이 플롯은 위에서 본 도 3b의 능선으로 생각될 수 있다. 도 4c는 거리의 함수로 공진 피크의 크기를 도시한다. 이 플롯은 측면에서 본 도 3b의 능선으로 생각될 수 있다. 상기 간이 모델에서, 이러한 두 개의 분기(branches)들은 동일한 크기를 가질 것이고 상기 모드들 사이의 크기 차이의 원인이 되는 기생 결합을 포함한다.

도 4a, 4b 및 4c에서, 정적 시스템 파라미터들만이 측정된 것이고, 동적인(거리에 의존하는) 파라미터들은 계산된 것이다. 상기 약속이 일반적으로 적합하긴 하지만, 가까운 거리에서는 수치적인 계산이 덜 정확해진다. 이는 모델링되지 않았으나 더욱 가까운 거리에서 더욱 현저해지는 용량 결합 효과 때문일 수 있다.

적응형 주파수 동조는 거리 독립적인 최대 전력 전송을 위해 구현될 수 있다. 시스템이 잘못 동조되었을 때, 예를 들어 최적화되지 않은 주파수가 선택되었을 때, 임피던스 오정합(mis-match)은 수신기 측에서 반사를 발생시키지만, 상기 시스템이 최적으로 동조된 때에는, 송신에 대한 반사 전력의 비가 최소화된다. 그러므로, 만약 송신기가 S ₁₁ 을 측정하고 그 주파수를 조정할 수 있다면, 상기 송신기는 S ₁₁ 을 최소화(즉, 반사되는 신호를 최소화시키고 송신되는 신호를 최대화)함으로써 특정 거리 또는 특정 수신기 방향에 대한 최적의 주파수를 선택할 수 있다. 도 6a 및 6b는 작업 주파수 자동 동조 시스템에서의 효율 데이터와 비교되는 비적응형(고정된 주파수의) 시스템에서의 전력 전송 효율에 관한 실험 데이터를 도시한다.

각각의 거리에 대하여, 상기 시스템은 송신 주파수를 6MHz부터 8MHz까지 스윕하고, 그 다음 효율을 최대화하기 위해 최소의 |S ₁₁ |을 갖는 주파수를 선택한다. 전력계로 전달되는 전력이 각각의 거리에 대한 최적의 주파수에서 측정된다. 동조되는 값의 범위는 6.67MHz에서 7.66MHz까지이다. 유사한 결과가 수신기 방향 적응(orientation adaptation)에 관하여 도 6b에 도시된다. 시스템 효율은 수신기 방향의 약 70°까지에 걸쳐 거의 일정하다. 다만, 전력 전송 효율은 70°에서 90°까지의 범위에서 0으로 떨어진다. 도 6a 및 6b에 도시된 모든 경우에서, 선택되는 고정된 주파수는 단일 코일의 공진 주파수(예를 들어, 부족결합 시스템 주파수)이고, 상기 시스템이 과결합 상태로 남아 있도록 상기 자동 동조된 주파수는 상기 고정된 주파수와 일치하고 따라서 그 효율들 또한 일치한다.

도 7은 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, 수신기(Rx 코일 및 Rx 루프)의 변화하는 방향을 예시한 도 6a의 실험적인 구현례의 대표적인 정면도를 도시한다. 도 7의 위쪽에서 보여지는 바와 같이, Rx 코일 및 Rx 루프는 중심선을 따라서 Tx 루프 및 Tx 코일에 따른 방향으로 정렬된다. 도 7의 아래쪽은 중심선에 대하여 각 θ만큼 회전된 Rx 코일 및 Rx 루프를 도시한다. Rx 코일 및 Rx 루프가 상기 도면의 위쪽에서와 같이 배열된 때, θ＝0°이다. 만약 Rx 코일 및 Rx 루프가 중심선에 평행하게 배열되었다면, θ＝90°이다.

만약 수신기가 충분히 천천히 이동된다면 상기 시스템이 동조를 유지할 수 있도록 하는 추적 방식 및 협대역 동작을 위한 적응 기술들이 개시된다. k _lc 를 (상기와 같이) 최적화되어야 하는 정적 설계 파라미터로 간주하기보다는, 주파수 동조 없이 거리 적응을 가능하게 하는 동적으로 변화하는 임피던스 정합 파라미터로서 k _lc 를 간주할 수 있다. 만약 시스템이 실제로는 과결합(k ₂₃ ＞k _Critical ) 되었더라도 ω ₀ (비결합 공진 주파수)에서 구동된다면, 주파수 분리는 상기 시스템이 공진하지 않는 결과와 같을 것이고 전송되는 전력은 거의 내지 전혀 없게 될 것이다. 시스템의 효율을 최대로 다시 가져오기 위해서 k _lc 를 감소시킬 수 있는데, 수학식 4에서 최대 전력 전송이 다시 계속될 수 있는 지점인 k ₂₃ ＝k _Critical 이 될 때까지 k _Critical 을 감소시킨다. 발명가는 k _lc 를 변화시키는 코일에 대하여 회전 가능한 루프의 수동 조정을 이용해 다양한 Tx-Rx 거리(k ₂₃ 값)에 대하여 동조될 수 있는 실험실 데모 시스템에서 상기 동조 방법의 유형을 성공적으로 구현하였다. 상기 k _lc 적응 방법은 단일 주파수 ω ₀ 에서 동작 가능하게 하는 이점을 가지고, 이는 대역 제한 동작(band-limited operation)에 이로울 수 있다. 이와 같이, 실용적인 관심은 k _lc 의 조정에 관련하여 전기적으로 제어가능한 기술을 발달시켜 왔다. 앞서 유의시킨 바와 같이, 상기 시스템의 루프들은 개별 정합 네트워크에 의해 대체될 수 있고, 이 정합 네트워크를 전기적으로 가변이 되도록 하는 것은 k _lc 자동 동조를 가능하게 한다.

추적하여 동조시키는 방식의 비제한적인 예시로서, 상기 송신기 공진기의 루프에서 코일까지의 결합 계수의 값은 고정될 수 있고, 상기 송신기 공진기의 코일에서 수신기 공진기의 코일까지의 결합 계수의 특정 값에 대하여 바람직한 주파수를 선택하도록 주파수가 적응형으로 동조될 수 있다. 예를 들어, 반사 전력은 송신기에 의해 모니터링될 수 있고, 상기 송신기 공진기의 주파수는 상기 반사 전력을 최소화하도록 조정될 수 있다. 어떤 측면에서, 송신기 공진기는 상기 송신기 공진기가 수신기 공진기로부터 피드백 신호를 수신할 때까지 주파수 범위를 스윕할 수 있다. 바람직한 주파수는 수신된 피드백 신호에 기초하여 상기 송신기 공진기와 수신기 공진기 사이의 거리에 적합하게 결정될 수 있다. 상기 피드백 신호는 전파 신호, 와이파이, 블루투스, 지그비(Zigbee), RFID 같은 후방산란(backscatter), 또는 부하 변조 신호(load-modulated signal)와 같은 신호들을 포함할 수 있다. 상기 부하 변조 신호는 상기 송신기 공진기의 반송파 신호(carrier signal) 상에서 변조될 수 있다. 어떤 측면에서, 바람직한 주파수는 신호원과 상기 송신기 공진기의 코일 사이의 임피던스 정합 값에 기초하여 상기 송신기 공진기와 수신기 공진기 사이의 거리에 적합하게 결정될 수 있다.

상술한 바와 같이, 결합된 공진기 무선 전력 전송 시스템은 거리와 방향이 변하더라도 최적의 효율을 유지하도록 적응하는 것이 가능하다. 이는 실용적으로 중요한데, 많은 바람직한 응용 시나리오들에서 상기 송신 장치에 대한 상기 수신기 장치의 거리 및 방향은 사용자의 행동에 따라 변화하기 때문이다. 예를 들어, 칸막이한 벽에 임베딩된 코일에 의해 전력이 공급되는 랩탑 컴퓨터는 사용자가 장치의 위치를 바꿀 때마다 상이한 거리와 방향을 가질 수 있다. 상기 개시된 적응 방식의 한 특징은 제어 시스템용 에러 신호가 송신기 측에서만 측정될 수 있다는 것이다. 수신기로부터 송신기까지 피드백을 제공하는 별도의 통신 채널은 요구되지 않을 수 있다.

어떤 측면에서, 소형 장치(hand held devices)와 같은 더 작은 크기의 장치들에 최적으로 전력을 공급하고 장치 크기에 기초하여 송신되는 전력 크기를 조정하는 것은 바람직하다. 상기 송신기보다 더 작은 장치들에 전력을 공급하는 것은 실용적인 관심사로, 휴대 전화를 재충전하는 컴퓨터 디스플레이 또는 랩탑을 고려해보라. 수신기 코일 크기에 대한 거리의 의존성은 수학식 4의 비대칭적인 형태를 표현함으로써 논의될 수 있고, 임계결합(비대칭은 k ₁₂ ≠k ₃₄ , Q ₁ ≠Q ₄ , 및 Q ₂ ≠Q ₃ 이 가능함을 의미함)은 아래와 같다.

수학식 5의 비대칭적인 형태는 아래와 같이 나타낼 수 있다.

두 개의 1 턴수 코일들을 연결하는 결합 계수에 대한 근사 공식으로부터 시작하여 코일 크기에 따른 거리를 계산하는 것에 대한 통찰력을 얻을 수 있다. 비록 상기 코일들은 5 턴수를 갖도록 시험하였지만, 그 동작은 질적으로 유사할 것으로 예상된다. 수신 반경이 송신 반경보다 작고(r _Rx ＜r _Tx ) 모두 축 상에 있다고 가정하면, 상기 공식은

이 된다. (유효거리를 측정하는) 임계결합의 거리는 아래와 같이 계산될 수 있다.

수학식 8의 우변에 이를 대입할 수 있다. 상기 표 2에서 측정된 값을 수학식 8의 우변에 대입하고, 그 결과에 의한 k _Critical 을 수학식 10에 대입하고, r _Tx ＝30cm라고 가정했을 때의 수학식 10이 도 8에 플롯팅되어 있다. 이 플롯에 따르면, 약 30cm의 거리에서 반경 15cm의 송신기로부터 반경 5cm의 장치로 전력을 공급하는 것이 가능할 수 있다. 이 파라미터 세트는 랩탑 컴퓨터에 있는 무선 전력 송신기로부터 휴대 전화를 충전하는 것을 지원할 수 있다.

어떤 측면에서, Tx 코일 및/또는 Rx 코일은 설계시 실질적으로 평평하게 또는 평면과 같이 되어있을 수 있다. 평평한 코일 구조는 랩탑과 같이 더 작고 더 평면적인 크기의 구조로 집적을 향상시키는 것 외에, 원하지 않는 스퓨리어스 무선 주파수(spurious RF) 방출도 감소시키는데, 이는 실질적으로 평평한 코일이 상기 평평한 코일에 수직인 방향에서 더 작은 쌍극자 모멘트(dipole moment)를 갖기 때문이다.

어떤 측면에서, 평평한 코일들은 적절한 평면의 기하학적 구조를 유지하는 마그넷 와이어(magnet wire), 솔리드 코어 와이어(solid core wire), 연선(stranded wire), 리츠 와이어(Litz wire), 비도전 기판 또는 전기자 상의 (도전율에 더 뛰어난 가중치를 가져다주는) 속이 빈 동관(hollow copper tubing)이 적합한 수의 턴수를 형성하도록 함으로써 제조된다. 더 나아가, 에칭된 또는 다른 방법으로 패터닝된 도체 및 인쇄 회로 기판 제조에 사용되는 임의의 방법에 의해 생산된 도체들을 포함하여 다턴수 2차원 코일(multi-turn 2D coil)을 제작하는 기타 다른 방법들이 사용될 수 있다.

본 명세서의 실시예에서, 상기 장치는 전기 특성의 증착(deposition), 제거(removal), 패터닝(patterning), 및 변경과 같은 반도체 장치 제조 방법에 의해 제작될 수 있다. 예를 들어, 증착 방법은 그 중에서도 특히 물리 증착법(physical vapor deposition, PVD), 화학 증착법(chemical vapor deposition, CVD), 전기화학 증착법(electrochemical deposition, ECD), 분자선 에피택시(molecular beam epitaxy, MBE), 및 원자층 증착(atomic layer deposition, ALD)을 포함한다. 예를 들어, 제거 방법은 그 중에서도 특히 습식 에칭, 건식 에칭, 화학 기계적 연마( chemical-mechanical planarization, CMP)를 포함한다. 예를 들어, 패터닝 방법은 그중에서도 특히 리소그래피(lithography)를 포함한다. 예를 들어, 변경 방법은 그 중에서도 특히 UV 처리(UV processing, UVP)에서 자외선에 대한 노출을 통한 유전 상수의 감소를 포함한다.

전기자 물질에 의한 유전 손실은 구조적 안정성을 위해 필요하지 않은 모든 과잉 물질을 제거함으로써 최소화될 수 있다. 전기자는 아크릴 섬유(acrylic) 또는 플라스틱으로부터 레이저 절단된 것 또는 사출 성형된 플라스틱(injection molded plastic)일 수 있다. 상기 기판은, 예를 들어 대만의 Honlex Flexible PCB Industrial Co. Ltd에 의해 판매되는 유리, 플렉시글라스(plexiglass), 난연제 4(Flame Retardant 4,FR4), 실리콘, 저손실 인쇄 회로 기판 물질, 연성 인쇄 회로 기판 물질(flexible printed circuit board material), 폴리아미드(polyamide), 폴리카보네이트(polycarbonate)일 수 있다.

무선 전력 전송용의 실질적으로 평평한 코일은 표준 인쇄 회로 기판(PCB) 제조 방법에 의해 제조될 수 있고, 이는 즉 배선들(traces)이 알티움 디자이너(Altium Designer)와 같은 표준 CAD 프로그램에서 설계될 수 있다는 것이다. 더 넓은 배선과 더 두꺼운 구리는 도전성 값이 더 높아지도록 하고, 더 좋은 공진기 양호도(Q)를 제공하며, 이는 차례대로 시스템 거리 및 효율의 결정요인이 된다. 공진기 주파수는

로 주어지고, 공진기 양호도는

으로 주어진다. 더 많은 턴수는 추가적인 인덕턴스를 제공하는데, 만약 커패시턴스 C가 바람직한 공진 주파수 f를 일정하게 유지시키도록 감소될 수 있다면 이는 Q를 향상시킨다. 어떤 지점에서, 커패시턴스 C는 특정 공진 주파수 f에 사용될 수 있는 최대 인덕턴스 값을 제한하더라도 더 이상 감소할 수 없다. 턴수를 제한하는 추가적인 요인은 증가된 배선 길이가 저항을 증가시키고, Q를 감소시킨다는 것이다. 더 많은 턴수를 사용함으로써 L을 증가시키려는 요구는 상기 배선의 폭을 제한한다. 발명가들은 이러한 요인들을 비교교량하여 5MHz에서 15MHz의 동작 주파수 범위를 얻기 위해 약 6 턴수를 갖는 설계에 이르렀다.

또한, 무선 전력 전송용 코일은 연성 인쇄 회로 기판(PCB) 방법을 사용하여 제조될 수 있다. 상기 연성 PCB 기판들은 통상적인 회로 기판들보다 더 얇기 때문에, 이것들이 더 작은 유전 손실을 발생시킨다는 것을 예상할 수 있다. 또한, Rogers corporation에서 제작되는 것과 같이 낮은 유전 손실 물질로부터 제작되는 PCB 기판들이 유전 손실을 더 줄이기 위해 사용될 수 있다. 리소그래피, 전기주조 및 몰딩(lithography, electroforming and molding, LIGA)과 같은 마이크로 전기 기계 시스템(micro-electrical-mechanical systems, MEMS) 공정에서, (높은 종횡비의) 두꺼운 금속 코일(더 높은 전도성을 갖는 것을 예상할 수 있음)이 실리콘 기판 상에 제조될 수 있다.

또한, 상기 평평한 코일은 판금을 다이 스탬핑(die stamping)하고, 비닐 절단기 또는 그와 유사한 도구를 사용하여 금속박(metal foil)을 절단하고, 워터제트(waterjet), 레이저 절단기 또는 톱을 사용하여 금속을 패터닝함으로써 제조될 수도 있다. 평평한 코일은 인듐 주석 산화물(Indium Tin Oxide, ITO)과 같은 투명한 도체 또는 기타 다른 투명한 도전 물질(Transparent Conductive Material)로 제조될 수 있다.

랩탑 덮개의 내부에 있는 평평한 코일은 스크린 인쇄, 실크 스크리닝, 스텐실링(stenciling), 잉크젯 인쇄, 또는 도전 물질을 인쇄할 수 있는 기타 다른 공정들에 의해 패터닝될 수 있다.

상기 몇 가지 방법들에 의해 제조된 코일의 성능은 상기 물질들을 은, 금, 또는 백금과 같이 더 높은 도전성을 가지면서 산화되지 않는 물질로 도금함으로써 향상될 수 있다. 또한, 상기 코일 성능은 (심지어 도금된 물질이 특히 높은 도전성을 갖지 않더라도) 전기 도금(electroplating) 또는 무전해 도금(electroless plating)에 의해 도전성 물질의 양 또는 두께를 증가시킴으로써 향상될 수 있다. 상기 평평한 코일은 랩탑의 외부로부터 전력을 수신하고 내부로부터의 방출을 차폐하도록 설계될 수 있다. 2차원 코일의 윤곽(outline)은 특정 형태로 제한되지 않으며, 원, 직사각형, 정사각형 또는 기타 다른 임의의 윤곽에서의 형상과 같이 다른 모바일 장치 설계 고려사항에 따라 적응시킬 수 있다.

상기 설명한 바와 같이, 상기 무선 전력 시스템이 최적으로 동조되지 않았을 경우, 큰 반사가 상기 송신기에서 발생된다. 상기 송신기의 크기 및 비용을 최소화하기 위해서 송신 측에서 큰 전력 반사를 방지하는 것이 바람직하다. 만약 상당한 전력이 송신기에서 반사된다면, 부피가 크고 많은 비용이 드는 전력 소모 시스템(power dissipation system)이 요구되고 열 부담(thermal burden)이 증가하게 되며 추가적인 보호 회로가 필요할 수도 있다. 그 외에도, 반사 전력은 일반적으로 열을 발산함으로써 소모되고, 시스템의 전체 효율을 감소시킨다.

거리 또는 방향 적응의 목적을 위한 주파수 기반 동조가 최적의 동조를 위해 사용될 수 있고, 상기 주파수 기반 동조는 송신기 측 반사를 최소화하도록 주파수를 조정함으로써 달성될 수 있으며, 그로써 전력 처리량(power throughput)을 최대화한다. 대안적으로, 상기 루프에서 코일까지 결합 Klc의 조정이 주파수 동조를 대신하여 유사한 방식으로 사용될 수 있다.

상기 시스템이 입계결합 또는 과결합된 경우(예를 들어, "마법의 상태"에 있는 경우), 만약 (주파수, Klc 또는 부하 조정에 의해) 최적으로 동조되었다면, 원칙적으로 상기 송신기 측에서 반사가 발생하지 않을 것이다. 시스템이 부족결합된 경우, 시스템 파라미터가 전력 송신을 최적화하도록 선택된다 하더라도, 여전히 상기 송신기 측 상에서 상당한 반사가 존재할 것이다.

도 9는 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, 무선 전력 시스템용 자동 동조 절차의 예시적인 흐름도를 도시한다. 이 절차에서, 상기 자동 동조 무선 전력 시스템은 단지 주파수(또는 Klc, 또는 기타 다른 조정 파라미터들) 대신에 송신 측 진폭을 조정하도록 구성된다. 이는 상당한 반사가 상기 송신 측에서 발생하지 않을 때, 예를 들어 하나 이상의 수신기 장치가 존재하고 하나 이상의 수신기들에 대한 결합이 최대 반사 전력 문턱 기준을 만족할 만큼 충분히 높은 때에만 상기 시스템이 고전력 레벨에서 송신할 수 있도록 한다.

일반적으로, 시스템의 효율적인 동작을 유지하는 방법은 송신 주파수를 스윕하고 공진 주파수 또는 효율 피크가 달성될 수 있는 주파수들을 식별하도록 순방향 및 반사 전력을 측정하는 것을 포함한다. 하지만, 비공진 주파수들에서 상당한 전력이 송신 측에서 반사될 수 있고, 이는 상술한 잠재적인 불이익을 초래할 수 있다. 그러므로, 이 과정 동안 송신 측이 겪는 반사 전력을 최소화하도록 저전력 레벨에서 그러한 주파수 스윕을 수행하는 것이 바람직하다.

905에서, 송신기는 저전력 레벨 신호 또는 "파일럿 톤(pilot tone)"을 발생시킬 수 있다. 이 구성에서, k _lc 또는 부하 조정이 단일 주파수에서 동작하는 시스템에서의 주파수 동조를 대신하여 사용될 수 있다. 송신에 대한 반사 전력의 비는 수신기가 존재하는지 또는 충분히 가까운지 또는 전력을 수용하는 모드에 있는지 여부를 결정하는 데에 사용될 수 있다. 전원-수신기 결합이 충분한 때에야 비로소 높은 진폭 전력 신호가 발생될 것이다.

어떤 측면에서, 910에 도시된 바와 같이 상기 송신기는 더 높은 전력 레벨에서의 전력 송신이 가능한지 여부를 결정하기 위해 저전력에서 주파수 스윕을 수행할 수 있다.

어떤 측면에서, 915에 도시된 바와 같이 상기 저전력 주파수 스캔은 고전력 전송과 동시에 발생할 수 있다. 이는 고전력 전송이 상기 주파수 스캔을 수행하기 위해 중단될 필요가 없으므로, 수신기 장치가 더 빠른 총 충전 시간을 경험할 수 있도록 한다.

920에서, 반사 신호가 검출되는지 여부에 관해 결정이 내려진다. 임의의 이러한 세 가지 경우, 즉 (1) 수신기가 존재하지 않는 경우, 또는 (2) 반사 전력 문턱 기준을 만족할 만큼 충분히 가까운 수신기가 존재하지 않는 경우, 또는 (3) 과결합될 정도로 충분히 가까운 수신기가 없는 경우에, 상기 시스템은 저전력 레벨에서 주기적으로 스캔을 계속한다. 상기 조건들은 공진 분리의 결여에 의해 검출될 수 있는데, 대안적으로 수신기의 부존재는 상기 S11 분산 파라미터의 절대값에 의해 검출될 수 있으며, 이는 TX 진폭을 문턱 반사 값(threshold reflected value)에 도달할 때까지 점진적으로 증가시킴으로써 검출될 수 있다.

920에서 내린 결정의 결과가 '아니오'라면, 상기 절차는 송신기가 주기적으로 저전력 레벨 신호를 송신하도록 구성된 905로 되돌아간다. 상기 주기는 수신기들이 상기 송신기의 거리에 진입하고 이탈하는 주파수와 같은 네트워크의 특정한 특성에 의존하여 대략 수초, 수분, 또는 수시간이 될 수 있다. 만약 920에서 내린 결정의 결과가 '예'이면, 하나 이상의 공진 주파수가 925에서 결정된다. 그 다음, 930에서 상기 송신기는 하나 이상의 결정된 공진 주파수에서 고전력 신호를 송신할 수 있다.

상기 진폭 조정은 시스템이 전력을 낭비하고 고전력 반사에 의해 손상되는 것을 막을 수 있는데, 수신기가 존재하지 않는 경우 고전력에서 송신하는 일은 결코 일어나지 않기 때문이다. 또한, 큰 반사를 방지하는 것은 전체적인 시스템 효율(수신기가 존재하고 존재하지 않는 전체 주기에 걸쳐 평균함)의 증가를 가져온다.

예를 들어, 수신기가 존재하고 과결합 상태가 될 수 있을 정도로 충분히 가깝다고 가정하라. 이 상황에서, 만약 상기 시스템이 거리 적응을 위해 주파수 동조를 사용할 경우, 최적의 주파수가 저전력 스캔에 기초하여 선택될 수 있을 것이다. 최적의 주파수가 선택된 경우, 송신 진폭은 전력 전송을 위해 요구되는 레벨까지 증가될 수 있을 것이다. 상기 저전력 수신기의 검출 및 동조 기술을 사용하면 상기 송신기가 고전력 상태가 된 때에도 가능한 한 제일 작은 반사를 경험하게 된다는 것을 보장한다.

시스템이 선형적인 (그리고 루프들 및 코일들이 확실히 선형적인) 범위까지, 상이한 신호들을 중첩할 수 있고 각각에 대한 시스템의 응답을 개별적으로 분석할 수 있다. 상기 시스템이 한 주파수에서 전력을 전달하는 한편, 저전력 주파수 스윕이 동시에 일어날 수 있다. 만약 더 효율적인 주파수가 저전력 주파수 스캔을 이용해 검출되면, 고전력 신호의 주파수는 저전력 스캔으로 찾은 가장 적합한 주파수로 변경될 수 있다. 만약 전력 전달을 위해 주파수 동조를 사용하고 있지 않더라도, 즉 만약 전력이 항상 단일 주파수에서 전달되고 있더라도, 상기 저전력 주파수 스캔은 고전력 시스템용의 최적의 동조 파라미터들을 추정하기 위해 사용될 수 있다. 저전력 주파수 스캔은 최적의 주파수를 식별하기 위해 사용될 수 있다. 이 값은 최적의 Klc 값에 매핑될 수 있다. 그 다음, 최적의 Klc 값을 뜻대로 사용할 수 있다.

동시에 일어나는 저전력 주파수 스윕은 몇 가지 이익을 제공할 수 있다. 만약 송신 주파수를 국부 검색(local search)을 함으로써 간단히 조정한다면(예를 들어, 현재 주파수의 한 주파수 아래 단계 및 윗 단계를 시험하고 이 셋 중 가장 좋은 것을 선택함), 때때로 상기 시스템은 두 개의 공진 피크점 중 잘못된 것(예를 들어, 덜 효율적인 것)을 추적할 것이다. 선행 기술의 방법들에서, 고전력 레벨에서 광역 주파수 스캔을 함으로써 이 "국부 최소(local minimum)" 문제를 방지할 수 있지만, 이것은 시간이 걸리고, 광역 스캔 동안 전력이 효율적으로 송신되지 않고 있다는 것을 뜻한다. 그러므로 전달되는 전체 전력이 감소한다. 동시에 일어나는 높은 진폭의 전력 전달 및 저전력 스캔은 고전력 전송에 있어서의 중단을 필요로 하지 않으면서 광역에서 최적화된 동조 파라미터가 선택될 수 있음을 보장할 수 있다.

만약 수신기 장치가 특정 전력량만을 사용할 수 있다면, 송신기가 공급하려고 시도하는 모든 과잉 전력은 송신 측에서 반사로 나타날 수 있다. S11 반사 파라미터는 송신에 대한 반사 전력의 비이다. 만약 상기 수신 시스템이 송신기에 의해 제공되는 모든 추가 전력을 소모하고 있다면, S11은 절대적인 송신 전력 레벨이 증가하는 순간에도 일정할 것이다. 하지만, 일단 수신 측이 포화되고 추가 전력을 수용할 수 없다면, TX 전력 레벨을 증가시키는 것은 TX 측 반사의 증가를 초래할 것이고, 이는 S11의 증가로서 명확히 나타날 것이다. 그러므로, 상기 TX는 S11이 일정하게 유지되는 한 송신되는 전력을 증가시킴으로써 최적의 전력 전달 지점을 제공할 수 있고, 일단 S11이 증가하면, 상기 TX는 송신되는 전력을 낮출 수 있다. (이 논의는 상기 시스템이 가능한 한 고효율로 최대 전력을 송신하기 위한 것임을 가정한다. 또한, 기타 다른 제약들(예를 들어, 최대 허용가능한 절대적인 반사 전력 레벨이 있을 수 있음)이 우위를 차지하는 것도 가능하다. 만약 그렇다면, 상기 송신 전력은 절대적인 반사 전력 문턱을 초과할 때까지 또는 S11이 증가할 때까지 증가될 수 있다.)

더 나아가, "거리 밖의 수신기" 및 "거리 내이지만 포화된 수신기"의 경우들은 TX 진폭 스캐닝을 사용하는 한 가지 및 TX 주파수 스캐닝을 사용하는 한 가지의 두 가지 방법에 의해 구별될 수 있다. 두 가지 상황은, 예를 들어 동일하게 큰 절대적인 반사 값 또는 S11 값과 같을 수 있는 오정합에 대응할 수 있다. "거리 밖"의 경우에서, S11은 매우 낮은 TX 진폭을 포함하는 모든 TX 진폭의 선택에 대하여 일정할 것이다. "포화된 수신기"의 경우에서, S11이 낮은 진폭에서는 일정할 것이고, 수신기가 포화로 진입함에 따라 증가할 것이다. 수신기가 거리 밖에 있을 때, 주파수 분리는 발생하지 않을 것이다. 따라서, 분리를 찾기 위해 (가능하면 저전력에서) 주파수 스캔을 함으로써 수신기를 검출할 수 있다. 이 주파수 스캐닝 기술은 전력이 단일 주파수에서만 전달된다 하더라도 수신기 검출(또는 더 일반적으로, 거리 추정)에 사용될 수 있다.

도 9는 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, 무선 전력 시스템용 자동 동조 절차의 예시적인 흐름도를 도시한다. 이 절차에서, 자동 동조 무선 전력 시스템은 단지 주파수(또는 k _lc , 또는 기타 다른 동조 파라미터들)를 대신하여 송신 측 진폭을 지능적으로 조정하도록 구성된다. 이는 상당한 반사가 송신 측에서 발생하지 않을 때, 예를 들어 하나 이상의 수신기 장치가 존재하는 때 및 하나 이상의 수신기들에 대한 결합이 최대 반사 전력 문턱 기준을 만족할 만큼 충분히 높은 때에만 상기 시스템이 고전력 레벨에서 송신할 수 있도록 한다.

905에서, 송신기는 제1 전력 레벨 P ₁ 에서 전력을 송신하도록 설정된다. 910에서, 상기 송신기는 제1 주파수 F ₁ 에서 전력을 송신하도록 설정된다. 915에서, 수신기 결합 기준을 가리키는 시보 신호(time signal)가 측정된다. 상기 수신기 결합 기준은 반사 전압파 진폭, 순방향 전압파 진폭에 대한 상기 반사 전압파 진폭의 비, 반사 전력, 순방향 전력에 대한 상기 반사 전력의 비를 포함할 수 있다. 920에서, 상기 제1 주파수 F ₁ 이 최대 주파수인지 여부에 관해 결정이 내려진다. 만약 920에서 내린 결정의 결과가 '예'라면, 925에서 상기 수신기 결합 기준을 만족하는지 여부에 관해 결정이 내려진다. 만약 920에서 내린 결정의 결과가 '아니오'라면, 930에서 상기 제1 주파수 F ₁ 이 ΔF만큼 증가되고, 상기 절차는 915로 되돌아간다. 만약 925에서 내린 결정의 결과가 '예'라면, 935에서 전달 전력이 제2 전력 레벨 P ₂ 로 설정된다. 만약 925에서 내린 결정의 결과가 '아니오'라면, 940에서 상기 송신기는 꺼지게 된다.

도 10은 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, 무선 전력 시스템용 자동 동조 절차의 또 다른 예시적인 흐름도를 도시한다. 1005에서, 송신기는 제1 주파수 F ₁ 및 제1 고전력 레벨 P ₁ 에서의 전력 신호와 제2 주파수 F ₂ 및 제2 저전력 레벨 P ₂ 에서의 전력 신호의 중첩에서 전력을 전송하도록 설정된다. 상기 제2 저전력 레벨 신호는 어떤 제1 값 F _2START 에서 어떤 제2 값 F _2STOP 까지 어떤 단계 크기 ΔF ₂ 를 가지고 스윕된다. 1010에서, 수신기 결합 기준을 가리키는 시보 신호가 각각의 제2 주파수 단계 크기에 대하여 전송 안테나에서 측정된다. 상기 수신기 결합 기준은 반사 전압파 진폭, 순방향 진폭에 대한 상기 반사 전압파전압파 진폭의 비, 반사 전력, 순방향 전력에 대한 상기 반사 전력의 비를 포함할 수 있다. 각각의 제2 주파수 단계에 대하여, 측정된 신호의 구성요소들은 상기 제1 주파수 F ₁ 에서의 제1 고전력 신호 P ₁ 에 대응하는 제1 구성요소 M ₁ 및 상기 제2 주파수 F ₂ 에서의 제2 저전력 신호 P ₂ 에 대응하는 제2 구성요소 M ₂ 로 분리된다. 어떤 측면에서, 상기 측정된 신호는 복조 회로를 사용하여 구성요소 M ₁ 및 M ₂ 로 분리되고, 상기 측정된 신호 M은 상기 P ₁ , F ₁ 신호 및 상기 P ₂ , F ₂ 신호의 진폭 크기가 조정된 형태와 개별적으로 곱해지고, 각각의 결과에 따른 신호는 이어서 M ₁ , M ₂ 가 되도록 각각 저역 필터링된다. 이 측면은 도 11 및 12에서 더 구체적으로 도시되고 설명된다. 어떤 측면에서, 상기 측정된 신호는 상기 측정된 시보 신호의 주파수 변환을 취하고 F ₂ 주변의 주파수 대역에 대응하는 신호의 구성요소들을 분리함으로써 구성요소 M ₁ 및 M ₂ 로 분리된다. 이 측면은 도 13에서 더 구체적으로 도시되고 설명된다.

도 10으로 돌아가서, 1015에서 상기 제2 주파수 F ₂ 가 최대 주파수인지 여부에 관해 결정이 내려진다. 만약 1015에서 내린 결정의 결과가 '예'라면, 1020에서 상기 수신기 결합 기준을 만족하는지 여부에 관해 결정이 내려진다. 만약 1015에서 내린 결정의 결과가 '아니오'라면, 1025에서 상기 제2 주파수 F ₂ 가 ΔF ₂ 만큼 증가되고, 상기 절차는 1005로 되돌아간다. 만약 1020에서 내린 결정의 결과가 '예'라면, 1030에서 상기 송신기는 상기 제1 전력 레벨 P ₁ 에서 전력을 계속하여 송신한다. 만약 1020에서 내린 결정의 결과가 '아니오'라면, 1035에서 상기 송신기는 꺼지게 된다. 상기 절차는 상기 제2 주파수 F ₂ 가 ΔF ₂ 만큼 증가되고 그 다음 1005로 되돌아가는 1025로 되돌아갈 수 있다.

어떤 측면에서, 송신기에 의해 송신되는 전력이 복수의 주파수에 걸쳐 스윕됨에 따라, 상기 송신기와 하나 이상의 수신기의 사이에서 상기 송신기로부터 수신기로의 결합을 수용할 수 있는 하나 이상의 주파수 또는 주파수 범위가 존재할 수 있다. 이 예시에서, 상기 송신기는 상기 수용가능한 주파수 범위 내의 "가장 적합한" 주파수에서 전력을 송신하도록 구성될 수 있다. 만약, 예를 들어 송신기 또는 수신기의 이동과 같이, 시스템 파라미터가 변경되는 경우 이 "가장 적합한 주파수"는 또 다른 "가장 적합한" 주파수에 동조될 수 있다.

도 11은 도 10의 자동 동조 절차의 신호 흐름도를 일반적으로 나타낸 도면이다. 지향성 커플러(1105)는 어떤 주파수 F ₁ 에서의 높은 진폭 RF 신호에 대한 소신호 형태(small-signal version) 및 어떤 주파수 F ₂ 에서의 낮은 진폭 RF 신호에 대한 소신호 형태를 수신하도록 구성된다. 반사 신호(1110)가 지향성 커플러(1105)의 반사 포트로부터 빠져나와 측정된다. F ₁ 의 크기는 1115에서 결정되고, F ₂ 의 크기는 1120에서 결정된다. 유사하게, 순방향 신호(1125)가 지향성 커플러(1105)의 순방향 포트로부터 빠져나와 측정된다. F ₁ 의 크기는 1130에서 결정되고, F ₂ 의 크기는 1135에서 결정된다. 어떤 측면에서, 1115, 1120, 1130 및 1135에서의 결정은 도 12에 도시된 바와 같이 아날로그 부품들을 사용하거나 도 13에 도시된 바와 같이 디지털 부품들을 사용함으로써 수행될 수 있다.

도 12는 낮은 진폭의 주파수 스윕을 수행하는 동시에 높은 진폭의 신호를 송신할 수 있도록 하는 아날로그 복조 방식의 예시적이고 개략적으로 나타낸 도면이다. 상기 예시적인 복조 방식은 전력 전달 서비스가 중단되지 않고 최적의 동작 조건을 결정하도록 사용될 수 있다. 도면에서, 제1 RF 전원(1205)은 어떤 주파수 F ₁ 에서의 높은 진폭 RF 신호에 대한 소신호 형태를 생성하도록 구성되고, 제2 RF 전원(1210)은 어떤 주파수 F ₂ 에서의 낮은 진폭 RF 신호에 대한 소신호 형태를 생성하도록 구성되고, 이는 증폭기(1215)로 공급된다. 지향성 커플러(1120)는 증폭기(1215)에서 증폭된 신호를 수신하도록 구성된다. 또한, 지향성 커플러(1220)는 순방향 및 역방향(또는 반사) RF 신호들의 소신호 형태를 취하도록 구성된다. 지향성 커플러(1220)의 위쪽에서 RF 출력 신호는 송신 측 코일에 전력을 공급한다. 반사 신호의 소신호 형태는 각각 두 개의 주파수 F ₁ 및 F ₂ 각각에 의해 개별적으로 곱해지고, 그 결과에 의한 신호는 상기 제1 높은 진폭의 RF 전원(1205) 및 저역 필터링된 제1 높은 진폭 역방향(또는 반사) 신호에 대응하는 반사 신호와 제2 낮은 진폭의 RF 전원(1215) 및 저역 필터링된 제2 낮은 진폭 역방향(또는 반사) 신호에 대응하는 역방향(또는 반사) 신호를 발생시키도록 필터링(저역 필터링)된다(1225, 1230, 1235 및 1240).

도 13은 디지털 신호 처리기(DSP)를 사용하는 디지털 복조 방식의 예시적인 절차를 도시한다. 어떤 측면에서, 상기 DSP는 푸리에 변환을 계산하고 바람직한 주파수 구간(frequency bins)의 크기를 취함으로써 구현될 수 있다. 대안적으로, 상기 DSP는 관심있는 주파수 구간을 직접 계산함으로써 구현될 수 있다. 이제 도 13으로 돌아가서, 상기 절차는 t가 0과 동일하게 설정되는 1305에서 시작한다. 1310에서 F ₂ (t)가 계산되고, 1315에서 F ₁ (t)가 계산된다. 1320에서, F ₂ (t)와 F ₁ (t)의 합 C(t)가 계산된다. 1325에서, 볼트 단위의 C(t)가 송신기 코일 Tx에 인가된다. 1330에서, 지향성 커플러(1120)의 순방향 포트에서의 전압 W(t)가 측정된다. 1335에서, 지향성 커플러(1120)의 역방향 포트에서의 전압 R(t)가 측정된다. 1340에서, 시간 t는 1씩 증가된다. 1345에서, 이하의 값들 W ₂ , W ₁ , R ₂ 및 R ₁ 이 W ₂ ＝W ₂ ＋F ₁ (t)·W(t), W ₁ ＝W ₁ ＋F ₁ (t)·W(t), R ₂ ＝R ₂ ＋F ₂ (t)·R(t), R ₁ ＝R ₁ ＋F ₁ (t)·R(t)와 같이 계산되고, "·"으로 표시된 연산은 스칼라 곱을 나타낸다. 1350에서, t＜어떤 문턱값 T 인지 여부에 관해 결정이 내려진다. 만약 1350에서 내린 결정의 결과가 '아니오'라면, 절차는 1315로 돌아간다. 만약 1350에서 내린 결정의 결과가 '예'라면, 1355에서 이하의 값들 W ₂ , W ₁ , R ₂ 및 R ₁ 이 W ₂ ＝W ₂ ／T, W ₁ ＝W ₁ ／T, R ₂ ＝R ₂ ／T, R ₁ ＝R ₁ ／T와 같이 계산된다.

어떤 측면에서, 무선 전력 시스템에서의 송신기 비용을 최소화하는 것은 바람직할 수 있다. 수신 장치 당 송신 비용을 감소시키는 한 방법은 다수의 수신기들에 대해 시간 다중화된 전력 전달에 의하여 하나의 송신기가 다수의 수신 장치로 전력을 공급할 수 있도록 하는 것이다. 이 측면에서, 송신기는 다수의 송신 안테나 및 하나의 증폭기 및 제어 유닛을 포함할 수 있다. 상기 송신기는 각각의 수신기 장치까지 전체 송신 시간의 일부분 동안 연속적으로 최대 전력을 전달할 수 있다. 이 접근법은 각각의 수신기 장치에 대하여 개별적으로 효율 최적화를 가능하게 한다. 각각의 수신기 장치에 의해 수신되는 상기 전체 전력의 일부분은 각각의 수신기가 전력을 수신하는 시간의 백분율을 제어함으로써 제어될 수 있다.

어떤 측면에서, 하나 이상의 수신기에 할당되는 전력은 시간에 따라 바뀔 수 있고, 예를 들어 상기 할당은 정적이라기보다는 동적이다. 전력 배합비(power mix)는 각각의 장치의 전력 상태에 의해 영향을 받을 수 있다. 일 비제한적 예시의 방법으로써, 일 수신기 장치는 매우 낮은 전력 상태에 있을 수 있고, 이는 그것의 우선순위를 가장 위쪽으로 올라가도록 할 수 있다. 다른 비제한적 예시에서, 광역 전력 할당에 영향을 줄 수 있는 새로운 장치가 도입되는 경우처럼 장치들의 배합비는 바뀔 수 있다. 이러한 유형의 정보를 사용하여, 우선순위가 수신기에 의하여 스스로 또는 송신기에 의하여 각각의 수신기에 할당될 수 있다. 우선순위에 기초하여, 무선 전력 송신은 상기 수신기들 사이에서 (예를 들어, 시간 분할(time slicing)을 통해) 조율될 수 있다.

어떤 측면에서, 명령이 송신 장치에서 하나 이상의 수신 장치까지 송신될 수 있고, 상기 명령은 전력을 수신하는 하나 이상의 수신 장치들과 통신하도록 구성된다. 상기 명령은 예정된 시간 계획표에 기초할 수 있고 송신되는 전력으로 인코딩된, 변조된, 또는 둘 모두인 무선 명령일 수 있다. 전력이 송신되고 있는 것과는 상이한 통신 프로토콜, 채널, 또는 매체 상에서 상기 하나 이상의 수신 장치와 상기 명령을 통신할 수 있다. 상기 통신 프로토콜은 블루투스 또는 IEEE 802.11과 같은 많은 단거리 및 장거리 무선 통신 기술을 포함할 수 있다. 상기 블루투스 표준은 1999년 7월에 출판된 "블루투스 시스템의 사양서: 핵심(Specifications of the Bluetooth System: Core)" 및 "블루투스 시스템의 사양서: 개요(Specification of the Bluetooth System: Profiles)"라고 이름 붙여진 문서들에서 구체적으로 설명되고 있으며, 블루투스 공식 웹사이트의 인터넷 상 블루투스 특별 관심 그룹(Bluetooth Special Interest Group on the Internet)에서 이용가능하다. 상기 IEEE 802.11 표준은 IEEE 고객 서비스 센터 - 미국 08855-1331 뉴저지주 피스캐터웨이 호스 레인 445 사서함 1331(445 Hoes Lane, P.O. Box 1331, Piscataway, N.J. 08855-1331) - 에서 이용가능한 "IEEE 표준 802.11 1999년판(IEEE Std 802.11 1999 Edition)"이라고 이름 붙여진 사양서에서 구체적으로 설명되고 있다. 또한, 와이맥스(Worldwide Interoperability for Microwave Access, WiMAX), 지그비(근거리 무선 사설망(wireless personal area networks, WPANs)용 IEEE 802.15.4 2003년 표준에 기초하여 작고 저전력인 디지털 라디오를 사용하는 높은 수준의 통신 프로토콜 묶음을 위한 사양서), 또는 임의의 다른 적합한 프로토콜 또는 미래 통신 프로토콜과 같은 기타 다른 통신 프로토콜들이 사용될 수 있다.

송신기는 무선 전력 송신을 수행하기 위해 상기 송신기에 결합된 하나 이상의 안테나를 제어가능하게 동작시키도록 구성된 제어기/스케줄러를 포함할 수 있다. 이 때에, 상기 송신기는 하나 이상의 안테나를 통해 하나 이상의 수신기와 선택적으로 통신할 수 있다. 어떤 측면에서, 상기 송신기는 각각의 수신기에 대하여 개별 안테나와 상기 안테나를 동작시키기 위해 연관된 하드웨어/소프트웨어를 갖출 수 있다. 어떤 실시예에서, 상기 제어기/스케줄러는 임의의 적합한 프로세서 기반 유닛일 수 있고, 상기 제어기/스케줄러는 프로세서 및 우선순위 프로토콜을 저장하는 저장 장치들로 구성될 수 있으며 또는 소프트웨어 기반 유닛일 수 있다. 일 실시예에서, 상기 우선적인 프로토콜은 활동중인 송신기 및/또는 수신기 각각에 대하여 우선순위를 할당하는 토대로서 미리 결정된 기준(predefined criteria)을 포함할 수 있다. 그러한 미리 결정된 기준은 송신기에 의해, 하나 이상의 수신기에 의해, 또는 모두에 의해 동적으로 할당될 수 있는 기준을 더 포함할 수 있다. 전력 송신의 제어는 상기 우선순위에 기초하여 조율될 수 있고, 따라서 하나 이상의 수신기 중 하나가 선택적으로 가압될 수 있다(예를 들어, 전력을 공급받을 수 있다). 어떤 측면에서, 우선순위는 각각의 수신기에 연관된 전력 소모와 같은 기준에 기초하여 각각의 수신기에 할당될 수 있다. 예를 들어, 상기 수신기는 배터리로 작동되는 시스템일 수 있고, 다른 수신기보다 비교적 더 많은 전력을 갈구할 수 있다. 하지만, 배터리 수명의 평가에 기초하여, 일 수신기는 다른 수신기보다 우선적으로 처리될 수 있다.

어떤 측면에서, 하나의 송신 안테나를 구비한 송신기가 하나 이상의 수신기에 시간 다중화 방식으로 전력을 전달하도록 배치될 수 있다. 그러한 배치에서, 각각의 수신기는 송신기로부터 결합/분리되도록 동조/이조될 수 있다. 예를 들어, 상기 수신기는 부하를, 예시적이지만 비제한적으로 전기적으로 제어가능한 스위치에 의해 접속/분리시킬 수 있다. 다른 예시에서, 상기 수신기는 공진 안테나의 회로 소자를 접속/분리시킬 수 있다. 상기 소자는, 예를 들어 저항기, 커패시터, 인덕터, 또는 안테나의 코일의 추가 턴수와 같은 임의의 안테나의 물리 배선을 포함할 수 있다. 그렇게 함으로써, 상기 수신기 안테나를 전력 전달의 주파수에서 공진하도록 만들 수 있다. 예를 들어, 상기 회로 소자와 직렬인 스위치가 사용될 수 있고, 개방 회로(open-circuit)는 회로 소자를 분리시킬 것이다. 이와 같이, 상기 수신기는 공진기와 공진하지 않도록 될 수 있고, 그럼으로써 상기 송신기로부터 수신기를 분리시킨다. 더 나아가, 닫힌 스위치는 회로 소자를 접속시킬 수 있고, 그럼으로써 수신 안테나는 상기 송신기와 공진하고 송신기로부터 전력을 수신할 수 있게 된다. 또, 상기 회로 소자와 병렬인 스위치가 사용될 수 있고, 닫힌 스위치는 상기 수신기가 송신기와 분리될 수 있도록 송신기와 수신기 안테나가 공진하지 않도록 하는 회로 소자로의 낮은 임피던스 우회로(bypass)를 제공할 수 있다. 추가적으로, 개방된 스위치는 안테나가 공진하도록 할 수 있고, 그럼으로써 상기 수신기로 전력을 공급한다.

어떤 측면에서, 하나의 송신 안테나를 구비한 송신기가 하나 이상의 수신기에 시간 다중화 방식으로 전력을 전달하도록 배치될 수 있고, 각각의 송신기는 서로 다른 주파수에 동조될 수 있으며, 상기 송신기는 각각의 수신기에 독립적으로 전력을 전달하는 수신기 주파수 사이를 호핑(hop)한다. 송신 주파수는, 예시적이지만 비제한적으로 전환된 커패시터 뱅크(switched capacitor bank)를 구비한 전압 제어 발진기, 버랙터를 구비한 전압 제어 발진기 및 위상 고정 루프와 같은 주파수 발생기에 의해 제어될 수 있다. 각각의 수신기는 교섭 주기 동안 주파수를 변경하도록 되어있을 수 있고, 이는 현재의 모든 수신기들이 충돌이 없도록 하기 위해 서로 다른 주파수들로 전환되도록 할 수 있다. 상기 수신기는, 예를 들어 전환가능한 개별 커패시터 배열, 안테나 상의 하나 이상의 인덕터, 또는 안테나의 물리적 배선을 사용함으로써, 주파수를 변경할 수 있다.

어떤 측면에서, 하나의 송신 안테나를 구비한 송신기는 하나 이상의 수신기에 주파수 다중화 방식으로 전력을 전달하도록 되어있을 수 있고, 각각의 수신기는 서로 다른 주파수에 동조될 수 있으며, 송신기는 동시에 다수의 주파수에서 전력을 전송한다. 상기 송신기에서, 주파수 발생은 동시에 다수의 주파수를 발생시키도록 사용될 수 있다. 예를 들어, 하나 이상의 위상 고정 루프(PLLs)는 공통 기준 발진기 또는 하나 이상의 독립적인 전압 제어 발진기(VCOs)를 구비하여 사용될 수 있다. 각각의 수신기는, 예를 들어 교섭 주기 동안, 주파수를 변경할 수 있는 능력을 구비할 수 있고, 이는 현재의 모든 수신기들이 충돌이 없도록 하기 위해 서로 다른 주파수들로 전환되도록 할 수 있다. 상기 수신기는, 예를 들어 전환가능한 개별 커패시터 배열, 안테나 상의 하나 이상의 인덕터, 또는 안테나의 물리적 배선을 사용함으로써, 주파수를 변경할 수 있다.

어떤 측면에서, 다수의 송신 안테나를 구비한 송신기는 하나 이상의 수신기에 시간 다중화 방식으로 전력을 송신하도록 되어있을 수 있다. 이 측면에서, 상기 송신기는 하나 이상의 수신기로의 접속을 제어하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 제어는 각각의 송신 안테나와 직렬로 접속된 하나 이상의 스위치에 의해 달성될 수 있고, 개방 회로는 상기 접속을 끊을 것이다. 또한, 제어는 임의의 개별 회로 소자 또는 각각의 송신 안테나의 안테나 배선과 직렬로 접속된 하나 이상의 스위치에 의해 달성될 수 있고, 개방 회로는 송신 안테나가 수신기와 공진하지 않도록 회로 소자의 접속이 끊어지도록 할 것이다. 따라서, 상기 송신 안테나는 수신기와 접속이 끊어질 것이다. 더 나아가, 닫힌 스위치는 송신 안테나가 수신기와 공진하도록 회로 소자가 접속되도록 할 것이다. 따라서, 상기 송신 안테나는 수신기에 접속될 것이다. 어떤 측면에서, 제어는 각각의 송신 안테나의 회로 소자와 병렬로 접속된 스위치에 의해 달성될 수 있고, 닫힌 스위치는 송신 안테나가 수신기와 공진하지 않도록 하는 소자로의 낮은 임피던스 우회로를 제공할 것이다. 따라서, 상기 송신 안테나는 수신기와 접속이 끊어질 것이다. 더 나아가, 개방된 스위치는 상기 송신 안테나가 수신기와 공진하도록 할 것이다. 따라서, 상기 송신 안테나는 수신기에 접속될 것이다.

더 나아가, 송신기가 하나 이상의 수신기에 시간 다중화 방식으로 전력을 전달하도록 되어있는 다수의 전송 안테나를 구비한 상기 구성에서, 접속은 상기 수신기들에 의해 제어될 수 있다. 상기 송신기는 동시에 모든 안테나에 접속될 수 있고, 상기 수신기들은 앞서 설명한 바와 같이 스스로 동조/이조한다.

어떤 측면에서, 다수의 송신 안테나를 구비한 송신기는 주파수 다중전송 방식으로 하나 이상의 수신기에 전력을 전달하도록 되어있을 수 있다. 그러한 구성에서, 각각의 송신 안테나는 서로 다른 고정된 주파수에 동조될 수 있다. 상기 수신기들은 전력이 동시에 다수의 안테나에 전달될 수 있도록, 상술한 동조 방법에 의해 가장 인접한 안테나(proximal antenna)의 주파수에 동조될 수 있다. 예를 들어, 각각의 수신기 안테나는 서로 다른 고정된 주파수에 동조될 수 있고 상기 송신 안테나는 상술한 방법에 의해 가장 인접한 수신기와 정합하는 주파수를 선택할 수 있다.

어떤 측면에서, 다수의 전송 안테나를 구비한 송신기는 공간 다중화 방식으로 하나 이상의 수신기에 동시에 전력을 전달할 수 있도록 되어있을 수 있고, 상기 송신은 동일한 주파수에서 일어난다. 이 경우에, 각각의 송신 안테나를 통해 전달되는 전력 레벨은 각각의 수신기로 서로 다른 전력 레벨을 전달하도록 독립적으로 제어될 수 있다.

도 14a 내지 14d는 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, 송신 측 동조를 위한 예시적인 제어 메커니즘을 도시한다. 도 14a는 송신기 루프(Tx 루프)에서 직렬로 배치된 스위치 S₁을 도시한다. 도 14b는 송신기 코일(Tx 코일)에서 직렬로 배치된 스위치 S₁을 도시한다. 도 14c는 송신기 루프(Tx 루프)에서 커패시터 C₁과 병렬로 배치된 스위치 S₁, 전원 저항기(R_source) 및 전원 전압(V_Source)과 병렬로 배치된 스위치 S₁, 저항기 R_p1과 병렬로 배치된 스위치 S₁, 또는 인덕터 L₁과 병렬로 배치된 스위치 S₁을 모두 도시한다. 도 14d는 송신기 코일(Tx 코일)에서 저항기 R_p2와 병렬로 배치된 스위치 S₂, 인덕터 L₂와 병렬로 배치된 스위치 S₂, 또는 커패시터 C₂와 병렬로 배치된 스위치 S₂를 모두 도시한다.

도 15a 내지 15d는 본 명세서의 다양한 측면에 따라서, 수신 측 동조를 위한 예시적인 제어 메커니즘을 도시한다. 도 15a는 수신기 루프(Rx 루프)에서 직렬로 배치된 스위치 S₄를 도시한다. 도 15b는 수신기 코일(Rx 코일)에서 직렬로 배치된 스위치 S₃을 도시한다. 도 15c는 수신기 루프(Rx 루프)에서 커패시터 C₄와 병렬로 배치된 스위치 S₄, 부하 저항기(R_L)와 병렬로 배치된 스위치 S₄, 인덕터 L₄와 병렬로 배치된 스위치 S₄, 또는 저항기 R_p4와 병렬로 배치된 스위치 S₄를 모두 도시한다. 도 15d는 수신기 코일(Rx 코일)에서 커패시터 C₃와 병렬로 배치된 스위치 S₃, 인덕터 L₃와 병렬로 배치된 스위치 S₃, 또는 저항기 R_p3와 병렬로 배치된 스위치 S₃을 모두 도시한다.

도 16은 다수의 수신기 장치로 하나의 송신 안테나를 사용하여 전력을 공급하도록 구성된 하나의 송신기를 구비하는 전송 시스템의 예시를 도시한다. 송신 안테나(1602)를 포함하는 송신 장치(1601)는 상기 도 1a에 관한 설명과 유사하게 증폭 유닛, 파형 발생기 및 제어 회로(모두 도시되지 않음)를 포함할 수 있는 제어기(1403)에 의해 제어될 수 있다. 제어기(1603)는 송신 장치(1601)의 부분일 수 있고, 또는 송신 장치(1601)에 결합된 독립한 구성요소일 수도 있다. 이 측면에서, 스위칭은 수신기들(1605, 1610, 1615 및 1620)에 의해 제어된다. 각각의 수신기(1605, 1610, 1615 및 1620)는 그에 할당된 시간 구획(time slice) 동안만 전력을 수신하도록 스스로 동조할 수 있고, 한편 존재하는 다른 수신기들은 스스로 이조한다. 송신 장치(1601)는 연속적인 전력 레벨 및 주파수에서 송신할 수 있고, 또는 각각의 개별 수신기에 전력을 최적으로 전달하도록 송신되는 전력 레벨, 주파수 또는 모두를 조정할 수 있다.

각각의 수신기는 전력 수신상태(reception)를 활성화 및 비활성화할 수 있다. 이것은 수신 안테나를 이조하는 것(예를 들어, 송신 주파수에서 수신기가 공진하지 않도록 만들기 위해 부품 값을 스위칭함), 임피던스 변압기를 이조하는 것, 또는 부하를 극적으로 증가시키는 것(예를 들어, 개방 회로로 스위칭함)을 포함한 다양한 방법에 의해 달성될 수 있다. 이 구성에서, 각각의 수신기와 상기 송신기 간, 상기 수신기들 간, 또는 모두에서의 통신 메커니즘은 타이밍을 제어하도록 제공될 수 있다. 어떤 측면에서, 상기 송신기는 수신기가 전력을 수신하기 위해 켜지고 꺼져야하는 경우에 각각의 수신기로 신호를 보냄으로써 다중화 타이밍을 제어할 수 있다. 어떤 측면에서, 타이밍은 각각의 수신기들에 의해 합의되고 상기 수신기들 사이의 통신을 통해 관리될 수 있다. 전력 전달을 위한 수신기의 우선순위 결정에 대한 메트릭(metric)(예를 들어, 배터리 충전 상태, 전력 전달 서비스에 대한 가입 상황(subscription status) 등)과 같이 추가적인 제어 파라미터들은 상기 송신기 또는 수신기들이 우선순위 결정 및 전력 분배의 타이밍에 합의할 수 있도록 전달될 수 있다.

도 17은 하나의 송신 장치가 다수의 송신 안테나를 포함할 수 있는 예시적인 송신 시스템을 도시한 도면이다(여기서, 상기 송신 안테나 각각은 하나 이상의 수신기 장치에 전력을 공급할 수 있음). 송신 안테나(1702 및 1703)를 포함하는 송신 장치(1701)는 상기 도 1a에 관한 설명과 유사하게 증폭 유닛, 파형 발생기 및 제어 회로(모두 도시되지 않음)를 포함하는 제어기(1704)에 의해 제어될 수 있다. 제어기(1704)는 송신 장치(1701)의 부분일 수 있고, 또는 송신 장치(1701)에 결합된 독립한 구성요소일 수도 있다. 이 구성은 송신 거리를 효율적으로 연장하기 위해 바람직할 수 있으며, 각각의 안테나는 만족스러운 전력 전달 효율이 상기 송신 안테나와 수신 안테나의 사이에서 달성될 수 있도록 하는 어떤 송신 거리를 가진다. 다수의 송신 안테나가 실질적으로 겹치지 않는 범위를 갖도록 되어있음으로써, 전력이 더 넓은 영역에 걸쳐 장치들로 전달될 수 있다. 이 구현례는 하나의 파형 발생기, 증폭기, 및 측정 및 제어 회로가 많은 송신 안테나들 사이에서 공유될 수 있으므로, 다수의 개별 송신 시스템을 제공하는 것에 비해 비용 절약을 제공할 수 있다. 또한, 이 구성은 수신 측 스위칭에 의해 제어될 수 있고, 상기 증폭기는 연속적으로 모든 송신 안테나들을 구동한다. 거리 내에 수신기가 없다면 이 송신 안테나들은 높은 임피던스를 갖게 될 것이고, 거리 내에 수신기가 있다면 이용가능한 전력은 상기 송신 안테나를 통해 전송될 것이다. 이 구성에서, 수신 측 스위칭은 상기 하나의 송신 안테나 경우에 대하여 상기 설명한 바와 같이 진행된다.

어떤 측면에서, 송신 시스템은 송신 전환이 송신 장치 측 상에서 발생하는 다수의 송신 안테나를 포함하는 송신 장치를 포함할 수 있다. 상기 송신 측이 하나의 증폭 유닛에 접속되는 다수의 안테나를 포함하는 상기 구성에서, 대안적으로 스위칭이 상기 송신 측 상에서 단독으로 달성될 수 있다. 이 경우에, 상기 송신 안테나는 상기 증폭 유닛에 전환가능하게 접속되고, 각각의 송신 안테나는 상기 증폭 유닛에 상기 송신 안테나의 대응 수신기 또는 수신기들이 전력을 수신하기 위한 시간 구획 동안만 접속된다. 타이밍 정보는 상기 수신기 장치들로 전달되지 않아도 되긴 하지만, 장치 전력 우선순위의 메트릭(예를 들어, 배터리 충전 상태, 전력 전달 서비스에 대한 가입 상황(subscription status) 등), 수신된 전력 레벨 등과 같은 제어 정보를 전달하도록 상기 수신기들과 송신기의 사이에서 통신 메커니즘을 제공하는 것이 바람직할 수 있다.

비록 상기 명세서가 많은 유용한 실시예로 현재 고려될 수 있는 것들을 설명하고 있긴 하지만, 그러한 세부사항은 단지 설명의 목적을 위한 것이고, 첨부된 청구항들은 개시된 실시예에 의해 제한되지 않음을 이해할 것이지만, 반대로, 첨부된 청구항의 사상 및 범위 내에 있는 수정 및 균등한 구성을 포함하도록 의도되었다.

Claims (34)

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21. 미리 결정된 단계 크기만큼 주파수를 증가시킴으로써(incrementing) 주파수들의 범위의 각각의 주파수에서 무선 전력 시스템의 송신기로부터 제1 저전력 신호(low power signal)를 전송하는 단계;
    상기 주파수들의 범위 중 적어도 하나의 주파수에서 상기 제1 저전력 신호의 상기 전송과 관련된 측정에 기초하여 하나 이상의 수신기가 상기 송신기에 결합되어 있는지를 결정하는 단계;
    어떠한 수신기도 상기 송신기에 결합되어 있지 않다고 결정되는 경우, 상기 미리 결정된 단계 크기만큼 상기 주파수를 증가시킴으로써 상기 주파수들의 범위의 각각의 주파수에서 상기 송신기로부터 상기 제1 저전력 신호를 전송하는 단계; 및
    상기 하나 이상의 수신기가 상기 송신기에 결합되어 있다고 결정되는 경우, 상기 주파수들의 범위 중 상기 적어도 하나의 주파수에서 상기 송신기로부터 제2 고전력 신호(high power signal)를 전송하는 단계
    를 포함하는 무선 전력 전송 방법.
22. 제21항에 있어서,
    상기 송신기의 안테나에서 제3 신호를 측정하는 단계
    를 더 포함하고, 상기 측정된 제3 신호는 반사 전압파 진폭(reflected voltage wave amplitude), 순방향 전압파 진폭(forward voltage wave amplitude)에 대한 상기 반사 전압파 진폭의 비, 반사 전력, 및 순방향 전력에 대한 상기 반사 전력의 비로 구성된 그룹에서 선택되는, 무선 전력 전송 방법.
23. 제22항에 있어서,
    상기 측정하는 단계는 주파수들의 범위의 각각의 주파수에 대하여 상기 제3 신호를 측정하는 단계를 포함하고, 상기 제1 저전력 신호의 전송과 관련된 측정은 상기 주파수들의 범위에 대한 상기 제3 신호의 측정들을 포함하는, 무선 전력 전송 방법.
24. 제21항에 있어서,
    상기 저전력 신호는 둘 이상의 수신기로 동시에 전송되는, 무선 전력 전송 방법.
25. 제21항에 있어서,
    둘 이상의 수신기가 서로 다른 중첩되지 않는 주파수 범위들에서 동작하고 있는 경우, 상기 송신기로부터 상기 하나 이상의 수신기로의 상기 제1 저전력 신호, 상기 제2 고전력 신호 또는 둘 모두의 전송을 제어하는 단계
    를 더 포함하는 무선 전력 전송 방법.
26. 미리 결정된 단계 크기만큼 주파수를 증가시킴으로써(incrementing) 주파수들의 범위의 각각의 주파수에서 제1 저전력 신호를 전송하도록 구성된 송신기; 및
    상기 주파수들의 범위 중 적어도 하나의 주파수에서 상기 제1 저전력 신호의 상기 전송과 관련된 측정에 기초하여 하나 이상의 수신기가 상기 송신기에 결합되어 있는지를 결정하도록 구성된 제어기
    를 포함하고,
    어떠한 수신기도 상기 송신기에 결합되어 있지 않다고 결정되는 경우, 상기 송신기는 상기 미리 결정된 단계 크기만큼 상기 주파수를 증가시킴으로써 상기 주파수들의 범위의 각각의 주파수에서 상기 제1 저전력 신호를 전송하도록 또한 구성되고,
    상기 하나 이상의 수신기가 상기 송신기에 결합되어 있다고 결정되는 경우, 상기 송신기는 상기 주파수들의 범위 중 상기 적어도 하나의 주파수에서 제2 고전력 신호를 무선으로 전송하도록 구성되는, 전력을 무선으로 전송하는 장치.
27. 제26항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 송신기의 안테나에서 제3 신호를 측정하도록 구성되고, 상기 측정된 제3 신호는 반사 전압파 진폭, 순방향 전압파 진폭에 대한 상기 반사 전압파 진폭의 비, 반사 전력, 및 순방향 전력에 대한 상기 반사 전력의 비로 구성된 그룹에서 선택되는, 장치.
28. 제27항에 있어서,
    상기 제3 신호를 측정하기 위해, 상기 제어기는 상기 주파수들의 범위의 각각의 주파수에 대하여 상기 제3 신호를 측정하도록 구성되고, 상기 제1 저전력 신호의 전송과 관련된 측정은 상기 주파수들의 범위에 대한 상기 제3 신호의 측정들을 포함하는, 장치.
29. 제26항에 있어서,
    상기 저전력 신호는 둘 이상의 수신기로 동시에 전송되는, 장치.
30. 제26항에 있어서,
    상기 제어기는 둘 이상의 수신기가 서로 다른 중첩되지 않는 주파수 범위들에서 동작하고 있는 경우, 상기 송신기로부터 상기 하나 이상의 수신기로의 상기 제1 저전력 신호, 상기 제2 고전력 신호, 또는 둘 모두의 전송을 제어하도록 구성되는, 장치.
31. 제26항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 송신기로부터 상기 하나 이상의 수신기 중 제1 수신기로의 상기 제1 저전력 신호, 상기 제2 고전력 신호, 또는 둘 모두의 전송을 중단시키도록 구성되는, 장치.
32. 제31항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 제1 수신기로의 전송이 중단되는 동안 상기 송신기로부터 상기 하나 이상의 수신기 중 제2 수신기로 상기 제1 저전력 신호, 상기 제2 고전력 신호, 또는 둘 모두를 전송하도록 구성되는, 장치.
33. 수신기에서, 주파수들의 범위의 각각의 주파수에서 무선 전력 시스템의 송신기로부터의 제1 저전력 신호를 수신하는 단계;
    상기 수신기가 상기 송신기에 결합되어 있는지를 나타내기 위해, 상기 주파수들의 범위 중 적어도 하나의 주파수에서 상기 제1 저전력 신호와 연관된 커플링 신호를 상기 수신기로부터 상기 송신기로 제공하는 단계;
    상기 커플링 신호에 기초하여 상기 수신기가 상기 송신기에 결합되어 있는지를 결정하는 단계;
    상기 수신기가 상기 송신기에 결합되어 있지 않은 경우, 상기 송신기에서, 미리 결정된 단계 크기만큼 주파수를 증가시킴으로써 상기 주파수들의 범위의 각각의 주파수에서 상기 제1 저전력 신호를 전송하는 단계; 및
    상기 수신기가 상기 송신기에 결합되는 경우, 상기 수신기에서, 상기 주파수들의 범위 중 상기 적어도 하나의 주파수에서 상기 송신기로부터 제2 고전력 신호를 수신하는 단계
    를 포함하는 무선 전력 수신 방법.
34. 제33항에 있어서,
    상기 수신기와 중첩되는 주파수 범위에서 동작하는 또 다른 수신기가 존재하는 경우, 상기 송신기로부터 상기 수신기에서의 상기 제1 저전력 신호, 상기 제2 고전력 신호, 또는 둘 모두의 수신을 제어하는 단계
    를 더 포함하는 무선 전력 수신 방법.

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