CN104795904A - 无线功率传递设备及其方法 - Google Patents

Abstract

根据本公开的各个方面，公开一种方法和设备，其包括配置成无线地接收由传送装置传送的功率并布置成与传送装置相关联或分离的接收天线的特征。

Description

无线功率传递设备及其方法

本申请是2010年4月6日提交的待决美国申请序列号12/754954的部分接续，而待决美国申请序列号12/754954又是2009年8月20日提交的待决美国申请序列号12/544974和12/544956的部分接续，其根据35U.S.C.§119(e)要求2008年8月20日提交的美国临时申请号61/189502的权益。上述所有美国专利申请的公开内容的全文以引用的方式并入本文。

技术领域

一般来说，本公开涉及功率传输领域，具体来说，涉及用于无线地传送和接收功率的方法和设备。

背景技术

一般来说，由无线功率传送器传送的总功率将会因为例如法规限制而局限于某个最大功率。一般有两种方法来将功率从单个传送器递送到多个接收器。

第一种方法是所有接收器同时接收总传送功率的一部分。同时递送功率有多个缺点。在固定操作状况下，难以同时优化所有接收器的效率，由此导致系统具有低的净效率。此外，在接收器侧需要复杂的控制电路以便确保根据某个商定的协议在多个接收器间共享功率。

附图说明

图1a示出根据本公开的各个方面的自动调谐无线功率传递系统的实例性系统图。

图1b示出根据本公开的各个方面的图1a的实例性系统的等效电路图。

图1c示出根据本公开的各个方面的Tx回路和Tx线圈(左边)、以及Rx线圈和Rx回路(右边)的实验装置的照片。

图2a示出根据本公开的各个方面作为频率和Tx-Rx耦合(k₂₃)的函数的|S₂₁|的曲线图。

图2b示出根据本公开的各个方面作为k₂₃和k₁₂的函数的|S₂₁|的曲线图。

图3a示出根据本公开的各个方面对于k₂₃的最佳拟合值将实验数据(黑点)与初等传递函数(虚线)和完整传递函数(实线)进行比较的局部拟合模型。

图3b示出根据本公开的各个方面将实验S21幅值数据(黑点)与从完整传递函数计算的分析模型(面)进行比较的局部拟合模型，两者均相对于频率和Tx-Rx距离绘制。

图4a示出根据本公开的各个方面与实验数据(黑圆点)进行比较的模型(实线)，其 中k₂₃值是从几何计算的(而不是拟合到数据)，其中相对于距离绘制|S₂₁|。

图4b示出根据本公开的各个方面的图4a的模型，其中作为距离的函数绘制谐振峰位置。

图4c示出根据本公开的各个方面的图4a的模型，其中作为距离的函数绘制谐振峰幅值。

图5示出根据本公开的各个方面的效率-范围权衡：作为调谐参数k_lc的函数的|S₂₁|_Critical对k_Critical权衡曲线，其中指示了系统的操作点(k_lc＝0.135时的大点)。

图6a示出根据本公开的各个方面的实验实现，其中调谐频率补偿范围变化。

图6b示出根据本公开的各个方面的图6a的实验实现，其中调谐频率补偿定向变化。

图6c示出根据本公开的各个方面的图6a的实验实现，其中为膝上型计算机无线地供电。

图7示出根据本公开的各个方面的图6a的实验实现的代表性俯视图，其示出接收器(Rx线圈和Rx回路)的不同定向。

图8示出对于Tx半径＝0.15m、范围(临界耦合距离)对Rx半径的曲线图。

图9示出根据本公开的各个方面的无线功率系统的自动调谐过程的实例流程图。

图10示出根据本公开的各个方面的无线功率系统的自动调谐过程的另一实例流程图。

图11示出图10的自动调谐过程的信号流图的一般表示。

图12示出使得能够在同时执行低振幅频率扫描的同时传送高振幅信号的模拟解调方案的实例示意性表示。

图13示出利用数字信号处理器(DSP)的数字解调方案的实例过程。

图14A-14D示出根据本公开的各个方面的传送器侧调谐的实例控制机制。

图15A-15D示出根据本公开的各个方面的接收器侧调谐的实例控制机制。

图16示出具有配置成利用单个传输天线将功率提供给多个接收器装置的单个传送器的传输系统的实例。

图17示出实例传输系统，其中单个传送装置可以包括多个传输天线，每个传输天线可以将功率提供给一个或多个接收装置。

具体实施方式

在以下描述中，赋予类似组件相同的附图标记，而不管它们是否在不同实施例中示出。为了以清楚且简洁的方式说明本公开的实施例，附图不一定按比例绘制，并且可以以一 定程度示意的形式示出某些特征。关于一个实施例描述和/或示出的特征可以以相同方式和/或以类似方式在一个或多个其它实施例中使用和/或结合或取代其它实施例的特征使用。

根据本公开的各种实施例，公开一种包括接收天线的接收装置，接收天线配置成无线地接收由传送装置传送的功率并布置成与传送装置相关联或分离(dissociate)。

接收装置还可包括电耦合到接收天线的负载，其配置成通过电子可控开关与接收天线连接或断开连接。接收装置还可包括电耦合到接收天线的电路元件，其配置成通过电子可控开关与接收天线连接或断开连接。电耦合可以包括串联和并联布置。电路元件可以包括电阻器、电容器、电感器、天线结构的长度或其组合。功率可以由传送装置传送，并且可以在预定时间增量中在接收天线处接收。

接收装置还可包括频率选择机构，其电耦合到接收天线并布置成允许接收天线改变接收天线可接收的频率或频率范围。频率选择机构可以包括离散电容器的可切换阵列、电耦合到接收天线的一个或多个电感器、接收天线的额外线圈数或其组合。

根据本公开的各种实施例，公开一种传送装置，它包括：传输天线，其配置成以复用布置(multiplexed arrangement)将功率无线地传送到一个或多个接收器；以及频率发生器，其电耦合到传输天线并配置成驱动传输天线以特定频率或特定频率范围传送功率。

在传送装置中，复用布置包括时间复用、频率复用或两者。频率发生器可以包括压控振荡器和一个或多个电容器可切换阵列、压控振荡器和一个或多个变容二极管、锁相回路、直接数字合成器或其组合。传送天线可以配置成以多个频率同时传送功率。频率发生器可以包括电耦合到共同参考振荡器的两个或两个以上锁相回路、两个或两个以上独立的压控振荡器、或其组合。传送天线可以布置成以共同频率将功率同时递送到多个接收器。

根据本公开的各种实施例，公开一种传送装置，它包括：两个或两个以上传输天线，其配置成以复用布置将功率无线地传送到一个或多个接收器；以及一个或多个频率发生器，其电耦合到这两个或两个以上传输天线并配置成驱动传输天线以特定频率或特定频率范围传送功率。

在传送装置中，复用布置包括时间复用、频率复用和/或空间复用。传送装置可以包括一个或多个开关，其电耦合到传送器并配置成使传送器与一个或多个传输天线相关联或分离。两个或两个以上传输天线中的每个传输天线可以配置成调谐到不同传输频率或传输频率范围。这两个或两个以上传输天线可以配置成在时间上同时将功率传送到这一个或多个接收器。传送装置还可包括功率控制器，其电耦合到这两个或两个以上传输天线并配置成控制由这两个或两个以上传输天线递送到这一个或多个接收器的功率电平。这两个或两个以上传输 天线可以配置成独立地调谐到不同传输频率或传输频率范围。

根据本公开的各种实施例，公开一种方法，该方法包括：以特定频率从无线功率系统的传送器传送第一低功率信号历时特定时间间隔；基于第一低功率信号确定一个或多个接收器是否耦合到传送器；以及如果确定一个或多个接收装置耦合到传送器，那么以该特定频率从传送器传送第二高功率信号。

该方法还可包括测量传送器的天线处的第三信号，其中第三测量信号选自由以下信号组成的组：反射电压波振幅，反射电压波振幅与正向电压波振幅之比，反射功率，以及反射功率与正向功率之比。特定频率可以包括单个频率或频率范围。可以将低功率信号同时传送到一个或多个接收装置。该方法还可包括：如果这一个或多个接收器正在不同的非重叠频率范围操作，那么控制第一低功率信号、第二高功率信号或两者从传送器到这一个或多个接收器的传输。

根据本公开的各种实施例，公开一种设备，该设备包括：传送器，配置成以特定频率传送第一低功率信号历时特定时间间隔；以及控制器，配置成基于第一低功率信号确定一个或多个接收器是否耦合到传送器，其中传送器配置成在确定一个或多个接收装置耦合到传送器时以该特定频率无线地传送第二高功率信号。

在该设备中，控制器可以配置成测量传送器的天线处的第三信号，其中第三测量信号选自由以下信号组成的组：反射电压波振幅，反射电压波振幅与正向电压波振幅之比，反射功率，以及反射功率与正向功率之比。特定频率包括单个频率或频率范围。可以将低功率信号同时传送到一个或多个接收装置。此外，控制器可以配置成在一个或多个接收器正在不同的非重叠频率范围操作时控制第一低功率信号、第二高功率信号或两者从传送器到这一个或多个接收器的传输。另外，控制器可以配置成中断第一低功率信号、第二高功率信号或两者从传送器到这一个或多个接收器中的第一接收器的传输。控制器还可配置成在中断到第一接收器的传输时将第一低功率信号、第二高功率信号或两者从传送器传送到这一个或多个接收器中的第二接收器。

根据本公开的各种实施例，公开一种方法，该方法包括：在接收器处以特定频率从无线功率系统的传送器接收第一低功率信号历时特定时间间隔；基于第一低功率信号确定接收器是否耦合到传送器；以及如果确定接收器耦合到传送器，那么在接收器处以该特定频率从传送器接收第二高功率信号。

该方法可以包括：如果接收器正在另一接收器的重叠频率范围操作，那么控制在接收器处从传送器接收第一低功率信号、第二高功率信号或两者。

在参考附图考虑以下描述以及随附权利要求时，这些和其它特征和特性以及有关结构元件和零件组合的操作方法和功能以及制造经济将变得更加显而易见，所有附图形成本说明书的一部分，其中在各图中，类似的附图标记表示对应部分。但是，应清楚地了解，附图只是为了说明和描述，而不是要定义权利要求的界限。除非上下文清楚地规定，否则如说明书和权利要求中所使用的，单数形式的“一(a/an)”和“该(the)”包括复数个指示对象。

现在转到本公开的各个方面，以无源电路元件公开耦合谐振器的模型。就诸如可在实验室以本文所公开的高频率(HF频带)测量的诸如电感(L)、电容(C)和电阻(R)的量而言，基于耦合模式理论的常规分析难以适用于实际系统。所公开的模型表明，为了维持有效的功率传递，必须对系统参数进行调谐以便补偿传送-接收(“Tx-Rx”)范围和定向的变化。

图1a示出根据本公开的各个方面的自动调谐无线功率传递系统的实例性系统图。图1b示出图1a的实例性系统的包括四个耦合谐振电路的等效电路图。图1c示出包括Tx回路和Tx线圈(左边)以及Rx线圈和Rx回路(右边)的无线功率传递设备的实验装置的照片。

转到图1a，示出本公开的一个方面。传送器105配置成将功率无线地提供给接收器200。图中示出传送器100具有传送器谐振器或传送器的谐振器105作为线圈(Tx线圈)。类似地，图中示出接收器200具有接收器谐振器或接收器的谐振器205作为线圈(Rx线圈)。在一些方面，传送器谐振器(Tx线圈)和/或接收器谐振器(Rx线圈)是基本上二维的结构。传送器谐振器(Tx线圈)耦合到传送器阻抗匹配结构110。类似地，接收器谐振器(Rx线圈)耦合到接收器阻抗匹配结构210。如图1a所示，传送器阻抗匹配结构110是回路(Tx回路)，并且接收器阻抗匹配结构210是回路(Rx回路)。对于传送器100、接收器200或两者，可以使用其它阻抗匹配结构，它们包括变压器和/或阻抗匹配网络。阻抗匹配网络可以包括配置成将信号源连接到谐振器结构的电感器和电容器。

传送器100包括控制器115、定向耦合器120、以及信号发生器和射频(RF)放大器125，它们配置成将控制功率提供给驱动回路(Tx回路)。传送器100的阻抗匹配结构110(例如，驱动回路或Tx回路)配置成由具有有限输出阻抗R_source的源(图1a中未示出)激励。信号发生器125输出经放大并馈送到Tx回路。功率以磁方式从Tx回路传递到Tx线圈、Rx回路、再到Rx线圈，并通过欧姆连接递送到负载215。

如果系统由于Tx-Rx距离变化而变得失谐，那么可能会在传送器侧上发生反射。定向耦合器120将反射功率与正向功率分开，以便允许单独测量这些量。控制器115对传送频 率进行调整以便使反射功率与正向功率之比最小化，从而对于新的工作距离重新调谐系统。

转到图1b，可以将简单的单圈驱动回路(Tx回路)建模为具有寄生电阻R_p1的电感器L₁。对于元件i，将分布电感标记为L_i，将分布电容标记为C_i，并且寄生电阻为R_pi。将电感器i链接到电感器j的互感的耦合系数标记为k_ij。可以增加电容器以便使驱动回路(Tx回路)在感兴趣的频率谐振，从而使回路的净电容为C₁。通过源(V_Source)为驱动回路(Tx回路)供电。传送线圈(Tx线圈)可以是具有寄生电阻R_p2的多圈空芯螺旋电感器L₂。传送线圈(Tx线圈)的电容C₂由它的几何定义。电感器L₁和L₂以耦合系数k₁₂连接，其中 是链接电感器i和j的耦合系数，并且M_ij是i和j之间的互感。注意，0≤k_ij≤1。耦合系数k₁₂由驱动回路(Tx回路)和传送线圈(Tx线圈)的几何决定。与传送器设备类似地定义接收器设备：L₃是接收器线圈(Rx线圈)的电感，并且L₄是负载回路(Rx回路)的电感。传送器线圈(Tx线圈)和接收器线圈(Rx线圈)通过耦合系数k₂₃链接，或者称为传送器-接收器耦合，这取决于Tx-Rx范围和相对定向。驱动回路(Tx回路)和负载回路(Rx回路)可以配置成使源和负载与高Q谐振器(Tx线圈和Rx线圈)阻抗匹配。

如上所述，可以用其它阻抗匹配组件来取代源和负载回路(Tx回路和Rx回路)。Tx回路(或等效组件)和Tx线圈均可嵌入在同一件设备中(对于Rx线圈和Rx回路或等效组件类似)。因此，耦合常数k₁₂和k₃₄是原则上可以控制的变量，它们不同于耦合常数k₂₃，k₂₃是由使用状况决定的不可控环境变量。

不可控环境参数可以包括诸如下列的参数：传送器谐振器(Tx线圈)和接收器谐振器(Rx线圈)之间的范围，传送器谐振器(Tx线圈)和接收器谐振器(Rx线圈)之间的相对定向，以及接收器谐振器(Rx线圈)上的可变负载。作为非限制性实例，可变负载可以是经历功率状态改变(例如，膝上型计算机通电、断电或进入待机或休眠模式)的装置。其它实例可以包括具有诸如暗淡或全亮度的各种照明状态的灯泡。

诸如耦合常数k₁₂和k₃₄的系统参数是原则上可以控制的变量，并且我们可以对它们进行调整以便补偿环境参数的改变。其它这样的系统参数可以包括传送功率的频率、传送器谐振器的阻抗和接收器谐振器的阻抗。

为图1b中的每个子电路书写基尔霍夫电压定律(KVL)允许确定每个中的电流：

$I_1(R_{\mathrm{Source}}+R_{p1}+\mathrm{j\ω}{L}_1+\frac{1}{\mathrm{j\ω}{C}_1})+\mathrm{j\ω}{I}_2{k}_{12}\sqrt{L_1{L}_2}=V_s$

$I_2(R_{p2}+\mathrm{j\ω}{L}_2+\frac{1}{\mathrm{j\ω}{C}_2})+\mathrm{j\ω}(I_1{k}_{12}\sqrt{L_1{L}_2}-I_3{k}_{23}\sqrt{L_2{L}_3})=0$

$I_3(R_{p3}+\mathrm{j\ω}{L}_3+\frac{1}{\mathrm{j\ω}{C}_3})+\mathrm{j\ω}(I_4{k}_{34}\sqrt{L_3{L}_4}-I_2{k}_{23}\sqrt{L_2{L}_3})=0$

$I_4(R_{\mathrm{Load}}+R_{p4}+\mathrm{j\ω}{L}_4+\frac{1}{\mathrm{j\ω}{C}_4})+\mathrm{j\ω}{I}_3{k}_{34}\sqrt{L_3{L}_4}=0$

对于负载电阻器两端的电压同时求解这四个KVL等式得到该耦合谐振器系统的传递函数；

$V_{\mathrm{Gain}}\≡\frac{V_{\mathrm{Load}}}{V_{\mathrm{Scurce}}}=\frac{{\mathrm{i\ω}}^3{k}_{12}{k}_{23}{k}_{34}{L}_2{L}_3\sqrt{L_1{L}_4}{R}_{\mathrm{Load}}}{k_{12}^2{k}_{34}^2{L}_1{L}_2{L}_3{L}_4{\mathrm{\ω}}^4+Z_1{Z}_2{Z}_3{Z}_4+{\mathrm{\ω}}^2(k_{12}^2{L}_1{L}_2{Z}_3{Z}_4+k_{23}^2{L}_2{L}_3{Z}_1{Z}_4+k_{34}^2{L}_3{L}_4{Z}_1{Z}_2)}---\left(1\right)$

其中，V_Load是负载电阻器两端的电压，并且

Z₁＝(A_p1+R_Scurce+iωL₁-i/(ωC₁)

Z₂＝(R_p2+iωL₂-i/(ωC₂)

Z₃＝(R_p3+iωL₃-i/(ωC₃)

Z₄＝(R_p4+R_Load+iωL₄-i/(ωC₄)

通过将分析传递函数的预测与SPICE(侧重于集成电路的模拟程序)模拟进行比较来对分析传递函数进行交叉验证。已知，SPICE是在集成电路(IC)和板级设计中用于检查电路设计的完整性以及预测电路行为的通用模拟电子电路模拟器。从式1，可以计算散射参数S₂₁并示为：

$S_{21}=2\frac{V_{\mathrm{Load}}}{V_{\mathrm{Scurce}}}{\left(\frac{R_{\mathrm{Source}}}{R_{\mathrm{Load}}}\right)}^{1/2}---\left(2\right)$

这在实验上很重要，因为它可以利用矢量网络分析仪来进行测量，已知，矢量网络分析仪是用于分析电气网络的特性、尤其是与电信号的反射和传输相关联的称为散射参数(S-参数)的那些特性的仪器。整个无线功率传递设备可以视为是双端口网络(一个端口是输入，它由源进行馈送，而另一个端口是输出，它馈送负载)。在双端口网络中，S₂₁是表示输出端口处的信号与输入端口处的信号之比的幅值和相位的复量。功率增益、即功率传递效率的基本度量由|S₂₁|²、即S₂₁的平方幅值给定。如下文所介绍，用|S₂₁|呈现实验和理论结果。

在图2a中，对于如下表S1所示的现实参数集合绘制了作为Tx-Rx耦合常数k₂₃和驱动角频率ω的函数的|S₂₁|的曲线。在该曲线图中，k₁₂和k₃₄保持恒定，对于固定天线设计来说通常是这种情况。该初等传递函数忽略了寄生耦合，例如从驱动回路(Tx回路)直接到 接收线圈(Rx线圈)的寄生耦合，即，k₁₃耦合。稍后将论述包括寄生效应的更完整的模型。然而，初等模型捕获基本行为，并且可能长期有用，因为未来的系统可能具有减小的寄生耦合。

图2a示出系统效率对频率和k₂₃的依赖关系。在k₂₃轴上，较小值对应于较大Tx-Rx距离，因为传送器线圈(Tx线圈)和接收器线圈(Rx线圈)之间的互感随距离减小。改变接收器线圈(Rx线圈)相对于传送器线圈(Tx线圈)的角度也可改变k₂₃。例如，将轴上接收器线圈(Rx线圈)从平行于传送器线圈(Tx线圈)旋转至垂直将减小它们的互感并且因此减小k₂₃。沿垂直于传送轴的方向移动接收器线圈(Rx线圈)通常也将改变k₂₃。

图2a示出，该曲线图分割成对应于不同k₂₃值的3个区域(regime)。在图2a中表示为围住V-形脊部(ridge)的虚线的过耦合区域中，k₂₃>k_Critical。(下文将根据图中所绘制的表面的特征来定义常数k_Critical的值)。临界耦合区域是接壤该体积的平面，在临界耦合区域中，k₂₃＝k_Critical。在超越由虚线勾勒出的体积的欠耦合区域中，k₂₃<k_Critical。

高效率功率传输出现在V形脊部的顶部。V形是由于谐振分裂所致：在过耦合区域中(即，对于k₂₃>k_Critical的任何选择)，存在两个频率，在这两个频率均会出现最大功率传递效率。它们对应于系统的两个正常模式。谐振器(传送器线圈(Tx线圈)和接收器线圈(Rx线圈))耦合得越强，频率分裂越大；这两个正常模式频率之间的差随k₂₃增大。随着k₂₃减小，这些模式在频率上移动到更加靠在一起直到它们合并。它们合并时的k₂₃值(由V-形脊部上的“I”表示的点)定义为临界耦合点k_Critical。模式合并时的频率是单个谐振器固有频率ω＝ω₀(假设两个线圈具有相同的ω₀)。注意，模式振幅在整个过耦合和临界耦合区域中几乎恒定，从而允许高效率；当k₂₃下降到低于k_Critical时，单个模式振幅减小，从而降低可达到的最大系统效率。

由于整个过耦合区域中模式振幅几乎恒定，所以如果可以对系统传送频率进行调整以便使操作点保持在脊部顶部上，那么随着k₂₃变化(只要k₂₃>k_Critical)，可以使系统效率保持几乎恒定。换句话说，当Tx-Rx距离(以及因此之k₂₃)由于接收器移动而发生改变时，可以通过调整频率以便使操作点保持在脊部顶部上来重新调谐系统以便实现最大效率。

如下文所公开，自动调谐传送器谐振器(Tx线圈)以便使传输功率最大化可以基于这些结果来实现。由于调谐补偿k₂₃的变化，所以相同的技术可以补偿改变k₂₃(足够小的量)的任何几何变化，包括定向变化和非范围变化平移。

正确起作用的控制系统可以允许系统效率对于高达临界范围的任何范围来说几乎独立于范围。功率传递效率可以近似地独立于范围(甚至在有界工作区域内)可能是反直觉 的，因为由远场传播递送的功率按照1/r²取决于范围r，并且传统的非自适应感应方案具有1/r³的衰减。因此，沿效率脊部的顶部效率近似恒定，效率脊部的顶部称为无线功率传递的“魔法区域”。魔法区域所跨越的k₂₃值由k_Critical≤k₂₃≤1给定。因此，k_Critical越小，魔法区域所跨越的空间范围也越大，并且因此系统的有效工作范围也越大。

在图2b中，当k₁₂(以及k₃₄，为简单起见，其约束为等于k₁₂)改变时，频率保持恒定。对k₁₂进行调适以便补偿由k₂₃的变化所导致的失调是适应变化的范围和定向的另一种方法。

对传递函数(式1)的进一步分析可以深入了解电路参数对无线功率系统的性能的影响。如上文所解释，有效操作范围由k_Critical的值确定：k_Critical越小，魔法区域的空间范围越大。

因此，为了了解系统范围，有用的是用设计参数来求解k_Critical。首先，通过替代以下品质因数的表达式来阐明传递函数：其中是元件i的未耦合谐振频率。

为简单起见，考虑对称系统，Tx和Rx线圈的品质因数相等，Q_Coil＝Q₂＝Q₃，并且Tx和Rx回路的品质因数也相等，Q_Loop＝Q₁＝Q₄。对称的回路-线圈耦合k₁₂＝k₃₄将表示为k_lc。还假设，R_Source＝R_Load，R_p1<R_Source，R_p4<R_Load，并且未耦合谐振频率相等：对于所有i， 为了寻找临界耦合值的表达式，考虑以频率ω＝ω₀驱动系统时的传递函数。这对应于图2a中沿10MHz中心频率的2D切片，其顶点是系统的临界耦合点。就以上Q利用ω的表达式，传递函数的该切片可以写为：

$V_{\mathrm{Gain}/\mathrm{\&omega;}={\mathrm{\&omega;}}_0}=\frac{{\mathrm{ik}}_{23}{k}_{\mathrm{lc}}^2{Q_{\mathrm{Coll}}}^2{Q_{\mathrm{Loop}}}^2}{k_{23}^2{Q_{\mathrm{Coll}}}^2+{(1+{k_{\mathrm{lc}}}^2{Q}_{\mathrm{Coll}}{Q}_{\mathrm{Loop}})}^2}---\left(3\right)$

为了导出k_Critical的表达式，通过相对于k₂₃进行区分来找到式3的最大值。然后，k_Critical就是沿图2a的k₂₃轴的(对于正的k和Q值)将该导数设定为零的点：

$k_{\mathrm{Critical}}=\frac{1}{Q_{\mathrm{Coll}}}+k_{\mathrm{lc}}^2{Q}_{\mathrm{Loop}}---\left(4\right)$

最后，在式3中用k_Critical替代k₂₃，从而找到临界耦合点处的电压增益：V_GianCritical＝ik_lc ²Q_CollQ_Loop/2(1+k_lc ²Q_CollQ_Loop)。利用式2，并假设R_load＝R_source，可以将该电压增益转换为|S₂₁|，这对于简略G_critical将是便利的：

$C_{\mathrm{Critical}}={\left|S_{21}\right|}_{\mathrm{Critical}}=\frac{{k_{\mathrm{lc}}}^2{Q}_{\mathrm{Coll}}{Q}_{\mathrm{Loop}}}{1+{k_{\mathrm{lc}}}^2{Q}_{\mathrm{Coll}}{Q}_{\mathrm{Loop}}}=\frac{{k_{\mathrm{lc}}}^2{Q}_{\mathrm{Loop}}}{k_{\mathrm{Critical}}}---\left(5\right)$

该等式量化了魔法区域脊部上的最远点处的系统效率。回想一下，为了使范围最大化，我们必须使k_Critical最小化，因为这增加了从k_Critical跨越到1.0的魔法区域的范围。检查式4，减小k_lc会降低k_Critical，并且因此增大范围。但是，根据式5，减小k_lc也会降低效率。实际上，k_lc的选择权衡了魔法区域中的效率水平(魔法区域脊部的高度)对魔法区域的范围(魔法区域的空间范围，即，最大范围)。图5是作为共同参数k_lc的函数的该权衡曲线、即|S₂₁|_Critical对k_Critical的曲线图。

该权衡曲线下方的面积用作系统性能的有用优值(FOM)：可在无限范围(0耦合)无损失地递送功率的最佳无线功率系统将具有1(unity)的FOM。对于对称情形(其中，传送侧和接收侧上的对应参数相等)，可以分析地评估FOM积分。假设Q_coil>1，那么权衡曲线下方的面积结果是：

$\mathrm{FOM}=1-\frac{1}{Q_{\mathrm{Coll}}}-\frac{\ln Q_{\mathrm{Coll}}}{Q_{\mathrm{Coll}}}.---\left(6\right)$

FOM经证实只取决于Q_coil，而与Q_Loop无关。谐振器(线圈)的品质因数完全决定系统性能的该度量，它在无限Q_coil的极限接近1。下文将进一步论述实验系统的测量Q_coil值，其约为300和400，这对应于FOM＝.978和FOM＝.982(将每个Q_coil值插入到对称FOM公式中)。

选择可行的Q_Loop值是下一个重要的设计问题。为了获取指导思想，寻找范围-效率权衡曲线的“膝部”的表达式，我们将把它定义为斜率等于1的点。出现这种情况时的k_Critical值结果为：

$k_{\mathrm{criticalKnee}}=Q_{\mathrm{Coll}}^{-1/2}---\left(7\right)$

如果Q_Loop过小，那么即使将k_lc设定为它的最大值1.0，k_Critical也不能达到K_criticalKnee。为了找到最小必需Q_Loop值，可以在k_Critical＝k_CriticalKnee并且k_lc＝1的情况下求解式4以得到Q_Loop，由此对于大Q_Coil得到具体来说，只要就应当可以达到权衡曲线上的良好操作点。对于Q_Coil＝300，该条件变成Q_Loop>0.06。

结论是，只要超过Q_Loop的最小阈值，Q_Coil便确定系统性能(如通过我们的OFM所测量的)。Q_Loop的实际值由源和负载阻抗支配。Q_Coil越大，所需的最小Q_Loop就越小。反之，移动到更高要求的负载(Q_Loop小于当前阈值)可以通过足够大地增大Q_Coil来实现。

现在转到图1c，它示出该模型的实验验证。图1c示出用于验证理论模型并实现自动范围和定向调谐的传送器线圈(Tx线圈)和接收器线圈(Rx线圈)。左边的传送器包括位于平坦螺旋传送谐振器(Tx线圈)中心的小型驱动回路(Tx回路)；接收器侧回路(Rx回路)和线圈(Rx线圈)可在右边看到。除了下表S1和S2中示出的电路值之外，还用矢量 网络分析仪来表征系统。第一组测量由S₁₁测量组成；S₁₁散射参数是输入端口处的复反射电压与复传送电压之比。反射功率和传送功率之比由|S₁₁|²给定。通过将具有这些参数的模型拟合到S₁₁数据来对每个回路提取L、C和R值。第二组测量是耦合到Tx线圈的Tx回路的S₁₁测量以及接收器侧上的对应测量。同样通过将模型拟合到来自两组测量的数据来提取线圈谐振频率f₀和Q以及回路-线圈耦合系数k₁₂和k₃₄的值。从这些测量提取线圈的L、C和R值是不可能的，因为多于一个参数集合与数据一致。因此，基于它们的几何数值计算线圈的电感值，然后这允许在给定Q和f值的情况下计算C和R值。

距离相关的耦合系数是k₂₃(主线圈-线圈耦合常数)和寄生耦合项k₁₃、k₂₄和k₁₄。为了测量这些系数，在完整4元件系统的各种Tx-Rx范围收集矢量S₂₁数据(而不只是|S₂₁|)。然后，在每个距离，执行非线性拟合以便提取这些耦合系数。作为寻找这些耦合系数的备选方法，利用Neumann公式来直接从几何计算耦合系数。

表S1示出用于评估初等模型的电路值。

表S1 

参数	值
		Rsource，RLoad	50Ω
L1，L4	1.0μH
		C1，C4	235pF
Rp1，Rp4	0.25Ω
		K12，K34	0.10
L2，L3	20.0μH
		C2，C3	12.6pF
Rp2，Rp3	1.0Ω
		K23	0.0001-0.30
f0	10MHz
		频率	8MHz-12MHz

应注意，k_Critical的表达式(式4)指定了实现临界耦合所需的k₂₃值；并不是对于所有Q选择都可实现所需的耦合的，因为只有对应于k₂₃≤1的值才是可实现的。由于式4中的所有量都是正数，所以明显必需(但不是充分)的是，1/Q_Coil≤1，并且对于存在的可实现k_Critical， 如果不存在可实现的k_Critical，那么不存在任何将允许系统实现魔法区域的全部效率的调谐；即使当系统最大限度地耦合，以使得k₂₃＝1时，系统仍将在次优欠耦合区域中操作。应注意，实际上，不可能实现k_lc＝1，于是这将需要较大Q_Loop最小值。并且，Q_Loop的最小值碰巧在数值上如此接近K_CriticalKnee的值只是巧合，因为它们在逻辑上截然不同。

为了评估寄生曲线G_Critical对k_Critical(两个都用k_lc参数化)的积分，在式4中求解k_lcMax，其中参数k_lc的值对应于积分上限k_Critical＝1.0，从而求得正确的积分下 限是k_lc＝0。因此， $\mathrm{FOM}=\underset{0}{\overset{k_{k\max }}{\&Integral;}}{G}_{\mathrm{Critical}}\frac{{\mathrm{dk}}_{\mathrm{Critical}}}{{\mathrm{dk}}_{\mathrm{lc}}}{\mathrm{dk}}_{\mathrm{lc}},$ 其中 $\frac{{\mathrm{dk}}_{\mathrm{Critical}}}{{\mathrm{dk}}_{\mathrm{lc}}}={2k}_{\mathrm{lc}}{Q}_{\mathrm{Loop}}.$

注意，功率对范围的权衡并不指示可递送的功率随着接收器远离传送器移动而下降；它指示，k_lc的选择以在魔法区域内递送的功率量(魔法区域平台的高度)来权衡“魔法区域”的范围(魔法区域平台的宽度)。

模型是利用直径为28cm的驱动回路的实验验证，其中利用串联可变电容器来将系统调谐到约7.65MHz。还串联设置了微型化A(SMA)连接器，以使得RF放大器能够驱动如图1a所描述的系统。大型传送器线圈从59cm外径开始，向内螺旋，1cm螺距对应大约6.1圈。很难准确预测线圈的自电容，因此通过手动地修剪螺旋的末端直到它在～7.65MHz谐振来调谐谐振频率。类似地构造接收器，但存在微小的几何差异，这导致Rx线圈在调谐到～7.65MHz之后具有大约6.125圈。所有元件均由2.54mm直径的铜线制成，铜线由Plexiglas支架支撑。

实验装置的第一组测量包括Tx回路(在表S2中表示为测量1T)和Rx回路(测量1R)的S₁₁测量(其中，S₁₁是输入端口处的反射电压和传送电压之比)，而没有线圈的。从这些测量，通过最小二乘方拟合提取回路的L、C和R值。第二组测量是耦合到Tx线圈的Tx回路的S₁₁测量(测量2T)以及表示为2R的对应接收器侧测量。利用来自第二组测量的数据以及之前提取的回路参数，提取线圈谐振频率f₀和Q以及回路-线圈耦合系数k₁₂和k₃₄的值。不可能从这些测量提取L、C和R值。因此，数值计算基于它们的几何的线圈的电感值，然后这允许计算C和R值。

下面示出表S2。

表S2

测量和计算的静态(非距离相关)系统参数

实验装置表明，系统能够执行自适应频率调谐以便实现范围无关的最大功率传递。在实验装置中，较低频率模式具有较高振幅(部分是因为寄生信号的符号)，因此当出现分裂时，自动选择较低模式。由此，频率调谐的益处在短程显而易见，因为对于非自适应情形选择的频率(7.65MHz)适合长程情形。但是，如果对于固定情形选择了不同频率，那么益处将在较长程而不是较短程显而易见。

注意，增大的范围和增大的角度不匹配均会减小k₂₃，并且范围和定向不匹配还会进一步共同减小k₂₃；因此，如果接收器进一步远离，那么定向自适应将无法在如此宽的角度范围内成功。对于如下文进一步论述的接收器角度极值，耦合k₂₃下降足够大以至于系统不再位于过耦合区域中，因此最佳系统频率不随耦合常数分裂和变化；因而，固定和自动调谐性能一致。

图3a将实验测量的|S₂₁|数据和式1的简单模型以及包括寄生耦合的更完整的模型进行比较。该图示出对于k₂₃的最佳拟合值实验数据(圆点)与初等传递函数(虚线)和完整传递函数(实线)的比较。简单模型忽略了寄生耦合，并且没有再现较高模式和较低模式之间的振幅差异。完整模型再现了该振幅差异，这通过两个谐振模式的寄生(例如，k₁₃)耦合项相对于非寄生项(例如，k₂₃)的相位来解释。完整模型和实验数据之间的一致性是极好的。较高、较低模式的|S₂₁|峰的幅值差异(在图3a中，在实验数据和完整模型中均可见，而 在初等模型中则不存在)可以通过考虑这两个模式的相位来解释。

基于耦合谐振器的动力学，在较低频率模式中，预期传送器线圈中的电流与接收器线圈中的电流近似同相；在较高频率模式中，预期线圈电流近似反相(180°相位差)。

在Tx线圈和Rx线圈同相的较低模式中，从驱动回路到Rx线圈的寄生穿通(feed-through)(与耦合常数k₁₃相关联)对接收器线圈中的电流幅值造成建设性的贡献。在较高模式中，Rx线圈相位相反，而又没有寄生穿通，因此穿通对Rx线圈电流造成破坏性地干扰。类似的论点适用于其它寄生耦合。只有当包含寄生耦合时才能很好地对模式幅值差异建模的事实(如图3a所示)支持该结论。

如上文所公开，可以利用诸如离散匹配网络或屏蔽变压器的其它阻抗匹配组件来将源/负载连接到线圈，从而消除电感耦合的回路。这将消除交叉耦合项并简化模型，并且还可能简化系统构造。另一方面，寄生穿通在较低模式中益于系统性能，并且该益处将因为消除回路而丧失。

图3b示出利用为每个距离单独提取的耦合系数的实验数据和理论模型。实验S21幅值数据(圆点)和从完整传递函数计算的分析模型(面)均相对于频率和Tx-Rx距离绘制。注意，分析面中的每个距离切片针对独立拟合值k₂₃。如上文所论述，虚线框围住过耦合区域。对于实验测量之间(即，轮廓线之间)的距离，从相邻k₂₃值线性地内插k₂₃值。在下面论述的图4a、4b和4c中介绍利用直接从几何计算的k₂₃的结果。

图4a、4b和4c将实验数据和模型进行比较，模型中只利用计算的耦合系数。将模型(实线)与实验数据(圆)进行比较，其中从几何计算k₂₃值(而不是拟合到数据)。图4a示出|S₂₁|对距离。预测的最大耦合点绘制为实心圆点。图4b示出作为距离函数的谐振峰位置。在低于临界距离显而易见频率分裂。该曲线图可以视为是从上往下看的图3b的脊部线。图4c示出作为距离函数的谐振峰幅值。该曲线图可以视为是从侧面看的图3b的脊部线。在简单模型中，这两个分支将具有相同的幅值；包括寄生耦合考虑了模式之间的幅值差异。

在图4a、4b和4c中，只测量静态系统参数；动态(距离相关)参数是计算的。一致性一般很好，但在靠近的范围，数值计算变得不那么准确。之所以这样可能是因为，没有建模的电容性耦合效应在靠近的范围变得更加显著。

可以实现自适应频率调谐以便实现范围无关的最大功率传递。当系统失谐时，例如当选择非最佳频率时，阻抗不匹配在传送器侧造成反射；当系统最佳调谐时，反射功率和传送功率之比降至最小。因此，如果传送器能够测量S₁₁并调整其频率，那么它可以通过将S₁₁ 减至最小(即，使反射信号最小化并使传送信号最大化)来对于特定范围或接收器定向选择最佳频率。图6a和6b示出来自非自适应(固定频率)系统的功率传递效率的实验数据和来自工作频率自动调谐系统的效率数据的比较。

对于每个距离，系统从6MHz到8MHz扫描传送频率，然后选择具有最小|S₁₁|的频率以便使效率最大化。在每个距离的最佳频率，测量递送到功率计中的功率。调谐值的范围是6.67MHz到7.66MHz。图6b中示出接收器定向自适应的模拟结果。系统效率在大约70度的接收器定向内几乎恒定。只有在70-90度的范围内，功率传递效率才朝向零下降。在图6a和6b中示出的两种情形中，所选择的固定频率是单个线圈谐振频率(即，欠耦合系统频率)，因此当系统离开过耦合区域时，自动调谐频率与固定频率一致，并且因此效率也一致。

图7示出根据本公开的各个方面示出接收器(Rx线圈和Rx回路)的各种定向的图6a的实验实现的代表性俯视图。在图7的顶部可见，Rx线圈和Rx回路沿中心线与Tx回路和Tx线圈在定向上对齐。图7的底部示出相对于中心线旋转角度θ的Rx线圈和Rx回路。当如同图中顶部一样布置Rx线圈和Rx回路时，θ＝0°。如果平行于中心线布置Rx线圈和Rx回路，那么θ＝90°

公开能够在足够缓慢地移动接收器时使系统保持合调的跟踪方案以及用于窄带操作的自适应技术。不是考虑k_lc为待优化的静态设计参数(如上)，可以将k_lc视为是可启用范围自适应而无需频率调谐的动态可变阻抗匹配参数。如果在ω₀(未耦合谐振频率)驱动系统，那么即使它实际上是过耦合的(k₂₃>k_Critical)，频率分裂仍将导致系统非谐振，并且将传递很少或甚至不传递功率。为了使系统的效率回到最大值，可以减小k_lc，从而使式4中的k_Critical减小，直到k₂₃＝k_Critical，此时可重新开始最大功率传递。发明者已经在实验室论证系统中成功实现了这种调谐方法的形式，它允许在对可绕其线圈旋转的回路进行手动调整的情况下对于各种Tx-Rx距离(k₂₃值)进行调谐，从而改变k_lc。k_lc自适应方法具有允许在单个频率ω₀操作的优点，这对于频带有限的操作有利。因此，实际感兴趣的是开发电子可控技术以便实现k_lc调谐。如之前所述，可以用离散匹配网络来取代系统的回路；使这些匹配网络电子可变可允许自动k_lc调谐。

作为跟踪和调谐方案的非限制性实例，传送器谐振器的回路-线圈耦合系数的值可以固定，并且可以自适应地调谐频率以便对于传送器谐振器线圈-接收器谐振器线圈耦合系数的特定值选择期望的频率。可以通过例如传送器来监视反射功率，并且可以调整传送器谐振器的频率以便使反射功率最小化。在一些方面，传送器谐振器可以扫过一定的频率范围，直 到传送器谐振器接收到来自接收器谐振器的反馈信号。可以基于所接收的反馈信号对于传送器谐振器和接收器谐振器之间的距离确定期望频率。反馈信号可以包括诸如无线电信号、WiFi、蓝牙、Zigbee、RFID类背散射或负载调制信号的信号。可以在传送器谐振器的载波信号上调制负载调制信号。在一些方面，可以基于信号源和传送器谐振器的线圈之间的阻抗匹配值来对于传送器谐振器和接收器谐振器之间的距离确定期望频率。

如上所述，耦合谐振器无线功率传递系统能够适于随着范围和定向改变而维持最佳效率。这实际上很重要，因为在许多希望的应用情形中，接收器装置相对于传送装置的范围和定向会随着用户行为而改变。例如，由嵌入在小室壁中的线圈供电的膝上型计算机在每次用户重新定位该装置时将具有不同的范围和定向。所公开的自适应方案的一个特征是，只可从传送器侧测量控制系统的错误信号。可能无需用于将来自接收器的反馈提供给传送器的独立通信信道。

在一些方面，希望的是以最优方式对诸如手持装置的较小尺寸装置供电并缩放基于装置大小所传送的功率。小于传送器的供电装置是实际感兴趣的情形：考虑对移动电话再充电的计算机显示器或膝上型计算机。可以通过介绍式4的非对称形式来论述范围对接收器线圈大小的依赖关系，其中临界耦合(其中非对称表示可能的是，k₁₂≠k₃₄，Q₁≠Q₄，并且Q₂≠Q₃)：

$k_{\mathrm{Critical}}=\sqrt{\frac{(1+k_{12}^2{Q}_1{Q}_2)(1+k_{34}^2{Q}_3{Q}_4)}{Q_2{Q}_3}}\&le;1---\left(8\right)$

对于完整性，式5的非对称形式可以示为：

${\left|S_{21}\right|}_{\mathrm{Critical}}=\frac{k_{12}{k}_{34}{Q}_1{Q}_4{R}_{\mathrm{load}}}{k_{\mathrm{Critical}}\sqrt{L_1{L}_4}{\mathrm{\&omega;}}_0}---\left(9\right)$

可以通过从链接两个单圈线圈的耦合系数的近似公式开始来获得对随线圈大小缩放范围的洞察。尽管测试中的线圈有5圈，但是预期其行为在性质上是类似的。公式假设，接收半径小于传送半径(r_Rx<r_Tx)，并且它们均在轴上：可如下求解临界耦合的距离(其测量范围)：

$x_{\mathrm{Critical}}={\left((\frac{r_{\mathrm{Tx}}}{k_{\mathrm{critical}}^{2/3}}-r_{\mathrm{Rx}})r_{\mathrm{Rx}}\right)}^{1/2}---\left(10\right)$

可以将式8的右手边代入其中。通过将来自上表S2的测量值代入到式8的右手边，将所得k_Critical代入到式10中，并假设r_Tx＝30cm，在图8中绘制式10的曲线图。根据该曲线图，可能的是在大约30cm的范围从半径15cm的传送器为半径5cm的装置供电。该参数集合可以支持从膝上型计算机中的无线功率传送器为蜂窝电话充电。

在一些方面，可以将Tx线圈和/或Rx线圈布置为在设计上基本平坦或为平面。除了改善与诸如膝上型计算机的更小且更加平坦的尺寸设计的结构的集成之外，平坦线圈结构还可减少不想要的乱真射频(RF)发射，因为基本平坦的线圈将在垂直于平坦线圈的方向中具有较小的偶极矩。

在一些方面，可以通过在维持合适平坦几何的非导电衬底或支架上形成合适圈数的磁导线、实芯导线、绞线、绞合线、中空铜管(产生更好的重量-导电率比)来制造平坦线圈。此外，可以使用其它方法来制造多圈2D线圈，包括蚀刻或以其它方式图案化的导体、以及通过印刷电路板制造中所用的任何方法制造的导体。

在本文的实施例中，可以通过诸如沉积、去除、图案化和电性能改性的半导体器件制造方法来制造设备。沉积方法包括例如物理气相沉积(PVD)、化学气相沉积(CVD)、电化学沉积(ECD)、分子束外延(MBE)和原子层沉积(ALD)等。去除方法包括例如湿式蚀刻、干式蚀刻、化学机械平面化(CMP)等。图案化方法包括例如光刻等。改性方法包括例如在UV处理(UVP)中经由曝露至紫外光来减小介电常数等。

可以通过消除对于结构稳定性不需要的所有多余材料来将由于支架材料引起的介电损耗降至最低。可以从丙烯酸树脂或塑料或者注塑成型塑料激光切割支架。衬底也可以是玻璃、有机玻璃、Flame Retardant 4(FR4)、硅、低损耗印刷电路板材料、柔性印刷电路板材料、聚酰胺、由例如台湾Honlex Flexible PCB Industrial有限公司出售的聚碳酸酯。

用于无线功率传递的基本平坦的线圈可以通过标准印刷电路板(PCB)制造方法制造而成：可以在诸如Altium Designer的标准CAD程序中设计迹线。较宽的迹线和较厚的铜产生较高导电率值，这提供更好的谐振器品质因数(Q)，而Q又是系统范围和效率的决定因素。谐振器频率由f＝1/(2π(LC)^1/2)给定；谐振器品质因数由(L/R)(L/C)^1/2给定。更多圈提供额外的电感，如果可以减小C以便使期望的谐振频率f恒定，那么这会改善Q。但是，在某个点，可能无法进一步减小电容C，从而限制可用于特定谐振频率f的最大电感值。限制圈数的额外因素是，增加的迹线长度会增加电阻，这会降低Q。通过利用更多圈来增大L的需要限制了迹线的宽度。平衡这些因素导致发明者对于5MHz-15MHz范围内的操作频率设计了约6圈。

用于无线功率传递的线圈也可以利用柔性印刷电路板(PCB)方法来制造。由于柔性PCB衬底比常规电路板薄，所以可以预期它们会造成较小的介电损耗。由诸如来自Rogers公司的低介电损耗材料制成的PCB衬底也可用于减小介电损耗。在诸如光刻、电铸和模塑(LIGA)的微机电系统(MEMS)工艺中，可以在硅衬底上制造厚(高的高宽比)的金属 线圈(预期其具有较高导电率)。

也可通过以下方法来制造平坦线圈：模压金属片；利用乙烯切割机(vinyl cutter)或类似工具切割金属箔片；利用水注、激光切割机或锯子来图案化金属。平坦线圈可以由诸如氧化铟锡(ITO)或其它透明导电材料的透明导体制成。

可以通过丝网印刷、丝网遮蔽、模板印刷、喷墨印刷或能够印刷导电材料的其它方法来图案化膝上型计算机盖子内部上的平坦线圈。

可以通过用诸如银、金或钯的较高导电率的非氧化材料镀敷这些材料来改善通过以上方法中的若干方法制造的线圈的性能。也可以通过利用电镀或非电解镀(即使镀敷材料没有特别高的导电率)增加导电材料的量或厚度来改善线圈性能。平坦线圈可以设计成从膝上型计算机的外部接收功率，并屏蔽来自内部的发射。2-D线圈的轮廓不限于特定形状，并且可以适于移动装置设计考量，例如轮廓为圆形、矩形、正方形或任何其它任意形状。

如上所述，当无线功率系统没有最佳调谐时，将在传送器处产生较大反射。希望的是避免传送侧的大功率反射以便使传送器的大小和成本降至最低。如果在传送器上反射了显著功率，那么需要体积庞大且费成本的功率耗散系统，会增加热负担，并且额外的保护电路可能是必需的。另外，反射功率通常会作为耗散热量而损失，从而降低系统的净效率。

可以利用出于范围或定向自适应目的的基于频率的调谐来最佳地调谐，其中通过调整频率以便使传送侧反射最小化来实现基于频率的调谐，从而使功率吞吐量最大化。或者，可以采用类似的方式利用回路-线圈耦合Klc的调谐，以便取代频率调谐。

当系统临界耦合或过耦合时(即，当它位于“魔法区域”中时)，如果它得到最佳调谐(通过频率、Klc或负载调谐)，那么原则上，不会在传送侧产生反射。当系统欠耦合时，那么即使当选择系统参数以便优化功率传输时，传送侧上仍将存在实质的反射。

图9示出根据本公开的各个方面的无线功率系统的自动调谐过程的实例流程图。在该过程中，自动调谐无线功率系统配置成调整传送侧振幅，而不是只调整频率(或Klc或其它调谐参数)。这允许系统只有当传送侧没有出现实质反射时、例如只有当存在一个或多个接收器装置时以及当到一个或多个接收器的耦合足够高以满足最大反射功率阈值准则时才以高功率电平进行传送。

一般来说，用于维持系统的有效操作的方法包括：扫描传输频率；以及测量正向功率和反射功率以便标识可实现峰值效率的一个或多个谐振频率。但是，在非谐振频率，在传送侧会反射显著功率，从而招致如上所述的潜在代价。因此，希望的是以低功率电平执行这样的频率扫描以便使传送侧在该过程期间所经历的反射功率最小化。

在905，传送器可以生成低功率电平信号或“导频音”。在该配置中，利用k_lc或负载调谐，以便取代其中系统在单个频率操作的频率调谐。可以利用反射功率和传送功率之比来确定是否存在接收器或者接收器是否足够靠近或者处于接受功率的模式。只有当源-接收器耦合足够时，才会产生高振幅功率信号。

在一些方面，传送器可以以低功率执行频率扫描以便确定是否启用较高功率电平的功率传输，如910所示。

在一些方面，低功率频率扫描可以与高功率传输同时进行，如915所示。这使得接收器装置能够经历更快速的净充电时间，因为无需中断高功率传输便可执行频率扫描。

在920，做出关于是否检测到反射信号的判定。在以下三种情况中的任一种情况中：(1)不存在接收器，或(2)没有接收器足够靠近以满足反射功率阈值准则，或(3)没有接收器足够靠近而过耦合，系统继续以低功率电平定期扫描。可以通过缺少谐振分裂来检测这些状况；或者，可以通过S11散射参数的绝对值来检测接收器的缺失，这可通过逐渐增大TX振幅直到达到阈值反射值来找到。

如果920处做出的判定结果是“否”，那么过程循环回到905，在905，传送器配置成定期发送低功率电平信号。周期可以是秒、分或小时量级，这取决于网络的特定性质，例如接收器进入和离开传送器的范围的频率。如果920处做出的判定结果是“是”，那么在925，确定一个或多个谐振频率。然后，在930，传送器可以以这一个或多个确定的谐振频率传送高功率信号。

这种振幅调谐可以防止系统浪费功率以及受到高功率反射的损害，因为在不存在接收器时它从不以高功率传送。避免大反射也产生总的系统效率的增加(在存在和不存在接收器的周期上求平均)。

例如，假设存在接收器，并且接收器足够靠近而处于过耦合区域中。在该情形中，如果系统将利用频率调谐来进行范围自适应，那么可以基于低功率扫描来选择最佳频率。在选择了最佳频率的情况下，接着可以将传送振幅增大至功率传递所需的级别。这种低功率接收器检测和调谐技术的利用确保，当传送器处于高功率状态时，它将经历最小可能的反射。

就系统是线性的(并且回路和线圈实际上是线性的)而言，可以叠加不同信号并单独分析系统对每个信号的响应。当系统正在以一个频率递送功率时，可以同时进行低功率频率扫描。如果以低功率扫描检测到更有效的频率，那么可以将高功率信号的频率变为以低功率扫描找到的最佳频率。如果没有对功率递送利用频率调谐，即，如果总是以单个频率递送功率，那么低功率频率扫描仍可用于估计高功率系统的最佳调谐参数。低功率频率扫描将用于 标识最佳频率。可以将该值映射到最佳Klc值。然后，可以命令最佳Klc值。

同时低功率频率扫描可以提供若干益处。如果通过进行局部搜索(例如，尝试比当前频率小和大一个频率步长并选择这三个中的最佳频率)来简单地调整传送频率，那么系统有时将跟踪两个谐振峰中的错误谐振峰(即，不那么有效)。在现有技术方法中，可以通过以高功率电平进行全局频率扫描来避免这种“局部最小”的问题，但是这费时间，这意味着在全局扫描期间没有有效地传送功率。因此，递送的净功率会下降。同时高振幅功率递送和低功率扫描可以确保选择全局最佳调谐参数，而无需中断高功率传输。

如果接收装置只能够使用特定量的功率，那么传送器试图提供的任何多余功率可能会作为传送侧的反射露出。S11反射参数是反射功率和传送功率之比。如果接收系统正在消耗由传送器提供的所有额外功率，那么即使绝对传送功率电平增大，S11也将为恒定。但是，一旦接收侧饱和并且不能接受额外功率，那么增大TX功率电平将产生TX侧反射的增加，这将随着S11的增大而变得显而易见。因此，只要S11保持恒定，TX便可通过增加所传送的功率来伺服至(servo to)最佳功率递送点；一旦S11增大，TX便可降低它的传送功率。(该论述假设，系统旨在尽可能以高效率传送最大功率。还可能的是，其它约束处于支配地位，例如，可能存在最大容许绝对反射功率电平。如果是，那么可以增大传送功率，直到超过绝对反射功率阈值，或者直到S11增大)

此外，可以用两种方法来区分“范围外接收器”和“范围内但饱和的接收器”的情形，一种方法是利用TX振幅扫描，一种方法是利用TX频率扫描。两种情形均可对应于不匹配，并且因此潜在地对应于相同的大绝对反射值或S11值。在“范围外”情形中，对于TX振幅的所有选择，包括非常低的TX振幅，S11都将恒定。在“接收器饱和”情形中，S11将对于低振幅恒定，并且随着接收器进入饱和而上升。当接收器位于范围外时，不会发生频率分裂。因此，可以通过进行频率扫描(可能以低功率)以寻找分裂来检测接收器。这种频率扫描技术可用于接收器检测(或者更一般来说，用于范围估计)，即使将只以单个频率递送功率。

图9示出根据本公开的各个方面的无线功率系统的自动调谐过程的实例流程图。在该过程中，自动调谐无线功率系统配置成智能地调整传送侧振幅，而不只是调整频率(或k_lc或其它调谐参数)。这允许系统只有当传送侧没有出现实质反射时、例如只有当存在一个或多个接收器装置以及当到一个或多个接收器的耦合足够高以满足最大反射功率阈值准则时才以高功率电平进行传送。

在905，将传送器设定成以第一功率电平P₁传送功率。在910，将传送器设定成以第 一频率F₁传送功率。在915，测量时间信号，它指示接收器耦合准则。接收器耦合准则可以包括反射电压波振幅、反射电压波振幅和正向电压波振幅之比、反射功率、或反射功率和正向功率之比。在920，做出关于第一频率F₁是否是最大频率的判定。如果920处的判定结果是“是”，那么在925，做出关于是否满足接收器耦合准则的判定。如果920处的判定结果是“否”，那么在930，将第一频率F₁递增ΔF，并且过程循环回到915。如果925处的判定结果是“是”，那么在935，将传输功率设定为第二功率电平P₂。如果925处的判定结果是“否”，那么在940关闭传送器。

图10示出根据本公开的各个方面的无线功率系统的自动调谐过程的另一实例流程图。在1005，将传送器设定成以第一高功率电平P₁、第一频率F₁的功率信号与第二低功率电平P₂、第二频率F₂的功率信号的叠加来传送功率。然后，以某个步长大小ΔF₂从某个第一值F_2START到某个第二值F_2STOP扫描第二低功率电平信号。在1010，对于每个第二频率步长大小在传输天线处测量时间信号，它指示接收器耦合准则。接收器耦合准则可以包括反射电压波振幅、反射电压波振幅和正向电压波振幅之比、反射功率、或反射功率和正向功率之比。对于每个第二频率步长，将测量信号的分量分离成对应于第一频率F₁的第一高功率信号P₁的第一分量M₁和对应于第二频率F₂的第二低功率信号P₂的第二分量M₂。在一些方面，利用解调电路来将测量信号分离成分量M₁和M₂，其中将测量信号M单独乘以P₁,F₁信号和P₂,F₂信号的振幅缩放版本，并随后分别对每个所得信号进行低通滤波以便得到M₁和M₂。图11和12中示出并更详细地描述这方面。在一些方面，通过进行测量时间信号的频率变换并隔离对应于F₂附近的频段的信号的分量来将测量信号分离成分量M₁和M₂。图13中示出并更详细地描述这方面。

返回到图10，在1015，做出关于第二频率F₂是否是最大频率的判定。如果1015处的判定结果是“是”，那么在1020，做出关于是否满足接收器耦合准则的判定。如果1015处的判定结果是“否”，那么在1025，将第二频率F₂递增ΔF₂，并且过程循环回到1005。如果1020处的判定结果是“是”，那么在1030，传送器继续以第一功率电平P₁传送功率。如果1020处的判定结果是“否”，那么在1035，关闭传送器。过程可以循环回到1025，在1025，将第二频率F₂递增ΔF₂，并且过程循环回到1005。

在一些方面，当跨越多个频率扫描由传送器传送的功率时，可能存在多于一个频率或频率范围，其中在传送器和一个或多个接收器之间，传送器-接收器耦合可能是可接受的。在这种情况中，传送器可以配置成以可接受频率范围内的“最佳”频率传送功率。如果诸如传送器或接收器的移动的系统参数发生改变，那么可以将该“最佳频率”调谐到另一 “最佳”频率。

图11示出图10的自动调谐过程的信号流图的一般表示。定向耦合器1105配置成接收某个频率F₁的高振幅RF信号的小信号版本以及某个频率F₂的低振幅RF信号的小信号版本。测量从定向耦合器1105的反射端口出现的反射信号1110。在1115确定F₁的幅值，并在1120确定F₂的幅值。类似地，测量从定向耦合器1105的正向端口出现的正向信号1125。在1130确定F₁的幅值，并在1135确定F₂的幅值。在一些方面，可以利用如图12所示的模拟组件或通过利用如图13所示的数字组件来执行1115、1120、1130和1135处的确定。

图12示出使得能够在执行低振幅频率扫描的同时传送高振幅信号的模拟解调方案的实例示意表示。该实例解调方案可用于确定最佳操作状况，而无需中断功率递送服务。在图中，第一RF源1205配置成产生某个频率F₁的高振幅RF信号的小信号版本，并且第二RF源1210配置成产生某个频率F₂的低振幅RF信号，它提供给放大器1215。定向耦合器1120配置成从放大器1215接收放大信号。定向耦合器1220还配置成采用正向和反向(或反射)RF信号的小信号版本。定向耦合器1220的顶部上的RF输出信号为传送侧线圈供电。将反射信号的小信号版本单独乘以这两个频率F₁和F₂中的每个频率，然后对所得信号进行滤波1225、1230、1235和1240(低通滤波)，以便得到对应于第一高振幅RF源1205的反射信号和第一高振幅反向(或反射)低通滤波信号以及对应于第二低振幅RF源1215的反向(或反射)信号和第二低振幅反向(或反射)低通滤波信号。

图13示出利用数字信号处理器(DSP)的数字解调方案的实例过程。在一些方面，可以通过计算傅立叶变换并采用期望频率仓(bin)的幅值来实现DSP。或者，可以通过直接计算感兴趣的频率仓来实现DSP。现在转到图13，过程在1305开始，在1305，将t设定成等于0。在1310，计算F₂(t)，并且在1315，计算F₁(t)。在1320，计算F₂(t)和F₁(t)的和C(t)。在1325，将C(t)(单位为伏特)运用于传送器线圈Tx。在1330，测量定向耦合器1120的正向端口处的电压W(t)。在1335，测量定向耦合器1120的反向端口处的电压R(t)。在1340，将时间t增加1。在1345，根据下式计算以下值W₂、W₁、R₂和R₁：W₂＝W₂+F₁(t)·W(t);W₁＝W₁+F₁(t)·W(t);R₂＝R₂+F₂(t)·R(t)；；以及R₁＝R₁+F₁(t)·R(t)，其中由“·”表示的运算表示标量相乘。在1350，做出关于是否t<某个阈值T的判定。如果1350处的判定结果是“否”，那么过程返回到1315。如果1350处的判定结果是“是”，那么在1355，根据下式计算以下值W₂、W₁、R₂和R₁：W₂＝W₂/T；W₁＝W₁/T；R₂＝R₂/T；以及R₁＝R₁/T。

在一些方面，希望的是将无线功率系统中的传送器成本降至最低。一种用于降低每 个接收装置的传输成本的方法是使得单个传送器能够通过对多个接收器进行时间复用功率递送来将功率提供给多个接收装置。在这方面，传送器可以包括多个传输天线以及单个放大器和控制单元。传送器可以在总传输时间的一部分将全部功率顺序地递送至每个接收器装置。这种方法允许对于每个接收器装置个别地进行效率优化。通过控制每个接收器接收功率的时间百分比来控制每个接收器装置接收的总功率的部分。

在一些方面，对一个或多个接收器的功率分配可以随时间改变；即，分配是动态的而不是静态的。功率混合可能会受到每个装置的功率状态的影响。作为一个非限制性实例，一个接收器装置可能在功率上非常低，这会导致它的优先级上升到顶部。在另一个非限制性实例中，装置的混合可能会在例如引入新装置时发生改变，这会影响全局功率分配。利用这种类型的信息，可以通过接收器本身或通过传送器来为每个接收器指派优先级。基于优先级，可以在接收器之间(例如，通过时间分片)仲裁无线功率传输。

在一些方面，可以将命令从传送装置传送到一个或多个接收装置，其中命令配置成传送这一个或多个接收装置中哪个接收装置用于接收功率。命令可以基于预先安排的时间调度，并且可以是用传送功率编码、调制或编码和调制的无线电命令。可以在不同于传送功率的通信协议、信道或介质上将命令传送到这一个或多个接收装置。通信协议可以包括多个短程和长程无线通信技术，例如蓝牙或IEEE 802.11。1999年7月发布的题为“Specifications of the Bluetooth System:Core”和“Specifications of the Bluetooth System:Profiles”的文献中详细描述了蓝牙标准，这两篇文献可以在互联网上从蓝牙的官方网站的蓝牙特殊兴趣小组获得。在可从IEEE客户服务中心(445Hoes Lane,P.O.Box 1331,Piscataway,N.J.08855-1331)获得的题为“IEEE Std 802.111999Edition”的规范中详细描述了IEEE 802.11标准。也可使用其它通信协议，例如WiMAX(全球微波接入互操作性)、ZigBee(基于无线个域网(WPAN)的IEEE 802.15.4-2003标准利用小型低功率数字无线电的一系列高级通信协议的规范)或任何其它合适或未来的通信协议。

传送器可以包括配置成可控地操作耦合到传送器以便进行无线功率传输的一个或多个天线的控制器/调度器。当受到提示时，传送器可以选择性地通过这一个或多个天线与这一个或多个接收器通信。在一些方面，传送器可以配备有独立天线和用于对于每个接收器操作该天线的相关联的硬件/软件。控制器/调度器可以是任何合适的基于处理器的单元，在一些实施例中，控制器/调度器可以包括处理器以及用于存储优先级协议的存储设备，或者可以基于软件。在一个实施例中，优先级协议可以包括作为用于为每个活动传送器和/或接收器指派优先级的基础的预定准则。这些预定准则还可包括可通过传送器、通过这一个或多个 接收器、或通过两者动态指派的准则。然后，可以基于优先级仲裁功率传输的控制，以便可以选择性地激励(例如，开启)这一个或多个接收器之一。在一些方面，可以基于诸如与每个接收器相关联的功率消耗的准则来为每个接收器指派优先级。例如，接收器可以是电池供电的系统，并且可能比另一接收器相对更欠缺功率。但是，基于电池寿命的评定，一个接收器可能优先于另一接收器。

在一些方面，具有单个传输天线的传送器可以布置成以时间复用的方式将功率递送到一个或多个接收器。在这样的布置中，可以对每个接收器进行调谐/解调谐以便从传送器相关联/分离。例如，接收器可以通过例如但不限于电子可控开关来连接/断开负载。在另一个实例中，接收器可以连接/断开谐振天线的电路元件。电路元件可以包括例如电阻器、电容器、电感器或天线的任何物理迹线，例如天线的线圈的额外圈。通过这样做，可以使接收器天线在功率递送的频率谐振。例如，可以利用与电路元件串联的开关，以使得开路将断开电路元件。因此，可以使接收器与传送器非谐振，从而使接收器从传送器断开连接。此外，闭合开关可以连接电路元件，从而产生与传送器谐振并且能够从传送器接收功率的接收天线。另外，可以配合电路元件使用并联开关，以使得闭合开关可以对电路元件提供低阻抗旁路，以使得接收器天线与传送器非谐振，从而使得接收器与传送器断开连接。另外，断开开关可以产生谐振天线，从而将功率提供给接收器。

在一些方面，具有单个传输天线的传送器可以布置成以时间复用的方式将功率递送到一个或多个接收器，其中每个传送器可以调谐至不同频率，并且传送器在接收器频率间跳跃以便独立地将功率递送至每个接收器。传输频率可以由频率发生器控制，频率发生器可以是例如但不限于具有开关电容器组的压控振荡器、具有变容二极管的压控振荡器和锁相回路。每个接收器可以布置成在协商周期期间改变频率，这将允许存在的所有接收器切换到不同频率，从而使得不存在任何冲突。接收器可以通过利用例如离散电容器的可切换阵列、天线上的一个或多个电感器、或天线的物理迹线来改变频率。

在一些方面，具有单个传输天线的传送器可以布置成以频率复用的方式将功率递送到一个或多个接收器，其中每个接收器可以调谐至不同频率，并且传送器以多个频率同时传送功率。在传送器，可以利用频率生成来同时生成多个频率。例如，可以利用具有共同参考振荡器或一个或多个独立压控振荡器(VCO)的一个或多个锁相回路(PLL)。每个接收器可以具有例如在协商周期期间改变频率的能力，这将允许存在的所有接收器切换到不同频率，从而使得不存在任何冲突。接收器可以通过利用例如离散电容器的可切换阵列、天线上的电感器、或天线的物理迹线来设定它的频率。

在一些方面，具有多个传输天线的传送器可以布置成以时间复用的方式将功率递送到一个或多个接收器。在这方面，传送器可以配置成控制到这一个或多个接收器的连接性。例如，可以通过与每个传输天线串联连接的一个或多个开关来实现控制，以使得开路将断开连接。也可通过与任何离散电路元件或每个传输天线的天线迹线串联连接的一个或多个开关来实现控制，以使得开路将产生导致传送天线与接收器非谐振的断开的电路元件。因此，传送天线将与接收器断开连接。此外，闭合开关将产生导致传送天线与接收器谐振的连接电路元件。因此，传送天线将连接到接收器。在一些方面，可以通过与每个传输天线的电路元件并联连接的开关来实现控制，以使得闭合开关将对元件提供导致传送天线与接收器非谐振的低阻抗旁路。因此，传送天线将与接收器断开连接。另外，断开开关将导致传送天线与接收器谐振。因此，传送天线将连接到接收器。

此外，在传送器具有多个布置成以时间复用的方式将功率递送到一个或多个接收器的传输天线的布置中，连接性可以由接收器控制。传送器可以同时连接到所有天线，并且接收器如上文之前所描述地那样调谐/解调谐它们本身。

在一些方面，具有多个传输天线的传送器可以布置成以频率复用的方式将功率递送到一个或多个接收器。在这样的布置中，每个传输天线可以调谐到不同的固定频率。可以通过如上所述的调谐方法将接收器调谐到邻近天线的频率，以使得可以同时将功率递送到多个天线。例如，每个接收器天线可以调谐到不同的固定频率，并且传输天线可以通过上述方法选择与邻近接收器匹配的频率。

在一些方面，具有多个传输天线的传送器可以布置成以空间复用的方式将功率同时递送到一个或多个接收器，其中以相同频率进行传输。在这种情况下，可以单独控制通过每个传输天线递送的功率电平以便将不同的功率电平递送到每个接收器。

图14A-14D示出根据本公开的各个方面用于传送器侧调谐的实例控制机制。图14A示出在传送器回路(Tx回路)中串联布置的开关S₁。图14B示出在传送器线圈(Tx线圈)中串联布置的开关S₁。图14C示出与电容器C₁并联布置的开关S₁、与源电阻器(R_source)和源电压(V_source)并联布置的开关S₁、与电阻器R_p1并联布置的开关S₁或与电感器L₁并联布置的开关S₁，所有这些都在传送器回路(Tx回路)中。图14D示出与电容器R_p2并联布置的开关S₂、与电感器L₂并联布置的开关S₂、或与电容器C₂并联布置的开关S₂，所有这些都在传送器线圈(Tx线圈)中。

图15A-15D示出根据本公开的各个方面用于接收器侧调谐的实例控制机制。图15A示出在接收器回路(Rx回路)中串联布置的开关S₄。图15B示出在接收器线圈(Rx线圈) 中串联布置的开关S₃。图15C示出与电容器C₄并联布置的开关S₄、与负载电阻器(R_L)并联布置的开关S₄、与电感器L₄并联布置的开关S₄、或与电阻器R_p4并联布置的开关S₄，所有这些都在接收器回路(Rx回路)中。图15D示出与电容器C₃并联布置的开关S₃、与电感器L₃并联布置的开关S₃、或与电阻器R_p3并联布置的开关S₃，所有这些都在接收器线圈(Rx线圈)中。

图16示出具有配置成利用单个传输天线将功率提供给多个接收器装置的单个传送器的传输系统的实例。可以通过控制器1403来控制包括传输天线1602的传送装置1601，控制器1403可以包括与以上关于图1a所描述的类似的放大单元、波形发生器和控制电路(这些均未示出)。控制器1603可以是传送装置1601的部分，或者可以是耦合到传送装置1601的独立组件。在这方面，通过接收器1605、1610、1615和1620来控制切换。每个接收器1605、1610、1615和1620可以调谐它本身以便只在分配给它的时间片期间接收功率，而存在的其它接收器解调谐它们本身。传送装置1601可以在连续的功率电平和频率进行传送，或者可以调整功率电平、传输频率或两者以便最佳地将功率递送到每个单独接收器。

每个接收器能够启用和禁用功率接收。这可通过各种方式来实现，包括解调谐接收天线(例如，切换分量值以便使接收器在传输频率非谐振)、解调谐阻抗变压器、或动态地增加负载(例如，切换到开路)。在该配置中，可以提供每个接收器和传送器之间、接收器间、或两者的通信机制以便控制定时。在一些方面，传送器可以通过发信号通知每个接收器它何时应当打开以便接收功率以及它何时应当关闭来控制复用定时。在一些方面，可以通过每个接收器来商定定时并通过接收器间的通信来管理定时。可以传送额外的控制参数，例如接收器的功率递送优先级的度量(例如，电池充电状态、功率递送服务的订阅状态等)，以便允许传送器或接收器商定优先级和功率分布的定时。

图17示出实例传输系统，其中单个传送装置可以包括多个传输天线，每个传输天线可以将功率提供给一个或多个接收装置。可以通过控制器1704来控制包括传输天线1702和1703的传送装置1701，控制器1704可以包括与以上关于图1a所描述的类似的放大单元、波形发生器和控制电路(这些均未示出)。控制器1704可以是传送装置1701的部分，或者可以是耦合到传送装置1701的独立组件。该配置对于有效延伸传输范围是希望的：每个天线具有一定的传输范围，在该传输范围，可以在传送天线和接收天线之间实现可接受的功率递送效率。通过将多个传输天线布置成具有基本上不重叠的范围，可以将功率递送到大得多的区域内的装置。该实现可以比提供多个独立传输系统具有成本节省，因为可以在各个传输天线间共享单个波形发生器、放大器以及测量和控制电路。该配置也可以通过接收侧切换来 进行控制，其中放大器连续驱动所有传输天线。范围内没有接收器的那些传输天线将经历高阻抗，以使得将通过在范围内具有接收器的传输天线来传送可用功率。在该配置中，接收侧切换对于单个传输天线情形继续如上所述进行。

在一些方面，传输系统可以包括具有多个传输天线的传送装置，其中在传送装置侧上进行传输切换。在传送侧包括连接到单个放大单元的多个天线的配置中，可以备选地只在传送侧上实现切换。在这种情况下，传输天线可切换地连接到放大单元，并且每个传输天线只在传输天线的对应一个或多个接收器将接收功率时的时间片期间连接到放大单元。当无需将定时信息传送到接收器装置时，希望的是提供接收器和传送器之间的通信机制，以便传送控制信息，例如装置功率优先级度量(例如，电池充电状态、功率递送服务的订阅状态等)、接收功率电平等。

尽管以上公开论述了当前视为是各种有用实施例的内容，但是将了解，这些细节只是为了该目的，并且随附权利要求不限于所公开的实施例，而是相反，随附权利要求要涵盖随附权利要求的精神和范围内的修改和等效布置。

Claims (16)

1.一种设备，包括：

功率接收单元（PRU），配置成无线地接收由功率传送单元（PTU）传送的功率，要由所述PRU使用的所接收功率为所述PRU提供工作功率和/或给所述PRU中的电池充电，

其中，所述PRU也配置成通过蓝牙链路从所述PTU无线地接收至少一个命令，并且通过所述蓝牙链路向所述PTU无线地传送至少一个参数。

2.如权利要求1所述的设备，还包括：蓝牙无线电装置。

3.如权利要求1所述的设备，其中，所述至少一个参数包括所述电池的充电状态。

4.如权利要求1所述的设备，其中，所述PRU还包括调整所接收功率的开关。

5.如权利要求4所述的设备，其中，所述至少一个命令要被用来控制所述开关。

6.一种方法，包括：

无线地接收由功率传送单元（PTU）传送的功率；

使用所接收功率来提供工作功率和/或给电池充电；以及

通过蓝牙无线电装置从所述PTU无线地接收至少一个命令，并且通过所述蓝牙无线电装置向所述PTU无线地传送至少一个参数。

7.如权利要求6所述的方法，其中，所述至少一个参数包括所述电池的充电状态。

8.如权利要求6所述的方法，还包括使用开关来调整功率的接收。

9.如权利要求8所述的方法，还包括使用所述至少一个命令来控制所述开关。

10.一种设备，包括：

无线传送单元（PTU），配置成无线地传送要由功率接收单元（PRU）接收的功率，

其中，所述PTU还配置成通过蓝牙链路向所述PRU无线地传送至少一个命令，并且通过所述蓝牙链路从所述PRU无线地接收至少一个参数。

11.如权利要求10所述的设备，还包括蓝牙无线电装置。

12.如权利要求10所述的设备，其中，所述至少一个参数包括所述PRU中电池的充电状态。

13.如权利要求10所述的设备，其中，所述至少一个命令要被用来控制所述PRU中的开关，以便调整由所述PRU对所述功率的接收。

14.一种方法，包括：

无线地传送要由无线功率接收单元（PRU）接收的功率；以及

使用蓝牙无线电装置来向所述PRU传送至少一个命令，并且从所述PRU接收至少一个参数。

15.如权利要求14所述的方法，其中，所述至少一个参数包括所述PRU中电池的充电状态。

16.如权利要求14所述的方法，其中，所述至少一个命令要被用来控制所述PRU中的开关，以便调整由所述PRU中功率的接收。