KR100661473B1 - 전력변환장치 - Google Patents

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KR100661473B1
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가부시끼가이샤 히다치 세이사꾸쇼
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Abstract

본 발명의 목적은 모든 동작상태에서 서지전압을 저감할 수 있고, 또한 구조가 간단한 전력변환장치를 제공하는 것이다. 본 발명의 전력변환장치는, 반도체스위치소자(11～14), 다이오드(21,22) 및 평활용 콘덴서(31,32)를 판형도체(51～56)에 의해 접속하여 이루어진 중성점 클램프식 3 레벨형의 전력변환장치에 있어서, 다이오드(21,22) 및 평활용 콘덴서(31,32)를 접속하는 판형도체(56) 상에, 절연물을 통해 판형도체(51～55)를 배치하여 구성된다.

Description

전력변환장치
본 발명은 반도체스위치소자를 사용한 전력변환장치에 관한 것으로, 특히, 반도체스위치소자의 스위칭시에 발생하는 서지전압을 저감할 수 있는 전력변환장치에 관한 것이다.
반도체스위치소자를 사용하여 구성되는 전력변환장치에서는, 반도체스위치소자의 스위칭시에 스파이크형의 서지전압이 발생하는 것이 알려져 있다. 이 서지전압은 전류가 변화율 di/dt로 증감하는 경우, 배선도체 자신이 갖는 부유 인덕턴스 L에 대하여 -L·di/dt 크기의 전압이 유도되는 것이다. 최근, 반도체스위치소자의 스위칭속도의 고속화가 진행되어 전류의 변화율도 증가하고 있어 발생하는 서지전압이 높아지는 경향이다. 이 때문에, 반도체스위치소자를 서지전압으로부터 지킬 목적으로 배선도체의 인덕턴스를 작게 하는 기술이 고안되고 있다.
상술한 배선도체의 인덕턴스를 감소시키기 위한 기술로서, 예컨대 일본국 특개평 7-203686호 공보(이하, 제 1 종래기술이라 부른다)에 기재되어 있는 바와 같이, 역방향의 전류가 흐르는 2 개의 배선도체를 폭이 넓은 도체판으로 구성하여 도체판을 서로 근접시키는 방법이 있다. 이 제 1 종래기술에 관해서 도 10을 사용하여 설명한다. 도 10의 회로도에서 직류전원부(1)와 3상 인버터부(2)는, 정(+)극 측과 부(-)극 측의 2개의 배선도체로 접속되어 있다. 이 2 개의 배선도체에는 항상 역방향의 전류가 흐르기 때문에, 이 2개의 배선도체를 근접시킴으로써, 서로의 전류로부터 생기는 자속이 상쇄된다. 이것에 의해, 인덕턴스 L1 및 L2를 감소할 수 있다.
또한, 배선도체의 인덕턴스를 감소시키기 위한 다른 기술로서, 일본국 특개평7-131981호 공보(이하, 제 2 종래기술이라고 부른다)에 기재된 바와 같이, 복수의 도체판을 절연물을 통해 적층한 일괄 배선도체를 사용하는 방법도 있다. 이 방법에 의해서도 배선도체의 인덕턴스를 줄일 수 있고, 또한 일괄 배선도체를 사용함으로써 전력변환장치의 조립 공정수를 줄일 수도 있다.
비교적 용량이 큰 전력변환장치에서는 장치가 대형화하여 배선 인덕턴스가 증가하기 때문에, 일반적으로 전력변환장치에서는 각 상마다 평활용 콘덴서를 구비한다. 예컨대, 중성점 클램프식의 3값 레벨 인버터는 도 4에 나타낸 회로구성이 된다. 이 도면에서의 인버터는, 각각 평활용 콘덴서(31, 32)를 구비하고 있다. 이와 같이 인버터가 각 상마다 평활용 콘덴서를 구비하는 경우, 스위치소자의 스위칭시에 발생하는 서지전압의 크기는 인버터의 평활용 콘덴서와 스위칭소자사이의 배선 인덕턴스의 크기에 의해 결정된다. 이 때문에, 인덕턴스가 큰 직류배선 모선(母線)의 영향에 의한 고전압의 서지전압 발생을 막을 수 있다.
그러나, 반도체스위치소자로서 IGBT 등의 고속스위칭소자를 사용하는 경우, 전류전류(轉流電流)의 변화율도 커지기 때문에, 각 인버터내의 배선에 관해서도 가능한 한 배선 인덕턴스를 감소하는 것이 요청되고 있다. 그러나, 전술한 종래기술을 도 4에 나타낸 중성점 클램프식의 3값 레벨 인버터를 사용한 전력변환장치에 적용하면 이하의 문제를 일으킨다.
중성점 클램프식의 3값 레벨 인버터에서는, 6 개의 배선도체(51～56)가 쓰인다. 여기서 제 1 종래기술을 적용하는데는 항상 역방향의 전류가 흐르는 2개의 배선도체를 서로 근접시킬 필요가 있다. 그러나, 3값 레벨 인버터에서는 스위치소자의 온, 오프상태의 차이나 부하전류의 방향에 의해서 배선도체를 흐르는 전류가 변화되어, 항상 역방향의 전류가 흐르는 2 개의 배선도체의 조합이 존재하지 않는다. 가령, 어떤 특정한 2 개의 배선도체를 근접시킨 경우는, 인버터의 동작에 의해서는 인덕턴스 감소의 효과가 얻어지지 않고 서지전압을 억제할 수가 없다.
한편, 제 2 종래기술을 적용하여 배선도체를 전부 같은 사이즈의 폭넓은 도체판으로 하고, 6 개의 도체판을 절연층을 통해 근접시키는 방법도 생각할 수 있다. 이 경우에는 배선도체의 저인덕턴스화를 꾀할 수 있다고 생각된다. 그러나, 3값 레벨 인버터에서는 배선에 필요한 도체판을 6층을 겹치게 되어 구조가 복잡화하는 문제가 있다. 예컨대, 어떤 배선도체에 전기부품의 단자를 접속하는 경우, 나머지 5 개의 배선도체에는 상기 접속부와 전기적으로 접촉하지 않도록 릴리프 구멍을 만들 필요가 있다. 이에 따라 제조비용이 증가하는 문제가 있다. 또한, 별도의 문제로서, 같은 크기의 도체판을 6 장이나 필요로 하기 때문에, 배선에 필요한 배선도체의 중량이 증가하여 기계적으로 불안정하게 되는 문제가 있다.
본 발명의 목적은, 모든 동작상태에서 서지전압을 감소할 수 있고, 또한 구조가 간단한 전력변환장치를 제공하는 데에 있다.
상기 목적을 달성하는 제 1 발명의 특징은, 복수의 반도체스위치소자, 다이오드 및 콘덴서를 판형도체에 의해 접속하여 이루어진 전력변환장치에 있어서, 상기 판형도체는, 임의의 상기 반도체스위치소자가 스위칭하는 전후에 있어서 전류가 흐르지 않는 판형도체를 포함하고, 모든 상기 반도체스위치소자의 스위칭에 대해 그 스위칭의 전 또는 후의 어느 한쪽에서 전류가 흐르는 제1 판형도체 상에, 절연물을 개재하여, 다른 판형도체가 배치되는 것에 있다.
제1 판형도체에는 모든 반도체스위치소자의 스위칭에 대하여 그 스위칭의 전 혹은 뒤의 어느 한 쪽에서 전류가 흐르기 때문에, 반도체스위치소자가 스위칭하면 제1 판형도체에서는 전류가 증가 또는 감소한다. 한편, 다른 판형도체중 어느 하나에서는, 반도체스위치소자의 스위칭에 의해 제1 판형도체에서의 전류의 변화와는 반대로 전류가 감소 혹은 증가한다. 이러한 제1 판형도체상에 다른 판형도체가 배치되기 때문에, 반도체스위치소자의 스위칭시에 증가하는 전류와 감소하는 전류를 근접시킬 수 있고, 전류변화에 따르는 자속변화를 서로 상쇄하여, 스위칭의 전후에 자속을 일정하게 유지할 수 있다. 따라서, 반도체스위치소자의 스위칭시에 발생하는 서지전압을 감소할 수 있다.
상기 목적을 달성하는 제 2 발명의 특징은 제1 반도체스위치소자 내지 제4 반도체스위치소자와, 상기 제1 반도체스위치소자와 상기 제2 반도체스위치소자를 직렬로 접속하는 제1 판형도체와, 상기 제2 반도체스위치소자와 상기 제3 반도체스위치소자를 직렬로 접속하고, 교류단자를 갖는 제2 판형도체와, 상기 제3 반도체스위치소자와 상기 제4 반도체스위치소자를 직렬로 접속하는 제3 판형도체와, 직렬로 접속된 상기 제1 반도체스위치소자 내지 제4 반도체스위치소자와 제4 및 제5 판형도체에 의해 병렬로 접속되고, 중간전압점을 갖는 콘덴서와, 상기 콘덴서의 중간전압점으로부터 상기 제1 판형도체로 순방향전류를 흘려보내는 극성에서, 일단이 제6 판형도체에 의해 상기 콘덴서의 중간전압점과 접속되고, 타단이 상기 제1 판형도체에 접속된 제1 다이오드와, 상기 제3 판형도체로부터 상기 콘덴서의 중간전압점으로 순방향전류를 흘려보내는 극성에서, 일단이 상기 제6 판형도체에 접속되고, 타단이 상기 제3 판형도체에 접속된 제2 다이오드를 구비한 중성점 클램프식 3값 레벨형의 전력변환장치에 있어서, 상기 제6 판형도체 상에, 절연물을 개재하여, 상기 제1 내지 제3 판형도체가 배치되는 것에 있다.
제6 판형도체에는 모든 반도체스위치소자의 스위칭에 대하여 그 스위칭의 전 혹은 후의 어느 한 쪽에서 전류가 흐르기 때문에, 반도체스위치소자가 스위칭하면 제6 판형도체에서는 전류가 증가 혹은 감소한다. 한편, 제1 판형도체 내지 제5 판형도체 중 어느 하나에서는, 반도체스위치소자의 스위칭에 의해 제6 판형도체에서의 전류의 변화와는 반대로 전류가 감소 혹은 증가한다. 이러한 제6 판형도체상에 제1 판형도체 내지 제5 판형도체가 배치되기 때문에, 반도체스위치소자의 스위칭시에 증가하는 전류와 감소하는 전류를 근접시킬 수 있어, 전류변화에 따르는 자속변화를 서로 상쇄하여 스위칭의 전후에서 자속을 일정하게 유지할 수 있다. 따라서, 반도체스위치소자의 스위칭시에 발생하는 서지전압을 감소할 수 있다.
상기 목적을 달성하는 제 3 발명의 특징은, 제1 판형도체 내지 제5 판형도체는 동일 평면에 배치되는 것에 있다.
다른 판형도체를 동일평면에 배치함에 의해 전력변환장치의 배선을 제6 판형도체와 제1 판형도체 내지 제5 판형도체와의 2층으로 구성할 수 있어 기계적 안정성을 향상할 수 있다.
상기 목적을 달성하는 제 4 발명의 특징은, 절연물은 공기층인 것에 있다.
절연물로서 공기층을 사용함으로써 제6 판형도체와 제1 판형도체 내지 제5판형도체를 간격을 두고 배치하는 것만으로 절연할 수 있어, 전력변환장치의 구조를 간단화할 수 있다.
상기 목적을 달성하는 제 5 발명의 특징은, 복수의 반도체스위치소자 중에서 가장 고압측의 스위치소자와 가장 저압측의 스위치소자는, 콘덴서에 근접시켜 배치되는 것에 있다.
가장 고압측의 스위치소자와 가장 저압측의 스위치소자는 콘덴서에 근접시켜 배치되는 것에 의해, 가장 고압측의 스위치소자 및 가장 저압측의 스위치소자와 콘덴서를 연결하는 판형도체를 짧게 할 수 있어, 그 판형도체에서의 전류의 변화에 의해 발생하는 서지전압을 감소할 수 있다.
상기 목적을 달성하는 제 6 발명의 특징은, 제1 판형도체는, 제1 스위치소자의 접속점과 제2 스위치소자의 접속점 사이에, 제1 다이오드의 접속점을 설치하는 것에 있다.
제1 스위치소자의 접속점과 제2 스위치소자의 접속점 사이에 제1 다이오드의 접속점을 설치함으로써, 제1 반도체스위치소자의 스위칭시에 변화되는 전류의 경로가, 제1 반도체스위치소자와 제1 다이오드의 사이에만 이루어지기 때문에 서지전압을 보다 감소할 수 있다.
상기 목적을 달성하는 제 7 발명의 특징은, 제3 판형도체는, 제3 스위치소자의 접속점과 제4 스위치소자의 접속점 사이에, 제2 다이오드의 접속점을 설치하는 것에 있다.
제3 스위치소자의 접속점과 제4 스위치소자의 접속점 사이에 제2 다이오드의 접속점을 설치하는 것에 의해, 제4 반도체스위치소자의 스위칭시에 변화되는 전류의 경로가 제4 반도체스위치소자와 제2 다이오드의 사이에만 이루어지기 때문에, 서지전압을 보다 감소할 수 있다.
[실시예]
이하, 도면을 사용하여 본 발명의 실시예를 상세히 설명한다.
도 1은 본 발명의 바람직한 일 실시예인 전력변환장치의 구성도이다. 또, 본 실시예의 전력변환장치는 중성점 클램프식 3값 레벨 인버터이다.
본 실시예의 전력변환장치는, 반도체스위치소자(모듈)(11～14), 다이오드(21, 22) 및 평활용 콘덴서(31, 32) 위에 판형도체(56)를 배치하고, 다시 그 위에 판형도체(51～55)를 배치한 구성으로 되어 있다. 또한, 반도체스위치소자는, 반도체스위치와 다이오드를 역병렬 접속하여 구성된다. 이 반도체스위치소자(11～14)는 도 1에 표시된 바와 같이 정(+)측 단자 C 및 부(-)측 단자 E를 갖는다. 또한, 스위치소자(11～14)는 제어용 단자를 갖고 있고(미도시), 제어용회로에 의해 온, 오프가 제어된다. 이하, 본 실시예에서는 반도체스위치소자를 스위치소자, 평활용 콘덴서를 콘덴서, 판형도체를 도체라고 칭한다.
도 1에서, 스위치소자(11)의 정(+)측 단자 C는, 도체(51)에 의해 콘덴서(31)의 정(+)측 단자와 접속된다. 또한, 스위치소자(11)의 부(-)측 단자 E는 도체(52)에 의해 다이오드(21)의 캐소드 단자 K 및 스위치소자(12)의 정(+)측 단자 C와 접속된다. 스위치소자(12)의 부(-)측 단자 E는 도체(53)에 의해 스위치소자(13)의 정측 단자 C와 접속된다. 도체(53)에는 전력변환장치의 교류단자 Tout가 설치되어 부하가 접속된다. 스위치소자(13)의 부(-)측 단자 E는, 도체(54)에 의해서 다이오드(22)의 애노드 단자 A 및 스위치소자(14)의 정(+)측 단자 C와 접속된다. 스위치소자(14)의 부(-)측 단자 E는 도체(55)에 의해 콘덴서(32)의 부(-)측 단자에 접속된다. 또한, 다이오드(21)의 애노드 단자 A, 다이오드(22)의 캐소드 단자 K, 콘덴서(31)의 부(-)측 단자 및 콘덴서(32)의 정(+)측 단자는 도체(56)에 의해 접속된다.
이상과 같이, 스위치소자(11～14)는 4직렬로 접속된다. 스위치소자 중 가장 고압측의 스위치소자(11)와 가장 저압측의 스위치소자(14)는, 콘덴서(31, 32)에 근접하고, 또한 도체(51)와 도체(55)가 인접하도록 배치한다. 또한, 도체(56)는 다른 도체(51～55)와 비교하여 면적이 넓고, 도체(51～55)는 도체(56)와의 절연을 위해 공기층을 개재하여 도체(56)의 위에 배치된다.
도 2는 도 1에 나타낸 전력변환장치의 측면도이다. 도 2에서 냉각장치(6)는 스위치소자(11～14) 및 다이오드(21, 22)를 냉각하여, 스위치소자(11～14) 및 다이오드(21,22)의 과열을 방지한다. 스위치소자(11,12) 및 다이오드(21)는 도체(51～53)와 통 모양의 도체인 스페이서(7C～7E)를 사용하여 접속된다. 콘덴서(31)도 마찬가지로 스페이서(7A, 7B)에 의해서 도체(51, 56)와 접속된다. 또, 스페이서(7B～7E)는 도체(56)에 설치된 구멍(구멍의 지름은 스페이서(7B～7E)의 지름보다도 크다)을 도체(56)와는 접촉하지 않고서 관통하고 있고, 스위치소자(11, 12), 다이오드(21) 및 콘덴서(31)의 정(+)측 단자는 도체(56)과는 절연되어 있다. 또, 스위치소자(13,14), 다이오드(22) 및 콘덴서(32)도 스페이서를 사용하여 각 도체와 접속된다. 또한, 도면에서는 생략하고 있지만, 각 소자의 단자 및 도체와 스페이서와의 고정은 볼트 혹은 나사에 의해서 행한다.
도 2에 나타낸 바와 같이, 스페이서(7A～7E)에 의해서 도체(56)와 도체(51～55)와의 사이에는 거의 일정한 간격이 확보되어, 전술한 바와 같이 절연층인 공기층이 형성된다. 또, 도체(51～55)와 도체(56)의 사이에 판형의 고체절연물을 삽입하여, 복수의 배선도체와 절연물을 일체화할 수도 있다.
도 3은 스위치소자(11～14), 다이오드(21, 22) 및 콘덴서(31, 32)와, 도체(56)의 접속관계를 나타낸다. 전술한 것과 같이, 다이오드(21)의 애노드 단자 A, 다이오드(22)의 캐소드 단자 K, 콘덴서(31)의 부(-)측 단자 및 콘덴서(32)의 정(+)측 단자는 도체(56)에 접속된다. 그 밖의 단자는 도면에도 나타낸 바와 같이 스페이서가 도체(56)에 설치된 구멍을 도체(56)와는 접촉하지 않고서 관통하고 있고 도체(56)와는 절연되어 있다.
도 4는, 도 1에 나타낸 전력변환장치를 3대 사용하여 구성한 3상 교류모터 드라이브장치의 회로구성도이다. 컨버터(9)는 교류전원(8)으로부터 공급된 교류전력을 직류전력으로 변환한다. 컨버터(9)로부터 출력된 직류전압은 콘덴서에 의해 분압되어 3레벨의 직류전압이 된다. 컨버터(9)로부터 출력된 3 레벨의 직류전압은 3 개의 직류전압 모선에 의해 각 전력변환장치의 도체(51, 55, 56)에 이끌어진다. 또한, 각 전력변환장치의 교류단자 Tout에는 부하(4)가 접속된다.
다음에, 본 실시예의 전력변환장치의 구성에 의해 배선도체의 인덕턴스를 감소하여, 스위치소자가 스위칭할 때에 발생하는 서지전압을 감소할 수 있는 원리에 관해서 설명한다.
도 5 및 도 6은, 본 실시예의 전력변환장치인 중성점 클램프식 3값 레벨 인버터회로에서의 모든 전류경로를 나타낸다. 전류경로는 전류의 방향이나 스위치소자의 온, 오프상태의 차이에 따라 다르다. 전류의 방향이 교류단자 Tout에서 부하(4)로 향하는 경우를 도 5에 나타내고, 한편, 전류의 방향이 부하(4)로부터 교류단자 Tout로 향하는 경우를 도 6에 나타낸다.
도 5a는 스위치소자(11,12)가 온, 스위치소자(13,14)가 오프인 경우의 전류경로를 나타낸다. 전류는 도체(51), 스위치소자(11), 도체(52), 스위치소자(12), 도체(53)의 순서로 흐른다. 도 5a의 상태로부터, 스위치소자(11)가 오프에 또한 스위치소자(13)가 온으로 변화되면, 전류경로는 도 5b에 나타낸 경로로 변화된다. 이 경우, 전류는 도체(56), 다이오드(21), 도체(52), 스위치소자(12), 도체(53)의 순서로 흐른다. 이때, 도 5a에 나타낸 전류경로로부터 도 5b에 나타낸 전류경로로 변화된다는 것은, 도체(51) 및 스위치소자(11)에 흐르는 전류가 감소하고, 도체(56) 및 다이오드(21)에 흐르는 전류가 증가한다는 것이다. 또한, 도 5b의 상태로부터 스위치소자(12)가 오프로, 스위치소자(14)가 온으로 변화되면, 전류경로는 도 5c에 나타낸 경로로 변화된다. 이 경우, 전류는 도체(55), 스위치소자(14), 도체(54), 스위치소자(13), 도체(53)의 순서로 흐른다. 또, 도 5b에 나타낸 전류경로로부터 도 5c에 나타낸 전류경로로 변화된다는 것은, 도체(56), 다이오드(21), 도체(52) 및 스위치소자(12)에 흐르는 전류가 감소하여, 도체(55), 스위치소자(14), 도체(54) 및 스위치소자(13)에 흐르는 전류가 증가한다는 것이다.
도 6a는 스위치소자(11, 12)가 온, 스위치소자(13,14)가 오프인 경우의 전류경로를 나타낸다. 전류는 도체(53), 스위치소자(12), 도체(52), 스위치소자(11), 도체(51)의 순서로 흐른다. 도 6a의 상태로부터 스위치소자(11)가 오프로, 또한 스위치소자(13)가 온으로 변화되면, 전류경로는 도 6b에 나타낸 경로로 변화된다. 이 경우, 전류는 도체(53), 스위치소자(13), 도체(54), 다이오드(22), 도체(56)의 순서로 흐른다. 또, 도 6a에 나타낸 전류경로로부터 도 6b에 나타낸 전류경로로 변화된다는 것은, 스위치소자(12), 도체(52), 스위치소자(11) 및 도체(51)로 흐르는 전류가 감소하고, 스위치소자(13), 도체(54), 다이오드(22) 및 도체(56)로 흐르는 전류가 증가한다는 것이다. 또한, 도 6b의 상태로부터, 스위치소자(12)가 오프로, 스위치소자(14)가 온으로 변화되면, 전류경로는 도 6c에 나타낸 경로로 변화된다. 이 경우, 전류는 도체(53), 스위치소자(13), 도체(54), 스위치소자(14), 도체(55)의 순서로 흐른다. 또, 도 6b에 나타낸 전류경로로부터 도 6c에 나타낸 전류경로로 변화된다는 것은, 다이오드(22) 및 도체(56)로 흐르는 전류가 감소하여, 스위치소자(14) 및 도체(55)에 흐르는 전류가 증가한다는 것이다.
그런데, 같은 방향으로 흐르는 2 개의 전류가 근접하고 있어, 한쪽이 증가하고 한쪽이 감소하는 경우는, 배선의 인덕턴스가 감소되어 서지전압이 억제되는 효과가 있다. 이하, 수식을 사용하여 설명한다. 일반적으로 서로 평행하며 같은 방향으로 2개의 전류 i1와 i2가 흐르고 있을 경우, 전류 i1의 주변에 만들어지는 자속의 쇄교수는 수학식 1과 같이 나타내진다.
여기서, L1은 i1경로의 자기인덕턴스, M12는 i1 - i2 경로 사이의 상호인덕턴스이다. 전류 i1, i2 모두 같은 방향을 정(+)으로 정하면, 상호인덕턴스 M12는 정(+)이 된다. 여기서 쇄교자속(鎖交磁束)수에 변화가 생기면 기전력 △V이 발생한다. 기전력△V는 수학식 2로 나타내진다.
수학식 2에서, 전류에 변화가 생기면 L1의 회로에 기전력 △V가 발생하는 것을 알 수 있다. 스위치소자가 스위칭함에 의해 생기는 서지전압은 이 기전력△V에 의해 발생하는 것이다. 여기서 전류가 수학식 3과 같이 변화된 경우를 생각할 수 있다.
즉, 전류 i1, i2의 한쪽이 증가하고 또 한쪽이 감소하는 경우이다. 이 때, 기전력 △V는 수학식 4로 나타내진다.
상호인덕턴스 M12는 정(+)이고, L1과 M12의 차는 L1에 비해서 작아진다. 요컨대, 수학식 4로 나타내지는 기전력 △V는 전류 i1가 단독으로 변화되는 경우에 비해서 작아진다. 또한, 2개의 전류경로가 근접하면 L1과 M12의 값은 가까워지기 때문에, 기전력 △V를 더욱 작게 할 수 있다.
전술한 바와 같이, 본 실시예에서는 어떤 스위치소자가 스위칭한 경우에도, 도체(56)에 흐르는 전류가 증가 또는 감소한다. 또한, 스위치소자가 스위칭하는 경우, 다른 도체(51～55)에 흐르는 전류중 어느 하나가 도체(56)에 흐르는 전류의 변화와는 반대로 감소 혹은 증가한다. 따라서, 본 실시예와 같이 도체(56)의 위에 다른 도체(51～55)를 근접시켜서 배치함으로써, 증가하는 전류와 감소하는 전류를 근접시킬 수 있다. 따라서, 도체의 인덕턴스가 감소되어 서지전압을 억제할 수 있다. 이하, 도면을 사용하여 상세히 설명한다.
도 7a, 도 7b는, 도 5a에 대한 도 1의 전력변환장치에서의 전류경로를 나타내고, 도 7c, 도 7d는, 도 5a에서 도 5b로 전류경로가 변화된 경우의 도 1의 전력변환장치에서의 과도적인 전류경로의 변화를 나타낸다. 또, 도 7a, 도 7c는 도체(56)에서의 전류경로를 나타내고, 도 7b, 도 7d는 도체 (51～55)에서의 전류경로를 나타낸다.
도 5a에서는 상술한 바와 같이, 전류가 콘덴서(31)로부터 교류단자 Tout에 도체(51), 스위치소자(11), 도체(52), 스위치소자(12), 도체(53)의 순서로 흐른다. 따라서, 도 7a에 나타낸 바와 같이 도체(56)에는 전류가 흐르지 않고, 도 7b에 나타낸 바와 같이 도체(51～53)에는 도면의 화살표 방향으로 전류가 흐른다.
스위치소자의 스위칭에 의해 도 5a에서 도 5b로 전류경로가 변화되면, 도체(51) 및 스위치소자(11)에 흐르는 전류가 감소하고, 도체(56) 및 다이오드 (21)에 흐르는 전류가 증가한다. 즉, 도 7c의 ①의 전류가 증가하고, 도 7d의 ②의 전류가 감소한다. 또, 도 7c의 도체(56)에 있어서 전류의 경로가 ①과 같이 되는 것은, 도 7d의 ②의 전류가 감소함에 따라, 도체(56) 중 ②의 바로 아래 부분(즉 ①의 부분)에 전자유도작용을 하여, ①의 부분에 전류가 집중하기 때문이다. 전자유도작용이란 주위의 자속을 일정하게 유지하려고 전류가 자연스럽게 집중하는 것이다. 또한, 이 전류집중은 과도적인 것이고 스위치소자의 스위칭 후 잠시 있으면 전류는 도체(56)의 폭으로 퍼져서 흐른다.
전술한 바와 같이, 본 실시예에서는 증가전류①와 감소전류②를 근접시킬 수 있다. 양전류는 방향이 같고 전류변화율은 수학식 3의 조건을 거의 만족시킨다. 또한, ①, ②의 양 경로의 인덕턴스도 거의 같아진다. 따라서, 스위치소자의 스위칭에 의해 도 5a에서 도 5b로 전류경로가 변화될 때에 발생하는 서지전압을 낮게 억제할 수가 있다.
또, 본 실시예에서는, 전류경로가 도 5a에서 도 5b로 변화될 때와 거의 같은 작용에 의해, 전류경로가 도 6c에서 도 6b로 변화될 때에도 서지전압을 낮게 억제할 수가 있다.
또, 상술한 스위치소자(11)의 스위칭시에 발생하는 서지전압과, 스위치소자(14)의 스위칭시에 발생하는 서지전압의 양쪽을 억제하기 위해서, 본 실시예에서는 스위치소자(11～14)중 가장 고압측의 소자(11)와 가장 저압측의 소자(14)를 콘덴서(31,32)의 근방에 배치하고 있다. 이것에 의해, 스위치소자(11, 14)의 스위칭에 의한 서지전압을 억제할 수 있다. 또한, 가장 고압측의 소자(11)와 가장 저압측의 소자(14)를, 콘덴서(31,32)의 근방에 배치함으로써 도체(51, 55)를 짧게 할 수 있고, 그것에 의해서도 서지전압이 감소할 수 있다.
본 실시예에서는 도체(52)에서 스위치소자(11)의 부(-)측 단자 E와 스위치소자(12)의 정측 단자 C와의 사이에 다이오드(21)의 캐소드 단자를 접속하고 있다. 이것에 의해, 스위치소자(11)가 스위칭하더라도 다이오드(21)와 스위치소자(12)의 사이의 전류를 일정하게 유지할 수 있어, 도체(52)에서 전류가 변화되는 것은 스위치소자(11)와 다이오드(21)의 사이가 된다. 이와 같이 전류가 변화되는 부분을 짧게 함으로써 서지전압이 커지는 것을 막을 수 있다. 또, 스위치소자(11)의 부(-)측 단자 E와 다이오드(21)의 캐소드 단자 K와의 사이의 배선길이를 짧게 하면 할수록, 스위치소자(11)의 스위칭에 의해 전류가 변화되는 부분이 적어져서, 서지전압을 보다 낮게 억제할 수 있다. 이와 같이, 본 실시예에서는 도체(54)의 중앙부에 다이오드(22)의 애노드 단자 A를 접속하고 있어, 스위치소자(14)의 스위칭에 의한 서지전압이 커지는 것을 막을 수 있다. 또한, 도체(52)에서, 스위치소자(11)의 부(-)측 단자 E를 도체(52)의 중앙에 접속하고, 다이오드(21)의 캐소드 단자 K와 스위치소자(12)의 정(+)측 단자 C를 도체(52)의 양단에 접속하더라도 마찬가지로 서지전압을 억제할 수 있다. 또한, 도체(54)에서의 소자의 접속위치를 바꾸어, 스위치소자(14)의 정(+)측 단자 C를 도체(54)의 중앙에 접속하고, 다이오드(22)의 애노드 단자 A와 스위치소자(13)의 부(-)측 단자 E를 도체(54)의 양단에 접속하더라도 서지전압을 억제할 수 있다.
도 8a, 도 8b는, 도 6b에 대한 도 1의 전력변환장치에서의 전류경로를 나타내고, 도 7c, 도 7d는, 도 6a에 대한 도 1의 전력변환장치에서의 전류경로를 나타낸다. 또, 도 8a, 도 8c는 도체(56)에서의 전류경로를 나타내고, 도 8b, 도 8d는 도체(51～55)에서의 전류경로를 나타낸다.
도 6b에서는 상술한 바와 같이, 전류가 교류단자 Tout로부터 콘덴서(31,32)로 도체(53), 스위치소자(13), 도체(54), 다이오드(22), 도체(56)의 순서로 흐른다. 따라서, 도 8a에 나타낸 바와 같이, 도체(56)에는 전체면에 걸쳐 다이오드(22)의 캐소드 단자 K에서 콘덴서(31,32)로 화살표 방향으로 전류가 흐르고, 도 8b에 나타낸 바와 같이 도체(53,54)에는 도면의 화살표 방향으로 전류가 흐른다.
도 8a, 도 8b에서, 도체(53, 54)를 흐르는 전류 ②의 바로 아래에는, 도체(56)와 역방향의 전류①가 흐르고 있다. 이와 같이 전류가 근접하고 있는 부분에서는 전류의 합을 취하고, 전체적으로 본 전류의 흐름을 고려하면 도 9a와 같이 나타낼 수 있다. 한편, 도 8c에서 도체(56)에는 전류가 흐르지 않고, 도 8d에서 전류는 도체(51), 도체(52), 도체(53)로 도면의 화살표 방향으로 흐른다. 따라서 이 경우는, 전체적으로 본 전류의 흐름도 도 9b에 나타낸 바와 같이 도체(51,52,53)에 집중한다.
즉, 스위치소자(13)의 턴오프에 의한 전류의 과도변화를 고려하면, 도 9a에 나타낸 바와 같이 도체전체에 퍼져서 흐르고 있던 전류중, 도체(54)측의 전류가 감소함과 동시에, 도체(52)측의 전류가 증가하여 최종적으로는 도 9b에 나타낸 바와같이 도체(51～53)에만 전류는 흐른다. 이와 같이 전류가 증가 혹은 감소하는 경우, 전류의 변화에 따라 자속도 증가 또는 감소하지만, 전자유도 작용에 의해 도체(56)에는 이 자속의 증가 혹은 감소를 상쇄하는 방향으로 전류가 흐른다. 요컨대, 도체(54)측에서는 스위치소자 13으로부터 14의 방향으로 흐르고 있던 전류가 감소하기 때문에 자속도 감소하지만, 전자유도작용에 의해서 발생하는 기전력에 의해 자속의 감소를 상쇄하는 방향의 전류, 즉 스위치소자 13으로부터 14의 방향의 전류가 도체(56)로 흐른다.
도체(56)에 있어서 발생한 이 전류는, 도 9c에 나타낸 바와 같이 도체(56)를 화살표의 방향으로 도는 와전류가 된다. 도체(52)측에서는 이 와전류에 의해 자속이 증가하기 때문에, 그 자속의 증가를 상쇄하는 방향으로 전류를 흘려보내는 기전력이 발생한다. 요컨대, 스위치소자 12로부터 11의 방향으로 전류를 흘려보내는 기전력이 발생한다.
또한, 상술한 바와 같이 도체(52)측에서는, 스위치소자 12로부터 11의 방향으로 전류가 증가하기 때문에, 그것을 상쇄하는 방향, 요컨대 스위치소자 11로부터 12의 방향으로 전류를 흘려보내는 기전력도 발생한다. 이 전류증가에 따르는 기전력과, 전술한 와전류에 의한 기전력은 극성이 반대이기 때문에 서로 상쇄한다. 즉 와전류를 개재함으로써 도체(54)측에서의 전류감소에 의해서 발생한 기전력과, 도체(52)에서의 전류증가에 의해서 발생한 기전력이 상쇄되기 때문에, 이들 기전력에 의해 발생하는 서지전압을 억제할 수 있다.
또, 본 실시예에서는 전류경로가 도 6b에서 도 6a로 변화되는 경우와 거의 같은 작용에 의해, 전류경로가 도 5b에서 도 5c로 변화할 때에도 서지전압을 낮게 억제할 수 있다.
이상, 설명한 바와 같이 본 실시예에 의하면, 중성점 클램프식 3값 레벨 변환기에 필요한 판형도체중에서 도체(56) 만을 크게 하면 되고, 다른 도체(51～55)는 필요한 최소한의 크기가 있으면 된다. 이 때문에, 배선 도체군의 구조를 간단화할 수 있고 도체군의 중량을 낮게 억제할 수 있다. 또한, 도체(56)의 한쪽면에 다른 도체(51～55)가 배치되기 때문에 배선 도체군의 구조가 간단화된다.
또한, 본 실시예에 의하면, 중성점 전압을 이끄는 도체(56)를 크게 하고, 그 표면에 다른 도체(51～55)를 배치하기 때문에, 정상시에서의 도체(56)와 다른 도체(51～55)와의 사이의 인가전압은 컨버터(9)가 출력하는 직류전압의 1/2이 된다. 이 때문에, 도체사이에 삽입하는 절연물로서 절연내압이 낮은 염가의 재료를 사용할 수 있다.
본 실시예에서는 도체(51～55)와 도체(56)와는 도체사이에 공기층을 만드는 것에 의해 절연하는 구성으로 하고 있지만, 공기층보다도 절연성이 높은 판형의 절연물을 도체사이에 삽입하고, 절연물과 복수의 배선도체를 고정하여 일괄화한 적층도체판을 사용하여 배선을 행하는 구성으로 해도 된다. 이 경우, 절연물의 절연성이 높기 때문에 도체사이의 거리를 짧게 할 수 있고, 전류(轉流)시에 증감하는 전류를 보다 근접시킬 수 있다. 따라서, 서지전압을 더욱 억제할 수 있다.
또한, 본 실시예에서의 전류경로의 변화는 스너버회로 등의 서지전압 억제회로를 구비한 경우에도 변하지 않기 때문에, 본 실시예의 구성은 스너버회로 등의 서지전압 억제회로를 구비한 경우에도 사용할 수 있어, 스너버회로의 손실감소와 소형화가 실현된다. 따라서, 손실이 적은 고효율의 전력변환장치를 제공할 수 있다.
또, 본 실시예에서는 평활용 콘덴서(31, 32)를, 스위치소자(11～14)나 다이오드(21,22)로 이루어진 전력변환회로에 근접시켜 배치한 예에 관해서 설명하였지만, 평활용 콘덴서가 존재하지 않고, 직류전압의 배선모선이 도체(51,55,56)의 단자에 접속되는 경우에도, 마찬가지로 도체(51～56)의 인덕턴스를 감소시킬 수 있어, 서지전압을 억제할 수 있다.
이상, 설명한 바와 같이, 제 1 발명에 따르면, 반도체스위치소자의 스위칭시에 발생하는 서지전압을 저감할 수 있다.
제 2 발명에 따르면, 기계적 안정성을 향상시킬 수 있다.
제 3 발명에 따르면, 전력변환장치의 구조를 단순화할 수 있다.
도 1은 본 발명의 바람직한 일 실시예인 전력변환장치의 구성도.
도 2는 도 1에 나타낸 전력변환장치의 측면도.
도 3은 도 1의 반도체스위치소자(11～14), 다이오드(21,22) 및 평활용 콘덴서(31,32)와 판형도체(56)의 접속관계를 나타낸 도면.
도 4는 도 1에 나타낸 전력변환장치를 사용하여 구성한 3상 교류모터 드라이브장치의 회로구성도.
도 5는 중성점 클램프식 3값 레벨 변환기회로에서의 전류경로를 나타낸 도면.
도 6은 중성점 클램프식 3값 레벨 변환기회로에서의 전류경로를 나타낸 도면.
도 7은 도 1의 전력변환장치에서의 전류경로를 나타낸 도면.
도 8은 도 1의 전력변환장치에서의 전류경로를 나타낸 도면.
도 9는 도 8에 나타낸 전류경로를 실효적인 전류경로로서 나타낸 도면.
도 10은 종래의 전력변환장치의 회로도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 *
4 : 부하 6 : 냉각장치
7 : 스페이서 8 : 교류전원
9 : 컨버터 11～14 : 반도체스위치소자
21,22 : 다이오드 31,32 : 평활용 콘덴서
51～56 : 판형도체

Claims (7)

  1. 복수의 반도체스위치소자와, 복수의 다이오드와, 복수의 콘덴서를 복수의 판형도체에 의해 접속한 중성점 클램프식 3값 레벨형의 전력변환장치에 있어서,
    상기 전력변환장치는,
    상기 복수의 판형도체 중, 직류 중성점에 접속되는 판형도체의 면적이, 교류단자를 갖는 판형도체를 제외한 다른 판형도체의 면적의 어느 것보다도 크고,
    상기 직류중성점에 접속되는 판형도체의 한쪽 면 상에 절연물을 개재하여, 상기 판형도체를 제외한 모든 판형도체의 한쪽 면이 대향 배치되고,
    상기 직류중성점에 접속된 판형도체와 상기 다른 판형도체가, 전자유도작용에 의하여 상기 직류중성점에 접속된 판형도체의 임덕턴스와 다른 판형도체의 임덕턴스를 저감하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  2. 제1 반도체스위치소자 내지 제4 반도체스위치소자와, 상기 제1 반도체스위치소자와 상기 제2 반도체스위치소자를 직렬로 접속하는 제1 판형도체와, 상기 제2 반도체스위치소자와 상기 제3 반도체스위치소자를 직렬로 접속하고, 교류단자를 갖는 제2 판형도체와, 상기 제3 반도체스위치소자와 상기 제4 반도체스위치소자를 직렬로 접속하는 제3 판형도체와, 직렬로 접속된 상기 제1 반도체스위치소자 내지 제4 반도체스위치소자와 제4 및 제5 판형도체에 의해 병렬로 접속되고, 중간전압점을 갖는 콘덴서와, 상기 콘덴서의 중간전압점으로부터 상기 제1 판형도체로 순방향전류를 흘려보내는 극성에서, 일단이 제6 판형도체에 의해 상기 콘덴서의 중간전압점과 접속되고, 타단이 상기 제1 판형도체에 접속된 제1 다이오드와, 상기 제3 판형도체로부터 상기 콘덴서의 중간전압점으로 순방향전류를 흘려보내는 극성에서, 일단이 상기 제6 판형도체에 접속되고, 타단이 상기 제3 판형도체에 접속된 제2 다이오드를 구비한 중성점 클램프식 3값 레벨형의 전력변환장치에 있어서,
    상기 제4 판형도체에, 상기 콘덴서의 고전압측 단자가 접속되고,
    상기 제5 판형도체에, 상기 콘덴서의 저전압측 단자가 접속되고,
    상기 제6 판형도체의 면적이, 상기 제1, 제3, 제4, 제5 판형도체의 면적의 어느 것보다도 크고,
    상기 제6 판형도체와, 상기 제1 판형도체 내지 제5 판형도체가 절연물을 개재하여 대향 배치되고,
    상기 제6 판형도체와, 상기 제1 판형도체 내지 제5 판형도체가, 전자유도 작용에 의하여 상기 제6 판형도체와 상기 제1 판형도체 내지 제5 판형도체의 임덕턴스를 저감하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제1 판형도체 내지 제5 판형도체는, 동일평면에 배치된 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  4. 제 2 항 및 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 절연물은 공기층인 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  5. 제 2 항에 있어서,
    복수의 상기 4개의 반도체스위치소자 중에서, 가장 고전압측의 제1 반도체스위치소자와 가장 저전압측의 제4 반도체스위치소자는, 상기 제2 반도체스위치소자와 제3 반도체스위치소자에 비하여 상기 콘덴서에 근접시켜 배치된 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  6. 제 2 항에 있어서,
    상기 제1 판형도체는, 상기 제1 반도체스위치소자의 접속점과 상기 제2 반도체스위치소자의 접속점 사이에, 상기 제1 다이오드의 접속점을 설치하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  7. 제 2 항에 있어서,
    상기 제3 판형도체는, 상기 제3 반도체스위치소자의 접속점과 상기 제4 반도체스위치소자의 접속점 사이에, 상기 제2 다이오드의 접속점을 설치하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
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