CN104170235B - 功率转换装置 - Google Patents

Abstract

在具有包含电连接状态下的位于一侧端部的电容元件(9a)、以及位于另一侧端部的电容元件(9c)在内的3个电容元件(9a～9c)的滤波电容器(2)中，设有由接受来自直流电源(1)的直流电源的正极侧主端子(12a)以及负极侧主端子(12b)构成的一对直流端子(第一直流端子)，使电容元件(9a)的正极侧端子(14a)与正极侧主端子(12a)之间的第一导体路径长度(W1)、与电容元件(9b)的正极侧端子(16a)与正极侧主端子(12a)之间的第二导体路径长度(W2)大致相同，并使电容元件(9a)的负极侧端子(14b)与负极侧主端子(12b)之间的第三导体路径长度(W3)、与电容元件(9c)的负极侧端子(16b)与负极侧主端子(12b)之间的第四导体路径长度(W4)大致相同。

Description

功率转换装置

技术领域

本发明涉及具备由多个电容元件构成的滤波电容器的功率转换装置。

背景技术

例如在下述专利文献1所示的现有的功率转换装置中，对直流电压进行平滑处理的滤波电容器具有相互并联连接的多个电容元件(在该文献中举例示出了10个电容元件)，并具有与直流电源相连的一对第一直流端子、以及与逆变器部相连的一对第二直流端子。在上述结构的滤波电容器中，从设置在滤波电容器的一侧的一对第一直流端子一侧来提供直流电源的直流电压，而从设置在滤波电容器的另一侧的一对第二直流端子一侧输出对于逆变器的直流电压。

这里，在现有的功率转换装置中，具有多个电容元件是因为若仅具有一个电容元件，则无法储存较大的直流功率。该情况下必然采用将多个电容元件相互并联连接的结构。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2004－56984号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

然而，在如专利文献1的功率转换装置那样使多个电容元件相互并联连接的情况下，对电容元件的正负电极之间进行连接的连接导体的电感大小会成为问题。

众所周知，若连接导体的电感较大，则逆变器部的开关元件上产生的浪涌电压会变大。另一方面，本申请发明人还发现，当对各电容元件进行连接的连接导体的电感存在差异时，电容元件之间的发热量会产生偏差。

例如在上述专利文献1的结构下，离第一直流端子最近的电容元件的发热量较大，而离第一直流端子越远，电容元件的发热量则越小。对于功率转换装置的情况，通过逆变器部的开关元件的开启与关闭将储存在滤波电容器中的电荷提供给负载。此时，认为为了对滤波电容器的储存电荷的减少进行补偿，电流从直流电源向滤波电容器流过，而该电流的大部分趋于流向离第一直流端子最近的电容元件，因此电流会集中于该电容元件，导致该电容元件的发热量变大。

这里，例如在用于铁路的功率转换装置的情况下，开关元件的允许温度可以达到120～130℃左右，相比于此，在耐热性较差的滤波电容器中，为了维持其性能并抑制寿命的降低，需要将电容元件的温度抑制在例如80℃以内。因此，阻止电流集中于特定的电容元件来抑制电容元件之间温度上升的偏差(即，电容元件的均热化)对于实现滤波电容器的性能与成本的平衡而言尤为重要。特别是在近几年的功率转换装置中，趋于通过提高载波频率来提高开关元件的开关速度。因此，可以说即使是滤波电容器，也容易受到连接导体的电感大小的影响，对于电容元件的均热化的需求正在不断增大。

本发明是鉴于上述情况而完成，其目的在于提供一种功率转换装置，能抑制电容元件之间的温度上升的偏差，并能抑制滤波电容器的性能以及寿命的下降。

解决技术问题所采用的技术方案

为了解决上述问题，实现发明目的，本发明在于一种功率转换装置，包括：接受来自直流电源的直流电压的滤波电容器、以及利用储存在该滤波电容器中的电能来驱动负载的逆变器部，其特征在于，所述滤波电容器中设有并联连接的多个电容元件，并设有由接受来自所述直流电源的直流电压的正极侧主端子以及负极侧主端子构成的第一直流端子，将所述电容元件中、电连接状态下的位于一个端部侧的第一电容元件的正极侧端子与所述第一直流端子的正极侧主端子之间电连接的导体部分的第一电感分量、与将所述电连接状态下的位于另一端部侧的第二电容元件的正极侧端子与所述第一直流端子的正极侧主端子之间电连接的导体部分的第二电感分量大致相同，并且，将所述第一电容元件的负极侧端子与所述第一直流端子的负极侧主端子之间电连接的导体部分的第三电感分量、与将所述第二电容元件的负极侧端子与所述第一直流端子的负极侧主端子之间电连接的导体部分的第四电感分量大致相同。

发明效果

根据本发明，具有以下效果：能抑制电容元件之间温度上升的偏差，并能抑制滤波电容器的性能以及寿命的下降。

附图说明

图1是表示实施方式1的功率转换装置的电路结构的图。

图2是按照实际方式来更准确地表示本实施方式的滤波电容器的连接结构的图。

图3是表示对本实施方式的滤波电容器的电路部进行模拟的仿真模型的图。

图4是表示对作为比较例呈现的滤波电容器的电路部进行模拟的仿真模型的图。

图5是表示第一仿真结果的图表。

图6是以曲线图形式表示比较例的电容元件的第一仿真结果的图。

图7是以曲线图形式表示本申请的电容元件的第一仿真结果的图。

图8是表示第二仿真结果的图表。

图9是以曲线图形式表示比较例的电容元件的第二仿真结果的图。

图10是以曲线图形式表示本申请的电容元件的第二仿真结果的图。

图11是表示在图2的连接结构的基础上、使逆变器部一侧的主端子即第二直流端子侧的导体路径长度大致相同的滤波电容器的连接结构的图。

图12是表示连接导体采用平板状导体时的一个示例的图。

具体实施方式

下面，参照附图，对本发明的实施方式所涉及的功率转换装置进行说明。另外，本发明并不局限于以下示出的实施方式。

<实施方式>

图1是表示本发明实施方式的功率转换装置的电路结构的图。图1中，实施方式所涉及的功率转换装置包括：接受来自直流电源1的直流电压的滤波电容器2；以及利用储存在滤波电容器2中的电荷(电能)来驱动负载8的逆变器部3。

直流电源1是直流电的提供源，具有阳极P以及阴极N的电位。滤波电容器2具有彼此并联连接的多个电容元件9a～9c。滤波电容器2连接有与直流电源1的阳极P相连的正极侧主端子12a、与直流电源1的阴极N相连的负极侧主端子12b、以及逆变器部3，还设置有将所储存的电能输送给逆变器部3的正极侧主端子13a以及负极侧主端子13b。这些端子中，正极侧主端子12a以及负极侧主端子12b构成一对第一直流端子，正极侧主端子13a以及负极侧主端子13b构成一对第二直流端子。

逆变器部3包括开关元件6a～6f、以及二极管7a～7f。该逆变器部3中，开关元件6a与二极管7a、开关元件6c与二极管7c、以及开关元件6e与二极管7e的各个对彼此反向并联连接来构成上侧桥臂4a、4c、4e，并且，开关元件6b与二极管7b、开关元件6d与二极管7d、以及开关元件6f与二极管7f的各个对彼此反向并联连接来构成下侧桥臂4b、4d、4f。上侧桥臂4a、4c、4e与下侧桥臂4b、4d、4f分别串联连接以构成一个支路。上述支路设有多组(图示的例子中为3组)，且并联连接，各支路的一端与直流母线25a相连，各支路的另一端与直流母线25b相连，从而构成桥式电路。图示的例子为三相逆变器电路，上侧桥臂4a、4c、4e与下侧桥臂4b、4d、4f的连接点有三个，从各个连接点引出来形成逆变器部3的U相端子5a、V相端子5b、W相端子5c，并与负载8相连。

接着，对电容元件9a～9c的连接结构进行说明。

图1中，多个电容元件9a～9c的各个正极与正极侧导体10a相连，该正极侧导体10a通过将第一直流端子的正极侧主端子12a与第二直流端子的正极侧主端子13a之间电连接来形成正极侧的直流母线。同样，电容元件9a～9c的各个负极与负极侧导体10b相连，该负极侧导体10b通过将第一直流端子的负极侧主端子12b与第二直流端子的负极侧主端子13b之间电连接来形成负极侧的直流母线。

除了上述结构以外，在本实施方式的滤波电容器2中，位于电连接方式中的一侧端部的电容元件9a的正极、与位于另一侧端部的电容元件9c的正极通过与正极侧导体10a不同的正极侧导体18a电连接。此时，将电容元件9a、9c配置成电容元件9a的正极侧连接点即正极侧端子14a与第一直流端子的正极侧主端子12a之间沿着连接导体的长度、即第一导体路径长度W1、与电容元件9c的正极侧连接点即正极侧端子16a与第一直流端子的正极侧主端子12a之间的第二导体路径长度W2大致相同。

上述结构在负极侧也同样，电容元件9a的负极与电容元件9c的负极利用与负极侧导体10b不同的负极侧导体18b电连接，且将电容元件9a、9c配置成电容元件9a的负极侧连接点即负极侧端子14b与第一直流端子的负极侧主端子12b之间第三导体路径长度W3、与电容元件9c的负极侧连接点即负极侧端子16b与第一直流端子的负极侧主端子12b之间的第四导体路径长度W4大致相同。

图1是表示各电容元件的连接关系的电路图，因此图示的导体路径长度不表示实际长度。实际上是图2所示那样的配置结构。

接着，对本申请以及比较例的仿真模型进行说明。

图3是对本实施方式的滤波电容器2的电路部进行模拟的仿真模型。图3中，虚线部A所示的部分模拟电容元件9a自身，能用表示电容元件9a的电容的电容器C21、与表示电容元件9a的电阻分量的电阻R11的串联电路来表示。

虚线部B所示的部分对应于第一直流端子的正极侧主端子12a与电容元件9a的正极侧端子14a之间的第一导体路径长度W1的部分，可以用表示第一导体路径长度W1的部分中存在的连接导体的电阻分量的电阻Ra1与表示该部位的电感分量(第一电感分量)的电感器La1的串联电路来表示。

同样，虚线部C所示的部分对应于第一直流端子的正极侧主端子12a与电容元件9c的正极侧端子16a之间的第二导体路径长度W2的部分，可以用表示第二导体路径长度W2的部分中存在的连接导体的电阻分量的电阻Ra3、与表示该部位的电感分量(第二电感分量)的电感器La3的串联电路来表示。

以下，其它部位也能以同样方式表示，本实施方式所涉及的滤波电容器2的电路部是图3所示那样的梯形电路的结构(R11～R13、Ra1～Ra4、Rb1、Rb2、Rc1、Rc2、La1～La4、Lb1、Lb2、Lc1、Lc2)。另外，为了模拟直流电源1，在正极侧主端子12a与负极侧主端子12b之间插入电流源30。

图4是作为比较例而呈现的对滤波电容器的电路部进行模拟的仿真模型。图4的仿真模型所示的滤波电容器中，电容元件9c的正极侧端子16a与第一直流端子的正极侧主端子12a之间不连接，电容元件9c负极侧端子16b与第一直流端子的负极侧主端子12b之间不连接。即，在图4的滤波电容器中，仅电容元件9a与第一直流端子即正极侧端子12a以及负极侧主端子12b直接连接，其它结构与图3相同或同等。

此外，如图4的虚线部D所示，为了使从电流源30一侧看到的阻抗与图3等效，使正极侧主端子12a与正极侧端子14a之间、以及负极侧主端子12b与负极侧端子14b之间分别为并联电路。另外，为了区别图3的电路与图4的电路，用不同的标号表示各电容器。

接着说明对图3和图4的仿真模型进行的仿真结果(第一仿真)。各仿真模型的电路常数如下。

(1)各电容元件(电容器)的电容

C11＝C12＝C13＝C21＝C22＝C23＝666(μF)

(2)电容元件-主端子间的电感分量

La1＝La2＝La3＝La4＝50(nH)

(3)各电容元件之间的电感分量

Lb1＝Lb2＝Lc1＝Lc2＝10(nH)

(4)电流源

峰值1000(A)的正弦波

为了模拟开关时的电流变化(di/dt)，使频率可变(10kHz～1MHz)

图5是进行第一仿真时的仿真结果，示出了使电流源的频率在10kHz～1MHz的范围内可变时流过各电容元件的电流的大小(有效值)。图5中，左半部分所示的电流值表示流过图4(比较例)所示的电容器C11、C12、C13的电流值，右半部分所示的电流值表示流过图3(本申请)所示的电容器C21、C22、C23的电流值。图6是以曲线形式表示流过电容器C11、C12、C13的电流的变化的图，图7是以曲线形式表示流过电容器C21、C22、C23的电流的变化的图。

由图5～图7各图可以明确以下事项。

(1)当频率为10kHz左右时，本申请和比较例中几乎都没有发现电容元件之间的电流差。

(2)在本申请中，至少在频率达到100kHz左右之前，电容元件之间的电流差较小。本申请的情况下，在电容元件之间发现明显的电流差是在100～500kHz之间。

(3)在比较例中，从20kHz左右开始能观察到电容元件之间明显的电流差。

(4)本申请中，电流均等地分配在电容器C21(电容元件9a)与电容器C23(电容元件9c)中。

(5)比较例中，电容器C11与电容器C13的关系中，当频率在10kHz左右时，电流均等分配，但随着频率的增大，电流变得不均匀。此外，若频率超过50kHz，则流过电容器C11的电流变得极大，若频率超过500kHz，则几乎没有电流流过其它电容元件。

另外，在图5的模拟结果中，流过各电容元件的各频率下的电流和在不同的频率下不相同，这是因为流过各电容元件的电流之间存在相位差。由图5的结果也可以理解，对于比较例的情况，在50～100kHz之间，各电容元件的电流和比来自电流源的电流值(1000A)要大，流过各电容元件的电流的相位差变大。另一方面，对于本申请，可知各电容元件的电流和大于电流源的电流值(1000A)是在100kHz左右，而至少在70kH以下以及500kHz以上的频率下，流过各电容元件的电流的相位差变小。

接着，参照图8～图10的附图说明对电容元件之间的电感值进行变更时的仿真结果(第二仿真)。该第二仿真中，除了将各电容元件之间的电感Lb1、Lb2、Lc1、Lc2变更为“5(nH)”以外，使用上述电路常数。

首先，本申请中，由图7与图10的比较可以明确，电流值的大小以及电流值的变化趋势几乎都没有发现差异。因此，本申请的情况下可以理解，几乎没有受到电容元件之间电感值的影响。

此外，在比较例的情况中，尽管电容器C11以及电容器C13中电流变化的变化率稍许变小，但电流变化的趋势是相似的。因此，在比较例中，也可以认为几乎不受电容元件之间电感值的影响。

另外，上文中也有提到，在近几年的功率转换装置中，存在提高载波频率来提高开关速度的趋势，实际上也进行了例如载波频率为36kHz、52kHz这样的开关控制。因此，若考虑以这种载波频率来高速地控制开关元件，则例如在比较例的情况下，如上述第(3)项所记载的那样，电容元件之间会表现出明显的电流差，从而在电容元件之间产生温度上升的偏差。实际上，若参照图4的仿真结果，将流过电容元件的电流的最大值与最小值的比设为IR，则例如在20kHz下，IR＝1.86，而在50kHz下，IR＝2.02，在70kHz下，IR＝2.90。

另一方面，对于本申请的情况，例如在20kHz下，IR＝1.10，在50kHz下，IR＝1.35，在70kHz下，IR＝1.20。根据这些结果可以认为，在本申请的情况下，电容元件之间温度上升的偏差得到了抑制，在电容元件之间实现了发热量的均热化。

如上述说明的那样，本实施方式中，在具有包含电连接状态下的位于一侧端部的第一电容元件、以及电连接状态下的位于另一侧端部的第二电容元件在内的3个电容元件的滤波电容器中，设有由接受直流电压的正极侧主端子以及负极侧主端子构成的一对直流端子(第一直流端子)，第一电容元件的正极侧端子与第一直流端子的正极侧主端子之间的第一导体路径长度、与第二电容元件的正极侧端子与第一直流端子的正极侧主端子之间的第二导体路径长度大致相同，并且第一电容元件的负极侧端子与第一直流端子的负极侧主端子之间的第三导体路径长度、与第二电容元件的负极侧端子与第一直流端子的负极侧主端子之间的第四导体路径长度大致相同，因此能在功率转换装置的动作区域中的所期望的频带内抑制各电容元件之间温度上升的偏差，并能抑制滤波电容器的性能以及寿命的下降。

另外，本实施方式中，示出了应用于具有3个电容元件的滤波电容器的例子，但本发明并不限于该实施方式，也能应用于具有2个电容元件的情况，也能应用于具有4个以上的电容元件的情况。

此外本实施方式中，第一导体路径长度与第二导体路径长度大致相同，且第三路径长度与第四路径长度大致相同，但本发明并不限于各结构。具体而言，若利用与构成正极侧直流母线的正极侧导体10a不同的正极侧导体将位于第一电容元件与第二电容元件之间的第三电容元件(上述实施方式的理中为电容元件9b)的正极侧端子与第一直流端子的正极侧主端子之间电连接，使沿着该正极侧导体的导体路径长度与第一导体路径长度以及第二导体路径长度大致相同，并利用与构成负极侧直流母线的正极侧导体10b不同的负极侧导体将第三电容元件的负极侧端子与第一直流端子的负极侧主端子之间电连接，使沿着该负极侧导体的导体路径长度与第三导体路径长度以及第四导体路径长度大致相同，该情况下，能进一步提高对各电容元件之间温度上升的偏差进行抑制的抑制效果。本方法也能适用于具有4个以上电容元件的情况。

此外，在本实施方式中，对使直流电源1一侧的主端子即第一直流端子一侧的导体路径长大致相同的实施方式进行了说明，但也可以使逆变器部3一侧的主端子即第二直流端子一侧的导体路径长度大致相同。例如在逆变器部3进行再生动作的情况下，第一直流端子与第二直流端子的作用相反，第二直流端子成为接受逆变器部3所输出的直流电压的端子(第一直流端子成为将滤波电容器2的电能输送给直流电源1的端子)。因此，若如图11所示，在图2的连接结构的基础上，对电容元件9a、9c进行配置，使得电容元件9a的正极侧连接点即正极侧端子14a与第二直流端子的正极侧主端子13a之间沿着连接导体的长度、即第五导体路径长度W5、与电容元件9c的正极侧连接点即正极侧端子16a与第二直流端子的正极侧主端子13a之间的第六导体路径长度W6大致相同，并使电容元件9a的负极侧连接点即负极侧端子14b与第二直流端子的负极侧主端子13b之间的第七导体路径长度W7、与电容元件9c的负极侧连接点即负极侧端子16b与第二直流端子的负极侧主端子13b之间的第八导体路径长度W8大致相同，在该情况下，能进一步提高对电容元件之间温度上升的偏差进行抑制的抑制效果。

另外，本实施方式中，以第一导体路径长度与第二导体路径长度大致相同，且第三路径长度与第四路径长度大致相同为主旨进行了说明，但仅仅使导体路径长度一致的结构并非本发明的主旨。关键在于，只要使第一导体路径长度部分的电感分量与第二导体路径长度部分的电感分量大致相同，并使第三导体路径长度部分的电感分量与第四导体路径长度部分的电感分量大致相同即可，这种结构也构成本发明的主旨。

此处，例如在使用图12所示的平板状导体作为连接导体的情况下，其电感(自感)分量与连接导体的磁导率μ、宽度w、厚度(高度)d、长度s有关。具体而言，若对磁导率μ相同的情况进行比较，则宽度w越大，电感越小，厚度d越大，电感越小，长度s越大，电感越大。由此，即使导体路径长度不同，通过改变宽度w、厚度d、以及长度s这些参数，也能调整电感分量的大小。流过连接导体的电流具有随着频率的变高而向表面附近集中的性质(趋肤效应)。因此，当开关频率较高时，厚度d的影响会变小，因此只要使宽度w以及长度s的参数要素可变即可。另外，这里的说明假设磁导率μ相同，但磁导率μ当然也可以不同。

此外，本实施方式中，作为与滤波电容器相连的逆变器部，以具有三组由上侧桥臂和下侧桥臂串联连接而构成的支路的三相桥式电路为一个例子进行了说明，但本发明并不限于该结构，也能应用于具有1组支路的半桥电路、具有2组支路的单相桥式电路，也能应用于具有4组以上支路的多相桥式电路。

最后，对功率转换装置的逆变器部3中使用的开关元件进行说明。作为逆变器部3中使用的开关元件，通常采用将以硅(Si)为原材料的半导体晶体管元件(IGBT、MOSFET等)与同样以硅为原材料的半导体二极管元件反向并联连接的结构。以上说明的技术能用于具备该通常开关元件的逆变器部3。

另一方面，上述技术并不限于以Si为原材料而形成的开关元件。当然也能将近年来因能进行高速开关动作而备受瞩目的碳化硅(SiC)为原材料的开关元件用于逆变器部3，以替代该Si。

这里，以SiC为原材料的开关元件能够进行高速的开关动作是因为SiC能在高温下使用，其耐热性也较高，因此，能够使开关元件模块的允许动作温度向高温侧提升，即使增大载波频率来增加开关速度，也能够抑制散热器变大。

然而，虽然增加开关速度对于提高功率转换装置的效率而言是有效的，但如上述说明的那样，从滤波电容器一侧观察时对滤波电容器的影响会增大。即，本发明申请对于使用以SiC为原材料的开关元件的情况是有效的，而且可以说是能灵活应对今后趋势的技术之一。

另外，由于SiC的带隙大于Si这一特性，因此SiC是被称为宽带隙半导体的一个示例。除了上述SiC以外，例如使用氮化钙类材料或者金刚石而形成的半导体也属于宽带隙半导体，它们的特性中也有许多与SiC相似之处。因此，即使将SiC以外的其它宽带隙半导体用于逆变器部，也能获得与使用SiC时相同的效果。

工业上的实用性

如上所述，本发明的功率转换装置用于抑制多个电容元件之间温度上升的偏差、并抑制滤波电容器的性能下降以及寿命下降。

标号说明

1 直流电源

2 滤波电容器

3 逆变器部

4a、4c、4e 上侧桥臂

4b、4d、4f 下侧桥臂

5a U相端子

5b V相端子

5c W相端子

6a～6f 开关元件

7a～7f 二极管

8 负载

9a～9c 电容元件

10a、18a 正极侧导体

10b、18b 负极侧导体

12a 正极侧主端子(第一直流端子)

12b 负极侧主端子(第一直流端子)

13a 正极侧主端子(第二直流端子)

13b 负极侧主端子(第二直流端子)

14a、16a 正极侧端子

14b、16b 负极侧端子

25a、25b 直流母线

30 电流源

C11，C12，C13 电容器(比较例)

C21，C22，C23 电容器(本申请)

La1～La4，Lb1，Lb2，Lc1，Lc2 电感

Ra1～Ra4，Rb1，Rb2，Rc1，Rc2 电阻

N 阴极

P 阳极

W1 第1导体路径长度

W2 第2导体路径长度

W3 第3导体路径长度

W4 第4导体路径长度

W5 第5导体路径长度

W6 第6导体路径长度

W7 第7导体路径长度

W8 第8导体路径长度

Claims (8)

1.一种功率转换装置，包括：接受来自直流电源的直流电压的滤波电容器、以及利用储存在该滤波电容器中的电能来驱动负载的逆变器部，其特征在于，

所述滤波电容器中设有并联连接的多个电容元件，并设有由接受来自所述直流电源的直流电压的正极侧主端子以及负极侧主端子构成的第一直流端子，

将所述电容元件中、电连接状态下的位于一个端部侧的第一电容元件的正极侧端子与所述第一直流端子的正极侧主端子之间电连接的导体部分的第一电感分量、与将所述电连接状态下的位于另一端部侧的第二电容元件的正极侧端子与所述第一直流端子的正极侧主端子之间电连接的导体部分的第二电感分量大致相同，并且，将所述第一电容元件的负极侧端子与所述第一直流端子的负极侧主端子之间电连接的导体部分的第三电感分量、与将所述第二电容元件的负极侧端子与所述第一直流端子的负极侧主端子之间电连接的导体部分的第四电感分量大致相同。

2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，

所述滤波电容器中设有一个以上所述第一电容元件以及所述第二电容元件以外的第三电容元件，此外，还设有第二直流端子，该第二直流端子由将所储存的电能输送给所述逆变器部的正极侧主端子以及负极侧主端子构成，

所述第三电容元件中的至少一个电容元件的正极侧端子与所述第一直流端子的正极侧主端子通过与用于构成所述第一直流端子的正极侧主端子与所述第二直流端子的正极侧主端子之间的电连接状态的连接导体不同的连接导体相连，并且该连接导体部分的电感分量与所述第一电感分量大体一致，

所述一个电容元件的负极侧端子与所述第一直流端子的负极侧主端子通过与用于构成所述第一直流端子的负极侧主端子与所述第二直流端子的负极侧主端子之间的电连接状态的连接导体不同的连接导体相连，并且该连接导体部分的电感分量与所述第三电感分量大体一致。

3.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，

沿着形成所述第一电感分量的导体部分的长度即第一导体路径长度、与沿着形成所述第二电感分量的导体部分的长度即第二导体路径长度大致相同，并且沿着形成所述第三电感分量的导体部分的长度即第三导体路径长度、与沿着形成所述第四电感分量的导体部分的长度即第四导体路径长度大致相同。

4.如权利要求3所述的功率转换装置，其特征在于，

所述滤波电容器中设有一个以上所述第一电容元件以及所述第二电容元件以外的第三电容元件，此外，还设有第二直流端子，该第二直流端子由将所储存的电能输送给所述逆变器部的正极侧主端子以及负极侧主端子构成，

所述第三电容元件中的至少一个电容元件的正极侧端子与所述第一直流端子的正极侧主端子通过与用于构成所述第一直流端子的正极侧主端子与所述第二直流端子的正极侧主端子之间的电连接状态的连接导体不同的连接导体相连，并且沿着该连接导体的导体路径长度与所述第一导体路径长度大体一致，并且，

所述一个电容元件的负极侧端子与所述第一直流端子的负极侧主端子通过与用于构成所述第一直流端子的负极侧主端子与所述第二直流端子的负极侧主端子之间的电连接状态的连接导体不同的连接导体相连，并且沿着该连接导体部分的导体路径长度与所述第三导体路径长度大体一致。

5.如权利要求2或4所述的功率转换装置，其特征在于，

采用如下结构：将所述第一电容元件的正极侧端子与所述第二直流端子的正极侧主端子之间电连接的导体部分的第五电感分量、与将所述第二电容元件的正极侧端子与所述第二直流端子的正极侧主端子之间电连接的导体部分的第六电感分量大致相同，并且，将所述第一电容元件的负极侧端子与所述第二直流端子的负极侧主端子之间电连接的导体部分的第七电感分量、与将所述第二电容元件的负极侧端子与所述第二直流端子的负极侧主端子之间电连接的导体部分的第八电感分量大致相同。

6.如权利要求5所述的功率转换装置，其特征在于，

采用如下结构：沿着形成所述第五电感分量的导体部分的长度即第五导体路径长度、与沿着形成所述第六电感分量的导体部分的长度即第六导体路径长度大致相同，并且沿着形成所述第七电感分量的导体部分的长度即第七导体路径长度、与沿着形成所述第八电感分量的导体部分的长度即第八导体路径长度大致相同。

7.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，

所述逆变器部中使用了由宽带隙半导体形成的开关元件。

8.如权利要求7所述的功率转换装置，其特征在于，

所述宽带隙半导体是使用了碳化硅、氮化镓类材料或金刚石的半导体。