CN1578128A - 噪声滤波器和具有该噪声滤波器的电子设备 - Google Patents

Abstract

本发明的噪声滤波器包括彼此并联连接的电感器和电阻器。电源频率电流不通过电阻器，而是通过电感器且无损耗。另一方面，包括谐振频率在内的高频率噪声电流不通过电感器，而是在电阻器内耗散。因此，噪声滤波器不贮存噪声功率，因此不会遇到由于放电功率引起的问题。由噪声滤波器和接地电容引起的谐振频率电流也在电阻器内耗散。因此，不存在由谐振频率电流引起的问题。

Description

噪声滤波器和具有该噪声滤波器的电子设备

技术领域

本发明涉及一种设置到用于把在电子设备上产生的短路电流放电到大地的接地线上的噪声滤波器，具体涉及一种具有用于对在接地线上感应的噪声进行抑制的电感器的噪声滤波器。

背景技术

这种常规噪声滤波器包括电感器(inductor)，其具有用于把被称为“噪声”的不期望信号频率与其他频率加以区别，从而使来自商用电源的短路电流流到大地的功能(例如，参见第61-140620号日本实用新型专利公报(图1等))。噪声具有例如等于或大于10kHz的频率。在日本，商用电源具有50Hz或60Hz的频率。

图10(a)是示出常规噪声滤波器的电路图。图10(b)是示出使用图10(a)所示的噪声滤波器的状态的电路图。以下将参照这些图对噪声滤波器进行说明。

噪声滤波器70是两端子型噪声滤波器，其由一个电感器71组成且在接地线上使用。一个端子72通过接地线74接地，另一端子73与一电子设备75连接。并且，电感器71的电感被设定成使由漏电等引起的商用电源的短路电流Is从电子设备75流到大地76，而且使在接地线74上感应的噪声电流In可以被阻断。

然而，常规噪声滤波器具有以下问题。

(1)被称为“噪声”的噪声功率不仅以稳态电流(steady-statecurrent)形式在接地线74上感应，而且以非周期的脉冲状态(pulse-state)电流形式感应。在该情况下，构成噪声滤波器70的电感器71由于磁场和电场而在其上贮存功率，并当噪声功率停止流入时，释放所贮存的功率。因此，该释放的功率可能会使电子设备75发生故障或者暂时性地功能降低。

(2)为了减少在接地线74上感应的噪声电流In，如上所述，电感器71是有效的。另一方面，在与接地线74连接的电子设备75中的大型电子设备具有相当大的接地电容(earth capacitance)C，该接地电容C有时可能会与电感器71组合从而产生串联谐振。当所产生的谐振频率电流在电子设备75上流动时，发生由噪声引起的故障。

(3)优选的是，为了阻断噪声电流In而应使电感器71的电感尽可能高，但为了使短路电流Is导通而应使电感尽可能低。在这些矛盾特性之间达到平衡是相当困难的。也就是说，当为了充分阻断噪声电流In而增加电感时，短路电流Is导通不良，当为了使短路电流Is良好导通而减少电感时，噪声电流不能被充分阻断。

发明内容

因此，本发明的目的是提供一种能够解决以下问题的噪声滤波器，即：从噪声滤波器释放的功率，由噪声滤波器和接地电容的组合引起谐振频率电流，以及在噪声电流的阻断和短路电流的导通之间的平衡，并且还提供一种使用该噪声滤波器的电子设备。

本发明人大力从事解决这些问题的研究并发现，“如果噪声滤波器不具有用于使噪声电流耗散(dissipated)(把其变换成热能)的功能，则产生由于从噪声滤波器释放的功率引起的问题”，以及“在噪声电流的阻断和短路电流的导通之间的平衡可通过利用电感的磁饱和效应来达到”。本发明是基于这些结果而形成的。也就是说，通过把噪声滤波器的电阻器与电感器并联连接，使噪声电流在电阻器内耗散。而且还发现，在这种电路构成中，电阻器也用于衰减由接地电容和电感器的组合产生的串联谐振电流。并且，使用由短路电流引起磁饱和的电感器，可降低阻抗，这与电感对短路电流的关系无关。因此，通过增加电感，可充分阻断噪声电流。以下将进行详细说明。

根据本发明的噪声滤波器装设到用于把在电子设备上产生的短路电流进行放电的接地线上，并设有：电感器，其用于对在接地线上感应的噪声电流进行抑制；以及电阻器，其与电感器并联连接。此处，假定噪声电流的下限角频率为ωn[rad]、电感器的电感为L[H]、电阻器的电阻为R[Ω]、以及电子设备的接地电容为C[F]，则 $\sqrt{(L/C)}<R<2\mathrm{\&omega;}{n}^{2}L$ (条件是C＞1/(4ωn⁴L))的关系成立。

具有诸如电源频率那样的低频率电流，即：短路电流以低阻抗对低频率电流的关系通过电感器，而不通过电阻器。另一方面，包括谐振频率电流在内的高频率噪声电流不通过电感器，而是在电阻器内耗散。因此，由于由噪声引起的功率不贮存在噪声滤波器内，因而不会发生由放电功率引起的问题。并且，由于由噪声滤波器和接地电容引起的谐振频率电流也在电阻器内耗散，因而不会发生由谐振频率电流引起的问题。

电阻器的电阻越小，可被抑制的谐振频率电流就越多，从并联连接的电感器放电的电流也就容易耗散。然而，如果电阻器的电阻较小，则高频率噪声电流不能被抑制。此处，假定 $\sqrt{(L/C)}>R,$ 则不产生电感器和接地电容的串联谐振，但同时，高频率噪声电流不能被抑制。因此，把左边设定成 $\sqrt{(L/C)}<R.$ 然而，假定 $\sqrt{(L/C)}<<R,$ 则电感器和接地电容的串联谐振电流不能被忽略不计。因此，把右边设定成R＜2ωn²L。通过满足右边的条件，使得在电阻器内耗散的电流超过在电感器上贮存的电流，从而不能获得具有使噪声电流耗散的高能力的特性。

并且，根据本发明的噪声滤波器是一种装设到使用商用电源的电子设备的接地线上的类型，并包括：电感器，其具有对在接地线上感应的噪声电流进行抑制的特性，并由基于商用电源的短路电流引起磁饱和；以及电阻器，其与电感器并联连接。

当在电子设备上发生短路故障等时，短路电流通过噪声滤波器流到大地。此时，由于噪声滤波器的电感器发生磁饱和，因而短路电流通过电感器且几乎无损耗。另一方面，包括谐振频率电流在内的高频率噪声电流不通过电感器，而是在电阻器内耗散。因此，噪声功率不贮存在噪声滤波器内，因而不会发生由于放电功率引起的问题。并且，由噪声滤波器和接地电容引起的谐振频率电流也在电阻器内耗散，因而不会发生由于谐振频率电流引起的问题。并且，由于电感器由基于商用电源的短路电流发生磁饱和，因而即使电感器的电感增加，短路电流通过电感器也几乎无损耗。因此，不仅可对高频率噪声电流进行进一步抑制，而且也可对诸如电源频率那样的低频率噪声电流进行抑制。

假定电源电流的角频率为ωp[rad]、噪声电流的下限角频率为ωn[rad]、电感器的电感为L[H]、以及电阻器的电阻为R[Ω]、则优选的是，10(ωp·L)＜R＜(ωn·L)/10的关系成立。更优选的是，100(ωp·L)＜R＜(ωn·L)/100的关系成立，最优选的是，1000(ωp·L)＜R＜(ωn·L)/1000的关系成立。通过这样缩小R值的范围，可获得良好平衡特性，即：衰减量在ωp时足够小且在ωn时足够大。换句话说，通过这样缩小R值的范围，可获得以下特性，即：噪声滤波器在ωp时可用作电感器且在ωn时可用作电阻器。

由电感器和电阻器组成的并联电路可以构成为使一个端子通过接地线接地，并使另一端子与电子设备连接。电感器和电阻器的数量可以是单个或多个。当有多个电感器时，至少一个电感器与电阻器并联连接的这种构成可以是容许的。

当短路电流为25[A]时，噪声滤波器的阻抗可以等于或小于0.1[Ω]。这是符合IEC标准的特性。当噪声电流的频率为10[kHz]时，电感器的电抗可以等于或大于2[kΩ]。如果针对等于或大于10[kHz]的噪声频率有等于或大于2[kΩ]的电抗，则作为噪声滤波器，性能是足够的。

而且，电阻器可以是可变电阻器。根据装设有噪声滤波器的电子设备，接地电容发生波动。即使在该情况下，通过改变可变电阻器的电阻，也可适当调整谐振频率的波动。换句话说，本发明的噪声滤波器是装设到分别具有不同接地电容的设备的接地线上的噪声滤波器，并包括：电感器，其用于对在接地线上感应的噪声进行抑制；以及可变电阻器，其与电感器并联连接。可变电阻器可被调整，以使其具有用于在噪声滤波器装设到接地线上的状态下，对由电感器和接地电容引起的谐振频率电流进行抑制的电阻。应该注意，本文所述的“可变电阻器”包括：由固定电阻器和可变电阻器组成的串联电路，所谓的半固定电阻器，由具有不同电阻的多个固定电阻器和用于选择这些电阻器中的一个电阻器的开关组成的电路等。

噪声滤波器可以具有以下构成，即：电感器是环形线圈，由环形线圈和可变电阻器组成的并联电路被容纳在框架内，可变电阻器配置在由环形线圈的内周壁围绕的空间内，以及用于改变可变电阻器的电阻的电阻改变装置设置在能够从框架外部进行操作的位置。

通过从框架外部来操作电阻改变装置，可容易调整接地电容值的波动。并且，由于可变电阻器配置在由环形线圈的内周壁围绕的空间内，因而可有效利用框架内的空间。

本发明的电子设备是设有上述任何一种噪声滤波器的电子设备。

本发明的噪声滤波器具有以下简单构成，即：常规噪声滤波器的电感器与电阻器彼此并联连接，使得包括谐振频率电流在内的高频率噪声电流不通过电感器并在电阻器内耗散，从而可防止电子设备由于放电功率而误动作，而且还可对由于电子装置的接地电容引起的谐振频率电流进行抑制。

本发明的噪声滤波器是假定噪声电流的下限角频率为ωn、电感器的电感为L、电阻器的电阻为R、以及电子设备的接地电容为C，因而设定为使 $\sqrt{(L/C)}<R<2\mathrm{\&omega;}{n}^{2}L$ 的关系成立。这样，可获得以下特性，即：谐振频率电流的抑制和具有高频率的噪声电流的抑制得到平衡，而且还可获得在使噪声电流耗散时具有高性能的特性。

根据本发明的噪声滤波器，由于电感器由在电子设备上产生的短路电流引起磁饱和，因而阻抗相对于短路电流而下降，这与电感无关，从而可充分增加电感。这样，不仅具有高频率的噪声电流，而且具有低频率的噪声电流都可被良好抑制。

并且，在根据本发明的噪声滤波器中，假定电源电流的角频率为ωp、噪声电流的下限角频率为ωn、电感器的电感为L、以及电阻器的电阻为R、则优选的是，10(ωp·L)＜R＜(ωn·L)/10的关系成立，更优选的是，100(ωp·L)＜R＜(ωn·L)/100的关系成立，最优选的是，1000(ωp·L)＜R＜(ωn·L)/1000的关系成立。因此，可获得平衡特性，即：衰减量在ωp时足够小且在ωn时足够大，也就是说，可获得以下特性，即：噪声滤波器在ωp时确实可用作电感器且在ωn时确实可用作电阻器。

并且，根据本发明的噪声滤波器构成为把由电感器和电阻器组成的并联电路装设到一根接地线上，其中，一个端子接地，另一端子与电子设备连接。因此，该噪声滤波器可用作接地线用的噪声滤波器。

并且，根据本发明的噪声滤波器，当短路电流为25[A]时，噪声滤波器的阻抗等于或小于0.1[Ω]，从而使噪声滤波器符合IEC标准。

并且，根据本发明的噪声滤波器针对等于或大于10[kHz]的噪声频率具有等于或大于2[kΩ]的电抗，从而使噪声电流可被良好抑制。

并且，根据本发明的噪声滤波器，与电感器并联连接的电阻器可以是可变电阻器。因此，即使当接地电容值根据电子设备而波动时，通过改变可变电阻器的电阻，也能适当调整谐振频率的波动。也就是说，在噪声滤波器装设到设备的接地线上之后，通过对与设备的接地电容对应的可变电阻器的电阻进行调整，可对由噪声滤波器的电感器和设备的接地电容引起的谐振频率电流进行抑制。并且，当通过把设备移动到另一位置，或者在设备的周围配置另一设备来使设备的接地电容改变时，通过对可变电阻器的电阻进行调整，可对谐振频率电流进行抑制。

并且，根据本发明的噪声滤波器具有以下构成，即：用于改变可变电阻器的电阻的电阻改变装置设置在能够从框架外部进行操作的位置。因此，通过从框架外部来操作电阻改变装置，也可容易调整接地电容值的波动。并且，可变电阻器配置在由环形线圈的内周壁围绕的空间内，从而可有效利用框架内的空间。因此，可实现噪声滤波器的小型化和轻量化。

附图说明

图1(a)是示出根据本发明的噪声滤波器的第一实施例的电路图；

图1(b)是示出使用图1(a)的噪声滤波器的状态的电路图；

图2是示出图1(a)的噪声滤波器中的电感器的电流-电压特性(No.1)的一例的图；

图3是示出图1(a)的噪声滤波器中的电感器的电流-电压特性(No.2)的一例的图；

图4是示出图1(a)的噪声滤波器中的电感器的频率-阻抗特性的一例的图；

图5是示出图1(a)的噪声滤波器的频率-阻抗特性的一例的图；

图6是示出图1(a)的噪声滤波器的效果的一例的图；

图7是示出通过改变电阻器的电阻来测量的图1(b)中阻抗的频率特性的图；

图8(a)是示出根据本发明的的噪声滤波器的第二实施例的电路图；

图8(b)是示出根据本发明的噪声滤波器的第三实施例的电路图；

图9是示出根据本发明的噪声滤波器的第四实施例的透视图；

图10(a)是示出常规噪声滤波器的电路图；以及

图10(b)是示出使用图10(a)的噪声滤波器的状态的电路图。

具体实施方式

图1(a)是示出根据本发明的噪声滤波器的第一实施例的电路图，图1(b)是示出使用图1(a)的噪声滤波器的状态的电路图。以下将参照这些图对本发明进行说明。这些图中与图10(a)中相同的部件由相同参考编号表示，并省略其说明。

本实施例的噪声滤波器10包括彼此并联连接的电感器12和电阻器11。由电感器12和电阻器11组成的并联电路具有通过接地线74接地的一个端子72以及与电子设备75连接的另一端子73。因此，噪声滤波器10是用在接地线上的两端子型噪声滤波器。

当在电子设备75上发生诸如短路那样的故障时，短路电流Is通过噪声滤波器10流到大地76。此时，噪声滤波器10的电感器12是磁饱和的，使得短路电流Is通过电感器12且几乎无损耗。另一方面，包括谐振频率电流在内的高频噪声电流In没有通过电感器12，并在电阻器11内耗散。因此，噪声滤波器10没有贮存噪声功率，因此不具有由功率释放引起的问题。并且，由噪声滤波器10和接地电容C引起的谐振频率电流也在电阻器11内耗散，从而不会产生由谐振频率电流引起的问题。

现在，假定电感器12的电感为L并且角频率为ω，则电抗为ωL。另一方面，由于电子设备75的接地电容C引起的电抗为1/ωC，其串联与ωL产生谐振，从而产生噪声电流。

在本实施例中，电感器12与电阻器11并联连接。因此，诸如商业电源的微小漏泄电流那样的低频率小电流以低电抗通过电感器12，而具有较高频率分量的噪声电流In通过电阻器11以使功率耗散。

也就是说，假定电阻器11的电阻为R，则噪声滤波器10的阻抗Z被给出如下：

Z＝[1/{R²+(ωL)²}]·{R(ωL)²+jR²(ωL)}    …(1)

如果ωL＜＜R，

Z＝[1/{1+(ωL/R)²}]·{(ωL)²/R+jωL}jωL…(2)

如果ωL＞＞R，

Z＝[1/{1+(R/ωL)²}]·{R+jR(R/ωL)}R     …(3)

从公式(2)可知，在ω小的情况下，这是指低频率电流(电源电流)的情况，噪声滤波器10的阻抗为ZjωL，使得其通过噪声滤波器10且损耗很小。另一方面，在ω大的情况下，这是指包括谐振频率在内的高频率电流(噪声电流)的情况，由于其阻抗为ZR，因而其在噪声滤波器10内耗散，这从公式(3)可知。

假定电源电流的角频率为ωp[rad]、噪声电流的下限角频率为ωn[rad]、电感器12的电感为L[H]、以及电阻器11的电阻为R[Ω]，则必须满足以下关系，这从公式(2)和(3)可知：

(ωp·L)＜＜R＜＜(ωn·L)    …(4)

对于在公式左边的(ωp·L)＜＜R的关系，R应优选地尽可能大于(ωp·L)。对于在公式右边的R＜＜(ωn·L)的关系，R应优选地尽可能小于(ωn·L)。为了使这两个关系折衷，优选的是，例如，以下关系成立：

10(ωp·L)＜R＜(ωn·L)/10    …(5)

更优选的是，以下公式成立：

100(ωp·L)＜R＜(ωn·L)/100    …(6)

最优选的是，以下公式成立：

1000(ωp·L)＜R＜(ωn·L)/1000    …(7)

通过这样缩小R值的范围，可获得平衡特性，即：衰减量在ωp时足够小且在ωn时足够大。换句话说，当R的范围被尽可能缩小时，可获得以下特性，即：噪声滤波器在ωp时确实可用作电感器，并在ωn时确实可用作电阻器。

以下将参照图1(b)，对ωn、L和R之间的合适关系作进一步说明。

由于噪声电源电压Vn引起的噪声电流In通过接地线74流到电子设备75，从而使电子设备75产生故障。电子设备75的这种故障可由噪声滤波器10来防止，该噪声滤波器10把噪声电流In的一部分转换为电阻器11中的热量。如果电子设备75的故障程度不显著，则该故障有时可以仅通过使噪声电流In的一小部分在电阻器11内耗散来修复。因此，基本上，R值不受限制。

此处，假定噪声滤波器10的两端之间的电压为Vf、流经电感器12的电流为I1、以及流经电阻器11的电流为Ir，则给出以下公式：

I1＝Vf/(ωn·L)…(8)

Ir＝Vf/R…(9)

因此，在电感器12内贮存的功率W1由以下公式给出：

W1＝L·I1²/2＝Vf²/(2ωn²·L)  …(10)

然后，在电阻器11内耗散的功率Pr由以下公式给出：

Pr＝Ir²·R＝Vf²/R  …(11)

在该情况下，优选的是，在电阻器11内耗散的功率Pr至少超过在电感器12内贮存的功率W1，即：Pr≥W1。不用说，其原因在于，在电阻器11内耗散的功率Pr越大，被抑制的噪声电流就越多。因此，根据公式(10)和(11)来建立以下公式：

W1/Pr＝R/(2ωn²·L)≤1  …(12)

∴(ωn·L)/R≥1/(2ωn)    …(13)

例如，假定L＝3[mH]且ωn＝2π×100[rad]。参数ωn表示频率为50[Hz]的商用电源的第二谐波。在该情况下，根据公式(13)给出以下公式：

(2π×100×0.003)/R＝0.6π/R≥1/(4π×100)

∴R≤240π²2.37[kΩ]  …(14)

也就是说，具有R值满足公式(14)的电阻器11的噪声滤波器10可实质滤除在频率上不低于电源频率的第二谐波的噪声。

以下，将根据具体值对电感器12进行详细说明。

电感器12形成为例如使外径为90mm、内径为74mm以及厚度为13.5mm的铁氧体环形芯，用直径为2mm的铜线卷绕100圈。在该情况下，电感器12的电感为32mH，使得针对10kHz的噪声电流In的电抗为2kΩ。这样，可期望获得对显著噪声电流进行抑制的效果。

另一方面，IEC标准和UL标准规定，在25A的商用频率电流被导通60秒的状态下，被插入接地线74的电路元件的阻抗必须等于或小于0.1Ω。针对60Hz的商用电源频率，电感器12的电抗在使用32mmH的电感计算时为12Ω，这不符合标准。然而实际上，电感器12的阻抗等于或小于0.1Ω，以便符合标准。这是因为，铁氧体环形芯在针对25A的电流值的B-H特性中进入饱和区域，使得电感器12失去作为电感器的功能，以便成为仅具有导线电阻的电路元件。

也就是说，噪声滤波器10是用于接地线的噪声滤波器，这将积极利用磁性材料的饱和特性。接地线74具有用于设定电子设备75的基准电位的基准电位功能，以及当在电子设备75上发生短路故障时，其具有用作短路电流路径(所谓的安全接地线)的短路保护功能。基准电位功能是用于对电源侧的基准电位和被供电的设备的基准电位进行识别，而不用于使电流流动的功能。另一方面，短路保护功能用于把由被供电的设备侧的短路故障引起的烧断损坏抑制到最小，并对接触设备框架的人体进行保护。因此，假定在短路保护功能中导通大量电流。因此，提供诸如上述那样的严格标准。

图2和图3是示出电感器12的电流-电压特性的例的图。以下将参照图1(a)、图1(b)、图2和图3进行说明。

图2和图3示出了当电感器12与20Ω的限流电阻器串联连接，并使50Hz商用电源频率的电流导通时，在所绘制的指示器端子之间的电流值和电压值。从图2可知，当电流值超过80mA时，电流-电压关系中的线性丢失，并且芯材料进入饱和区域。从图3可知，在25A的电流流动时刻的电抗值读作0.072Ω，这满足上述标准。另一方面，根本不会存在以下情况，即：在接地线74上感应的噪声电流In超过80mA。由于不存在电感器12由噪声电流In引起磁饱和的情况，因而电感器12被期望提供作为滤波器的用于阻断包括商用电源频率在内的噪声电流的显著效果。也就是说，电感器12由基于商用电源(大电流)的短路电流Is引起磁饱和。因此，即使电感器12的电感L增加，短路电流Is通过电感器12也几乎无损耗。结果，不仅可对高频率噪声电流In进行进一步抑制，而且可对低频率噪声电流In(小电流)进行抑制。

下面，将对与电感器12并联连接的电阻器11的必要性进行说明。

众所周知，作为电路元件的线圈电感器的指示符号为电感L。然而，更严格地说，它由复合两端子电路表示，其中，由电阻R和电感L组成的串联两端子电路与并联电容C’连接。此处，当诸如铁氧体或硅钢那样的磁性材料用作芯材料时，电阻R表明磁性损耗，并且并联电容C’表明在线圈线(coil wire)之间产生的杂散电容。因此，当电感器12用作电路元件时，产生L和C’的并联谐振。也就是说，电路元件的阻抗|Z|被给出如下，条件是谐振角频率ω为 $\mathrm{\&omega;}=1/\sqrt{(L/C^{\&prime;})}:$

$\left|Z\right|=\sqrt{\{R^2+{\left(\mathrm{\&omega;L}\right)}^2\}}/\sqrt{\{(1-{\mathrm{\&omega;}}^2{\mathrm{LC}}^{\&prime;}){\}}^2+{\left(\mathrm{\&omega;R}{C}^{\&prime;}\right)}^2\}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(15\right)$

此处，|Z|的最大值被给出如下：

$\left|Z\right|=\sqrt{\{R^2+{\left(\mathrm{\&omega;L}\right)}^2\}}/\mathrm{R\&omega;}{C}^{\&prime;}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(16\right)$

并且，针对把该高值表示为1＜＜ω²LC’的各频率，|Z|被给出如下：

$=\sqrt{\{R^2+{\left(\mathrm{\&omega;L}\right)}^2\}}/[{\mathrm{\&omega;C}}^{\&prime;}\sqrt{\{R^2+{\left(\mathrm{\&omega;L}\right)}^2\}]}=1/\mathrm{\&omega;}{C}^{\&prime;}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(17\right)$

因此，该电路元件是仅具有杂散电容的元件。并且，随着线圈线的圈数增加以获得较大电感，杂散电容也增加，使得用作电感器的角频率降低。

图4是示出电感器12的频率-阻抗特性的一例的图。以下将参照图1和图4进行说明。

图4示出了对铁氧体环形芯盘绕100圈或80圈以便具有电感器12的结果，该电感器12由阻抗分析器来测量。在100圈的情况下，阻抗以约320kHz进行谐振，在80圈的情况下，阻抗以约470kHz进行谐振。在1MHz～2MHz之间的区域内，|Z|表示具有1/ωC的形状的特性曲线。对于等于或大于5MHz的频率，|Z|的值表明振动波形。由于电感器12用作螺旋天线，因而|Z|的该振动现象被认为是显示出来的。

因此，通过把电阻器11与电感器12并联连接，对作为天线的操作现象进行抑制，并使包括商用频率在内的高频率噪声在电阻器11内耗散。

图5示出了当电阻器11与电感器12并联连接时的频率-阻抗特性的一例的图。以下将参照图1和图5进行说明。

图5示出了对铁氧体环形芯盘绕100圈以便具有电感器12的结果，该电感器12与300Ω或3000Ω的电阻器11连接，并由阻抗分析器来测量。从图5可知，对于等于或小于1kHz的频率，噪声滤波器10期望在其功能方面用作电感。针对等于或大于1kHz的噪声频率，其作为电阻器的功能增加。并且，在电感器12按照高频带内的振动波形来改变阻抗值的现象中，最大值和最小值根据芯材料的形状、磁性特性的波动、线圈线的线直径、圈数、盘绕方式等而变化。因此，在噪声滤波器10中，需要电阻器11，以便对从波动中产生的降噪效果的变动进行修改。

图6是示出噪声滤波器10的效果的一例的图。以下将参照图1和图6进行说明。

图6示出了在噪声滤波器10装设到大型电子设备上之前和之后的频率-噪声电流特性。在装设噪声滤波器10之前，噪声电流In在接地线74上大规模感应。当装设噪声滤波器10时，噪声电流In显著减少。例如，可识别在商用频率左右对噪声电流值的38db的减少效果。这表明作为噪声滤波器工作良好。

下面，将参照图1(b)和图7对电阻器11的电阻R的下限进行说明。

假定噪声电流In的角频率为ω[rad]、电感器12的电感为L[H]、电阻器11的电阻为R[Ω]、以及电子设备75的接地电容为C[F]，则从电源侧(噪声源)观察的电路的输入阻抗Zin被给出如下：

Zin＝jRωL/(R+jωL)-j(1/ωC)

＝{jRω²LC-j(R+jωL)}/{ωC(R+jωL)}

＝[RωL(ω²LC)-j{R²+(ωL)²-R²ω²LC}]/[ωC{R²+(ωL)²}]…(18)

此处，在公式(18)中的虚数为0的情况下，在角频率ωr的附近产生串联谐振。因此，假定

R²+(ωL)²-R²ω²LC＝0…(19)

则以下公式成立：

$\mathrm{\&omega;r}=1/\sqrt{(R^2\mathrm{LC}-L^2)}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(20\right)$

为了避免串联谐振现象，公式(20)必须为虚数，简言之，根号内部必须为(R²LC-L²)≤0。也就是说，电阻器11的电阻必须满足

$R\&le;\sqrt{(L/C)}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(21\right)$

的条件。

另一方面，图7示出了通过改变电阻器11的电阻R来对图1(b)的阻抗Zin的频率特性进行测量的图。对于该测量，使用阻抗分析器，并把条件设定成使L＝13.5[mH]，以及C＝0.47[μF]。把R设定成具有九个值，即：25[Ω]，100[Ω]，400[Ω]，600[Ω]，800[Ω]，1[kΩ]，1.3[kΩ]，1.7[kΩ]和2[kΩ]。

此处，在不发生公式(21)中的 $R\&le;\sqrt{(L/C)}$ 的串联谐振的条件下，R≤170的关系成立。在图7中，在25[Ω]的情况下，如果满足该条件，则不发生串联谐振。然而，在等于或大于400[Ω]的情况下，如果未满足该条件，则识别出2[kHz]的串联谐振现象。随着电阻R增加，串联谐振频率的阻抗Zin减少，而在频率比串联谐振频率高的范围内的阻抗Zin逐渐增加。

如上所述，对于满足条件 $R\&le;\sqrt{(L/C)}$ 的R，不产生串联谐振，但是比谐振频率高的频率不能被良好抑制。对此，假定 $R>\sqrt{L/C}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(22\right).$ 公式(22)的条件可以与公式(5)、(6)、(7)、(13)等的条件一起使用。

例如，假定噪声电流In的下限角频率为ωn[rad]，则可从公式(13)中获得R＜2ωn²L。把该公式与公式(22)进行组合，可以使以下关系成立：

$\sqrt{(L/C)}<R<2\mathrm{\&omega;}{n}^{2}L$ (条件是C＞1/(4ωn⁴L))…(23)

图8(a)是示出根据本发明的噪声滤波器的第二实施例的电路图。以下将参照图8(a)进行说明。该图中与图1(a)中相同的部件由相同参考编号表示，并省略其说明。

在本实施例的噪声滤波器30中，第一实施例(图1(a))的电阻器11是可变电阻器31。根据装设有噪声滤波器30的电子设备，接地电容C发生波动。即使在该情况下，通过改变可变电阻器31的电阻，也能适当调整谐振频率的波动。

图8(b)是示出根据本发明的噪声滤波器的第三实施例的电路图。以下将参照图8(b)进行说明。该图中与图8(a)中相同的部件由相同参考编号表示，并省略其说明。

在本实施例的噪声滤波器40中，第二实施例的可变电阻器31与固定电阻器41连接。根据装设有噪声滤波器40的电子设备，接地电容C发生波动。即使在该情况下，通过改变可变电阻器31的电阻，也能适当调整谐振频率的波动。

图9是示出根据本发明的噪声滤波器的第四实施例的透视图。以下将参照图9进行说明。由于本实施例采用与图8(a)相同的电路，因而该图中与图8(a)中相同的部件由相同参考编号表示，并省略其说明。

本实施例的噪声滤波器50包括作为电感器的环形芯12和可变电阻器31，两者彼此并联连接。在由环形线圈12和可变电阻器31组成的并联电路中，一个端子通过连接器51接地，另一端子通过连接器52与电子设备连接。因此，噪声滤波器50是用在接地线上的两端子噪声滤波器。由环形线圈12和可变电阻器31组成的并联电路被容纳在框架53内。框架53采用例如铝之类的金属或导电塑料制成。

并且，可变电阻器31配置在环形线圈12的中心。也就是说，可变电阻器31被容纳在环形线圈12的中心空间内，以便有效利用框架53内的空间。

并且，用于改变可变电阻器31的电阻的旋转轴(电阻改变装置)54设置在使其可从框架53的外部进行操作的位置。在该构成中，通过从框架53的外部来操作旋转轴54，可容易调整接地电容C的波动。具体地说，由于框架53设有通孔55，因而可从通孔55插入平头螺丝刀，以使旋转轴54容易旋转。

根据装设有噪声滤波器50的电子设备，接地电容C的值发生波动。因此，在噪声滤波器50装设到电子设备之后，通过操作旋转轴54，可获得期望衰减特性。

Claims (13)

1.一种噪声滤波器，包括：

接地线，其用于把在电子设备上产生的短路电流放电到大地；

电感器，其对在接地线上感应的、从接地线流入电子设备的噪声电流进行抑制；以及

电阻器，其与所述电感器并联连接；其中，

假定噪声电流的下限角频率为ωn[rad]、电感器的电感为L[H]、电阻器的电阻为R[Ω]、以及电子设备的接地电容为C[F]，则 $\sqrt{(L/C)}<R<2\mathrm{\&omega;}{n}^{2}L$ (条件是C＞1/(4ωn⁴L))的关系成立。

2.一种噪声滤波器，包括：

接地线，其用于把电子设备上产生的短路电流放电到大地；

电感器，其对接地线上感应的、从接地线流入电子设备的噪声电流进行抑制；以及

电阻器，其与所述电感器并联连接；其中，

电感器具有磁饱和特性，依靠该磁饱和特性，电感器用作由短路电流引起磁饱和的电路元件，并把来自电子设备的短路电流放电到接地线。

3.根据权利要求2所述的噪声滤波器，其中，电阻器对由电子设备和大地之间的接地电容与电感器的串联谐振引起的谐振频率电流进行抑制，并使贮存在电感器内的电功率耗散。

4.根据权利要求2所述的噪声滤波器，其中，假定噪声电流的下限角频率为ωn[rad]、电感器的电感为L[H]、电阻器的电阻为R[Ω]、以及电子设备的接地电容为C[F]，则 $\sqrt{(L/C)}<R<2\mathrm{\&omega;}{n}^{2}L$ (条件是C＞1/(4ωn⁴L))的关系成立。

5.根据权利要求2所述的噪声滤波器，其中，假定电源电流的角频率为ωp[rad]、噪声电流的下限角频率为ωn[rad]、电感器的电感为L[H]、以及电阻器的电阻为R[Ω]，则10(ωp·L)＜R＜(ωn·L)/10的关系成立。

6.根据权利要求2所述的噪声滤波器，其中，假定电源电流的角频率为ωp[rad]、噪声电流的下限角频率为ωn[rad]、电感器的电感为L[H]、以及电阻器的电阻为R[Ω]，则100(ωp·L)＜R＜(ωn·L)/100的关系成立。

7.根据权利要求2所述的噪声滤波器，其中，假定电源电流的角频率为ωp[rad]、噪声电流的下限角频率为ωn[rad]、电感器的电感为L[H]、以及电阻器的电阻为R[Ω]，则1000(ωp·L)＜R＜(ωn·L)/1000的关系成立。

8.根据权利要求2所述的噪声滤波器，其中，由电感器和电阻器组成的并联电路形成为使一个端子通过接地线接地，并使另一端子与电子设备连接。

9.根据权利要求2所述的噪声滤波器，其中，当短路电流为25[A]时，噪声滤波器的阻抗等于或小于0.1[Ω]。

10.根据权利要求2所述的噪声滤波器，其中，当噪声电流的频率为10[kHz]时，电感器的电抗等于或大于2[kΩ]。

11.根据权利要求2所述的噪声滤波器，其中，电阻器是可变电阻器。

12.根据权利要求11所述的噪声滤波器，其中，电感器是环形线圈，由环形线圈和可变电阻器组成的并联电路被容纳在框架内，可变电阻器配置在由环形线圈的内周壁围绕的空间内，以及用于改变可变电阻器电阻的电阻改变装置设置在能够从框架外部进行操作的位置。

13.一种电子设备，该电子设备包括在权利要求1～12中的任何一项所述的噪声滤波器。

Images