CN1060307C

CN1060307C - 用于充气灯的双谐振激励镇流器

Info

Publication number: CN1060307C
Application number: CN94193958A
Authority: CN
Inventors: 戴维德·A·克里斯汀
Original assignee: Marshall Electric Corp
Current assignee: Marshall Electric Corp
Priority date: 1993-10-28
Filing date: 1994-10-28
Publication date: 2001-01-03
Anticipated expiration: 2014-10-28
Also published as: CA2173873A1; CN1134216A; WO1995012300A1; AU8128194A; CA2173873C

Abstract

本发明涉及用于充气放电灯的并行双谐振电源，包括一个直流电源和与串联扼流电感器连接的触发部分。该扼流圈的输出向输出变压器部分的初级绕组引入启动电流信号。和该扼流电感器连接的次级电感器提供对控制部分供电的降压后的控制部分电源并且降低了控制部分的温升和功耗。控制部分包括具有输入欠电压封锁、初级过电压封锁和大输出电流不平衡封锁功能的一个运算放大器网络，在感测到故障运行条件的情况下该网络不向电源供电。控制部分还把各开关晶体管驱动为它们各自的导通状态，从而允许换流器电流流过振荡功率晶体管。

Description

用于充气灯的双谐振激励镇流器

本发明涉及电子镇流器电路，并且，尤其涉及用于激励充气弧光灯的镇流器电路。

充气弧光灯，如氖灯，为正常工作需要高电压输入信号。这种灯通常是由输出变压器镇流换流器激励的。电子镇流器电路一般包括一个变压器和一个振荡设备，该振荡设备接收输入电源并且把该输入电源变换为具有适当特性的高频高电压输出以驱动充气弧光灯负载。电子镇流器电路利用以晶体管为形式的电子开关通常在脉冲宽度调制控制下来满足高频要求。晶体管连接成按推挽模式运行，从而提供高频振荡信号。高频运行通过提高发光效率及减小镇流器中的功率耗散而具有降低功耗的优点。

在故障条件下，例如超电压输入或在开负载两端上的电路激发，现有技术镇流器设计的电压输出可能上升到潜在的危险水平。在这些情况下，现有技术的电路可能会遭受内部损害。用于充气弧光灯的现有技术的镇流器控制电路典型地直接从输入变压器的电源中获取功率，造成不必要的功耗和热能上升。另一个传统地和镇流器电路相关的潜在问题涉及因内部电路电子干扰造成的振鸣声和蜂鸣音。

驻波模式或“起泡”是和充气弧光灯相关的一个问题。施加给灯的电源谐振并且使得灯管内部的气体带变为离子化，离子化带的长度和灯内的声速及灯管的内部几何形状有关。这种谐振状况造成充气灯内的暗带和亮带，人的眼睛看起来象是“起泡”。

美国专利US-A-4916362公开一种驱动初级谐振变换器输出变压器电路的可变频振荡器，该电路用于激励气体放电管。谐振变换电路的阻抗和被激励的气体放电管的阻抗相联合并且与可变频振荡器的频率结合以决定该电路的输出电压。通过改变振荡器的频率可选择最佳输出电压以及气体放电管的最佳亮度。在该最佳输出电压上，该转换电源的频率可能在充气放电管中建立不需要的或需要的“起泡效应”。可以把最佳的次级频率和可变频振荡器的频率结合起来以根据用户的美学要求创造或取消该起泡效应。

仍然需要一种输出信号，其可在灯照明时无须操作人员的调整自动地消散“起泡”或变动的驻波。还需要一种减少功耗降低温升的控制电路。

本发明提供一种用于充气弧光灯的电源设备，包括：

一个带有磁心和初级绕组及次级绕组的变压器；

一个和所述变压器磁心的所述初级绕组连接的低频电源，所述电源具有全波桥式整流电路，它接收交流电源并提供直流电源以驱动所述变压器；

一个高频振荡电路，用于产生全波大体为正弦的，信号，所述振荡电路与所述变压器的所述初级绕组连接；

用于把所述变压器的所述次级绕组和充气弧光灯连接起来的装置；并且其特征在于

电容，用于把偶次谐波畸变引入到所述变压器的所述初级绕组上的所述大体正弦的信号中，并在所述变压器的所述次级绕组上产生大体为正弦的畸变信号，从而在充气弧光灯中建立离子化气体的流动，以便消散灯中的任何起泡和驻波；

控制电路，用于控制所述电容，所述控制电路包括开关晶体管和一个运算放大器网络，运算放大器网络用于将所述开关晶体管向各自的导电状态驱动，所述运算放大器网络具有一个由齐纳二极管形成的过电压箝位器，当初级绕组的电压超过阈值限制时，过电压箝位器的电流将被传导到电路地。

从而，本发明提供一种用作为充气弧光灯激励镇流器的全波推挽双并联谐振换流器电路。该换流器电路提供高压、高频、低电流输出信号以驱动充气灯负载并且消散驻波模式或“起泡”。该换流器包括一个控制部分，该控制部分从和串联变压器直流电源电感器扼流圈相对的次级绕组上获得它的电源，该次级绕组向控制电路提供降低能级的功率以减少功耗并消除不必要的温升。换流器的控制部分包括一个运算放大器电路，该运算放大器带有输入欠电压封锁部分、初级过电压封锁部分和主输出电流不平衡封锁部分，从而可对该设备进行故障运行下的自保护。电路的这些和其它特点允许在不必进行专门的安装测试及调整下把这种电路用于广泛范围的弧光型灯中。该设计包括下述功能部分：DC(直流)电源、触发偏压、控制电路电源、振荡器控制电路、输出变压器部分以及负载侧信号平衡部分。

DC电源部分接收标准的120伏60Hz交流电源．该信号经和滤波电容器并联的全波桥式整流器整流，从而把整流滤波后的DC电源施加到触发偏压部分。触发偏压部分包括一个用于为控制电路形成触发偏压的大值电阻器。和从大约为150V的DC电源直接驱动振荡器控制电路的传统电子镇流器电路相反，本发明包括一个和串联电流扼流电感器相对的次级绕组，该绕组提供10V和15V的偏压DC电源。该偏压DC控制电路电源很大地降低了温升及功耗。该控制电路的电源驱动运算放大器设备和开关晶体管。

本发明保证消散驻波，从而消除了因难看的气体泡状而造成的灯外观上的损失．驻波的消散是通过向可在次级侧造成等效的畸变的初级波形引入偶次谐波畸变来实现的。由于气体的灵敏特性，可获得离子化气体的稳定流动。偶次谐波畸变可由几种装置来实现，其中包括并且不受限于采用一个和初级输出变压器绕组并联的电容器或电感器来产生相对初级中间抽头的不平衡传导。在初级侧的导纳不平衡具有沿灯“移动”起泡的作用，使得这种起泡不能由人的眼睛看出。灯管的类型和形状对于有效消散有问题的驻波所需的谐波畸变度起着决定性的作用。本发明构形为可对大范围变化的灯管设计提供恰当的消散。

本发明的特点是一个四元运算放大器(quad op-amp)、设备，该设备带有输入欠电压封锁、初级过电压封锁以及较大输出电流不平衡封锁。输入欠电压封锁设备通过防止开关晶体管切换到导通状态使电路不能工作，从而防止电流流过换流器。初级过电压封锁设备检测允许通过齐纳二极管电压钳位的电流，一旦检测出过高的电流复位该控制电路，从而把开关晶体管置成不导通状态。主输出电流不平衡封锁设备检测变压器的输入侧和输出侧，当向输出侧输出不足的功率时关闭开关晶体管。

本发明的一种实施方式装有一个由一个运算放大器监视的在输出绕组的中央抽头和内部电路地线之间的电阻。当次级负载不平衡时，电流流过该电阻器。随着不平衡的加大，电阻器两端的电压上升，当达到一预定的电压时该电路设置封锁电路，从而把开关晶体管置成不导通状态。

本发明增加了对电压限制的操作。如果主级两端的电压水平超过某一水平，串联齐纳二极管电压钳位电路导通并且把通路接到电路地线上。钳位电流是受到监视的并且过高的电流水平将置定控制电路。由于在电流馈送镇流器上的初级及次级绕组的紧密耦合并且由于采用平衡电容器，输出电压准确地反映初级绕组上的电压。通过限制初级侧电压，该电路对应地限制输出电压。

本发明同样可提供减小的电子干扰。由于该设备的高频谐振性质，输出灯在各周期的两个半波中趋向处于至少是部分离子化的状态。这样导致较少的弧光噪声、较少的弧光建立噪声、较少的宽频带静电干扰和较少的辐射噪声。

本发明的高电压电路封装在一个密实、有弹性、疏水的复合体中，其具有优良的高压高频绝缘特性。

本发明的一个目的是提供一种带有可限制电压输出性能特性的电压限制换流器。

本发明的另一个目的是提供对不许可负载的监视能力及安全制止能力、提供输入欠电压触发封锁并且提供电流限制过电压关闭，从而减少潜在的损坏。

本发明的另一个目的是降低温升和减少功耗，从而提供更有效的发光电路。

本发明的另一个目的是向最终用户提供操作中的简单性和更好的安全性。

本发明的另一个目的是明显地减少以噪声和驻波形式的电干扰。

通过参照下述对本发明各实施方式的说明并且连同参照附图，将会对本发明上面提及的及其它的特性和优点、获得这些特性优点的方式以及本发明得到更好的理解，附图是：

图1是氖激发镇流器电路的第一实施方式的示意电路图；以及

图2是氖激发镇流器电路的第二实施方式的示意电路图。

在这几张图中对应的参考符号表示对应的部件。这里陈述的范例某表示本发明的两种形式的最佳实施方式，并且这种范例是以不在任何方式下限制本发明的范围的前提下构造的。

下面所公开的最佳实施方式不意味着在下述详细说明中所公开的细节形式上是排它性的或是限制本发明的。相反，各实施方式选择为并说明为可使其他的熟练技术人员应用他们的技术。

图1表示比如氖的充气弧光灯的第一实施方式的激励镇流器20，在其中调谐变压器T1把足够高频的交流输出发送到触点W2和W3两端上以激励放电灯22中的氖气或其它气体。激励镇流器20包括具有触发部分26的直流电源24、高频串联推挽换流器电路28和变压器T1。

变压器T1包括绕组P1至P4、绕组S1和S2和一个具有使初级和次级绕组紧密耦合以形成双并联谐振电路特性的铁氧体磁心。这种紧密耦合允许在初级绕组上可靠地检测次级负载状况。

直流电源24从标准的交流(AC)120V、60Hz电源W1获取电源。接通／断开开关S1对电子镇流器系统20供能和不供能。直流电源24另外还包括冲击起动电流限制器SR1、低频滤波器电容C1、超温度熔丝F1、蛇形熔丝F2以及电感器L1和L2。全波桥式整流电路30包括由二极管D1-D4和MOVI构成的桥式电路，MOVI连接在交流干线两端之间用作为预防电压峰值和保护设备。整流器电路30和电容器C2一起提供驱动变流器的变压器T1的整流滤波DC电源。触发部分26包括电容器C2、电阻器R1和二极管D5。这样的输入整流器和滤波器结构提供DC电压并且阻止高频噪声的反向传导。全波桥式整流器的结果直流输出约为150V。

电感器L3和直流电源24串联并且用作为变压器T1的初级绕组P1和P2的直流电流扼流图。与用约为150V的直流电源24直接向控制电路馈电不同，次级扼流圈绕组L4用来产生10V至15V的DC偏压电压。150V下降到10V至15V的范围把常规所需的15至25瓦的控制偏压降低到3至4瓦，从而降低功率并且降低温升。触发偏压电阻器R1为控制电路32建立触发偏压。电感L3也沿路径34提供一个电流源。

电感器L3向初级绕组P1和P2馈送直流电流，它提供高阻抗低直流电阻并且和电阻器C2一起提供滤波功能。从而不会把谐振开关波形提供给主电源。电容器C5提供相对于初级绕组的中央抽头36的不平衡电容，这一点将在下面详细说明。

控制电路32主要包括运算放大器U1A、U1B、U1C和U1D，它们用作为输入欠电压封锁、置位/复位触发设备、不平衡电流封锁和不可接收负载封锁。欠电压封锁运算放大器U1A在主直流电源24达到驱动镇流器系统20的足够电压水平之前阻止系统运行。在此之前，激励器U1C处于“断开”状态，不向复合晶体管对Q3和Q4提供偏置电流．通过使复合晶体管电路不能得到足够的偏置电流，不容许从晶体管Q3和Q4的集电极经发射极通过电流，从而不容许电流流过换流器电路。运算放大器U1D起不许可负载传感器的作用，并且和电流检测电阻器一起在不足的传送负载的情况下通过设置运算放大器U1B的触发器电路不向控制电路提供电流。通过设置运算放大器U1B，开关晶体管Q3和Q4沿电流通道34传送足够的偏置电流以把开关晶体管Q3和Q4驱动到它们各自的导通状态。通过把开关晶体管各置为它们的不导通状态，不允许电流经开关晶体管的集电极流向发射极，从而阻止初级绕组电流流过电流通路38。

推挽全波振荡器28包括振荡晶体管Q1和Q2。振荡晶体管Q1和Q2以推挽方式和反馈绕组P3和P4一起工作以提供反相对应于初级绕组P1和P2上出现电压的振荡反馈信号。该反馈信号交替地把功率晶体管Q1和Q2切换为它们各自的导通状态，从而交替地允许初级绕组电流经集电极到发射极。二极管D6和D7整流由初级绕组P1和P2产生的电压信号，而齐纳二极管D23和D24起过电压钳位的作用。如果绕组两端的电压超出齐纳二极管串联组合D23和D24的阈限，则这些设备将导通并允许电流通过以流向接地电路。电阻器R12和齐纳二极管D23和D24串联。假定通过电阻器R12的电流超出预定的电压值，则触发运算放大器U1B并且设置推挽电路。

推挽全波振荡器28的频率取决于和初级绕组平行的初级一侧的电容器C3。这些并联动作的元件谐振振荡晶体管Q1和Q2的集电极。初级绕组P3和P4向振荡晶体管Q1和Q2的基极提供反馈。次级绕组S1和S2把高电压正弦波提供给输出谐振电容器C7和C8及输出端W2和W3处的负载即灯22。谐振电容器C7和C8还为该负载起镇流电抗的作用，并且向该负载提供直流及低频交流的封锁作用。输出绕组S1和S2和谐振电容器C7和C8串联并且和气体放电灯22造成的负载串联，作为谐振镇流器电路中和谐振电容器C7和C8一起调谐输出频率的一个元件。

变压器的最佳实施方式要求使初级绕组P1、P2在比如E型磁心的磁心上是同轴布置的。次级绕组S1、S2应该同轴地排列在初级绕组的上面，使得初级及次级绕组安装在同一磁心上。这样可提供初级绕组和次级绕组之间的紧密耦合并且减少总尺寸。此外，紧密耦合提供自屏蔽，从而实际上消除了磁场辐射及相关的功耗。以这种方式，次级绕组的输出将模仿和初级绕组相关的波形，从而从初级侧可精确地监视次级波形。

为了避免在充气灯管中形成起泡，即避免因驻波而造成的外观上的损害，向输出波形引入了偶次谐波失真．这是通过在变压器T1的初级绕组上形成不平衡来达到的。这种不平衡可以通过下述几种不同的方式来实现，这些方式包括但不限于振幅、钳位及交变电压等。在本最佳实施方式中，在各初级绕组之间连接了电容器C3并且共同达到所需的不平衡。这种不平衡造成畸变的正弦波。一个具有较低峰值电压的半周期将略长于另一个半周期。这将对从W2和W3处流过气体放电灯22的电流造成类似的畸变。灯管内部的气体对于这种畸变是非常敏感的，从而产生从一端到另一端的离子化气体的不停流动。这种流动消散了驻波并且起着防止在灯管内部形成起泡的作用。

次级一侧的负载电流不平衡监视电路50包括电容器C11和C12、二极管D8和D9以及电阻器R21。电容器C11、C12及电阻器R21连接在次级绕组S1及S2的中央插头52与电路地线之间。如果负载是相当平衡的，即相对于电路地线在±20％之内，则没有足够的电流流过电阻器以可建立用来置定运算放大器U1B的足够电压。在出现较大的电流不平衡的情况下，电阻器R21产生足够的电压来置定运算放大器U1B。一旦置定运算放大器U1B，高频振荡电路28的功率晶体管被置成为不导通状态从而不允许电流流过初级绕组。

高电压部件封装在密实、弹性、疏水的化合物中，它具有优良的高压高频绝缘特性。在示范的实施方式中，该封装化合物是以聚亚胺酯为基底的封装化合物。

下面是图1中具体表示的氖激励镇流器电路中所采用的元件表。

图1中所采用的元件值表

符号值

D1-D4 800V，3A

D5，D25-D26 100V，1A(快速)

D6-D7 800V，1A(快速)

D17 24V，1W，5％齐纳二极管

D8，D9，D18-D20，D22，D27 100V，0．1A

D21 5．1V，1／2W，5％齐纳二极管

D23，D24 300V齐纳二极管

C1 0．47uF

C2 220uF

C3 18nF

C4 1．0uF

C5 4．7nF

C6 220uF

C7-8 100pF

C9-10 1uF

C11 0．027uF

C12 3300pF

R1 47KΩ

R2 2．7KΩ

R3．R17 10KΩ

R4-R7．R8-R12 100KΩ

R13 12KΩ

R14 780KΩ

R15 1．2MΩ

R16 1．8KΩ

R18 1MΩ

R19 240Ω

R20 0．47Ω

R21 1KΩ

Q1，Q2 700V，5A(MJE13005)

Q3 TIP-41，-41A，-41B或-41C

Q4 2N4401

U1 LM324N(四元运算放大器14针

直插式组件)

MOV1 150VAC，7．0j

MOV2 360VDC，7．0j

MOV3 240VDC，7．0j

SR1 3A，SG-220(冲击起动限制器)

F1 3A，250V(华氏250度断路器)

F2 (蛇形熔丝)

L1 95-1O0匝，23．5线规

L2 95-100匝，23．5线规

L3 270-300匝，24线规

L4 45匝，30线规

P1 40匝，24线规

P2 48匝，24线规

P3 1匝，24线规

P4 1匝，24线规

S1 1100匝，39线规

(大型构件)

S2 1100匝，39线规

(大型构件)

图2中所示的实施方式表示图1中所示带有一个可选监视电路的镇流器电路的示意方块图，该监视电路用于检测相对于次级负载的显著的电流不平衡。图2的镇流器电路包括直流电流、控制电路、变压器部分、振荡晶体管部分和输出部分。

镇流器电路20’接收交流电源24’并且利用全波桥式整流器30’整流该信号。结果的整流滤波后直流电源耦合到电流扼流电感器L3’并且沿电流通路34’提供到镇流器变压器T1’的初级绕组上。次级扼流电感器L4’和电流扼流电感器L3’相连接，并通过触发部分26’降低直流电流电压以在输入40处向功率控制电路32’提供降低的电源。

控制电路32’经欠电压封锁输入42监视直流电源，从而一旦感测出正向镇流器变压器T1’的初级绕组提供不足的电源则停止镇流器电路的运行。在初级绕组两端的电压超出过电压钳位器44’的阈限的情况下，则电流流向电路地线。一旦建立过分的电压值时，与过电压钳位器44’连接的是电阻器R12’，它可以通过输入46复位控制电路32’并且中断镇流器电路的运行。随着电流通过变压器T1’的初级侧、振荡电路28’和控制电路32’，电阻器R20’建立一个在输入48处引入到控制电路32’的电压信号。一旦出现欠电流状况，在电阻器R20’两端建立的电压足以置定控制电路32’，从而中断镇流器电路的运行。

变压器T1’由绕组P1’至P4’、绕且S1’及S2’和一个铁氧体磁心组成，铁氧体磁心具有使初级及次级绕组紧耦合的特性以产生双串联谐振电路。这种紧耦合允许在初级一侧可靠地检测次级负载状况。

次级侧负载电流不平衡监视电路50’包括直流绝缘电容器C9、二级管D28和电阻器R21’。电容器C9和电阻器R21’连接在次级绕组S1及S2的中央抽头52’和电路地线之间。如果负载是相当平衡的，即相对于电路接线为±20％，则流经电阻器R2l’的电流不足以在输入54处建立置定控制电路32’的足够电压。在较大的电流不平衡情况下，电阻器R21’产生足够的电压以在输入54处置定控制电路32’。一旦置定控制电路32’，高频振荡电路28’的功率晶体管结构被置成不导通状态，从而不允许电流流过初级绕组。

反馈绕组P3’和P4’向高频振荡电路28’提供与出现在初级绕组处的电压反相的反馈信号。该反馈绕组交替地把振荡电路28’中的晶体管结构切换为导通状态，从而允许初级绕组电流经过振荡电路28’流向电路地线。

振荡电路28’的频率是同时由各初级绕组和初级一侧的电容器C3’决定的。这些并联工作的部件谐振和振荡电路28’有关的振荡器晶体管(组)的集电极(组)。绕组P3’和P4’向和振荡电路28’有关的振荡器晶体管(组)的基极(组)提供反馈。绕组S1’和S2’向输出谐振电容器C7’和C8’以及输出端W2’和W3’的负载提供高电压正弦波。次级绕组S1’和S2’和谐振电容器C7’和C8’串联连接并且和由气体放电灯22’形成的负载串联连接，该负载作为谐振镇流器电路中的一个部件。

为了避免在充气灯管中形成起泡，即避免因驻波而造成的外观上的损害，向输出波形引入偶次谐波失真。这是通过在变压器T1’的初级绕组上形成不平衡来达到的。这种不平衡可以通过下述几种不同的方式来实现，这些方式包括但不限于限幅、钳位及交变电压等。在最佳实施方式中，在各初级绕组之间连接了电容器C3’并且共同地达到所需的不平衡。这种不平衡造成畸变的正弦波。一个具有略低峰值电压的半周期将略长于另一个半周期。这在流过气体放电灯22’的电流中造成类似的畸变。灯管内部的气体对于这种畸变是非常敏感的以至于形成从一端到另一端的持续离子气体流。驻波的消散起着防止在灯管中形成起泡的作用。

尽管本发明是按最佳设计说明的，但在本公开的精神和范围之内可对本发明做其它的修改。因此，本中请的意图是复盖采用其基本原理的对本发明的任何改动、使用或修改。此外，本申请的意图是复盖那些技术上适应本发明的包括在已知的和习惯的惯例中的对本公开的改变并且复盖那些包含在附属权利要求书的限制之内的改变。

Claims

1．一种用于充气弧光灯(22；22’)的电源设备，其包括：

一个带有磁心和初级绕组(P1、P2；P1’、P2’)及次级绕组(S1，S2；S1’，S2’)的变压器(T1；T1’)；

一个和所述变压器磁心的所述初级绕组连接的低频电源(24、30；24’、30’)，所述电源具有全波桥式整流电路(30)，它接收交流电源(24；24’)并提供直流电源以驱动所述变压器；

一个高频振荡电路(28，28’)，用于产生全波大体为正弦的信号，所述振荡电路(28，28’)与所述变压器(T1，T1’)的所述初级绕组(P1，P2，P1’，P2’)连接；

用于把所述变压器的所述次级绕组和充气弧光灯连接起来的装置(W2、W3)；并且其特征在于

电容(C5，C5’)，用于把偶次谐波畸变引入到所述变压器的所述初级绕组上的所述大体正弦的信号中，并在所述变压器的所述次级绕组上产生大体为正弦的畸变信号，从而在充气弧光灯中建立离子化气体的流动，以便消散灯中的任何起泡和驻波；

控制电路(32，32’)，用于控制所述电容，所述控制电路包括开关晶体管(Q3，Q4)和一个运算放大器网络(U1A，U1B，U1C，U1D)，运算放大器网络用于将所述开关晶体管向各的导电状态驱动，所述运算放大器网络具有一个由齐纳二极管(D23，D24)形成的过电压箝位器，当初级绕组的电压超过阈值限制时，过电压箝位器的电流将被传导到电路地。

2．权利要求1的电源，其特征在于所述变压器的次级绕组同轴地安装在所述初级绕组的上面，并且所述初级绕组和所述次级绕组安装在公共的磁心上。

3．权利要求1的电源，其特征在于所述电容(C5，C5’)通过启动在所述变压器的所述初级绕组处所测量到的不平衡波形进行工作，从而造成充气弧光灯里的等效直流偏置，所述电容(C5，C5’)包括相对于所述初级绕组的非中心抽头的不平衡电感和不平衡电容(C3；C3’)中的一个，以造成对充气弧光灯中的驻波的消散。

4．权利要求1的电源，其特征在于用于连接所述变压器的所述初级绕组到所述电源的电流扼流装置(L3；L3’)以及用于向所述控制装置提供功率的次级扼流装置(L4；L4’)，所述次级扼流装置和所述电源扼流装置相关联地运行。

5．权利要求4的电源，其特征在于所述运算放大器网络包括用于感测通过所述变压器的所述初级绕组的电源的欠负载限制装置，欠电流限制装置(U1B、U1D；32’)包括一个和所述运算放大器网络的输入端连接的电阻元件(R20；R20’)，从而一旦出现不足的初级绕组电流时所述运算放大器网络的输出使所述振荡电路不工作。

6．权利要求4的电源，其特征在于所述运算放大器网络包括电流不平衡监测装置(50；50’)用于监测输出负载电流的不平衡，所述电流不平衡监视装置包括一个连接在所述次级绕组的中央抽头(52；52’)和电路地线之间的电阻元件(R21；R21’)，一旦出现较大的电流不平衡时所述电阻元件产生一个足够的电压信号以去能所述电源。

7．权利要求1的电源，其特征在于用于产生交变地激励所述振荡电路的反馈信号的反馈装置(P3、P4；P3’、P4’)，所述反馈装置和所述变压器连接并且包含一个中央抽头的反馈绕组。

8．权利要求7的电源，其特征在于所述振荡电路包括功率晶体管(Q1；Q2)，所述反馈信号以推挽方式交替地驱动所述功率晶体管；所述功率晶体管的集电极与所述变压器的所述初级绕组及一个不平衡电容器(C3；C3’)并联连接，从而所述不平衡电容器决定所述振荡电路的频率；并且其特征进一步在于在所述次级绕组和充电弧光灯之间连接的二个谐振电容器(C7、C8；C7’、C8’)。