JP2008005636A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回路中の抵抗やインダクタンスの増加を防止しながら電力変換装置において電流を検出することである。
【解決手段】本発明による電力変換装置は、電気回路の正極に接続される導体と、同じ電気回路あるいは別の電気回路の負極に接続される導体との対向部分に流れる電流によって生じる磁束を検出する磁束検出装置を備える。
【効果】上記手段によれば、配線インダクタンスの増加を生じることなく、電力変換装置中の電流を検出することができるので、電力変換装置及びそれを適用したシステムの信頼性向上が図れる。
【選択図】図１

Description

本発明は適用した電力変換装置に関する。

絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の高速半導体スイッチング装置を用いた電力変換装置が様々な分野で使われている。このような電力変換装置においては、モータ電流検出部や直流電流検出部によって、モータを制御するための電流情報及び過電流を検出する。

例えば、特開２００４−２８９９７１号公報（特許文献１）の電力変換装置では、半導体スイッチング素子が正負一対をなして直列接続された回路の中点からモータへ電力を供給する配線の電流を電流トランスによって検出している。また、直流電源と負極側半導体スイッチング装置との間に流れる電流をシャント抵抗により検出している。

また、特開２００４−１５９１０号公報（特許文献２）における半導体スイッチング素子の２並列回路では、インダクタンスにより電流変化を検出してゲート調整することにより、二つの半導体スイッチング素子に流れる電流アンバランスを低減している。

特開２００４−２８９９７１号公報 特開２００４−１５９１０号公報

上記の従来技術においては、回路中に抵抗成分やインダクタンス成分を挿入するため、回路の抵抗やインダクタンスが大きくなる。また、配線中に電流トランスを挿入する部分が必要なため、配線長が長くなり、配線インダクタンスが増える。

本発明の課題は、このような回路中の抵抗やインダクタンスの増加を防止しながら電力変換装置において電流を検出することである。

本発明による電力変換装置は、電気回路の正極に接続される導体と、同じ電気回路あるいは別の電気回路の負極に接続される導体との対向部分に流れる電流によって生じる磁束を検出する磁束検出装置を備える。

上記手段によれば、配線インダクタンスの増加を生じることなく、電力変換装置中の電流を検出することができるので、電力変換装置及びそれを適用したシステムの信頼性向上が図れる。

以下本発明の詳細について図面を用いながら説明する。

図１は本発明の第１の実施例である電力変換装置を示す。

まず、本実施例の主回路動作を説明する。図２は、図１の実施例の主回路構成を示す。図２に示すように、直流電源３から、自己消弧形半導体スイッチング装置（ここでは、その代表であるＩＧＢＴを例として説明する）１１Ｐ〜１３Ｎで構成される逆変換回路を介してモータ４に任意の電力を供給する。直流電源３は、例えば、交流電源を直流に変換する順変換回路及び平滑コンデンサから構成される。

モータ４に流れる電流を電流検出装置６１〜６３で検出して、制御回路５０により、ゲート駆動回路５１１〜５３２を介してＩＧＢＴ１１Ｐ〜１３Ｎを駆動する。すなわちＰ側とＮ側のＩＧＢＴを交互にオン，オフさせることで所望の交流電力を発生させる。

モータに大電力を供給する場合に、ＩＧＢＴ電流容量の制約から複数のＩＧＢＴを並列接続して電流を増大させる。例えば、図３のように図２における変換回路の１アーム11Ｐを１１Ｐ１及び１１Ｐ２の並列接続とし、また、１１Ｎを１１Ｎ１及び１１Ｎ２の並列接続とする。また、直流電源３となる平滑コンデンサについても、コンデンサ３１，３２を並列接続する。図２及び図３のように回路構成を示す場合には、配線部分の浮遊インダクタンスを表記しないことが多いが、実際には配線部分に浮遊インダクタンスが存在し、これがスイッチング時の電圧跳上りに影響を及ぼしている。スイッチングの瞬間に影響を及ぼしているのは図３に破線で示した経路、すなわち上下アームのＩＧＢＴ及び平滑コンデンサの一巡ループを流れる電流変化に伴う現象であり、このループの浮遊インダクタンスを低減することにより跳上り電圧を抑制することができる。

図１において、直流電源３の正極端子Ｐ及び負極端子Ｎは、各相の正極ＵＰ，ＶＰ，
ＷＰ及び負極ＵＮ，ＶＮ，ＷＮにそれぞれ接続されている。この接続配線は往復電流を近接対向させ、往復電流全体がつくる磁束が互いに打ち消しあうようにしてインダクタンス低減を図る。図１においてこのように近接対向させている部分は、各相に分岐していない部分の近接対向部８００及び各相に分岐した部分の近接対向部８０１〜８０３である。

それぞれの近接対向部には、その往復電流を取り囲む磁束の変化を検出する磁束検出装置２１〜２４が設けられ、それらの検出信号は検出判定部２０１を介して制御回路５０へと伝達される。

なお図１においては、モータ４を巻線４１〜４３によって模式的に示している。

次に、本実施例の動作について図４〜図７を用いて説明するが、図１，図２の３相のうちの１相（ここでは、Ｕ相）に着目して説明する。

図４〜図７に示すように、直流電源３の正極Ｐから出る電流をＩｐｔ、負極Ｎに戻ってくる電流をＩｎｔ、正極側ＩＧＢＴ１１Ｐの正極ＵＰに入る電流をＩｕｐ、負極側
ＩＧＢＴ１１Ｎの負極ＵＮから出る電流をＩｕｎ、正極側ＩＧＢＴ１１Ｐと負極側
ＩＧＢＴ１１Ｎとの接続点、すなわち交流出力点Ｕから出る電流をＩｕとする。

ここでは、図４の一点鎖線のように交流電流Ｉｕが負で負極側ＩＧＢＴ１１Ｎに通電されている状態と、図５の二点鎖線のように正極側ＩＧＢＴと逆並列接続されている還流ダイオードで還流している状態との転流を示す。

図７の時刻Ｔ１までは、負極側ＩＧＢＴ１１Ｎへのゲート信号Ｇｕｎにオン信号が与えられており、負極側ＩＧＢＴがオンしている。すなわち図４の一点鎖線の経路で電流が流れている。

この期間ではＵ相電流のマイナス向きが増大するため、Ｕ相ＰＮ電流対向部８０１すなわち、Ｉｕｐ−Ｉｕｎが作り出す磁束φｕはマイナスで絶対値がわずかながら増大していく。そのため、検出電圧Ｖｃｕもわずかに負の値をとる。なお、一般的に負荷電流の周波数に対してスイッチング周波数は高いため、図７での時間軸で考えればＵ相電流の傾きは小さい。そのため、磁束φｕの変化も小さく、検出電圧Ｖｃｕの絶対値も小さい。

また、直流電源ＰＮ電流対向部８００すなわちＩｐｔ−Ｉｎｔが作る磁束φｔはＩｐｔ＝Ｉｎｔであるため、ゼロでありφｔ＝０，Ｖｃｔ＝０となる。

時刻Ｔ１で、負極側ＩＧＢＴへのゲート信号Ｇｕｎがオフになるため、負極側ＩＧＢＴの電流Ｉｕｎが低下していくとともに、正極側の還流ダイオードに電流が移っていく。この時、Ｕ相ＰＮ電流対向部８０１の磁束φｕは、絶対値が小さくなるように変化していくため、検出電圧Ｖｃｕは正に変化していく。ただし、著しい磁束変化はないため、Ｖｃｕの検出閾値よりは小さい。また、直流電源の電流対向部８００において、Ｉｐｔ及びＩntは低下していくことになるが、Ｉｐｔ＝Ｉｎｔであるため、磁束φｔ＝０及びＶｃｔ＝０である。

時刻Ｔ２で正極側の還流すなわち図５の二点鎖線の状態に転流する。還流モードでは還流ダイオードのオン電圧及び配線の抵抗などによって電流がわずかに低下していくため、検出電圧Ｖｃｕはごくわずかに正となる。

時刻Ｔ３で、正極側ＩＧＢＴ１１Ｐへのゲート信号Ｇｕｐにオン信号が与えられるが、電流の向きが逆向きで還流ダイオードが通流しているため、電流経路としては変わりない。なお、Ｔ１からＴ３までの時間は、片側がオフする前に反対側がオン始めて短絡することがないように設ける時間であり、デッドタイムと呼ばれている。

時刻Ｔ４で正極側ゲート信号Ｇｕｐがオフしてもやはり変化はしない。

それからデッドタイム後の時刻Ｔ５にて、負極側ゲート信号Ｇｕｎがオンとなる。

時刻Ｔ５において負極側ＩＧＢＴ１１Ｎがオンすることにより、正極側の還流ダイオードにとって逆電圧が印加されるため逆回復動作をする。この状態での電流経路を示したのが図６であり、二点鎖線のように正極側と負極側とで短絡したような経路で電流が流れる。図７において、電流Ｉｕｐ及びＩｕｎにサージ状の電流となるのはこの逆回復電流のためである。この時にＵ相電流対向部８０１で逆向き電流ＩｕｐとＩｕｎとが対向して全体としての磁束変化を抑制するので、配線インダクタンスが低減されて跳上り電圧が低減される。

時刻Ｔ５からＴ６では、Ｕ相ＰＮ電流対向部８０１の磁束φｕは絶対値が大きくなるほうに変化していくため、検出電圧Ｖｃｕは正から負に変わっていく。

時刻Ｔ６〜Ｔ７においては前述の時刻Ｔ１以前の状態と同じであり、また時刻Ｔ７〜
Ｔ８は前述の時刻Ｔ１〜Ｔ２と同じであり、さらに時刻Ｔ８〜Ｔ９は、前述のＴ２〜Ｔ３と同じなので、説明は省略する。

これまで説明したように、通常のスイッチングを繰り返している場合は、電流対向部
８００及び８０１における磁束変化は小さく検出電圧が閾値以下であり異常と判定されない。

次に、異常状態について説明する。

異常状態として、図７の時刻Ｔａすなわち、正極側で還流している図５の状態において、交流出力端子Ｕが直流電源のＮ端子と短絡した場合を想定する。例えば、放熱器を直流電源の負極側すなわちＮの電位に固定しておいた状態で、Ｕ端子あるいはその近傍の導体が放熱器と短絡してしまった場合に相当する。

図８が異常状態を示したもので、当初は図中の一点鎖線及び二点鎖線で示す電流経路であったのに対して、時刻Ｔａにて、図中のＵ点とＮ点とが太い破線で接続されることによって細い破線の電流経路に変わる。

図９に時刻Ｔａでの異常による変化を示す。なお、図９は図７に比べて時間軸を拡大している。

時刻ＴａでＵ点とＮ点が短絡することにより、正極側ＩＧＢＰ１１Ｐには直流電圧が印加され、Ｉｕｐは絶対値が急減して還流ダイオードが逆回復動作をする。この間、Ｎ側電流Ｉｕｎはゼロのまま変化しないため、Ｕ相ＰＮ電流対向部８０１の磁束φｕも電流Ｉｕｐに相似する形で急変する。そのため、検出閾値以上の検出電圧Ｖｃｕが発生して異常検出が可能となる。

同様に、直流電源ＰＮ電流対向部８００でも正極側（Ｉｐｔ）だけに逆回復電流が流れるため、磁束φｔが発生して検出閾値以上の検出電圧Ｖｃｔが発生するので異常を検出することができる。

本実施例によれば、正極側ＩＧＢＴ１１Ｐにオン信号が入る時刻Ｔ３の前に異常を検出することが可能であり、異常検出の信頼性が向上する。

また、本実施例によれば、図１のように各相のＰＮ電流対向部（８０１〜８０３）で検出（２１〜２３）することで、どの相に異常が発生した相を特定できる。

図１０は本実施例の実装例を部分的に示す。

ここでは、正極側アームと負極側アームとが一体化された半導体モジュール１１〜１３で３相インバータを構成しており、直流電源に相当する平滑コンデンサ３が正極側導体
７１及び負極側配線導体７２で接続されている。

なお、平滑コンデンサ３には電源及び整流回路が接続されているが、図示は省略している。

また、正極側導体７１と負極側配線導体７２との間には絶縁板が存在するが、これも図示は省略している。さらに、ゲート駆動回路及び配線についても図示は省略している。

磁束検出装置２１〜２４として、円環状にコイルを巻いたロゴゥスキーコイルが用いられる。導体においてロゴゥスキーコイルを取り付けるための場所が必要となるが、ロゴゥスキーコイルはＰＮ電流が近接対向している部分を取り囲むように設けられるので、配線インダクタスの増大すなわち跳上り電圧の増大を抑制することができる。

なお、本実施例においては、ロゴゥスキーコイルによって磁束変化を検出するので、積分回路を用いて同コイルで電流を検出する場合に比べ、検出回路が簡単になる。

また、直流電源ＰＮ電流対向部８００の磁束検出装置２４は、負荷電流の大きさに関わらず通常時は磁束がほぼゼロのため、鉄芯入りコイルでも磁気飽和の問題が無い。従って、鉄芯入りの環状コイルを用いて、コイルの巻数を減らすことができる。

ここで示した実装例は一例にすぎず、様々な半導体モジュール形状及び配置においても本発明は適用することが可能である。また、ロゴゥスキーコイルに限らず種々の環状コイルを用いることができる。

本発明の第２の実施例を以下に説明する。

図１１は本発明の第２の実施例である電力変換装置であり、３並列接続したインバータの１相分の回路構成を示す。なお、本実施例においては、いわゆる３ｉｎ１モジュールが用いられる。

直流電源部分は２並列（３１，３２）の構成となっている。各端子配線部分のインダクタンスが８４１Ｐ〜８４２Ｎであり、片方３１の負極側８４１Ｎと他方３２の正極側842Pとの電流がつくる合計の磁束φｔの変化を検出する磁束検出装置２７がある。磁束検出装置２７からの磁束変化検出電圧Ｖｃｔが変換器制御回路５０に伝達され、極端に電流アンバランスしている場合には異常とみなすことで異常を検出できる。

また、正極側ＩＧＢＴは１１Ｐ１〜１１Ｐ３の３並列で構成されていて、共通の正極側ゲート駆動回路５１によってゲート駆動する。同様に負極側ＩＧＢＴは１１Ｎ１〜１１Ｎ３の３並列で構成されていて、共通の負極側ゲート駆動回路５２によってゲート駆動する。ゲート駆動回路５１，５２は変換器制御回路５０からのオン，オフ指令によって制御される。

正極側端子Ｐ１〜Ｐ３に正極導体８２１Ｐ〜８２３Ｐが接続され、負極側端子Ｎ１〜
Ｎ３に負極導体８２１Ｎ〜８２３Ｎが接続されている。正極側ＩＧＢＴと負極側ＩＧＢＴとの接続点すなわちインバータの交流出力点Ｕ１〜Ｕ３は配線導体８８１〜８８３により並列接続されて（Ｕ点）負荷へと接続される。

負極端子Ｎ１の電流と正極端子Ｐ２の電流とがつくる合計の磁束φｃ１の変化を検出する磁束検出装置２５からの検出電圧Ｖｃ１及び負極端子Ｎ２の電流と正極端子Ｐ３の電流とがつくる合計の磁束φｃ２の変化を検出する磁束検出装置２６からの検出電圧Ｖｃ２が検出判定部２０２に取り込まれる。検出判定部２０２からはゲート駆動回路５１及び５２に制御指令が送られ、並列接続間の電流アンバランスを低減するように調整する。同時に電流アンバランス信号は変換器制御回路５０にも送られて、著しく電流アンバランスが発生したり、続いていたりする場合には故障と判定して保護動作に入る。

実際の動作について図１２，図１３を用いて説明する。

図１２及び図１３は、当初負極側で還流している状態から時刻Ｔ１で正極側ＩＧＢＴ
（３並列）がターンオンして負極側還流ダイオードが逆回復（Ｔ２）した後に正極側IGBTに通流する時の波形を示している。

一番上の図は、直流電源電流Ｉｔ１，Ｉｔ２で、２段目が磁束検出装置２７部分の磁束φｔ、３段目が磁束検出装置２７の電圧Ｖｃｔ、その下が正極側ＩＧＢＴの正極端子電流Ｉｐ１〜Ｉｐ３、さらに、負極側ＩＧＢＴの負極端子電流Ｉｎ１〜Ｉｎ３、下から２段目が磁束検出装置２５部分の磁束φｃ１、最下段が磁束検出装置２５の電圧Ｖｃ１である。

図１２は、電源３１及び３２の間の電流アンバランス、及び、ＩＧＢＴ間の電流アンバランスともに小さい場合を示している。

Ｔ１〜Ｔ２の期間はｄＩｔ１／ｄｔ＞ｄＩｔ２／ｄｔであるため、Ｖｃｔ＞０であるがあまり差が大きくないためＶｃｔの値は検出閾値未満であるため異常とはみなさない。

同様に正極側ＩＧＢＴの電流Ｉｐ１〜Ｉｐ３及び負極側ＩＧＢＴ（実際は還流ダイオード）の負極電流Ｉｎ１〜Ｉｎ３の電流アンバランスも小さいため、磁束検出装置２７の検出電圧Ｖｃ１も検出閾値未満であるため、ゲート回路への調整指令を出さない。

一方、図１３ではＴ１〜Ｔ２の期間でｄＩｔ１／ｄｔ≫ｄＩｔ２／ｄｔのため、φｔが大きく変化してＶｃｔは検出閾値を超える。これにより大きく電流アンバランスしていることが検出できる。この状態が続く場合には、片側の電源（コンデンサ）が故障している可能性があり、電力変換装置を停止させる。

同様にＩＧＢＴ電流Ｉｐ１〜Ｉｐ３についてもｄＩｐ１／ｄｔ≫ｄＩｐ２／ｄｔ＝dIn2／ｄｔのため、φｃ１が大きく変化してＶｃ１が検出閾値を超える。これにより、Ｉｐ１側の電流を抑制してＩｐ２側の電流を増大させるようなゲート回路の調整を行うことで
Ｔ２時点での電流アンバランスを抑制することが可能である。なお、ゲート回路の調整方法については、特許文献２等の公知技術を用いることができる。

また、並列接続のうち開放故障しているものがあれば、電流アンバランスが大きくなり、本実施例によって検出することが可能であり、図１１に示した検出判定部２０２から変換器制御回路５０へ異常停止指令信号を送出する。

次に、本発明の第３の実施例を図１４〜図１９を用いて説明する。

図１４は本発明による第３の実施例である電力変換装置を示す。半導体モジュール111と１１２とを並列接続し、直流電源部分となる平滑コンデンサも３１と３２とを並列接続している。半導体モジュール１１１は正極側（１１Ｐ１）及び負極側（１１Ｎ１）で構成され、同様に半導体モジュール１１２は正極側（１１Ｐ２）及び負極側（１１Ｎ２）で構成されている。

ここでは、第１の正極端子Ｐ１に接続される導体部分と第２の負極端子Ｎ２に接続される導体部分とが磁気的に結合（８１１）して、第２の正極端子Ｐ２に接続される導体部分と第１の負極端子Ｎ１に接続される導体部分とが磁気的に結合（８１２）している。

この磁気結合部８１１に磁束検出装置２７が備え付けられて、Ｉ１とＩ２との差から生じる磁束φｑ１の変化が電圧Ｖｑ１として検出判定部２０２に送られる。これにより、ゲート駆動回路５１あるいは５２に電流アンバランスの情報が伝送されて、ゲート回路の中で電流アンバランスを抑制するように調整される。また、異常判定をして異常信号を変換器制御回路５０に伝送して装置を停止あるいは制限させることも可能である。

なお、もう一方の導体結合部８１２の磁束変化を検出しても良いが、どちらか片方で検出すれば電流アンバランスは検出できる。

平滑コンデンサに関しても第１のコンデンサ正極端子Ｃ１Ｐに接続される導体部分と第２のコンデンサ負極端子Ｃ２Ｎに接続される導体部分とが磁気的に結合(８３１)して、第２のコンデンサ正極端子Ｃ２Ｐに接続される導体部分と第１のコンデンサ負極端子Ｃ１Ｎに接続される導体部分とが磁気的に結合（８３２）している。また、コンデンサ部分と半導体モジュール部分とを全体的に接続する導体に関しても正極側導体と負極側導体とを近接対向して磁気的結合（８０４）させて配線インダクタンス低減を図っている。

平滑コンデンサの端子導体結合部８３１の磁束検出装置２８で磁束φｃ１の変化を検出して電圧Ｖｃ１がコンデンサ部磁束検出判定部２０１に送られる。これにより平滑コンデンサ３１と３２との電流アンバランスを検出し、異常を検出した時には変換器制御回路
５０に異常検出信号を送り停止させる。

なお、もう一方の導体結合部８３２の磁束変化を検出しても良いが、どちらか片方で検出すれば電流アンバランスは検出できる。

本実施例の動作について、図１５，図１６を用いて説明する。

図１５及び図１６は、当初負極側で還流している状態から時刻Ｔ１で正極側ＩＧＢＴ
（２並列）がターンオンして負極側還流ダイオードが逆回復（Ｔ２）した後に正極側IGBTに通流する時の波形を示している。

一番上の図は、直流電源電流Ｉｃ１，Ｉｃ２で、２段目が磁束検出装置２７部分の磁束φｃ１、３段目が磁束検出装置２７の電圧Ｖｃ１、その下が正極側ＩＧＢＴの正極端子電流Ｉｐ１，Ｉｐ２、さらに、負極側ＩＧＢＴの負極端子電流Ｉｎ１，Ｉｎ２、下から２段目が磁束検出装置２５部分の磁束φｑ１、最下段が磁束検出装置２５の電圧Ｖｑ１である。

図１５は、電源３１及び３２の間の電流アンバランス、及び、ＩＧＢＴ間の電流アンバランスともに小さい場合を示している。

Ｔ１〜Ｔ２の期間はｄＩｃ１／ｄｔ＞ｄＩｃ２／ｄｔであるため、Ｖｃ１＞０であるがあまり差が大きくないためＶｃ１の値は検出閾値未満であるため異常とはみなさない。

同様に正極側ＩＧＢＴの電流Ｉｐ１，Ｉｐ２及び負極側ＩＧＢＴ（実際は還流ダイオード）の負極電流Ｉｎ１，Ｉｎ２の電流アンバランスも小さいため、磁束検出装置２７の検出電圧Ｖｑ１も検出閾値未満であるため、ゲート回路への調整指令を出さない。

一方、図１６ではＴ１〜Ｔ２の期間でｄＩｃ１／ｄｔ≫ｄＩｃ２／ｄｔのため、φｃ１が大きく変化してＶｃ１は検出閾値を超える。これにより大きく電流アンバランスしていることが検出できる。この状態が続く場合には、片側の電源（コンデンサ）が故障している可能性があり、電力変換装置を停止させる。

同様にＩＧＢＴ電流Ｉｐ１，Ｉｐ２についてもｄＩｐ１／ｄｔ≫ｄＩｐ２／ｄｔ＝
ｄＩｎ２／ｄｔのため、φｑ１が大きく変化してＶｑ１が検出閾値を超える。これにより、Ｉｐ１側の電流を抑制してＩｐ２側の電流を増大させるようなゲート回路の調整を行うことでＴ２時点での電流アンバランスを抑制することが可能である。なお、ゲート回路の調整方法については、特許文献２等の公知技術を用いることができる。

また、並列接続のうち開放故障しているものがあれば、電流アンバランスが大きくなり、本実施例によって検出することが可能であり、図１４に示した検出判定部２０２から変換器制御回路５０へ異常停止指令信号を送出する。

図１７〜図１９に本実施例の実装構造を示す。

図１７は、半導体モジュール１１１，１１２及び平滑コンデンサ３１，３２を上面から見た図であり、図１８がＡ−Ａ′矢視図とＢ−Ｂ′矢視図であり、図１９がＣ−Ｃ′矢視図である。

図に示すように、半導体モジュール１１１の正極端子Ｐ１と第１正極配線導体７１１との接続部が、他方の半導体モジュール１１２の負極端子Ｎ２と負極配線導体７２との接続部と近接対向していて、その部分の磁束を検出する磁束検出装置２７が取り付けられている。

第１の平滑コンデンサ３１の正極端子Ｃ１Ｐの接続部と第２の平滑コンデンサ３２の負極端子Ｃ２Ｎの接続部とが近接対向していて、その部分の磁束検出器２８が取り付けられている。

ここで示した実装構造の例は２つの正極側配線導体７１１と７１２とが共通になる部分が存在しないので、図１４における全体の正極側配線導体と負極側配線導体とが近接対向している部分８０４は存在していないが、存在しているものについても同様である。

このように正極端子の電流とそれとは並列になった負極端子の電流がつくる磁束の変化を検出することで電流アンバランス抑制のための制御及び異常検出が可能となる。そのため、信頼性向上や考慮すべき電流アンバランス分が低減できるので装置の小型化が図れる。

本発明の第１の実施例である電力変換装置。 図１の実施例の主回路構成。 図２における変換回路の１アーム及び平滑コンデンサを並列接続した例。 第１の実施例の動作説明図（負極側ＩＧＢＴ導通状態）。 第１の実施例の動作説明図（正極側還流状態）。 第１の実施例の動作説明図（正極側還流ダイオード逆回復状態）。 第１の実施例の動作説明図（電流波形）。 第１の実施例の動作説明図（異常状態）。 第１の実施例の動作説明図（異常検出）。 第１の実施例の実装例。 本発明の第２の実施例である電力変換装置。 第２の実施例の動作説明図（ほぼバランス時の電流波形）。 第２の実施例の動作説明図（電流アンバランス時の電流波形）。 本発明の第３の実施例である電力変換装置。 第３の実施例の動作説明図（ほぼバランス時の電流波形）。 第３の実施例の動作説明図（電流アンバランス時の電流波形）。 本発明の第３の実施例における実装構造例。 図１７におけるＡ−Ａ′矢視図及びＢ−Ｂ′矢視図。 図１７におけるＣ−Ｃ′。

符号の説明

１１Ｐ〜１３Ｎ，１１Ｐ１〜１１Ｎ２…ＩＧＢＴ、３…直流電源、４…モータ、２１〜２８…磁束検出装置、５０…変換器制御回路、５１,５２…ゲート駆動回路、７２,７１１，７１２…配線導体、１１１，１１２…半導体モジュール、２０１，２０２…検出判定部。

Claims (8)

1. 正極と負極を有する少なくとも一個の電気回路を有する電力変換装置において、
   前記正極に接続される第１の導体と、
   前記負極に接続される第２の導体と、
   前記第１の導体と前記第２の導体との対向部分に流れる電流によって生じる磁束を検出する磁束検出装置と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 正極と負極を有する少なくとも第１及び第２の電気回路を有する電力変換装置において、
   前記第１の電気回路の前記正極に接続される第１の導体と、
   前記第１の電気回路の前記負極に接続される第２の導体と、
   前記第２の電気回路の前記正極に接続される第３の導体と、
   前記第２の電気回路の前記負極に接続される第４の導体と、
   前記第１の導体と前記第４の導体との対向部分に流れる電流によって生じる磁束を検出する磁束検出装置と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項２において、前記第２の導体と前記第３の導体との対向部分を有することを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１において、前記磁束検出装置が前記対向部分を囲む環状コイルであることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項２または請求項３において、前記磁束検出装置が、前記第１の導体と前記第４の導体との前記対向部分を囲む環状コイルであることを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項４または請求項５において、前記環状コイルが磁性体コア入りであることを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項１ないし６のいずれか１項において、前記電気回路が半導体スイッチング素子とダイオードとの逆並列回路を２個直列に接続した回路であることを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項１ないし６のいずれか１項において、前記電気回路が直流電源回路であることを特徴とする電力変換装置。
   
   

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