JPWO2016181448A1 - 交流回転電機の制御装置 - Google Patents

Abstract

複数群の多相電機子巻線に印加する電圧を、各群の多相電機子巻線毎に制御する複数の電力変換回路を備え、複数の電力変換回路は、夫々対応する群の多相電機子巻線を相毎に開閉する複数のスイッチング素子を備え、複数のスイッチング素子は、対応する群の多相電機子巻線を開放動作又はデューティ制御し得るようにスイッチング制御される。

Description

この発明は交流回転電機の制御装置に関し、特に、交流回転電機に供給する電源電圧の過電圧を抑制するようにした交流回転電機の制御装置に関するものである。

周知のように、電気自動車やハイブリッド自動車等の電動車両は、車輛の駆動源としての交流回転電機を搭載している。そしてこの交流回転電機に接続される電力変換装置は、直流電源からの直流電力を、交流回転電機に供給するための交流電力に変換する第１の電力変換機能と、交流回転電機が発生された交流電力を、直流電源を充電するための直流電力に変換する第２の電力変換機能と、を有している。電力変換装置がこうした電力変換機能を実現するために、電力変換装置には、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)等のスイッチング素子により構成された電力変換回路が設けられている。通常、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子は、予め定められた耐圧を超える電圧が印加されると耐圧破壊を起こして破損されてしまう。そのため、スイッチング素子に印加される電圧を、スイッチング素子の耐圧を超えないように抑制する必要がある。

又、近年では、燃費規制が厳しく強化される欧州を中心として、車両の電源システムの電圧を４８［Ｖ］とし、交流回転電機の発電機としての出力電圧を高めることで、高価な高電圧のハイブリッドシステムを用いることなく燃費改善を行うという技術動向がある。電源電圧が６０［Ｖ］以上では人体への危険性を低減するための安全対策が必要になるが、前述の技術動向によれば、車両の電源システムの電圧を６０［Ｖ］以下に抑制するので、そのような安全対策に対するコストダウンを図ることができる。

例えば、ロータに永久磁石からなる界磁磁極を備えた永久磁石式同期回転電機は、回転数が上昇するに伴って、電機子コイルに誘起される誘起電圧の値が上昇する。従って、永久磁石式同期モータを車両の駆動源として搭載した電動車両の場合、電力変換装置に設けられているスイッチング素子に印加される電圧を、スイッチング素子の耐圧を超えないように抑制する電圧抑制装置が設けられている。例えば、特許文献１に開示された従来の電動機制御装置によれば、電動機の誘起電圧に基づいてスイッチング素子に印加される電圧が所定値以上となる場合、直流電源の高電圧側に接続される電力変換装置としてのインバータ回路の各相の上アームの全てのスイッチング素子をオン状態とし、又は、直流電源の低電圧側に接続されるインバータ回路の各相の下アームの全てのスイッチング素子をオン状態とすることで電動機を３相短絡状態とし、電動機と電力変換装置としてのインバータとの間で電流を還流させてスイッチング素子に印加される電圧を抑制するように構成されている。

特許第５４３３６０８号公報

前述のように、従来の電動機制御装置によれば、電力変換装置としてのインバータ回路の各相の上アーム又は下アームの全てのスイッチング素子をオン状態とすることで電動機を３相短絡状態とし、電動機とインバータ回路との間で電流を還流させてスイッチング素子に印加される電圧を抑制するようにしているが、電動機の回転数が下がり、誘起電圧がスイッチング素子耐圧より十分に低くなった場合、３相短絡状態からインバータ回路の上アームと下アームのスイッチング素子をオフとして全相開放状態に移行する。このとき、図１に示すように、インバータ回路の電源電圧が跳ね上がり、スイッチング素子の耐圧又は安全対策が必要な６０［Ｖ］を超える可能性がある。

即ち、図１は、交流回転電機の電機子巻線を三相短絡状態から全相開放に移行した際に生じる電圧変動等を示すグラフである。図１に示すグラフは、三相巻線Ｕ、Ｖ、Ｗを備えた第１群電機子巻線と三相巻線Ｘ、Ｙ、Ｚを備えた第２群電機子巻線を有する三相回転電機の場合を示し、三相短絡期間Ｔ１では、直流電源の高電圧側に接続されるインバータ回路の各相の上アームの全てのスイッチング素子をオン状態とし、又は、直流電源の低電圧側に接続されるインバータ回路の各相の下アームの全てのスイッチング素子をオン状態とすることで電動機を３相短絡状態とし、全相開放期間Ｔ２では、インバータ回路の上アームと下アームのスイッチング素子を全てオフとすることで全相開放状態とした場合の、インバータ回路と三相回転電機との間の電圧及び電流の変化を示している。

図１に示すように、三相短絡期間Ｔ１から全相開放期間Ｔ２に移行した際に、３６［Ｖ］の直流電源に接続されているインバータ回路の直流側の端子電圧は、瞬時に１３．５「Ｖ」増大して最大４９．５［Ｖ］に跳ね上がり、三相短絡期間Ｔ１では０［Ａ］であった直流電流は全相開放期間Ｔ２に移行したとき図示のように大きく変動する。又、インバータ回路と回転電機との間に流れる三相電流は、三相短絡期間Ｔ１から全相開放期間Ｔ２に移行することにより図示のように変化し、最終的には０［Ａ］となる。

この現象は、三相短絡期間Ｔ１の間に電機子巻線に流れる３相電流により磁気エネルギーが蓄えられ、三相短絡期間Ｔ１から全相開放期間Ｔ２へ切り替える際に、蓄えられていた磁気エネルギーがインバータ回路のスイッチング素子に並列接続されているダイオードを介してインバータ回路の直流側の端子に接続されている直流電源位に放出され、インバータ回路と直流電源との間の配線インダクタンスと、インバータ回路内部の平滑コンデンサと、直流電源のコンデンサ成分と抵抗成分とにより、ＬＣＲ共振が生じるために発生する。

このように、従来の電動機制御装置では、電動機の回転数が下がり、誘起電圧がスイッチング素子耐圧より十分に低くなった場合、三相短絡状態からインバータ回路の上アームと下アームのスイッチング素子をオフとして全相開放状態に移行したとき、前述のようにインバータ回路の直流側の端子に接続された直流電源の電圧が跳ね上がり、スイッチング素子の耐圧又は安全対策が必要な６０［Ｖ］を超える可能性があった。

この発明は、従来の装置に於ける前述のような課題を解決するためになされたものであり、交流回転電機を三相短絡のような全相短絡状態から全相開放状態へ移行したような場合でも、交流回転電機に接続された電力変換装置に於けるスイッチング素子に印加される電圧を、スイッチング素子の耐圧以下の値に抑制することができる制御装置を提供することを目的とする。

この発明による交流回転電機の制御装置は、
互いに独立した複数群の多相電機子巻線を備えた交流回転電機を制御する交流回転電機の制御装置であって、
前記複数群の多相電機子巻線に印加する電圧を、各群の多相電機子巻線毎に制御する複数の電力変換回路を備え、
前記複数の電力変換回路は、夫々対応する群の前記多相電機子巻線を相毎に開閉する複数のスイッチング素子を備え、
前記複数のスイッチング素子は、前記対応する群の前記多相電機子巻線を開放動作又はデューティ制御し得るようにスイッチング制御される、
ことを特徴とする。

この発明による交流回転電機の制御装置によれば、複数群の多相電機子巻線に印加する電圧を、各群の多相電機子巻線毎に制御する複数の電力変換回路を備え、複数の電力変換回路は、夫々対応する群の多相電機子巻線を相毎に開閉する複数のスイッチング素子を備え、前記複数のスイッチング素子は、前記対応する群の前記多相電機子巻線を開放動作又はデューティ制御し得るようにスイッチング制御されるように構成されているので、交流回転電機を三相短絡のような全相短絡状態から全相開放状態へ移行したような場合でも、交流回転電機に接続された電力変換装置に於けるスイッチング素子に印加される電圧を、スイッチング素子の耐圧以下の値に抑制することができるように制御することができる。

回転電機の電機子巻線を三相短絡状態から全相開放状態に移行した際に生じる電圧変動等を示すグラフである。 この発明の実施の形態１による交流回転電機の制御装置を示す概略構成図である。 この発明の実施の形態１による交流回転電機の制御装置に於ける、三相短絡状態から全相開放状態へ移行する際の動作を説明するフローチャートである。 この発明の実施の形態１による交流回転電機の制御装置に於ける、三相短絡状態から全相開放状態に移行した際に生じる電圧変動等を示すグラフである。 この発明の実施の形態２による交流回転電機の制御装置に於ける、三相短絡状態から全相開放状態に移行する場合の切替タイミングを、キャリア周期の倍数毎に変更した際に生じる電圧変動等を示すラフである。 この発明の実施の形態３による交流回転電機の制御装置に於ける、三相短絡状態からデューティ出力へ移行する場合の切替タイミングを変更する動作を説明するフローチャートである。 この発明の実施の形態４による交流回転電機の制御装置を示す概略構成図である。 この発明の実施の形態４による交流回転電機の制御装置に於ける、三相短絡状態からデューティ出力へ移行する場合の目標トルクを変更する動作を説明するフローチャートである。

以下、この発明による交流回転電機の制御装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。各図に於いて同一又は相当する部分については、同一符号を付して説明する。

実施の形態１．
図２は、この発明の実施の形態１による交流回転電機の制御装置を示す概略構成図である。図２に於いて、交流回転電機１は、三相巻線Ｕ、Ｖ、Ｗからなる第１群電機子巻線１００と、三相巻線Ｘ、Ｙ、Ｚからなる第２群電機子巻線１０１との、２つの電機子巻線群を一つの電動機に備えた二重三相電動機として構成されている。この実施の形態１では、交流回転電機１を二重三相電動機と称する。この二重三相電動機１は、第１群電機子巻線１００と第２群電機子巻線１０１とを個別に制御することにより、個別のトルク制御が可能である。

二重三相電力変換装置１０２は、第１の電力変換回路１０２１と、第２の電力変換回路１０２２を備えている。第１の電力変換回路１０２１は、直列接続された上アームスイッチング素子１０３と下アームスイッチング素子１０４からなるアームを３相分備え、これ等の３相分のアームから導出された三相交流側端子が第１群電機子巻線１００の各三相巻線Ｕ、Ｖ、Ｗに接続され、一方の直流側端子が接地電位部に接続され、他方の直流側端子が線路インピーダンス１０６及びコンタクタ１０７を介して例えば出力電圧が４８［Ｖ］である直流電源装置（以下、単に直流電源装置と称する）１０８の正極端子に接続されている。夫々の上アームスイッチング素子１０３と下アームスイッチング素子１０４は、パッケージの内部で並列接続された半導体スイッチング素子とダイオードとにより構成されている。

二重三相電力変換装置１０２に於ける第２の電力変換回路１０２２は、第１の電力変換回路１０２１と同様に構成されたアームを三相分備え、これ等の３相分のアームから導出された三相交流側端子が第２群電機子巻線１０１の各三相巻線Ｘ、Ｙ、Ｚに接続され、一方の直流側端子が接地電位部に接続され、他方の直流側端子が第１の電力変換回路１０２１の他方の直流側端子と共通接続されて、線路インピーダンス１０６及びコンタクタ１０７を介して直流電源装置１０８の正極端子に接続されている。第１の電力変換回路１０２１と第２の電力変換回路１０２２の共通接続された直流側端子と接地電位との間には、平滑コンデンサ１０５が接続されている。

平滑コンデンサ１０５は、上アームスイッチング素子１０３と下アームスイッチング素子１０４のオン、オフ切替時に生じるサージ電圧を吸収するとともに、二重三相電動機１の回生動作による直流電源装置１０８への回生電圧を平滑化するために設けられている。コンタクタ１０７は、出力電圧４８［Ｖ］の直流電源装置１０８と二重三相電力変換装置１０２との間の電力授受の遮断と導通を行うためのスイッチである。直流電源装置１０８は、二重三相電力変換装置１０２に直流電力を供給し、又は二重三相電力変換装置１０２からの直流電力により充電される。

第１の電力変換回路１０２１と第２の電力変換回路１０２２とにより構成された二重三相電力変換装置１０２は、上アームスイッチング素子１０３と下アームスイッチング素子１０４からなるアームを６セット備えており、各々のスイッチング素子をオン、オフすることで直流電源装置１０８から得られた直流電力を交流電力に変換して二重三相電動機１に供給し、又は二重三相電動機１が発生した交流電力を直流電力に変換して直流電源装置１０８に供給する。

次に、以上のように構成されたこの発明の実施の形態１による交流電動機の制御装置の動作を説明する。図３は、この発明の実施の形態１による交流回転電機の制御装置に於ける、三相短絡状態から全相開放状態へ移行する際の動作を説明するフローチャートである。以下、図２及び図３に基づいて説明する。図２に於いて、二重三相電力変換装置１０２の第１の電力変換回路１０２１と第２の電力変換回路１０２２に於ける、夫々の上アームスイッチング素子１０３及び下アームスイッチング素子１０４を全て開放状態とし、永久磁石式同期回転電機である二重三相電動機１の回転子を回転させると、第１群電機子巻線１００及び第２群電機子巻線１０１に下記の式で示される誘起電圧が発生する。この誘起電圧は、二重三相電動機１の回転数に比例して上昇し、直流電源装置１０８の電源電圧を超えると、夫々の上アームスイッチング素子１０３及び下アームスイッチング素子１０４に並列接続されているダイオードを介してモータ電流が流れる。

ここで、Ｖ_Ｉｎｄ：誘起電圧[Ｖ]
ω：電気角周波数[ｒａｄ/ｓ]
Φａ：鎖交磁石磁束[Ｗｂ]

モータ電流が流れると直流電源装置１０８側に負の電源電流が流れ、二重三相電動機１が発生する駆動トルクは、負トルクとなる。これを回避するために、二重三相電動機１を三相短絡状態とするための三相短絡指令を制御装置部（図示せず）から二重三相電力変換装置１０２へ出力する。図３のステップＳ１に於いて三相短絡指令の有無を判定し、三相短絡指令があれば（Ｙｅｓ）ステップＳ２に進む。ステップＳ２に於いて、二重三相電力変換装置１０２は、第１の電力変換回路１０２１と第２の電力変換回路１０２２に於ける、夫々の上アームスイッチング素子１０３及び下アームスイッチング素子１０４のうち何れか一方をオンとして二重三相電動機１を三相短絡状態とする。これにより、第１群電機子巻線１００と第２群電機子巻線１０１に発生した誘起電圧は、二重三相電動機１の内部で消費され、二重三相電力変換装置１０２に印加される電圧を低下させることができる。

ここで、永久磁石同期電動機である二重三相電動機１の回転数が下がり、予想される誘起電圧が直流電源装置１０８の電源電圧に対して十分に低下したとき、二重三相電動機１に発生している負の駆動トルクを低減するために、先ず、制御装置部から二重三相電力変換装置１０２の第１の電力変換回路１０２１へ全相解放指令を出力する。図３のステップＳ３ではその全相開放指令の有無を判定し、全相短絡指令があれば（Ｙｅｓ）ステップＳ４に進む。ステップＳ４に於いて、第１の電力変換回路１０２１は、それまでオンとしていた上アームスイッチング素子１０３又は下アームスイッチング素子１０４をオフとし、第１の電力変換回路１０２１のスイッチング素子を三相解放状態、つまり全相開放状態とする。

第１の電力変換回路１０２１のスイッチング素子を全て解放状態とすることにより、二重三相電動機１の第１群電機子巻線１００に流れる電流は、第１の電力変換回路１０２１を三相短絡状態としていたときに流れていた電流から「０」に変化する。この電流の変化分に基づく下記の式に示される磁気エネルギーにより、直流電源装置１０８の電源電圧が上昇する。

Ｗ_ｃｏｉｌ＝１/２×Ｌ×Ｉ^２×３

ここで、Ｗ_ｃｏｉｌ：磁気エネルギー[Ｗ]
Ｌ：第１群電機子巻線１００のインダクタンス[Ｈ]
Ｉ：第１の電力変換回路１０２１の三相短絡時のモータ電流[Ａｒｍｓ]
３：３相分（U、V、W）

上記式に示される磁気エネルギーは、二重三相電力変換装置１０２と直流電源装置１０８との間のインダクタンス成分、コンデンサ成分、抵抗成分によって生じるＬＣＲ共振を発生させる。ここで、そのＬＣＲ共振周期の半周期は、下記の式により算出される。

ここで、Ｔｏ：ＬＣＲ共振周期[ｓｅｃ]
ｆｏ：ＬＣＲ共振周波数[Ｈｚ]
Ｌ：二重三相電力変換装置１０２と直流電源装置１０８との間のインダクタンス成分[Ｈ]
Ｃ：二重三相電力変換装置１０２と直流電源装置１０８との間のコンデンサ成分[Ｆ]

次に、ステップＳ５に於いて、前述の制御装置部から第１の電力変換回路１０２１へ全相解放指令を出力してから式（３）により算出したＬＣＲ共振周波数の半周期だけ遅らせて制御装置部から第２の電力変換回路１０２２へ全相解放指令を出力する。次にステップＳ６に於いて、全相開放指令を受けた第２の電力変換回路１０２２は、それまでオンとしていた上アームスイッチング素子１０３又は下アームスイッチング素子１０４をオフとし、第２の電力変換回路１０２２のスイッチング素子を三相解放状態、つまり全相開放状態とする。その結果、第１群電機子巻線１００と第２群電機子巻線１０１とに夫々発生する誘起電圧による電源電圧の脈動周波数が逆相となり、電源電圧変動の振幅を低減することができる。

図４は、この発明の実施の形態１による交流回転電機の制御装置に於ける、三相短絡状態から全相開放状態に移行した際に生じる電圧変動等を示すグラフである。図４に示すように、第１群電機子巻線１００を三相短絡期間Ｔ１１から全相解放期間Ｔ１２へ時刻ｔ１で切り替えてから、前述の式により算出したＬＣＲ共振周波数の半周期だけ遅らせた時刻ｔ２で第２群電機子巻線１０１を三相短絡期間Ｔ２１から全相解放期間Ｔ２２へ切り替えることにより、直流電源装置１０８の電源電圧の変動が３６［Ｖ］から６．７Ｖ［Ｖ］上昇して最大４２．７［Ｖ］となるだけであり、図１に示した従来の場合の約半分の電圧変動に抑えることができる。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２に於ける交流回転電機の制御装置について説明する。この発明の実施の形態２に於ける交流回転電機の制御装置の構成は、前述の実施の形態１の場合に於ける図２の構成と同様である。図５はこの発明の実施の形態２による交流回転電機の制御装置に於ける、三相短絡状態から全相開放状態に移行する場合の切替タイミングを、キャリア周期の倍数毎に変更した際に生じる電圧変動等を示すラフである。図５に示すように、二重三相電力変換装置１０２がＰＷＭ制御方式を採用している場合に、そのパルス間隔に相当するキャリア周期に対応して三相短絡期間から全相解放期間に切り替えるタイミングを変更しても、電源電圧の低減効果が変わらない領域Ｒが存在する。

そこで、この発明の実施の形態２に於ける交流回転電機の制御装置では、前述の領域Ｒでは、ＬＣＲ共振周期の半分に正確に第１群電機子巻線１００と第２群電機子巻線１０１を、三相短絡状態から全相開放状態に切り替える切り替えタイミングを変更する必要はないため、第１群電機子巻線１００と第２群電機子巻線１０１との切り替えタイミングのずれ時間は、下記の式に示されるように、キャリア周期の倍数とするものである。

ここで、

ここで、

これにより切替タイミング用に特別な割り込み処理を設けることなく、通常の制御周期で駆動できるため処理負荷の軽減を図ることができる。

実施の形態３．
この発明の実施の形態３に於ける交流回転電機の制御装置について説明する。この発明の実施の形態３に於ける交流回転電機の制御装置の構成は、前述の実施の形態１の場合に於ける図２の構成と同様である。前述の実施の形態１では、多相電機子巻線の群毎に、三相短絡状態から全相開放状態に切り替えるように制御し、その切り替えタイミングは、電力変換回路から電力変換回路に接続される電源までの間に含まれるインダクタンス成分とコンデンサ成分と抵抗成分に基づくＬＣＲ共振周期の半分の周期だけ前記群毎にずらされるように制御するようにしたが、この発明の実施の形態３による交流回転電機の制御装置は、多相電機子巻線の群毎に、三相短絡状態からデューティ制御の状態に切り替えるように制御し、その切り替えタイミングは、電力変換回路から電力変換回路に接続される電源までの間に含まれるインダクタンス成分とコンデンサ成分と抵抗成分に基づくＬＣＲ共振周期の半分の周期だけ前記群毎にずらされるように制御するようにしたものである。

図６は、この発明の実施の形態３による交流回転電機の制御装置に於ける、三相短絡状態からデューティ出力へ移行する場合の切替タイミングを変更する動作を説明するフローチャートである。以下、図２及び図６に基づいて説明する。図２に於いて、二重三相電力変換装置１０２の第１の電力変換回路１０２１と第２の電力変換回路１０２２に於ける、夫々の上アームスイッチング素子１０３及び下アームスイッチング素子１０４を全て開放状態とし、永久磁石式同期回転電機である二重三相電動機１の回転子を回転させると、第１群電機子巻線１００及び第２群電機子巻線１０１に下記の式で示される誘起電圧が発生する。この誘起電圧は、二重三相電動機１の回転数に比例して上昇し、直流電源装置１０８の電源電圧を超えると、夫々の上アームスイッチング素子１０３及び下アームスイッチング素子１０４に並列接続されているダイオードを介してモータ電流が流れる。

Ｖ_Ｉｎｄ＝ω×Φａ

ここで、Ｖ_Ｉｎｄ：誘起電圧[Ｖ]
ω：電気角周波数[ｒａｄ/ｓ]
Φａ：鎖交磁石磁束[Ｗｂ]

モータ電流が流れると直流電源装置１０８側に負の電源電流が流れ、二重三相電動機１が発生する駆動トルクは、負トルクとなる。これを回避するために、二重三相電動機１を三相短絡状態とするための三相短絡指令を制御装置部（図示せず）から二重三相電力変換装置１０２へ出力する。図６のステップＳ１に於いて三相短絡指令の有無を判定し、三相短絡指令があれば（Ｙｅｓ）ステップＳ２に進む。ステップＳ２に於いて、二重三相電力変換装置１０２は、第１の電力変換回路１０２１と第２の電力変換回路１０２２に於ける、夫々の上アームスイッチング素子１０３及び下アームスイッチング素子１０４のうち何れか一方をオンとして二重三相電動機１を三相短絡状態とする。これにより、第１群電機子巻線１００と第２群電機子巻線１０１に発生した誘起電圧は、二重三相電動機１の内部で消費され、二重三相電力変換装置１０２に印加される電圧を低下させることができる。

ここで、永久磁石同期電動機である二重三相電動機１の回転数が下がり、予想される誘起電圧が直流電源装置１０８の電源電圧に対して十分に低下したとき、二重三相電動機１に発生している負の駆動トルクを低減するために、先ず、制御装置部から二重三相電力変換装置１０２の第１の電力変換回路１０２１へデューティ制御指令を出力する。図６のステップＳ３１ではその全相開放指令の有無を判定し、全相短絡指令があれば（Ｙｅｓ）ステップＳ４１に進む。ステップＳ４１に於いて、第１の電力変換回路１０２１は、それまでの全相短絡状態からデューティ制御状態に移行する。

第１の電力変換回路１０２１をデューティ制御状態とすることにより、二重三相電動機１の第１群電機子巻線１００に流れる電流は、減少する。

次に、ステップＳ５１に於いて、前述の制御装置部から第１の電力変換回路１０２１へ全相解放指令を出力してから下記の式で示されるＬＣＲ共振周期の半周期だけ遅らせて制御装置部から第２の電力変換回路１０２２へ全相解放指令を出力する。

ここで、Ｔｏ：ＬＣＲ共振周期[ｓｅｃ]
ｆｏ：ＬＣＲ共振周波数[Ｈｚ]
Ｌ：二重三相電力変換装置１０２と直流電源装置１０８との間のインダクタンス成分[Ｈ]
Ｃ：二重三相電力変換装置１０２と直流電源装置１０８との間のコンデンサ成分[Ｆ]

次にステップＳ６１に於いて、デューティ制御指令を受けた第２の電力変換回路１０２２は、それまでの全相短絡状態からデューティ制御状態に移行する。その結果、第１群電機子巻線１００と第２群電機子巻線１０１とに夫々発生する誘起電圧による電源電圧の脈動周波数が逆相となり、電源電圧変動の振幅を低減することができる。

尚、第１群電機子巻線１００と第２群電機子巻線１０１との切り替えタイミングのずれ時間を、前述の実施の形態２の場合のように、キャリア周期の倍数とするようにしてもよい。

実施の形態４．
次に、この発明のこの発明の実施の形態４に於ける交流回転電機の制御装置について説明する。図７は、この発明の実施の形態４による交流回転電機の制御装置を示す概略構成図である。図８は、この発明の実施の形態４による交流回転電機の制御装置に於ける、三相短絡状態からデューティ出力へ移行する場合の目標トルクを変更する動作を説明するフローチャートである。

図７に於いて、交流回転電機としての永久磁石同期電動機２００は、例えばインバータとして動作する電力変換回路２０１により制御される。電力変換回路２０１は、上アームスイッチング素子２０２と下アームスイッチング素子２０３が三相の各相毎に設けられている。電力変換回路２０１は、各々のスイッチング素子をオン、オフすることで出力電圧が４８［Ｖ］である直流電源装置２０７から得られた直流電力を交流電力に変換したり、永久磁石同期電動機２００から得られた交流電力を直流電力に変換したりする装置である。

平滑コンデンサ２０４は、上アームスイッチング素子２０２と下アームスイッチング素子２０３のオン、オフ切替時に生じるサージ電圧を吸収や力行回生時の電源電圧を平滑化するために設けられている。コンタクタ２０６は直流電源装置２０７と電力変換回路２０１との電力授受の遮断と導通を切り替えるスイッチである。直流電源装置２０７は、二重電力変換回路２０１との間で直流電力の授受を行うための電源装置である。

次に動作を説明する。図７及び図８に於いて、電力変換回路２０１の各相の上アームのスイッチング素子２０２、又は各相の下アームスイッチング素子２０３を全て開放状態とし、永久磁石同期モータを回転させると下記の式に示される誘起電圧が電機子巻線に発生する。この誘起電圧は回転数に比例して上昇し、電源電圧を超えるとスイッチング素子内部のダイオードを通りモータ電流が流れる。

ＶＩｎｄ＝ω×Φa

ここで、ＶＩｎｄ:誘起電圧[Ｖ]
ω:電気角周波数[ｒａｄ／ｓ]
Φａ:鎖交磁石磁束[Ｗｂ]

電動機電流が流れると、直流電源装置２０７側に負の電源電流が流れ、駆動トルクは負トルクとなる。これを回避するために三相短絡状態とするため、制御装置部（図示せず）から電力変換回路２０１へ三相短絡指令を出力する。ステップＳ１では三相短絡指令が存在するか否かを判定し、存在すれば（Ｙｅｓ）、ステップＳ２に進んで、三相短絡指令を受け、上アームのスイッチング素子２０２、又は下アームのスイッチング素子２０３のいずれか片方をオンとし三相短絡状態とする。これにより、発生した誘起電圧を永久磁石同期モータ内部で消費させることでインバータに印加される電圧を低下させることができる。

ここで、永久磁石同期電動機２００を駆動する場合、三相短絡状態からデューティ出力制御への指令を制御装置部から出す。ステップＳ３１ではデューティ出力制御指令の有無を判定し、その指令が存在すれば（Ｙｅｓ）、ステップＳ７へ進み、三相短絡状態で流れている電動機電流を計測する。次に、ステップＳ８に於いて、ステップＳ７で計測した電動機電流の値と同様の電流値となるように永久磁石同期電動機２００の目標トルクを変更し、ステップＳ９にてその変更した目標トルクとなる電圧をデューティ出力する。

尚、目標トルクを変更することで三相短絡状態時に流れていた電動機電流と同一の電動機電流を流す代わりに、目標電流を変更しても同様の効果を得られる。

その後、ステップＳ１０に於いて、１次のローパスフィルタ特性によって最終的に永久磁石同期電動機２００を指令トルクに追従させる。このことにより、モータ電流変化をローパスフィルタで制御することができ、電源電圧の変動値も制御することが可能となる。

尚、前述の各実施の形態では、永久磁石同期モータを例に説明したが、巻線界磁モータ、誘導モータ、リラクタンスモータ等のすべてのモータでも同様の効果が得られる。又、二重三相交流回転電機、及びインバータシステムを例に説明したが、電動機と電力変換回路が複数個あるシステムでも同様の効果が得られる。又、直流電源装置は４８［Ｖ］電源システムに限ったことではなくすべての電圧による電源システムで同様の効果が得られる。

尚、この発明は、その発明の範囲内に於いて、各実施の形態を適宜、組み合わせ、変形し、又は省略することが可能である。

以上述べたこの発明の各実施の形態による交流回転電機の制御装置は、以下の発明の少なくとも一つを具体化したものである。
（１）互いに独立した複数群の多相電機子巻線を備えた交流回転電機を制御する交流回転電機の制御装置であって、
前記複数群の多相電機子巻線に印加する電圧を、各群の多相電機子巻線毎に制御する複数の電力変換回路を備え、
前記複数の電力変換回路は、夫々対応する群の前記多相電機子巻線を相毎に開閉する複数のスイッチング素子を備え、
前記複数のスイッチング素子は、前記対応する群の前記多相電機子巻線を開放動作又はデューティ制御し得るようにスイッチング制御される、
ことを特徴とする交流回転電機の制御装置。
この発明によれば、交流回転電機を三相短絡のような全相短絡状態から全相開放状態へ移行したような場合でも、交流回転電機に接続された電力変換装置に於けるスイッチング素子に印加される電圧を、スイッチング素子の耐圧以下の値に抑制することができるように制御することができる。

（２）前記複数の電力変換回路は、夫々、前記スイッチング素子により構成された上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とが直列接続されたアームを、対応する群の前記多相電機子巻線の相毎に備え、
前記複数群の多相電機子巻線は、対応する前記電力変換回路の前記上アームスイッチング素子又は下アームスイッチング素子が全て閉じることにより全相短絡状態となり、対応する前記電力変換回路の前記上アームスイッチング素子又は下アームスイッチング素子が全て開くことにより全相開放状態となり、
前記複数の電力変換回路は、前記多相電機子巻線を前記全相短絡状態から前記全相開放状態へ切り替える切り替えタイミングを、前記多相電機子巻線の群毎に異なるように制御する、
ことを特徴とする上記（１）に記載の交流回転電機の制御装置。
この発明によれば、交流回転電機を三相短絡のような全相短絡状態から全相開放状態へ移行したような場合でも、電源電圧の変動を抑制することができ、交流回転電機に接続された電力変換装置に於けるスイッチング素子に印加される電圧を、スイッチング素子の耐圧以下の値に抑制することができるように制御することができる。

（３）前記複数の電力変換回路は、夫々、前記スイッチング素子により構成された上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とが直列接続されたアームを、対応する群の前記多相電機子巻線の相毎に備え、
前記複数群の多相電機子巻線は、対応する前記電力変換回路の前記上アームスイッチング素子又は下アームスイッチング素子が全て閉じることにより全相短絡状態となり、
前記複数の電力変換回路は、前記多相電機子巻線を前記全相短絡状態から前記デューティ制御の状態へ切り替える切り替えタイミングを、前記多相電機子巻線の群毎に異なるように制御する、
ことを特徴とする上記（１）に記載の交流回転電機の制御装置。
この発明によれば、交流回転電機を三相短絡のような全相短絡状態から全相開放状態へ移行したような場合でも、電源電圧の変動を抑制することができ、交流回転電機に接続された電力変換装置に於けるスイッチング素子に印加される電圧を、スイッチング素子の耐圧以下の値に抑制することができるように制御することができる。

（４）前記切り替えタイミングは、前記切り替えにより生じる電圧変動成分が一方の群と他方の群とで逆相となるように制御される、
ことを特徴とする上記（２）又は（３）に記載の交流回転電機の制御装置。
この発明によれば、電源電圧の脈動周波数が逆相となり、電源電圧変動の振幅を低減できるので、スイッチング素子に印加される電圧を、スイッチング素子の耐圧以下の値に抑制することができるように制御することができる。

（５）前記多相電機子巻線の群毎に異なるように制御される前記切り替えタイミングは、前記電力変換回路から前記電力変換回路に接続される電源までの間に含まれるインダクタンス成分とコンデンサ成分と抵抗成分に基づくＬＣＲ共振周期の半分の周期だけ前記群毎にずらされるように制御される切り替えタイミングである、
とすることを特徴とする上記（２）から（４）のうちの何れか一つに記載の交流回転電機の制御装置。
この発明によれば、電源電圧変動の振幅を低減できるので、スイッチング素子に印加される電圧を、スイッチング素子の耐圧以下の値に抑制することができるように制御することができる。

（６）前記複数の電力変換回路は、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御するよう構成されており、
前記多相電機子巻線の群毎に異なるように制御される前記切り替えタイミングは、キャリア周期の倍数とするよう制御される切り替えタイミングである、
ことを特徴とする上記（２）から（４）のうちの何れか一つに記載の交流回転電機の制御装置。
この発明によれば、電源電圧変動の振幅を低減できるので、スイッチング素子に印加される電圧を、スイッチング素子の耐圧以下の値に抑制することができるように制御することができる。

（７）前記複数の電力変換回路は、夫々、前記スイッチング素子により構成された上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とが直列接続されたアームを、対応する群の前記多相電機子巻線の相毎に備え、
前記複数群の多相電機子巻線は、対応する前記電力変換回路の前記上アームスイッチング素子又は下アームスイッチング素子が全て閉じることにより全相短絡状態となり、
前記複数の電力変換回路は、前記多相電機子巻線を前記全相短絡状態から前記デューティ制御の状態へ切り替え得るように構成され、
前記多相電機子巻線を前記全相短絡状態から前記デューティ制御の状態へ切り替える際に、前記全相短絡状態のときに流れる電動機電流の値に応じて前記交流回転電機の目標トルクを変更する、
ことを特徴とする上記（１）に記載の交流回転電機の制御装置。
この発明によれば、電源電圧変動の振幅を低減できるので、スイッチング素子に印加される電圧を、スイッチング素子の耐圧以下の値に抑制することができるように制御することができる。

（８）前記目標トルクの変更は、前記全相短絡状態のときに流れる電動機電流の値と同様の電流値となるように目標トルクの値を変更するものであり、
前記変更した目標トルクを、指令トルクに追従させるように制御する、
ことを特徴とする上記（７）に記載の交流回転電機の制御装置。
この発明によれば、電源電圧変動の振幅を低減できるので、スイッチング素子に印加される電圧を、スイッチング素子の耐圧以下の値に抑制することができるように制御することができる。

この発明は、交流回転電機の分野、ひいては交流回転電機を駆動源として用いる自動車産業の分野に利用することができる。

１、２００ 交流回転電機、１００ 第１群電機子巻線、１０１ 第２群電機子巻線、１０２、２０１ 電力変換装置、１０２１ 第１の電力変換回路、１０２２ 第２の電力変換回路、１０３、２０２ 上アームスイッチング素子、１０４、２０３ 下アームスイッチング素子、１０５、２０４ 平滑コンデンサ、１０６、２０５ 配線インピーダンス、１０７、２０６ コンタクタ、１０８、２０７ 直流電源装置。

Claims (8)

1. 互いに独立した複数群の多相電機子巻線を備えた交流回転電機を制御する交流回転電機の制御装置であって、
   前記複数群の多相電機子巻線に印加する電圧を、各群の多相電機子巻線毎に制御する複数の電力変換回路を備え、
   前記複数の電力変換回路は、夫々対応する群の前記多相電機子巻線を相毎に開閉する複数のスイッチング素子を備え、
   前記複数のスイッチング素子は、前記対応する群の前記多相電機子巻線を開放動作又はデューティ制御し得るようにスイッチング制御される、
   ことを特徴とする交流回転電機の制御装置。
2. 前記複数の電力変換回路は、夫々、前記スイッチング素子により構成された上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とが直列接続されたアームを、対応する群の前記多相電機子巻線の相毎に備え、
   前記複数群の多相電機子巻線は、対応する前記電力変換回路の前記上アームスイッチング素子又は下アームスイッチング素子が全て閉じることにより全相短絡状態となり、対応する前記電力変換回路の前記上アームスイッチング素子又は下アームスイッチング素子が全て開くことにより全相開放状態となり、
   前記複数の電力変換回路は、前記多相電機子巻線を前記全相短絡状態から前記全相開放状態へ切り替える切り替えタイミングを、前記多相電機子巻線の群毎に異なるように制御する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の交流回転電機の制御装置。
3. 前記複数の電力変換回路は、夫々、前記スイッチング素子により構成された上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とが直列接続されたアームを、対応する群の前記多相電機子巻線の相毎に備え、
   前記複数群の多相電機子巻線は、対応する前記電力変換回路の前記上アームスイッチング素子又は下アームスイッチング素子が全て閉じることにより全相短絡状態となり、
   前記複数の電力変換回路は、前記多相電機子巻線を前記全相短絡状態から前記デューティ制御の状態へ切り替える切り替えタイミングを、前記多相電機子巻線の群毎に異なるように制御する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の交流回転電機の制御装置。
4. 前記切り替えタイミングは、前記切り替えにより生じる電圧変動成分が一方の群と他方の群とで逆相となるように制御される、
   ことを特徴とする前記請求項２又は３に記載の交流回転電機の制御装置。
5. 前記多相電機子巻線の群毎に異なるように制御される前記切り替えタイミングは、前記電力変換回路から前記電力変換回路に接続される電源までの間に含まれるインダクタンス成分とコンデンサ成分と抵抗成分に基づくＬＣＲ共振周期の半分の周期だけ前記群毎にずらされるように制御される切り替えタイミングである、
   とすることを特徴とする前記請求項２から４のうちの何れか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
6. 前記複数の電力変換回路は、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御するよう構成されており、
   前記多相電機子巻線の群毎に異なるように制御される前記切り替えタイミングは、キャリア周期の倍数とするよう制御される切り替えタイミングである、
   ことを特徴とする前記請求項２から４のうちの何れか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
7. 前記複数の電力変換回路は、夫々、前記スイッチング素子により構成された上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とが直列接続されたアームを、対応する群の前記多相電機子巻線の相毎に備え、
   前記複数群の多相電機子巻線は、対応する前記電力変換回路の前記上アームスイッチング素子又は下アームスイッチング素子が全て閉じることにより全相短絡状態となり、
   前記複数の電力変換回路は、前記多相電機子巻線を前記全相短絡状態から前記デューティ制御の状態へ切り替え得るように構成され、
   前記多相電機子巻線を前記全相短絡状態から前記デューティ制御の状態へ切り替える際に、前記全相短絡状態のときに流れる電動機電流の値に応じて前記交流回転電機の目標トルクを変更する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の交流回転電機の制御装置。
8. 前記目標トルクの変更は、前記全相短絡状態のときに流れる電動機電流の値と同様の電流値となるように目標トルクの値を変更するものであり、
   前記変更した目標トルクを、指令トルクに追従させるように制御する、
   ことを特徴とする前記請求項７に記載の交流回転電機の制御装置。
   
   
   

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