KR100433692B1 - 귀환형 증폭회로 및 구동회로 - Google Patents

귀환형 증폭회로 및 구동회로 Download PDF

Info

Publication number
KR100433692B1
KR100433692B1 KR10-2001-0086354A KR20010086354A KR100433692B1 KR 100433692 B1 KR100433692 B1 KR 100433692B1 KR 20010086354 A KR20010086354 A KR 20010086354A KR 100433692 B1 KR100433692 B1 KR 100433692B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
voltage
terminal
output
transistor
output terminal
Prior art date
Application number
KR10-2001-0086354A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20020055427A (ko
Inventor
쓰치히로시
Original Assignee
닛본 덴끼 가부시끼가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 닛본 덴끼 가부시끼가이샤 filed Critical 닛본 덴끼 가부시끼가이샤
Publication of KR20020055427A publication Critical patent/KR20020055427A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100433692B1 publication Critical patent/KR100433692B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/50—Amplifiers in which input is applied to, or output is derived from, an impedance common to input and output circuits of the amplifying element, e.g. cathode follower
    • H03F3/505—Amplifiers in which input is applied to, or output is derived from, an impedance common to input and output circuits of the amplifying element, e.g. cathode follower with field-effect devices

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Liquid Crystal Display Device Control (AREA)
  • Control Of Indicators Other Than Cathode Ray Tubes (AREA)
  • Dram (AREA)

Abstract

출력전압(Vout)을 입력전압(Vin)에 충분히 가까운 레벨까지 고속으로 구동하고, 불필요한 충방전을 수반하지 않기 때문에, 대용량부하에 대하여도 고속으로 충전할 수 있고, 고성능화를 실현하는 회로를 제공한다. 입력단자(1)의 전압과 출력단자(2)의 전압을 차동입력하는 차동단(21), 차동단(21)의 출력에 기하여 출력단자(2)의 충전작용을 행하는 충전수단(31)을 구비하고, 전압폴로어로서 작용하는 귀환형 충전수단(11) 및 입력단자(1)의 전압과 출력단자(2)의 전압과의 전압차에 따라 트랜지스터의 폴로어동작에 의해 출력단자(2)의 방전작용을 행하는 폴로어형 방전수단(41)을 포함한다.

Description

귀환형 증폭회로 및 구동회로{Feedback-type amplifier circuit and driver circuit}
본 발명은 증폭회로나 용량성 부하를 소망의 전압으로 구동하는 구동회로에 관한 것으로, 보다 상세하게는 액티브 매트릭스형 표시장치(TFT-LCD, TFT-OLED 등)에 있어서, 저전력으로 용량성 부하의 데이타선을 고속으로 구동할 수 있는 구동회로에 관한 것이다.
도 33은 종래의 가장 간단한 귀환형 충전수단의 회로구성을 보여주는 도면이다. 도 33a를 참조하면, 소스가 공통접속되어 정전류원(905)의 일단에 접속되고, 게이트가 입력단자(1; Vin), 출력단자(2; Vout)에 각각 접속되고 차동쌍을 이루는 N채널MOS트랜지스터(903, 904)와, 소스가 고전위측 전원(VDD)에 접속되고, 게이트가 P채널MOS트랜지스터(902)의 게이트에 접속되고 드레인이 N채널MOS트랜지스터(903)의 드레인에 접속된 P채널MOS트랜지스터(901; 전류미러회로의 전류출력측 트랜지스터)와, 소스가 고전위측 전원(VDD)에 접속되고 드레인과 게이트가 접속되어 N채널MOS트랜지스터(904)의 드레인에 접속된 P채널MOS트랜지스터(902; 전류미러회로의 전류입력측 트랜지스터)와, 차동쌍의 출력(N채널MOS트랜지스터(903)의 드레인)을 게이트에 입력하고 소스가 고전위측 전원(VDD)에 접속되고 드레인이 출력단자(2; Vout)와 정전류원(907)과의 접속점에 접속되어 있는 P채널MOS트랜지스터(906)을 포함한다.
Vin〉Vout일 때, P채널MOS트랜지스터(906)의 충전작용에 의해 출력전압(Vout)을 고속으로 Vin까지 끌어 올릴 수가 있다. 그리고, 전류원(907)의 전류를 충분히 작게 억제하면, 출련전압(Vout)을 입력전압(Vin)과 같은 전압으로 안정구동할 수 있다.
단, 충전능력이 상당히 강한 경우에는 귀환형의 구성에서 소자의 기생용량 등에 기인하는 응답지연에 의해 오버슈트를 발생시키지만, 전류원(907)의 방전능력을 억제하기 때문에, 오버슈트에서 회복되어 Vout이 Vin과 같은 전압으로 안정구동할 때까지 시간이 걸린다(고속구동이 어렵다)는 문제가 있다.
전류원(907)의 전류를 크게 한 경우에는 방전능력이 강하게 되기 때문에, 오버슈트와 언더슈트가 교호적으로 되풀이되어 발진한다.
발진을 방지하기 위하여, 도 33b에서 보여진 바와 같이 출력단자(2)와 N채널MOS트랜지스터(904)의 게이트의 접속점과, P채널MOS트랜지스터(906)의 게이트단자 사이에 접속되는 위상보상용량(908)을 설치하면, 트랜지스터(906)의 충전능력과 전류원(907)의 방전능력이 함께 강한 경우에도 빠르게 안정되어 고속구동이 가능하게 된다.
단 위상보상용량(908)을 고속으로 충방전하기 위하여, 충분한 전류를 차동단의 전류원(905)에 흘리지 않으면 안되기 때문에 소비전력이 증가한다는 문제가 있다.
다음으로, 도 35를 참조하여 일본특허공개 2000-338461호 공보(특원평11-145768호), SIDOO Digest, pp. 146-149(배포 2000. 5. 14)에서, 본 발명자가 제안한 기술에 대하여 설명한다. 도 35를 참조하면, 회로(1020)는, 고전위측 전원(VDD)에 일단이 접속된 정전류원(1001, 1002)의 다른 일단에 소스가 접속된 P채널MOS트랜지스터(1003, 1004)를 구비하고, P채널MOS트랜지스터(1003)의 게이트와 드레인이 접속되어 저전위측 전원(VSS)에 일단이 접속된 정전류원(1005)의 다른 일단에 접속되고, P채널MOS트랜지스터(1004)의 게이트는 P채널MOS트랜지스터(1003)의 게이트에 접속되고 P채널MOS트랜지스터(1004)의 드레인은 전원(VSS)에 접속되어 있고, P채널MOS트랜지스터(1003)의 소스는 절환스위치(1011)의 하나의 출력단에 접속되고, P채널MOS트랜지스터(1004)의 소스는 절환스위치(1012)의 하나의 입력단에 접속된다. 회로(1030)는, 전원(VSS)에 일단이 접속된 정전류원(1009, 1010)의 다른 일단에 소스가 접속된 N채널MOS트랜지스터(1007, 1008)을 구비하고, N채널MOS트랜지스터(1007)의 게이트와 드레인이 접속되어 전원(VDD)에 일단이 접속된 정전류원(1006)의 다른 일단에 접속되고, N채널MOS트랜지스터(1008)의 게이트는 N채널MOS트랜지스터(1007)의 게이트에 연결되고, N채널MOS트랜지스터(1008)의 드레인은 전원(VDD)에 접속되어 있고, N채널MOS트랜지스터(1007)의 소스는 절환스위치(1011)의 다른 출력단에 접속되고, N채널MOS트랜지스터(1008)의 소스는 절환스위치(1012)의 다른 입력단에 접속된다. 절환스위치(1011)의 입력단은 입력단자(1)에 접속되고, 절환스위치(1012)의 출력단은 출력단자(2)에 접속되어 있고, 출력단자(2)와 전원(VDD) 사이에는 스위치(1013), 출력단자(2)와 전원(VSS) 사이에는 스위치(1014)가 접속된다.
이 회로는 트랜지스터의 소스폴로어(source follower)동작을 이용하여 구동하는 회로이고, 항상 소스폴로어로 구동하기 때문에, 출력전압범위의 고전위측 전압을 출력할 때는 프리차지회로(1040; precharge circuit)에 의해 출력전압(Vout)을 고전위측 전원전압(VDD)에 프리차지하여 회로(1020)를 동작시키고, 출력전압범위의 저전위측 전압을 출력할 때는 프리차지회로(1040)에 의해 출력전압(Vout)을 저전위측 전압(VSS)으로 방전하여 회로(1030)을 동작시킨다.
회로(1020)는 P채널MOS트랜지스터(1003, 1004) 각각의 소스가 입력단자(1) 및 출력단자(2)로부터 차단되어 있는 상태에서, P채널MOS트랜지스터(1003, 1004) 각각의 게이트 ·소스간 전압이 같게 되도록 정전류원(1001, 1002, 1005)의 전류가 설정되면, 입력단자(1) 및 출력단자(2)에 접속하여 회로(1020)가 동작할 때,전압(VDD)으로 프리차지된 출력단자(2)를 P채널MOS트랜지스터(1004)의 소스폴로어동작에 의해 빠르게 방전하여 출력전압(Vout)을 입력전압과 같은 전압까지 끌어 내려 안정하게 된다.
유사하게 회로(1030)는 N채널MOS트랜지스터들(1007, 1008) 각각의 소스가 입력단자(1) 및 출력단자(2)로 부터 차단되어 있는 상태에서, N채널MOS트랜지스터들(1007, 1008) 각각의 게이트 ·소스간 전압이 같게 되도록 정전류원들(1006, 1009, 1010)의 전류가 설정되면, 입력단자(1) 및 출력단자(2)에 접하여 회로(1030)가 동작할 때, 전압(VSS)에 방전된 출력단자(2)를 N채널MOS트랜지스터(1008)의 소스폴로어에 의해 빠르게 방전하여 출력전압(Vout)을 입력전압과 같은 전압까지 끌어내려 안정하게 된다.
이와 같이 도 35의 구동회로는 입력전압에 따라 프리차지회로(1040), 회로(1020) 및 회로(1030)를 최적으로 제어하여 출력전압(Vout)을 소스폴로어동작에 의해 빠르게 입력전압과 같은 전압으로 구동할 수 있다.
이 회로는 각 전류원에 약간의 전류를 흘리는 것만으로 빠르게 소스폴로어동작에 의한 구동이 가능하여 부하용량이 작은 경우에는 저소비전력으로 구동할 수 있지만, 부하용량이 큰 경우에는 프리차지 또는 방전에 수반하는 불필요한 충방전이 커지기 때문에 소비전력이 증가한다.
또, 프리차지 또는 방전 하는 데는 시간이 걸리기 때문에 고속구동이 어렵다고 하는 문제가 있다.
종래의 OP앰프(OP AMP; Operational ammplifier)의 귀환형 증폭회로에 있어서는, 출력단의 충전작용과 방전작용이 강하기 때문에, 소망의 전압까지 구동한 후 귀환에 따른 지연에 의해 오버슈트와 언더슈트가 되풀이되어 위상보상수단(위상보상용량)을 설치하지 않으면 안정한 출력을 얻을 수 없다.
위상보상용량을 설치하면, 고속동작을 행하기 위하여 위상보상용량을 고속으로 충방전하기 위하여 큰 전류를 흘리지 않으면 안되기 때문에, 소비전력이 증가한다는 문제가 있다.
위상보상용량이 큰 만큼 동작안정성이 좋기 때문에, 고속동작하려는 만큼의 용량의 위상보상용량을 설치하지 않으면 안되므로 소비전력은 다시 증가한다.
종래방식(OP앰프)의 귀환형 증폭회로는 저소비전력으로 고속안정구동이 불가능하다.
따라서, 본 발명의 목적은 약간의 동작유지전압만으로 출력전압(Vout)을 입력전압(Vin)과 같은 레벨까지 고속으로 구동하며, 불필요한 충방전을 수반하지 않기 때문에 대용량부하에 대하여도 저소비전력으로 빠르게 구동할 수 있고, 고성능화를 실현하는 구동회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 예를 들면 대용량부하의 구동시 등에 구동회로의 출력파형의 진동을 억제하는 구동회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 소스폴로어구성의 방전회로, 충전회로 이외의 구성으로 위상보상용량을 필요로 하지 않는 구동회로를 제공하는 것이다.
도 1은 본 발명의 제1실시예의 구성을 나타내는 블럭도이고,
도 2는 본 발명의 제2실시예의 구성을 나타내는 블럭도이고,
도 3은 본 발명의 제1실시예의 소스폴로어방전수단(41)의 구성을 나타내는 도면이고,
도 4는 본 발명의 제1실시예의 귀환형 충전수단(11)의 구성을 나타내는 도면이고,
도 5는 본 발명의 제1실시예에서 출력전압파형을 나타내는 도면이고,
도 6은 본 발명의 제2실시예의 소스폴로어충전수단(42)의 구성을 나타내는 도면이고,
도 7은 본 발명의 제2실시예의 귀환형 방전수단(12)의 구성을 나타내는 도면이고,
도 8은 본 발명의 제2실시예에서 출력전압파형을 나타내는 도면이고,
도 9는 도 4의 본 발명의 제1실시예의 게이트바이어스제어수단(51)의 구성을 나타내는 도면이고,
도 10은 도 7의 본 발명의 제2실시예의 게이트바이어스제어수단(52)의 구성을 나타내는 도면이고,
도 11은 도 4의 소스폴로어방전수단(41)으 변형예를 나타내는 도면이고,
도 12는 도 4의 충전수단(31)의 변형예를 나타내는 도면이고,
도 13은 도 4의 귀환형 충전수단(11)의 변형예를 나타내는 도면이고,
도 14는 본 발명의 제3실시예의 구성을 나타내는 도면이고,
도 15는 도 13의 구체예를 나타내는 도면이고,
도 16은 도 15의 변형예를 나타내는 도면이고,
도 17은 도 15의 소스폴로어방전수단(41), 소스폴로어충전수단(42)의 변형예를 나타내는 도면이고,
도 18은 도 15의 변형예를 나타내는 도면이고,
도 19는 도 14의 변형예를 나타내는 도면이고,
도 20은 도 19의 변형예를 나타내는 도면이고,
도 21은 도 19의 구체예를 나나태는 도면이고,
도 22는 도 21의 변형예를 나타내는 도면이고,
도 23은 도 22의 변형예를 나타내는 도면이고,
도 24는 도 20의 구체예를 나타내는 도면이고,
도 25는 도 21의 소스폴로어방전수단(41)가 소스폴로어충전수단(42)의 구체예를 나타내는 도면이고,
도 26은 도 22의 소스폴로어방전수단(41)가 소스폴로어충전수단(42)의 구체예를 나타내는 도면이고,
도 27은 도 23의 소스폴로어방전수단(41)가 소스폴로어충전수단(42)의 구체예를 나타내는 도면이고,
도 28은 소스폴로어충전수단(43)의 구체예를 나타내는 도면이고,
도 29는 도 1 내지 도 28의 구동회로를, 액정표시장치의 데이타드라이버의 버퍼(buffer)로서 이용하는 경우의 구체적 구성을 나타내는 도면이고,
도 30은 도 29의 변형예를 나타내는 도면이고,
도 31은 액정표시장치의 데이타 드라이버의 버퍼로서 이용하는 경우의 제어방법을 표 형식으로 나타낸 도면이고,
도 32는 도 31의 변형예를 표 형식으로 나타낸 도면이고,
도 33은 종래의 귀환형 증폭회로의 구성을 나타내는 도면이고,
도 34는 방전수단에 소스폴로어트랜지스터를 갖춘 비교예의 구성을 나타내는 도면이고,
도 35는 종래의 다른 귀환형 증포회로의 구성을 나타내는 도면이고,
도 36은 도 15의 구동회로에서 대용량부하를 구동하는 경우의 최대 진폭에 상당하는 구동전압(0.2 ∼ 6.8V)일 때의 부하근단과 부하원단의 출력전압파형을 나타내는 도면이고,
도 37은 도 36에서 출력지연시간을 나타내는 도면이고,
도 38은 도 36에서 구동회로의 고전위측 전원(VDD)의 소비전류의 변화를 나타내는 도면이고,
도 39는 무부하시의 출력파형을 나타내는 도면이고,
도 40은 도 15의 구동회로에 의해 대용량배선부하에 대하여 전원전압범위의 중간부근 전압(5V)을 출력한 경우의 부하근단과 부하원단의 출력전압파형을 나타내는 도면이고,
도 41은 도 40의 부분확대도이고,
도 42는 본 발명의 실시예의 변형예(도 15의 변형예)를 나타내는 도면이고,
도 43은 도 42의 구동회로에 의해 의해 대용량배선부하에 대하여 전원전압범위의 중간부근 전압(5V)을 출력한 경우의 부하근단과 부하원단의 출력전압파형을 나타내는 도면이고,
도 44는 도 43의 부분확대도이고,
도 45는 본 발명의 실시예의 변형예(도 27의 변형예)를 나타내는 도면이고,
도 46은 본 발명의 실시예의 구동회로의 성능평가에 이용되는 대용량부하의 등가회로를 나타내는 도면이고,
도 47은 본 발명의 다른 실시예의 구성을 나타내는 도면이고,
도 48은 도 47의 방전수단(61), 귀환형 충전수단(11)의 구체예를 나타내는 도면이고, 및
도 49는 도 48의 스위치동작의 일예를 나타내는 타이밍도이다.
<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>
1 : 입력단자 2 : 출력단자
3, 4, 101, 611, 612, 613, 1013, 1004 : 스위치
11 : 귀환형 충전회로 12 : 귀환형 방전회로
21, 22, 23 : 차동단 31 : 충전수단
32, 61 : 방전수단 41 : 소스폴로어방전수단
42 : 소스폴로어충전수단 43 : 소스폴로어충방전수단
51, 52, 62 : 게이트바이어스제어수단
100, 102 : 구동회로(출력회로) 200 : 저항어레이
216, 226, 268, 602 : 진동억제용량
300 : 디코더 400 : 출력단자군
211, 223, 254, 282, 311, 411, 1003 : P채널MOS트랜지스터
213, 255, 263, 281, 321, 432, 521, 1007 : N채널MOS트랜지스터
215, 257, 351, 413, 1001, 1009 : 정전류원
1020 : 회로1 1030 : 회로2
1040 : 프리차지회로
상기 문제를 해결하기 위한 수단을 제공하는 본 발명은 위상보상용량을 갖지 않는 귀환형 충전수단(주로 전압폴로어회로)과, 소스폴로어방전수단을 조합시켜 구성한 것이다.
또 본 발명은 위상보상용량을 갖지 않는 귀환형 방전수단(주로 전압폴로어회로)과 소스폴로어충전수단을 조합시켜 구성된 것이다.
본 발명에서 귀환형 충전수단을 구성하는 차동쌍의 출력과 출력단자 사이에 출력파형의 진동억제용 용량을 설치하는 구성으로도 가능하다. 또 본 발명에서 귀환형 방전수단을 구성하는 차동쌍의 출력과 출력단자 사이에 출력파형의 진동억제용 용량을 설치하는 구성으로도 가능하다.
또한 본 발명에서, 입력전압과 출력전압 2개의 입력에 의해 충전작용을 일으켜 출력전압을 끌어 올릴 수 있는 귀환형 충전수단을 포함하고, 귀환형 충전수단과는 독립하는 동작으로 입력전압에 따른 소망의 전압과 출력전압과의 전압차에 따라 동작하는 비귀환형 방전수단(소스폴로어구성을 취하지 않음)으로, 소스폴로어방전수단을 치환한 구성으로도 가능하다. 유사하게, 귀환형 방전수단(주로 전압폴로어회로)과 소스폴로어충전수단의 조합에서, 소스폴로어충전수단을 소스폴로어구성이 아닌 비귀환형 충전수단으로 치환하여도 된다.
본 발명의 실시예에 대하여 설명한다. 본 발명은 도 1을 참조하면, 입력단자(1)의 전압과 출력단자(2)의 전압을 차동입력하는 차동단(21)과 상기 차동단의 출력에 기하여 출력단자(2)의 충전작용을 행하는 충전수단(31)을 구비하고 전압폴로어로서 작용하는 귀환형 충전수단(11)과, 입력단자전압과 출력단자전압의 전압차에 따라 트랜지스터의 폴로어동작에 의해 출력단자(2)의 방전작용을 행하는 폴로어형 방전수단(41)을 포함한다.
폴로어형 방전수단(41)은 도 3을 참조하면, 상기 입력단자전압을 받아 출력바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단(51)과, 출력단자(2)와 저전위측 전원(VSS) 사이에 접속되고 상기 바이어스제어수단(51)에서 출력된 바이어스전압을 입력으로 하는 폴로어트랜지스터(412)를 포함한다.
본 발명은, 도 2를 참조하면, 입력단자전압과 출력단자전압을 차동입력 하는 차동단(22)과 상기 차동단의 출력에 기하여 출력단자(2)의 방전작용을 행하는 방전수단(32)을 구비하고 전압폴로어로서 작용하는 귀환형 방전수단(12)과, 상기 입력단자전압과 상기 출력단자전압과의 전압차에 따라 트랜지스터의 폴로어동작에 의해 상기 출력단자의 충전작용을 행하는 폴로어형 충전수단(42)을 포함한다.
상기 폴로어형 충전수단(42)은, 도 6을 참조하면, 상기 입력단자전압을 받아 출력바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단(52)과, 고전위측 전원(VDD)과 상기 출력단자 사이에 접속되고 상기 바이어스제어수단의 바이어스전압을 입력으로 하는 폴로어트랜지스터(422)를 포함한다.
용량성부하의 구동에서, 귀환형 충전수단(11; 도 1 참조)에 의해 부하용량을 고속충전하지만, 귀환에 따른 응답지연에 의해 약간의 오버슈트가 발생한다.
본 발명에서, 소스폴로어방전수단(41; 도 1 참조)은 오버슈트된 출력전압을 오버슈트(overshoot)에 응하는 방전능력으로 빠르게 소망의 전압까지 끌어 내림으로써, 소망의 전압을 안정하게 구동할 수 있다. 소스폴로어방전수단을 구비함으로써, 위상보상용량을 설치하지 않아도 발진을 억제할 수 있다.
또, 용량성 부하의 구동에서, 귀환형 방전수단(12; 도 2참조)에 의해 부하용량을 고속방전하지만, 귀환에 따른 응답지연에 의해 약간의 언더슈트(undershoot)가 발생한다.
본 발명에서, 소스폴로어충전수단(42; 도 2 참조)은 언더슈트된 출력전압을 언더슈트에 응하는 충전능력으로 빠르게 소망의 전압까지 끌어 올림으로써, 소망의 전압을 안정하게 구동할 수 있다. 소스폴로어충전수단을 구비함으로써, 위상보상용량을 설치하지 않아도 발진을 억제할 수 있다.
본 발명에서, 위상보상용량을 갖지 않기 때문에, 저소비전력으로 고속동작이 가능하다. 또 위상보상용량을 갖지 않음으로써, 회로소자의 기생용량 등에 의한 약간의 응답지연밖에 없기 때문에, 오버슈트나 언더슈트를 발생시켜도 충분히 작은 레벨로 억제된다. 그리고 소스폴로어동작에 의해 오버슈트나 언더슈트를 억제하여 소망의 전압으로 빠르게 구동할 수 있다. 또, 출력을 빠르게 소망의 전압으로 안정시키려면, 소스폴로어동작하는 트랜지스터의 채널길이에 대한 채널폭의 비를 높게 하는 만큼 안정성이 좋아 진다.
또 소스폴로어동작을 행하는 소자는 특정의 트랜지스터에 한하지 않고, 적어도 2단자를 갖는 소자로, 2단자의 전압차의 증가에 따라 소자전류(출력전류)가 "0"에서 충분히 큰 레벨까지 증대하는 특성을 갖고, 소자전류에 의해 충전작용 또는 방전작용이 있는 일단을 출력단자에 접속하고, 다른 단자를 소망의 전압출력시에 최적의 일정한 전압으로 제어되는 소자이면 충분하다.
이하에서는 방전수단으로서 소스폴로어트랜지스터를 구비한 비교예에 대하여 본 발명과의 차이점을 설명한다. 도 34는 방전수단으로서 소스폴로어트래지스터를 구비한 비교예를 보여준 도면이다. 도 34를 참조하면, 이 비교예는 도 33에 보여진 구성에서, 출력단의 방전수단이 P채널MOS트랜지스터(911)의 소스폴로어 구성으로 되어 있다. 차동쌍의 출력(N채널MOS트랜지스터(903)의 드레인)은, 고전위측 전원(VDD)에 소스가 접속되고 드레인이 출력단자(2)에 접속된 P채널MOS트랜지스터(906)의 게이트에 접속됨과 동시에 고전위측 전원(VDD)에 소스가 접속되는 P채널MOS트랜지스터(912)의 게이트에 입력되고, P채널MOS트랜지스터(912)의 드레인은 정전류원(913)에 접속됨과 동시에 출력단자(2)에 소스가 접속되고 저전위측 전원(VSS)에 드레인이 접속되는 P채널MOS트랜지스터(911)의 게이트에 접속된다.
본 발명에서는, 소스폴로어방전수단(41; 도 1참조)이 차동단(21; 도 1참조)이나 충전수단(31; 도 1참조)의 동작과는 독립한 구성이고, 독립한 작용을 발생시킨다.
도 34에 보여진 비교예의 구성에는, 방전수단을 이루는 트랜지스터(911)의 게이트의 전위가 차동단의 출력(N채널MOS트랜지스터(903)의 드레인과 P채널MOS트랜지스터(901)의 드레인과의 접속점 전압)에 의해, 크게 변동하게 된다. 즉, 도 34에 보여진 비교예에서, 본 발명과 같이, 방전수단을 이루는 P채널MOS트랜지스터(911)의 게이트전압은 입력전압에 따른 일정 바이어스로 제어되지 않는다.
이 때문에, 도 34에 보여진 비교예의 구성에서는, P채널MOS트랜지스터(911)가 Vin〉Vout에서는 오프(off)로 된다. 즉, 출력단자(2)의 전압(Vout)이 입력단자(1)의 전압(Vin)보다도 작을 때는, N채널MOS트랜지스터(903)의 드레인전압이 낮아지고, 충전수단을 이루는 P채널MOS트랜지스터(906)가 온(on)되어 출력단자(2)를 충전하고(출력단자(2)의 전압(Vout)이 상승한다), 이 때, P채널MOS트랜지스터(912)도 오프이기 때문에, P채널MOS트랜지스터(911)의 게이트는 고전위측 전원(VDD) 측으로 되고, 방전수단인 P채널MOS트랜지스터(911)는 오프로 된다.
P채널MOS트랜지스터(911)는 Vin〈Vout에서는 온이 되며 강한 방전능력을 갖는 구성으로 된다. 즉, Vin〈Vout에서는, P채널MOS트랜지스터(912)가 오프되고, P채널MOS트랜지스터(911)의 게이트전압은 VSS레벨로 되어 오프된다. 이 때, 충전수단을 이루는 P채널MOS트랜지스터(906)은 오프된다.
이와 같이, 출력전압(Vout)은 Vin 부근에서 충전과 방전이 교체되고, P채널MOS트랜지스터(906)의 충전능력과 P채널MOS트랜지스터(911)의 방전능력이 동시에 강하기 때문에, 도 34에 보여진 비교예에서는 위상보상용량을 설치하지 않는 경우에는 발진한다.
그래서, 도 34에 보여진 비교예에, 위상보상용량을 설치한 경우에는, 도 33에 보여진 회로구성과 유사하게, 소비전력이 증가한다는 문제가 발생한다.
이것에 대하여, 본 발명에서는 소스폴로어트랜지스터가 게이트바이어스제어수단에서 출력된 바이어스전압을 입력받고, 출력단자와 바이어스전압과의 차전압에 기하여 출력전류가 제어되는 구성으로 함으로써, 위상보상용량을 설치하는 것이 불필요하게 된다.
또, 본 발명의 실시예에서, 차동단의 출력과 출력단자 사이의 부하구동시에 출력파형의 발진억제용(파형 정형용)의 충분히 작은 용량을 갖춘 구성으로 되어도 가능하다. 예를 들면, 도 15의 제1차동단(213, 314)의 출력과 출력단자(2) 사이, 제2차동단(223, 324)의 출력과 출력단자(2) 사이에, 부하구동시에 출력파형의 발진억제용 용량(216, 217; 도 17참조)을 갖춘 구성으로도 가능하다.
본 발명의 또 다른 실시예에서, 소스폴로어방전수단의 구성이외에도, 응답지연이 전혀 없는 비귀환구성에 의해, 위상보상용량을 필요로 하지 않는 귀환형 증폭회로나 구동회로를 실현할 수 있다. 이 실시예의 한 예로, 도 47을 참조하면, 입력단자전압과 출력단자전압을 차동입력하는 차동단(21)과, 상기 차동단(21)의 출력에 기하여 상기 출력단자의 충전작용을 하는 충전수단(311)을 갖추고, 상기 출력단자전압이 상기 입력단자전압과 동상으로 되는 전압폴로어로서 작용하는 귀환형 충전수단(11; 도 1의 11과 동일 구성)을 구비하고, 폴로어형 방전수단 대신에, 상기 출력단자와 저전위측 전원 사이에 접속된 트랜지스터(601)와, 상기 트랜지스터의 제어단자에서 바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단(62)을 갖는 방전수단(61)을 포함한다. 이 방전수단(61)의 바이어스제어수단(62)은, 상기 트랜지스터(601)의 제어단자에 미리 정해진 소정의 바이어스전압(Vref)을 공급하는 바이어스전압공급단자를 갖추고, 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압공급단자에서의 상기 바이어스전압의 차전압을 샘플링하여 랫치하고, 랫치한 차전압을 상기 출력단자와 상기 트랜지스터의 제어단자 사이에 유지시키는 전압유지수단을 포함한다. 또는 상기 전압유지수단으로서, 방전수단(61)의 바이어스제어수단(62)은, 출력기간의 시작기간에 상기 트랜지스터(601)의 제어단자에는 미리 정해진 소정의 바이어스전압이 공급됨과 동시에 온상태로 된 스위치를 매개로 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압이 하나의 단자와 다른 단자 각각에 인가되고, 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압의 차전압을 유지하는 용량을 갖추고, 상기 기간에 계속해서 상기 용량의 하나의 단자와 다른 단자에는 상기 출력단자와 상기 트랜지스터의 제어단자가 접속되도록 스위치로 전환된다.
보다 상세하게는, 도 48을 참조하면, 방전수단(61)은, 출력단자(2)에 드레인이 접속되고 소스가 저전위측 전원 사이에 접속된 MOS트랜지스터(601), MOS트랜지스터(601)의 게이트와 게이트바이어스전압입력단(Vref) 사이에 접속된 제1스위치(612), MOS트랜지스터(601)의 게이트에 일단이 접속된 용량(602), 입력단자(1)와 용량(602)의 다른 단자 사이에 접속된 제2스위치(611) 및 출력단자(2)와 용량(602)의 다른 단자 사이에 접속된 제3스위치(613)를 포함한다. 구동회로의 출력기간에, 우선 제1, 제2스위치(612, 611)가 온되고, 제3스위치(613)는 오프되며, 계속하여 제1, 제2스위치(612, 611)가 오프되고, 제3스위치(613)이 온된다. 이 용량소자(602) 대신에, 같은 작용을 부여하는 전압유지수단으로, 입력전압(Vin)과 전압(Vref)의 차전압을 샘플링하여 랫치하고, 랫치한 차전압을 출력단자(2)와 MOS트랜지스터(601)의 게이트 사이에 유지시키는 전압유지수단을 포함하여도 가능한 것은 물론이다.
유사하게, 폴로어형 충전수단 이외의 구성을 포함하여도 된다. 즉, 입력단자전압과 출력단자전압을 차동입력하는 차동단 및 상기 차동단의 출력에 기하여 상기 출력단자의 방전작용을 하는 방전수단을 포함하고, 상기 출력단자전압이 상기 입력단자전압과 동상으로 되는 폴로어로서 작용하는 귀환형 방전수단, 상기 출력단자와 고전위측 전원 사이에 접속된 트랜지스터 및 상기 트랜지스터의 제어단자에 바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단을 갖는 충전수단을 포함하고, 상기 충전수단에서, 상기 트랜지스터의 제어단자에 미리 정해진 소정의 바이어스전압을 공급하는 바이어스전압공급단자를 갖추고, 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압공급단자에서의 상기 바이어스전압의 차전압을 샘플링하여 랫치하고, 랫치한 차전압을 상기 출력단자와 상기 트랜지스터의 제어단자 사이에 유지시키는 전압유지수단을 포함한다. 또는 상기 충전수단에서 출력기간의 시작기간에, 상기 트랜지스터의 제어단자에는 미리 정해진 소정의 바이어스전압이 공급됨과 동시에 온상태로 된 스위치를 매개로 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압이 하나의 단자와 다른 단자에 각각 인가되고, 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압의 차동압을 유지하는 용량을 포함하고, 상기 기간에 계속하여 상기 용량의 하나의 단자와 다른 단자에 상기 출력단자와 상기 트랜지스터의 제어단자가 접속되도록 스위치로 전환이 행해지는 구성도 가능하다.
상기 본 발명의 실시예에 대하여 좀더 상세하게 설명하기 위하여, 본 발명의 실시예에 대한 도면을 참조하여 이하에서 설명한다.
도 1은, 본 발명의 제1실시예의 구성을 보여주는 도면이다. 도 1을 참조하면, 본 발명의 제1실시예의 회로는, 입력전압(Vin)과 출력전압(Vout)의 두 개의 입력에 의해 충전작용을 일으켜서 출력전압(Vout)을 끌어 올릴 수 있는 귀환형 충전수단(11) 및 귀환형 충전수단(11)과는 독립한 동작으로 입력전압(Vin)과 출력전압(Vout)의 전압차에 따라 트랜지스터의 소스폴로어동작에 의한 방전작용을 일으키는 소스폴로어방전수단(41)을 포함한다.
귀환형 충전수단(11)은, 입력전압(Vin)과 출력전압(Vout)의 두 개의 전압차에 따라 동작하는 차동단(21) 및 차동단(21)의 출력에 따라 충전작용을 일으키는 충전수단(31)을 포함한다.
본 실시예는, 위상보상수단(위상보상용량)을 설치하지 않은 구성으로써, 저소비전력으로 고속구동이 가능한다.
입력전압(Vin)에 따라 출력전압(Vout)으로 소망의 전압을 출력하는 구동회로에서, 귀환형 충전수단(11)은 Vin과 Vout의 전압차에 따라서 동작하고, 출력전압(Vout)이 소망의 전압보다도 낮은 경우에 충전작용에 의해 출력전압(Vout)을 소망의 전압으로 끌어 올린다.
귀환형 충전수단(11)은, 위상보상수단을 설치하지 않음으로써, 저소비전력으로 고속동작이 가능하지만, 귀환형의 구성에는 회로소자의 기생용량 등에 의해 출력전압(Vout)의 변화가 충전작용에 반영될 때까지 약간의 응답지연이 있어, 오버슈트(과충전)를 일으키는 경우가 있다.
한편, 소스폴로어방전수단(41)은, 입력전압(Vin)과 출력전압(Vout)의 전압차에 따라 방전능력을 갖고, 출력전압(Vout)이 소망의 전압보다도 높은 경우에, 트랜지스터의 소스폴로어동작에 의한 방전작용에 의해 출력전압(Vout)을 소망의 전압까지 끌어 내릴 수 있다.
소스폴로어방전수단(41)은, 입력전압(Vin)과 출력전압(Vout)의 전압차가 클 때는 방전능력도 높고, 전압차가 작게 됨에 따라 방전능력도 작게 되기 때문에, 방전작용에 의한 출력전압(Vout)의 변화는 소망의 전압에 가까워 질수록 완화된다. 그 때문에, 소스폴로어방전수단(41)은, 출력전압(Vout)을 소망의 전압으로 빠르게 변화시킴과 동시에, 소망의 전압으로 안정시키는 작용을 갖는다.
이 때문에, 출력전압(Vout)이 소망의 전압보다도 낮은 경우에는, 출력전압(Vout)은 귀환형 충전수단(11)에 의해 고속으로 소망의 전압으로 끌어 올려지고, 이 때에 오버슈트(과충전)를 일으켜도, 소스폴로어방전수단(41)에 의해 빠르게 소망의 전압까지 끌어 내려져서 안정한 출력이 된다.
한편, 출력전압(Vout)이 소망의 전압보다도 높은 경우에는, 귀환형 충전수단(11)의 충전작용은 동작하지 않고, 출력전압(Vout)은 소스폴로어방전수단(41)에 의해, Vin과 Vout의 전압차에 따른 소스폴로어방전작용에 의해 소망의 전압까지 끌어 내려져 안정한 출력이 된다.
또, 귀환형 충전수단(11)은, 위상보상용량도 갖지 않음으로써, 회로소자의 기생용량 등에 의한 약간의 응답지연밖에 없기 때문에, 오버슈트를 일으키는 경우에도, 충분히 작은 레벨로 억제된다. 그 때문에, 출력전압의 안정화를 용이하게 한다.
이와 같이, 귀환형 충전수단(11)과 소스폴로어방전수단(41)의 조합에 의해, 충전시에서는, 고속충전과 동시에 소망의 전압으로 고속안정시킬 수 있다.
다음으로, 본 발명의 제2실시예에 대하여 설명한다. 도 2는 본 발명의 제2실시예의 구성을 보여주는 도면이다. 도 2를 참조하면, 본 발명의 제2실시예는 입력전압(Vin)과 출력전압(Vout)의 두 개의 입력에 의해 방전작용을 일으켜서 출력전압(Vout)을 끌어 내릴 수 있는 귀환형 방전수단(12) 및 귀환형 방전수단(12)과는 독립한 동작으로 입력전압(Vin)과 출력전압(Vout)의 전압차에 따라 트랜지스터의 소스폴로어동작에 의한 충전작용을 일으키는 소스폴로어충전수단(42)을 포함한다.
귀환형 방전수단(12)은, 입력전압(Vin)과 출력전압(Vout)의 두 개의 전압차에 따라 동작하는 차동단(22) 및 차동단(22)의 출력에 따라 방전작용을 일으키는 방전수단(32)을 포함한다. 이 제2실시예서도, 위상보상수단을 설치하지 않음으로써, 저소비전력으로 고속구동이 가능한다.
입력전압(Vin)에 따라 출력전압(Vout)으로 소망의 전압을 출력하는 구동회로에서, 귀환형 방전수단(12)은 Vin과 Vout의 전압차에 따라서 동작하고, 출력전압(Vout)이 소망의 전압보다도 높은 경우에 방전작용에 의해 출력전압(Vout)을 소망의 전압으로 끌어 내린다.
귀환형 방전수단(12)은, 위상보상수단을 설치하지 않음으로써, 저소비전력으로 고속동작이 가능하지만, 귀환형의 구성에는 회로소자의 기생용량 등에 의해 출력전압(Vout)의 변화가 방전작용에 반영될 때까지 약간의 응답지연이 있어, 언더슈트(과방전)를 일으키는 경우가 있다.
한편, 소스폴로어충전수단(42)은, 입력전압(Vin)과 출력전압(Vout)의 전압차에 따라 충전능력을 갖고, 출력전압(Vout)이 소망의 전압보다도 낮은 경우에, 트랜지스터의 소스폴로어동작에 의한 충전작용에 의해 출력전압(Vout)을 소망의 전압까지 끌어 올릴 수 있다.
소스폴로어충전수단(42)의 소스폴로어충전능력은, 입력전압(Vin)과 출력전압(Vout)의 전압차가 클 때는 충전능력도 높고, 전압차가 작게 됨에 따라 충전능력도 작게 되기 때문에, 충전작용에 의한 출력전압(Vout)의 변화는 소망의 전압에 가까워 질수록 완화된다. 즉, 소스폴로어충전수단(42)은, 출력전압(Vout)을 소망의 전압으로 빠르게 변화시킴과 동시에, 소망의 전압으로 안정시키는 작용을 갖는다.
이 때문에, 출력전압(Vout)이 소망의 전압보다도 높은 경우에는, 출력전압(Vout)은 귀환형 방전수단(12)에 의해 고속으로 소망의 전압으로 끌어 내려지고, 이 때에 언더슈트(과방전)를 일으켜도, 소스폴로어충전수단(42)에 의해 빠르게 소망의 전압까지 끌어 올려져서 안정한 출력이 된다.
한편, 출력전압(Vout)이 소망의 전압보다도 낮은 경우에는, 귀환형 방전수단(12)의 방전작용은 동작하지 않고, 출력전압(Vout)은 소스폴로어충전수단(41)에 의해, Vin과 Vout의 전압차에 따른 소스폴로어충전작용에 의해 소망의 전압까지 끌어 올려져 안정한 출력이 된다.
또, 귀환형 방전수단(12)은, 위상보상용량도 갖지 않음으로써, 회로소자의 기생용량 등에 의한 약간의 응답지연밖에 없기 때문에, 언더슈트를 일으키는 경우에도, 충분히 작은 레벨로 억제된다. 그 때문에, 출력전압의 안정화를 용이하게 한다.
이와 같이, 귀환형 방전수단(12)과 소스폴로어충전수단(42)의 조합에 의해, 충전시에서는, 고속충전과 동시에 소망의 전압으로 고속안정시킬 수 있다.
도 3은, 도 1의 소스폴로어방전수단(41)의 구성의 구체예를 보여주는 도면이다. 입력전압(Vin)에 따라 출력전압(Vout)으로 소망의 전압을 출력하는 구동회로에서, 소스폴로어방전수단(41)은, 소스가 출력단자(2)에 접속되고, 드레인이 저전위측 전원(VSS)에 접속된 P채널MOS트랜지스터(412) 및 입력전압(Vin)을 받아 P채널MOS트랜지스터(412)의 게이트를 일정 전압으로 제어하는 게이트바이어스제어수단(51)을 포함한다.
게이트바이어스제어수단(51)은, 소망의 출력전압을 구동하는 기간에서, P채널MOS트랜지스터(412)의 소스가 소망의 전압일 때에 게이트·소스간 전압이 문턱 전압 부근으로 되도록 P채널MOS트랜지스터(412)의 게이트를 일정 전압으로 제어한다.
소스폴로어방전수단(41)의 작용에 대하여 설명한다. 입력전압(Vin)이 소망의 전압으로 변화하는 과정에서, 출력전압(Vout)이 소망의 전압보다 높은 경우는, 출력전압(Vout)과 소망의 전압과의 전압차가 큰 만큼 P채널MOS트랜지스터(412)의 게이트·소스간 전압도 크게 되고, 방전능력도 높게 된다. 한편, 출력전압(Vout)이 저하되고, 소망의 전압에 가까워지면 게이트·소스간 전압도 작게 되어 방전능력도 작게 된다.
이 때문에, 출력전압(Vout)은 발진없이, 안정한 출력이 가능하게 된다. 한편, 출력전압(Vout)이 소망의 전압보다 낮은 경우는, P채널MOS트랜지스터(412)의게이트·소스간 전압이 문턱전압 이하로 되고, P채널MOS트랜지스터(412)가 오프되어 방전작용이 발생하지 않는다.
출력전압(Vout)을 소망의 전압으로 빠르게 안정시키려면, P채널MOS트랜지스터(412)의 채널길이(L)에 대한 채널폭(W)의 비(W/L)를 높이는 것에 의해 안정성이 향상된다.
P채널MOS트랜지스터(412)는 특정의 트랜지스터에 한하지 않고, 적어도 2단자를 갖는 소자로, 2단자의 전압차의 증가에 따라 소자전류가 "0"에서 충분히 큰 레벨까지 증대하는 특성을 갖고(도 3b 참조), 소자전류에 의해 방전작용이 있는 일단을 출력단자에 접속하고, 다른 단자를 소망의 전압출력시에 게이트바이어스제어수단(51)에 의해 최적의 일정 전압으로 제어되는 소자이면 충분하다
도 4는, 도 1의 귀환형 충전수단(11)의 구성의 구체예를 보여주는 도면이다. 도 4를 참조하면, 출력전압(Vout)을 입력전압(Vin)과 같은 전압으로 구동하는 구동회로를 구성하는 귀환형 충전수단(11)에서, 차동단(21)은, N채널MOS트랜지스터(213, 214)에 의한 차동입력쌍과, 그 능동소자로서 P채널MOS트랜지스터(212, 211)로 되는 전류미러(current mirror)회로를 갖는 차동단으로 되고, 출력전압(Vout)을 입력으로 되돌리는 귀환형 구성이다.
입력전압(Vin)이 저전위측 전원(VSS) 부근에서 N채널MOS트랜지스터(213)가 오프하는 전압범위에서는 정상으로 동작하지 않는다.
충전수단(31)은 차동단의 출력을 게이트에서 받고, 드레인을 출력단자(2)에 접속하고, 소스를 상위전원 전압(VDD)에 접속한 P채널MOS트랜지스터(311)로 구성된다.
귀환형 충전수단(11)을 구성하는 차동단(21)과 충전수단(31)은 Vout〈Vin일 때에, 트랜지스터(311)에 의한 충전작용을 일으켜, 출력전압(Vout)을 Vin까지 끌어 올리며, Vout〉Vin일 때에, 트랜지스터(311)가 오프되어 충전작용은 일어나지 않는다. 그러나, Vout〈Vin에서 출력전압(Vout)이 Vin까지 고속으로 변화하는 경우에는, 출력전압(Vout)의 변화가 충전작용에 반영되기까지 약간의 응답지연이 있어, 오버슈트(과충전)를 일으킨다.
한편, 소스폴로어방전수단(41)에서는, 게이트바이어스제어수단(51)의 출력이 P채널MOS트랜지스터(412)의 게이트에 접속되고, P채널MOS트랜지스터(412)의 소스가 Vin으로 될 때, 게이트·소스간 전압이, 문턱전압(Vth) 부근이 되도록 게이트를 제어하면, Vout〉Vin에서 방전작용을 일으키고, Vin과 Vout의 전압차에 따라 트랜지스터(412)의 소스폴로어방전작용에 의해, 출력전압(Vout)을 입력전압(Vin)과 같은 전압까지 끌어 내릴 수 있다.
귀환형 충전수단(11)은, 위상보상수단을 설치하지 않음으로써, 차동단(21)의 전류원(215)의 전류를 작게 억제하여도, 충전수단(31)의 트랜지스터(311)의 게이트전압을 빠르게 변동시킬 수 있어서, 저소비전력으로 고속충전이 가능하다. 또 위상보상용량을 갖지 않음으로써, 회로소자의 기생용량 등에 따른 약간의 응답지연밖에 없기 때문에, 오버슈트를 일으켜도 충분히 작은 레벨로 억제된다. 그 때문에, 오버슈트를 일으키는 경우에도, 소스폴로어방전수단에 의해 빠르게 입력전압(Vin)과 같은 전압을 안정하게 출력할 수 있다.
귀환형 충전수단(11)의 충전작용에 의해 출력전압(Vout)이 상당히 고속으로 변화하는 경우에는, 오버슈트도 약간 크게 되기 때문에, 트랜지스터(412)의 게이트·소스간 전압도 크고, 소스폴로어방전수단(41)의 방전작용도 고속으로 행해진다.
그 때문에, 오버슈트한 전압에서, 전압(Vin)까지 끌어 내려질 때에, 게이트·소스간 용량을 매개로 트랜지스터(412)의 게이트전압도 순간적으로 약간 낮아지고, 이것에 의해, 출력전압(Vout)이 순간적으로 전압(Vin) 이하까지 낮아지고 마는 경우가 있다. 그러면, 귀환형 충전수단(11)이 다시 동작하여 충전작용이 일어나고, 다시 작은 오버슈트를 일으키고, 소스폴로어방전수단(41)이 다시 동작하는 것이 되풀이 된다. 그러나, 이와 같은 경우에도, 소스폴로어방전수단(41)의 방전능력은 입력전압(Vin)에 가까워 질수록 작아지도록 트랜지스터(412)의 게이트를 제어하기 때문에, 출력전압(Vout)은 몇 회정도 감쇄진동을 거쳐 최종적으로는 입력전압(Vin)으로 수렴하여 안정된다.
출력안정성을 보다 높히기 위해, 소스폴로어방전수단(41)의 트랜지스터(412)의 채널길이(L)에 대한 채널폭(W)의 비(W/L)를 높인다.
또는, 소스폴로어방전수단(41)에서, 게이트바이어스수단(51)에 의해, 출력전압(Vout)이 입력전압(Vin)으로 되는 안정상태에서, 트랜지스터(412)의 드레인전류가 약간 흐르도록 설정되어 있는 경우는, 같이 크기의 전류가 트랜지스터(311)에도 흐르는 상태로 안정된다.
도 5는, 용량성 부하를 구동할 때의, 도 4의 구동회로의 출력파형을 보여주는 도면이다. 실선은 Vin=Vout의 상태에서, Vin이 고전압측으로 변화한 경우의 출력전압(Vout)의 파형이고, 파선은, Vin이 저전압측으로 변화한 경우의 출력전압(Vout)의 파형이다. 도 5에 보여진 Vin은 변화 후의 전압(일정)이다.
Vin이 고전압측으로 변화한 경우에는, 귀환형 충전수단(11)에 의해 높은 충전능력으로 빠르게 출력전압(Vout)을 입력전압(Vin)으로 끌어 올려진다. 오버슈트를 일으킨 경우에도, 출력전압(Vout)은 소스폴로어방전수단(41)의 작용에 의해 빠르게 입력전압(Vin)으로 구동되어 안정된다.
한편, Vin이 저전압측으로 변화한 경우에는, 소스폴로어방전수단(41)만이 동작하여, 출력전압(Vout)은, Vin과 Vout의 전압차가 큰 때에는, 높은 방전능력으로 빠르게 끌어 내리지만, 전압(Vin)에 가까워 질수록 방전능력이 낮아지고, 천천히 입력전압(Vin)에 도달하여 안정된다.
이와 같이, 도 4의 구동회로는, 충전작용은 고속으로 행해질 수 있지만, 방전작용은 충전작용에 비하면 약간 늦다.
도 6은, 도 2의 소스폴로어충전수단(42) 구성의 하나의 구체예를 보여주는 도면이다. 도 6a를 참조하면, 입력전압(Vin)에 따라 출력전압(Vout)에 소망의 전압을 출력하는 구동회로에서, 소스폴로어충전수단(42)은, 소스가 출력단자(2)에 접속되고, 드레인이 고전위측 전압(VDD)에 접속된 N채널MOS트랜지스터(422) 및 입력전압(Vin)을 받아 N채널MOS트랜지스터(422)의 게이트를 일정 전압으로 제어하는 게이트바이어스제어수단(52)를 포함하여 구성된다.
게이트바이어스제어수단(52)은, 소망의 출력전압을 구동하는 기간에서, N채널MOS트랜지스터(422)의 소스가 소망의 전압일 때에 게이트·소스간 전압이 문턱전압 부근으로 되도록 N채널MOS트랜지스터(422)의 게이트를 일정 전압으로 제어한다.
소스폴로어충전수단(42)의 작용에 대하여 설명한다. 출력전압(Vout)이 소망의 전압으로 변화하는 과정에서, 출력전압(Vout)이 소망의 전압보다 낮은 경우는, 출력전압(Vout)과 소망의 전압과의 전압차가 큰 만큼 N채널MOS트랜지스터(422)의 게이트·소스간 전압도 크게 되고, 충전능력도 높게 된다. 한편, 출력전압(Vout)이 상승하여, 소망의 전압에 가까워 지면 게이스·소스간 전압도 작게 되어 충전능력도 작게 된다.
이 때문에, 출력전압(Vout)은 발진없이, 안정한 출력이 가능하게 된다. 한편, 출력전압(Vout)이 소망의 전압보다 높은 경우는, N채널MOS트랜지스터(422)의 게이트·소스간 전압이 문턱전압 이하로 되고, N채널MOS트랜지스터(422)가 오프되어 충전작용은 일어나지 않는다.
출력전압(Vout)을 소망의 전압으로 빠르게 안정시키려면, N채널MOS트랜지스터(422)의 채널길이(L)에 대한 채널폭(W)의 비(W/L)를 높게 함으로써 안정성이 향상된다.
N채널MOS트랜지스터(422)는 특정의 트랜지스터에 한하지 않고, 적어도 2단자를 갖는 소자로, 2단자의 전압차의 증가에 따라 소자전류가 "0"에서 충분히 큰 레벨까지 증대하는 특성을 갖고(도 6b 참조), 소자전류에 의해 방전작용이 있는 일단을 출력단자에 접속하고, 다른 단자를 소망의 전압출력시에 게이트바이어스제어수단(52)에 의해 최적의 일정 전압으로 제어되는 소자이면 충분하다
도 7은, 도 6의 귀환형 방전수단(12)의 구성의 구체예를 보여주는 도면이다.도 7을 참조하면, 출력전압(Vout)을 입력전압(Vin)과 같은 전압으로 구동하는 구동회로를 구성하는 귀환형 방전수단(12)에서, 차동단(22)은, P채널MOS트랜지스터(223, 224)에 의한 차동입력쌍과, 그 능동소자로서 P채널MOS트랜지스터(222, 221)로 되는 전류미러회로를 갖는 차동단으로 되고, 출력전압(Vout)을 입력으로 되돌리는 귀환형 구성이다.
입력전압(Vin)이 고전위측 전원(VDD) 부근에서 P채널MOS트랜지스터(223)가 오프하는 전압범위에서는 정상으로 동작하지 않는다.
방전수단(32)은 차동단(22)의 출력을 게이트에서 받고, 드레인을 출력단자(2)에 접속하고, 소스를 저전위 전원전압(VSS)에 접속한 N채널MOS트랜지스터(321)로 된다.
귀환형 방전수단(12)을 구성하는 차동단(22)과 방전수단(32)은, Vout〉Vin일 때에, 트랜지스터(321)에 의한 방전작용을 일으키고, 출력전압(Vout)을 Vin까지 끌어 내리며, Vout〉Vin일 때에, 트랜지스터(321)가 오프되어 방전작용은 일어나지 않는다. 그러나, Vout〈Vin에서 출력전압(Vout)이 Vin까지 고속으로 변화하는 경우에는, 출력전압(Vout)의 변화가 방전작용에 반영되기까지 약간의 응답지연이 있어, 언더슈트(과방전)를 일으킨다.
한편, 소스폴로어충전수단(42)에서는, 게이트바이어스제어수단(52)의 출력이 N채널MOS트랜지스터(422)의 게이트에 접속되고, N채널MOS트랜지스터(422)의 소스가 Vin으로 될 때, 게이트·소스간 전압이, 문턱전압(Vth) 부근이 되도록 게이트를 제어하면, Vout〈Vin에서 충전작용을 일으키고, Vin과 Vout의 전압차에 따라 트랜지스터(422)의 소스폴로어충전작용에 의해, 출력전압(Vout)을 입력전압(Vin)과 같은 전압까지 끌어 올릴 수 있다.
귀환형 방전수단(12)은, 위상보상수단을 설치하지 않음으로써, 차동단(22)의 전류원(225)의 전류를 작게 억제하여도, 방전수단(32)의 트랜지스터(321)의 게이트전압을 빠르게 변동시킬 수 있어서, 저소비전력으로 고속방전이 가능하다. 또 위상보상용량을 갖지 않음으로써, 회로소자의 기생용량 등에 따른 약간의 응답지연밖에 없기 때문에, 언더슈트를 일으켜도 충분히 작은 레벨로 억제된다. 그 때문에, 언더슈트를 일으키는 경우에도, 소스폴로어충전수단(42)에 의해 빠르게 입력전압(Vin)과 같은 전압을 안정하게 출력할 수 있다.
귀환형 방전수단(12)의 방전작용에 의해 출력전압(Vout)이 상당히 고속으로 변화하는 경우에는, 언더슈트도 약간 크게 되기 때문에, 트랜지스터(422)의 게이트·소스간 전압도 크고, 소스폴로어충전수단(42)의 충전작용도 고속으로 행해진다.
그 때문에, 언더슈트한 전압에서, 전압(Vin)까지 끌어 올려질 때에, 게이트·소스간 용량을 매개로 트랜지스터(422)의 게이트전압도 순간적으로 약간 상승되고, 이것에 의해, 출력전압(Vout)이 순간적으로 전압(Vin) 이상까지 상승되고 마는 경우가 있다. 그러면, 귀환형 방전수단(12)이 다시 동작하여 방전작용이 일어나고, 다시 작은 언더슈트를 일으키고, 소스폴로어충전수단(42)이 다시 동작하는 것이 되풀이 된다. 그러나, 이와 같은 경우에도, 소스폴로어충전수단(42)의 충전능력은 입력전압(Vin) 가까워 질수록 작아지도록 트랜지스터(422)의 게이트를 제어하기 때문에, 출력전압(Vout)은 몇 회정도 감쇄진동을 거쳐 최종적으로는 입력전압(Vin)으로수렴하여 안정된다.
출력안정성을 보다 높히기 위해, 소스폴로어충전수단(42)의 트랜지스터(422)의 채널길이(L)에 대한 채널폭(W)의 비(W/L)를 높인다.
또는, 소스폴로어충전수단(42)에서, 게이트바이어스수단(52)에 의해, 출력전압(Vout)이 입력전압(Vin)으로 되는 안정상태에서, 트랜지스터(422)의 드레인전류가 약간 흐르도록 설정되어 있는 경우는, 같이 크기의 전류가 트랜지스터(321)에도 흐르는 상태로 안정된다.
도 8는, 용량성 부하를 구동할 때의, 도 7의 구동회로의 출력파형을 보여주는 도면이다. 실선은 Vin=Vout의 상태에서, Vin이 저전압측으로 변화한 경우의 출력전압(Vout)의 파형, 파선은, Vin이 고전압측으로 변화한 경우의 출력전압(Vout)의 파형이다. 도 8에 보여진 Vin은 변화 후의 전압(일정)이다.
Vin이 저전압측에서 변화한 경우에는, 귀환형 방전수단(12)에 의해 높은 방전능력으로 빠르게 출력전압(Vout)은 입력전압(Vin)으로 끌어 내려진다. 언더슈트를 일으킨 경우에도, 출력전압(Vout)은 소스폴로어충전수단(42)의 작용에 의해 빠르게 입력전압(Vin)으로 구동되어 안정된다.
한편, Vin이 고전압측에서 변화한 경우에는, 소스폴로어충전수단(42)만이 동작하여, 출력전압(Vout)은, Vin과 Vout의 전압차가 큰 때에는, 높은 충전능력으로 빠르게 끌어 올리지만, 전압(Vin)에 가까워 질수록 충전능력이 낮아지고, 천천히 입력전압(Vin)에 도달하여 안정된다.
이와 같이, 도 7의 구동회로는, 충전작용은 고속으로 행해질 수 있지만, 방전작용은 충전작용에 비하면 약간 늦다.
도 9는, 도 4의 게이트바이어스수단(51) 구성의 하나의 구체예를 보여주는 도면이다. 도 9를 참조하면, 트랜지스터(412)와 같은 극성의 트랜지스터(411)와 2개의 전류원들(413, 414)을 포함하여 구성된다. P채널MOS트랜지스터(411)은, 그 소스가 입력단자(1)와 접속됨과 동시에 정전류원(413)을 매개로 고전위전원전압(VDD)에 접속되고, 드레인과 게이트는 공통접속되어 정전류원(414)을 매개로 저전위전원전압(VSS)에 접속된다. 트랜지스터(411)의 크기 및 정전류원(414)의 전류는, 트랜지스터(412)의 소스가 전압(Vin)일 때에, 트랜지스터(411, 412)의 게이트·소스간 전압이 동시에 같게 문턱전압 부근으로 되도록 설정한다.
이것에 의해, 트랜지스터(411)의 게이트·소스간 전압은 정전류원(414)의 전류에 의해 설정되기 때문에, 트랜지스터(411, 412)의 공통게이트전압은 입력전압(Vin)에 따라 일정하게 제어되고, 트랜지스터(412)는, 소스폴로어방전 동작시에 출력전압(Vout)을 입력전압(Vin)까지 끌어내리기 때문에 출력안정상태로 된다. 또 정전류원(413)은, 정전류원(414)와 같은 전류로 설정함으로써, 입력전압(Vin)을 부여하는 입력단자(1)의 전류공급능력이 낮은 경우에도 용이하게 트랜지스터(411, 412)의 공통 게이트전압을 일정하게 제어할 수 있다. 가장 간단하게는 트랜지스터(411, 412)를 같은 크기로 설계하고, 전류원(413, 414)의 전류를 충분히 작게 설정하면 바람직하다. 또 입력전압(Vin)을 부여하는 입력단자(1)의 전류공급능력이 높은 경우는, 전류원(413)은 없어도 된다.
소스폴로어방전수단(41)은, 귀환형 충전수단(11)과의 조합에 의해 고속구동이라는 새로운 효과를 실현할 수 있다. 또 소스폴로어방전수단(41)은, 전류원(413, 414)이 충분히 작은 전류로 설정되기 때문에, 저소비전력이다. 따라서, 귀환형 충전수단(11)과 소스폴로어방전수단(41)은 각각 저소비전력이어서, 양자를 조합한 구동회로도 저소비전력이 된다.
그래서, 도 9에서 보여진 회로의 동작범위는, 저전위전원전압(VSS) 부근을 제외하는, 그것보다 고전위측에서 고전위전원전원(VDD)까지의 전압범위이다. 이것은, 차동단(21)은 입력전압(Vin)이 저전위전원전압(VSS) 부근에서 트랜지스터(213)가 오프하는 전압범위에서는 동작하지 않고, 또 소스폴로어방전수단(41)은, 저전위전원전압(VSS)에서 트랜지스터(412)의 문턱전압정도 높은 전압까지밖에 출력전압(Vout)을 끌어 내릴 수 없기 때문이다.
도 10은, 도 7의 게이트바이어스수단(52) 구성의 하나의 구체예를 보여주는 도면이다. 도 10를 참조하면, 트랜지스터(422)와 같은 극성의 트랜지스터(421)와 2개의 전류원들(423, 424)을 포함하여 구성된다. N채널MOS트랜지스터(421)은, 그 소스가 입력단자(1)와 접속됨과 동시에 정전류원(423)을 매개로 저전위전원전압(VSS)에 접속되고, 드레인과 게이트는 공통접속되어 정전류원(424)을 매개로 고전위전원전압(VDD)에 접속된다. 트랜지스터(421)의 크기 및 정전류원(424)의 전류는, 트랜지스터(422)의 소스가 전압(Vin)일 때에, 트랜지스터(421, 422)의 게이트·소스간 전압이 동시에 같게 문턱전압 부근으로 되도록 설정한다.
이것에 의해, 트랜지스터(421)의 게이트·소스간 전압은 정전류원(424)의 전류에 의해 설정되기 때문에, 트랜지스터(421, 422)의 공통게이트전압은 입력전압(Vin)에 따라 일정하게 제어되고, 트랜지스터(422)는, 소스폴로어충전 동작시에 출력전압(Vout)을 입력전압(Vin)까지 끌어 올리기 때문에 출력안정상태로 된다. 또 정전류원(423)은, 정전류원(424)과 같은 전류로 설정함으로써, 입력전압(Vin)을 부여하는 입력단자(1)의 전류공급능력이 낮은 경우에도 용이하게 트랜지스터(421, 422)의 공통 게이트전압을 일정하게 제어할 수 있다. 가장 간단하게는 트랜지스터(421, 422)를 같은 크기로 설계하고, 전류원(423, 424)의 전류를 충분히 작게 설정하면 바람직하다. 또 입력전압(Vin)을 부여하는 입력단자(1)의 전류공급능력이 높은 경우는, 전류원(423)은 없어도 된다.
소스폴로어충전수단(42)은, 귀환형 방전수단(12)과의 조합에 의해 고속구동이라는 새로운 효과를 실현할 수 있다. 또 소스폴로어충전수단(42)은, 전류원(423, 424)이 충분히 작은 전류로 설정되기 때문에, 저소비전력이다. 따라서, 귀환형 방전수단(12)과 소스폴로어충전수단(42)은 각각 저소비전력이어서, 양자를 조합한 구동회로도 저소비전력이 된다.
그래서, 도 10에서 보여진 회로의 동작범위는, 고전위전원전압(VDD) 부근을 제외하는, 그것보다 저전위측에서 저전위전원전원(VSS)까지의 전압범위이다. 이것은, 차동단(22)은 입력전압(Vin)이 고전위전원전압(VDD) 부근에서 트랜지스터(223)가 오프하는 전압범위에서는 동작하지 않고, 또 소스폴로어충전수단(42)은, 고전위전원전압(VDD)에서 트랜지스터(422)의 문턱전압(Vth)정도 낮은 전압까지밖에 출력전압(Vout)을 끌어 내릴 수 없기 때문이다.
도 11은, 도 4의 소스폴로어방전수단(41)의 변형예를 보여주는 도면이다. 도11에 보여진 변형부분의 구성은, 도 7에도 적용가능하다. 도 11을 참조하면, 이 변형예에서는, 도 4에 보여진 소스폴로어방전수단(41)의 P채널MOS트랜지스터(412)의 소스, 출력단자(2) 및 N채널MOS트랜지스터(214) 게이트의 접속점과, 고전위전원전압(VDD)과의 사이에, 출력전압(Vout)이 입력전압(Vin)으로 되는 안정상태에서, 트랜지스터(412)의 드레인전류와 동일한 전류를 공급하는 전류원(415)를 포함한다. 이 구성에 의해, 안정상태에서, 트랜지스터(311)에 드레인전류가 흐르지 않도록 할 수 있다.
출력전압(Vout)이 입력전압(Vin)으로 되는 안정상태에서, 트랜지스터(311)에 드레인전류가 흐르는 경우에는, 차동단(21)의 출력이 안정될 필요가 있다. 도 11에 보여진 구성에서, 안정상태에서 트랜지스터(311)에 드레인전류가 흐르지 않기 때문에, 안정상태에서의 차동단(21)의 출력이 트랜지스터(311)가 오프로 되는 임의의 전위를 취할 수가 있다. 따라서, 차동단 출력의 안정동작점이 트랜지스터(311)가 오프로 되는 전위와 같은 차동단도 이용할 수 있다.
도 12는, 도 4의 충전수단(31)의 변형예를 보여주는 도면이다. 도 12에 보여진 변형부분의 구성은, 도 7에도 사용가능하다. 도 12를 참조하면, 트랜지스터(311)의 게이트와 고전위전원전압(VDD) 사이 및 트랜지스터(311)의 게이트와 저전위전원전압(VSS) 사이에 같은 전류의 전류원(351, 352)이 설치된다.
도 4에서 보여진 구성에서는, 트랜지스터(311)의 크기가 큰 경우, 트랜지스터(311)의 게이트 용량이 크게 되고, 응답지연이 크게 되기 때문에, 출력전압(Vout)의 고속안정성을 높이기 위해서는 차동단의 전류원(215)의 전류를크게 할 필요가 있다. 그러나 차동단의 전류원(215)의 전류를 크게 하여도, 그 전류의 약 반정도밖에 트랜지스터(311)의 게이트전압의 변화에 기여하지 않는다.
이것에 대하여, 도 12에 보여진 구성에서는, 전류원(351, 352)에 흐르는 전류가 모두 트랜지스터(311)의 게이트전압의 변화에 기여하기 때문에, 차동단의 전류원(215)의 전류를 크게 하는 경우에도 작은 전류증가로 트랜지스터(311)의 게이트전압을 빠르게 변동시킬 수 있다.
도 13은, 도 4의 차동단(21)의 변형예를 보여준 도면이다. 도 13에 보여진 변형부분의 구성은, 도 7에도 적용가능하다.
도 13을 참조하면, 도 4에서, 차동단(21)의 트랜지스터들(211, 213)을 병렬로 접속한 구성이다. 트랜지스터(211A 및 211B), 트랜지스터(213A 및 213B)는 각각의 드레인끼리, 게이트끼리, 소스끼리 공통접속된다. 그리고, 트랜지스터의 크기는, 트랜지스터들(211A 및 211B, 212)이 서로 같고, 트랜지스터들(213A 및 213B, 214)이 서로 같다.
도 4에서, 차동단(21)은 프로세스에 의한 트랜지스터특성의 발산을 방지하기 위해서는, 트랜지스터들(211, 212)을 서로 같게, 트랜지스터들(213, 214)을 서로 같게 설계한다. 그러나, 이경우, 전류원(215)의 전류의 반정도밖에, 트랜지스터(211, 213) 측에 흐르지 않기 때문에, 트랜지스터(311)의 트랜지스터크기가 큰 경우에는, 게이트용량에 의한 응답지연에 따라, 출력전압이 안정하기 어려운 경우가 있다.
그리고, 트랜지스터(211, 213)에 대하여 도 13과 같이 같은 크기의 트랜지스터들(211A, 211B, 213A, 213B)을 2개씩 설치하면, 전류원(215)의 전류의 2/3이 트랜지스터(311)의 게이트전압의 변화에 기여하기 때문에, 전류원(215)의 전류를 증가시키지 않아도 트랜지스터(311)의 응답지연을 억제할 수 있고, 또 프로세스에 따른 트랜지스터특성의 발산을 방지할 수 있다. 이 경우, 트랜지스터들(211A 및 211B)을 1개의 트랜지스터로 전류구동능력을 트랜지스터(212)의 2배로 하고, 트랜지스터들(213A 및 213B)을, 한개의 트랜지스터로 하여 전류구동능력을 트랜지스터(214)의 두배로 하는 구성으로도 가능하다.
도 14는, 고속충전가능한 구동회로(10; 도 1에서 보여진 회로구성)와, 고속방전가능한 구동회로(20; 도 2에서 보여진 회로구성)을 결합한 구동회로이다. 절환스위치(3, 4)로, 구동회로(10)와 구동회로(20)의 어느 하나를 선택하여 구동하는 것으로써, 충전도 방전도 고속으로 행할 수 있다.
동작제어신호는, 절환스위치(3, 4)에서 선택되지 않은 회로의 동작을 정지시키고, 전력의 소비를 억제한다. 또 동작제어신호는, 구동회로(10)과 구동회로(20)의 양방을 정지시켜 출력을 정지시킬 수 있다.
또, 구동회로(10)가, 도 9와 같은 저전위전원전압(VSS) 부근에서 동작하지 않는 구동회로이고, 구동회로(20)가 도 10과 같은 고전위전원전압(VDD) 부근에서 동작하지 않는 구동회로인 경우에도, 출력하는 전압에 따라, 구동회로(10)와 구동회로(20)를 전환하여 구동하도록, 저전위전원전압(VSS)에서 고전위전원전압(VDD)까지의 전원전압범위에서의 구동이 가능하다.
도 15는, 도 14의 회로구성의 하나의 구체예를 보여주는 도면이다. 도 14의구동회로(10)를 도 9에 보여진 구성으로 하고, 구동회로(20)을 도 10에서 보여진 구성으로 하며, 동작제어신호(도면 중에는 생략)에 의해 온 및 오프제어되는 스위치(521, 551, 552, 553) 및 스위치(522, 561, 562, 563)을 포함한다.
구동회로(10)는, 스위치(521, 551, 552, 553)가 전부 온될 때 동작하고, 전부 오프될 때 전류가 전부 차단되어 정지한다. 구동회로(20)는 스위치(522, 561, 562, 563)가 전부 온될 때 동작하고, 전부 오프될 때 전류가 전부 차단되어 정지한다. 상기 각 스위치는 도 14의 스위치(3, 4)의 절환스위치도 포함한다.
도 15에서 보여진 회로의 동작범위는, 구동전압에 의하지만 저전위전원전압(VSS)에서 고전위전원전압(VDD)까지의 전원전압범위로 동작이 가능하다. 단, 저전위전원전압(VSS) 부근에서의 충전작용 및 고전위전원전압(VDD) 부근에서의 방전작용은 할 수 없다. 예를 들면, 임의의 중간전압에 대하여, 고전위측 전원전압과 저전위측 전원전압을 교호적으로 구동하는 경우에는, 고전위측 전압을 구동하는 경우에는 구동회로(10)을 동작시키고, 저전위측 전압을 구동하는 경우에는 구동회로(20)를 동작시키는 것에 의해, 전원전압범위에서의 동작이 가능하다.
도 16은 도 15의 변형예를 보여주는 도면이다. 도 15의 출력단자(2)에 프리차지수단을 갖춘 것으로, 프리차지수단은, 프리차지전압(VCC)을 스위치(599)를 매개로 출력단자(2)에 접속되어 구성된다. 구동회로(10) 또는 구동회로(20)를 동작시키기 전에, 스위치(599)를 온으로 하고, 출력단자(2)를 전압(VCC)로 프리차지한다.
스위치(599)를 오프로 하여 프리차지를 종료시킨 후에, 회로(10) 또는 회로(20)을 구동시킨다. 또, 프리차지전압(VCC)은 복수의 레벨전압이여도 된다.
도 16에 보여진 회로의 동작범위는, 프리차지전압(VCC)을 최적으로 설정하는 것에 의해, 프리차지전압(VCC)에 대하여 고전위측 전압을 구동하는 경우에 구동회로(10)을 동작시키고, 저전위측 전압을 구동하는 경우에 구동회로(20)를 구동하여, 임의의 구동에 대하여 저전위전원전압(VSS)에서 고전위전원전압(VDD)까지의 전원전압범위에서의 구동이 가능하다.
도 17은 도 15의 소스폴로어방전수단(41), 소스폴로어충전수단(42)의 변형예를 보여주는 도면이다. 도 17을 참조하면, 이 회로에서는, 도 11의 소스폴로어방전수단(41)의 원리를 이용하여, 출력전압(Vout)의 안정상태에서 귀환형 충전수단(11), 귀환형 방전수단(12) 각각에 포함되는 충전수단 및 방전수단에서 출력단자(2)로 전류가 흐르지 않도록 한다. 소스폴로어방전수단(41)에서, P채널MOS트랜지스터(412)의 소스와 고전위전원(VDD) 사이에, 스위치(554)와 정전류원(415)을 포함하고, 소스폴로어충전수단(42)에서, N채널MOS트랜지스터(422)의 소스와 저전위전원(VSS) 사이에 스위치(564)와 정전류원(425)을 포함한다.
도 18은, 도 15의 변형예를 보여주는 도면이고, 도 18을 참조하면, 이 회로에서는, 소스폴로어방전수단(41)과 소스폴로어충전수단(42)을 하나로 한 소스폴로어충방전수단(43)을 구성하고, 소스폴로어방전수단(41)과 소스폴로어충전수단(42)의 양방의 작용을 갖고, 소자수를 감소시킨다.
소스폴로어충방전수단(43)에서, 소스폴로어방전수단(41)의 트랜지스터(411, 412), 전류원(414), 스위치(553), 소스폴로어충전수단(42)의 트랜지스터(421, 422), 전류원(424), 스위치(563)를 그대로 이용한다.
그리고 트랜지스터(431, 432)를 부가한다. 트랜지스터(411, 412)는 각각의 게이트·소스간 전압이 같게 되도록 각각의 소자크기와 전류원(414)의 전류를 설정하고, 유사하게 트랜지스터(421, 422)는 각각의 게이트·소스간 전압이 같게 되도록 각각의 소자크기와 전류원(424)의 전류를 설정하고, 또한 전류원들(414, 424)은 같은 전류로 설정한다.
소스폴로어충방전수단(43)은, 일본특허공개2000-338461호 공보(특원평11-145768호)에서 제안한 기술을 응용한 회로이다. 소스폴로어충방전수단(43)의 작용은, 귀환형 충전수단(11)을 동작시킬 때는, 스위치(553)을 온으로 하여 트랜지스터(412)에 소스폴로어방전작용을 동작시키고, 귀환형 방전수단(12)을 동작시킬 때는, 스위치(563)을 온시켜 트랜지스터(422)에 소스폴로어방전작용을 동작시킨다.
또 트랜지스터(431, 432)는 각각의 게이트바이어스전압(BN, BP)이 최적의 전압으로 제어됨으로써, 입력전압(Vin)이 전원전압(VDD 또는 VSS) 부근에서 트랜지스터(411 또는 421)가 오프하는 경우에도, 전류원(414, 424)의 전류를 트랜지스터(431, 432)를 매개로 흘릴 수 있다.
소스폴로어충방전수단(43)은, 트랜지스터(412)가 저전위전원전압(VSS)에서 문턱전압정도 높은 전압까지밖에 출력전압(Vout)을 끌어 내릴 수가 없고, 트랜지스터(422)가 고전위전원전압(VDD)에서 문턱전압정도 낮은 전압까지밖에 출력전압(Vout)을 끌어 올릴 수 없기 때문에, 스위치(553, 563)를 전환하여 소스폴로어충전작용과 소스폴로어방전작용을 동작시키는 경우에는, 도 18의 동작범위는도 15의 것과 유사해 진다.
또, 소스폴로어충방전수단(43)은, 귀환형 충전수단(11) 또는 귀환형 방전수단(12)을 동작시킬 때에, 스위치(553, 563)의 양방을 온하여, 소스폴로어충전작용과 소스폴로어방전작용의 양방을 동작가능하게 할 수 있다. 이 경우에는, 입력전압(Vin)이 출력전압(Vout)보다 높은 경우에, 트랜지스터(422)가 소스폴로어충전작용을 일으키고, 입력전압(Vin)이 출력전압(Vout)보다 낮은 경우에, 트랜지스터(412)가 소스폴로어방전작용을 일으킨다.
귀환형 충전수단(11) 또는 귀환형 방전수단(12)이 같은 작용을 일으켜도, 귀환형 충전수단(11) 또는 귀환형 방전수단(12)의 작용의 방식이 강하기 때문에(소스폴로어충방전작용(43)보다도 출력전류가 큼), 출력전압(Vout)의 변화에 거의 영향이 부여되지 않는다.
그렇지만, 입력전압(Vin)이 저전위전원전압(VSS) 부근에서 귀환형 충전수단(11)이 동작하지 않는 전압범위에서 소스폴로어충방전수단(43)의 트랜지스터(422)에 의해 충전작용을 일으킬 수 있고, 유사하게, 입력전압(Vin)이 고전위전원전압(VDD) 부근에서 귀환형 방전수단(12)이 동작하지 않는 전압범위에서 소스폴로어충방전수단(43)의 트랜지스터(412)에 의해 방전작용을 일으킬 수 있다. 따라서, 이 때의 도 18의 회로의 동작범위는, 임의의 구동에 대하여 저전위전원전압(VSS)에서 고전위전원전압(VDD)까지의 전원전압범위에서의 동작이 가능하다.
도 19는, 도 14의 구성의 변형예를 보여주는 도면이고, 도 14에서,차동단(21,22)을 하나의 차동단(23)으로 치환하고, 차동단(23)의 출력으로 충전수단(31) 및 방전수단(32)를 제어하는 구성으로 한 것이다. 차동단(23)은, 충전수단(31)과 방전수단(41)의 어느 쪽이 동작할 때도 동작한다.
동작제어신호는, 충전수단(31)과 소스폴로어방전수단(41)이 동작할 때는, 적어도 방전수단(32)은 정지하고, 방전수단(32)과 소스폴로어충전수단(42)이 동작할 때는, 적어도 충전수단(31)은 정지한다.
도 14에 보여진 회로에서는, 구동회로(10)와 구동회로(20)가 각각 독립하여 동작하기 때문에, 예를 들면 LSI프로세스에서 소자특성에 발산이 나타나는 경우에는, 구동회로(10)와 구동회로(20)에서 각각 출력발산이 일어난다. 따라서 구동전압에 따라 구동회로(10)와 구동회로(20)를 전환하여 구동하는 구동회로에서는, 복수의 구동전압의 상대적인 출력발산도 크게 된다.
한편, 도 19에서 보여진 구성과 같이, 하나의 차동단(23)에서 충전수단(31) 및 방전수단(32)의 동작을 제어하는 구성에서는, 예를 들면 예를 들면 LSI프로세스에서 소자특성에 발산이 나타나는 경우에는, 충전수단(31)와 방전수단(32) 각각의 상대적인 출력발산을 억제하는 것이 가능한다.
소스폴로어방전수단(41) 및 소스폴로어충전수단(42)은, 차동단(23), 충전수단(31), 방전수단(32)과는 독립하여 동작하지만, 충전수단(31) 및 방전수단(32)의 구동능력이 소스폴로어방전수단(41) 및 소스폴로어충전수단(42)에 비례하여 충분히 높은 경우에는, 출력전압(Vout)은 충전수단(31) 또는 방전수단(32)의 출력에 따라 대부분 결정된다. 그 때문에, 도 19에서 보여진 구성에서는, 복수의 구동전압의 상대적인 출력발산을 억제할 수 있다.
도 20은, 도 19의 구성의 변형예를 보여주는 도면이고, 도 19에서, 소스폴로어방전수단(41) 및 소스폴로어충전수단(42) 대신에, 양방의 작용을 행할 수 있는 소스폴로어충방전수단(43)으로 치환하여 구성한 것이다.
도 21은, 차동단을 하나로 구성한 도 19의 구성의 하나의 구체예를 보여주는 도면이다. 도 21을 참조하면, 이 회로에서는, 충전수단(31)의 동작을 제어하는 스위치(531) 및 방전수단(32)의 동작을 제어하는 스위치(541)를 포함하고, 스위치(531, 541)는 충전수단(31)과 방전수단(32)의 적어도 하나를 정지시키도록 제어한다.
차동단(23)은, NMOS차동입력회로(상측; 고전위측 전원(VDD))와 PMOS차동입력회로(하측; 저전위측 전원(VSS))를 조합하여 구성된다.
NMOS차동입력회로(상측)은, 소스가 공통접속되어 정전류원(257)에 접속되고 입력(Vin)과 출력(Vout)을 게이트에 입력하여 차동쌍을 이루는 N채널MOS트랜지스터(255, 256), 소스가 전원(VDD)에 접속되고 차동쌍의 출력에 드레인과 게이트가 접속된 P채널MOS트랜지스터(252, 253) 및 소스가 전원(VDD)에 접속되고 게이트가 P채널MOS트랜지스터(252, 253)의 게이트에 각각 접속된 P채널MOS트랜지스터(251, 254)를 포함하고, P채널MOS트랜지스터(254)의 드레인은 충전수단(31)의 P채널MOS트랜지스터(311)의 게이트에 접속된다.
PMOS차동입력회로(하측)은, 소스가 공통접속되어 정전류원(267)에 접속되고 입력(Vin)과 출력(Vout)을 게이트에 입력하여 차동쌍을 이루는P채널MOS트랜지스터(265, 266), 소스가 전원(VSS)에 접속되고 차동쌍의 출력에 드레인과 게이트가 접속된 N채널MOS트랜지스터(262, 263) 및 소스가 전원(VSS)에 접속되고 게이트가 N채널MOS트랜지스터(262, 263)의 게이트에 각각 접속된 P채널MOS트랜지스터(261, 264)를 포함하고, N채널MOS트랜지스터(264)의 드레인은 방전수단(32)의 N채널MOS트랜지스터(321)의 게이트 및 P채널MOS트랜지스터(254)의 드레인에 접속되고, N채널MOS트랜지스터(261)의 드레인은 P채널MOS트랜지스터(251)의 드레인에 접속된다.
Vin〉Vout에서, N채널MOS트랜지스터(255, 256) 중에, 트랜지스터(255)에 보다 많은 전류를 흘리도록 작용하기 위해, 트랜지스터(255, 256)의 드레인전류를 미러전류로서 출력하는 트랜지스터(251, 254)의 드레인전류도, 트랜지스터(251) 쪽이 크게 된다.
한편, Vin〈Vout에서, N채널MOS트랜지스터(255, 256)의 드레인전류를 미러전류로서 출력하는 트랜지스터(251, 254)의 드레인전류는 트랜지스터(254) 쪽이 크게 된다. 차동쌍트랜지스터(251, 254)의 전류의 합는 전류원(257)에서 설정된다.
유사하게, PMOS차동입력회로(하측)는, Vin〉Vout에서, 트랜지스터(265, 266) 중에, 트랜지스터(266)에 보다 많은 전류를 흘리도록 작용하기 위해, 트랜지스터(261, 264)의 드레인전류는 트랜지스터(264) 쪽이 크고, Vin〈Vout에서는 트랜지스터(261) 쪽이 크게 된다. 차동쌍트랜지스터(261, 264)의 전류의 합는 전류원(267)에서 설정된다.
트랜지스터(251, 254)의 드레인단자는, 각각 트랜지스터(261, 264)의 드레인단자와 접속되고, 전류원(257, 267)을 같은 전류로 설정하면, 트랜지스터(251, 261)의 공통드레인단자(N14) 및 트랜지스터(254, 264)의 공통드레인단자(N15)는 Vin〉Vout에서, N14의 단자전압은 상승하고, N15의 단자전압은 하강한다.
한편, Vin〈Vout에서, N14의 단자전압은 하강하고, N15의 단자전압은 상승한다.
Vin=Vout에서, 트랜지스터(251, 261)가 또 트랜지스터(254, 264)가 각각 서로 같은 드레인전류로 되기 위해, N15 및 N14의 단자전압은 임의의 전압을 취하는 것이 가능하다.
그리고, 노드N15를 차동단(23)의 출력단자로 하고, 충전수단(31)의 트랜지스터(311) 및 방전수단(32)의 트랜지스터(321)의 게이트에의 공통출력단자로 한다.
이것에 의해, Vin〉Vout에서, 스위치(531)가 온상태에서는, N15의 단자전압이 하강하는 것에 의해, 트랜지스터(311)의 충전수단이 발생하여, 출력전압(Vout)이 끌어 올려지고, Vin〈Vout에서, 스위치(541)가 온상태에서는, N15의 단자전압이 상승하는 것에 의해, 트랜지스터(321)의 방전작용이 발생하여, 출력전압(Vout)이 끌어 내려진다.
Vout이 Vin에 가깝게 되면, N15의 단자전압은, 충전시에는, 트랜지스터(311)의 게이트·소스간 전압이 문턱전압 부근으로 되는 전압레벨까지 상승하고, 트랜지스터(321)의 게이트·소스간 전압은 문턱전압 부근으로 되는 전압레벨까지 하강한다.
충전시에, 입력전압(Vin)이 상위전원전압(VDD) 부근으로 변화하는 경우, 차동단(23)의 트랜지스터(265)가 오프되고, 또한, 트랜지스터(261, 262)도 오프되면, N14의 단자전압은 상승한다.
한편, N15의 단자전압은, Vin〉Vout에서는 낮은 전압이고, 트랜지스터(311)를 충전작용시켜 출력전압(Vout)을 끌어 올린다. 그리고, 출력전압(Vout)의 상승에 수반하여, 노드N15의 전압도 상승한다.
그리고, 출력전압(Vout)이 트랜지스터(266)가 오프된 레벨까지 상승하면, 트랜지스터(263, 264)도 오프되고, N15의 단자전압은, 고전위전원전압(VDD) 부근까지 상승하여 트랜지스터(311)을 오프시킨다. 그 때문에, 제어가능한 출력전압(Vout)의 전압범위는 상한이 고전위전원전압(VDD)에서 트랜지스터(266)의 문턱전압 정도 낮은 전압까지이다.
이것은, 방전시에, 입력전압(Vin)이 저전위전원전압(VSS) 부근으로 변화하는 경우에도 유사하게, 제어가능한 출력전압(Vout)의 전압범위는, 하한이 저전위전원전압(VSS)에서 트랜지스터(256)의 문턱전압 정도 높은 전압까지이다.
따라서, 도 21에 보여진 회로의 동작범위는, 전원전압(VDD, VSS) 부근 한 부분의 전압범위를 제외한, 그 중간의 전압범위에서 동작한다.
도 22는, 도 21의 변경예를 보여주는 도면이다. 도 22를 참조하면, 차동단(23)에서, 드레인이 노드N14에 접속되고 게이트가 노드N15에 접속되며 소스가 P채널MOS트랜지스터(266)의 드레인에 접속되는 N채널MOS트랜지스터(281) 및 드레인이 노드N14에 접속되고 게이트가 노드N15에 접속되며 소스가 N채널MOS트랜지스터(256)의 드레인에 접속된 P채널MOS트랜지스터(282)가 부가되고, 도 22의 동작범위는 임의의 동작에 대하여 저전위전원전압(VSS)에서 고전위전원전압(VDD)까지의 전원전압범위에서의 동작이 가능한다.
차동단(23)의 정상동작에서는, 도 21과 유사하게, Vin=Vout이외에서는, N14와 N15 각각의 단자전압은 상반되는 전위변동을 한다.
차동단(23)에 트랜지스터(281, 282)를 설치한 경우, 충전시에, 입력전압(Vin)이 고전위전원전압(VDD) 부근으로 변화하면, 출력전압(Vout)은, 트랜지스터(266)의 문턱전압레벨까지 상승하고, N14 및 N15의 단자전압은 동시에 상승하도록 한다. 이 때 트랜지스터(281)은 드레인이 N14, 게이트가 N15, 소스가 트랜지스터(263)의 드레인에 접속되고, 드레인이 고전위, 소스가 저전위, 게이트가 고전위로 되도록 하면, 트랜지스터(281)은 온상태로 되고, N14와 트랜지스터(263)의 드레인단자와의 사이에 전류경로를 발생시킨다.
이것에 의해, PMOS차동쌍트랜지스터(265, 266)가 오프상태이여도, 트랜지스터(251)의 드레인전류가 트랜지스터(263)로 흐르고, 트랜지스터(263, 264)의 전류미러회로가 동작한다.
이것에 의해, N15의 단자전압은 NMOS차동쌍트랜지스터(255, 256)의 드레인전류의 변동에 따른 전위변동을 일으키고, 트랜지스터(311)는 충전동작을 행할 수 있다.
즉, 충전시에, 입력전압(Vin)이 고전위전원전압(VDD) 부근으로 변화한 경우에도, 차동단(23)은 NMOS차동입력회로(상측)와 트랜지스터(263, 264)에 의한 전류미러회로의 동작에 의해, N15의 단자전압을 변동시켜 출력전압(Vout)을입력전압(Vin)까지 끌어 올릴 수가 있다.
유사하게, 방전시에 입력전압(Vin)이 저전위전원전압(VSS) 부근으로 변화하면, 출력전압(Vout)은, 트랜지스터(256)의 문턱전압레벨까지 하강하고, N14 및 N15의 단자전압은 동시에 하강하도록 한다.
이 때, 트랜지스터(282)는 드레인이 N14, 게이트가 N15, 소스가 트랜지스터(253)의 드레인에 접속되고, 드레인이 저전위, 소스가 고전위, 게이트가 저전위로 되도록 하면, 트랜지스터(282)은 온상태로 되고, 트랜지스터(253)의 드레인단자와 N14와의 사이에 전류경로를 발생시킨다.
이것에 의해, NMOS차동쌍트랜지스터(255, 256)가 오프상태이여도, 트랜지스터(253)의 드레인전류가 트랜지스터(261)로 흐르고, 트랜지스터(253, 254)의 전류미러회로가 동작한다.
이것에 의해, N15의 단자전압은 PMOS차동쌍트랜지스터(265, 266)의 드레인전류에 따라 전위변동을 일으키고, 트랜지스터(321)는 방전동작을 행할 수 있다.
즉, 방전시에, 입력전압(Vin)이 저전위전원전압(VSS) 부근으로 변화한 경우에도, 차동단(23)은 PMOS차동입력회로(하측)와 트랜지스터(253, 254)에 의한 전류미러회로의 동작에 의해, N15의 단자전압을 변동시켜 출력전압(Vout)을 입력전압(Vin)까지 끌어 내릴 수가 있다.
트랜지스터(281)은, N14, N15의 단자전압이 상반되는 전위변동을 하는 정상동작시에도, N14가 저전위, N15가 고전위로 변화하는 경우에 온상태로 되고, N14와 트랜지스터(263)의 드레인단자간을 쇼트시키지만, 어느 것이라도 저전위이라면 쇼트되어도 문제가 없고, 이것에 의해 N15의 전위변동에 영향을 미치지 않아 출력전압(Vout)에 영향이 없다.
유사하게, 트랜지스터(282)도, N14가 고전위, N15가 저전위로 변화하는 경우에 온상태로 되고, N14와 트랜지스터(253)의 드레인단자간을 쇼트시키지만, 어느 것이라도 고전위이라면 쇼트되어도 문제가 없고, 이것에 의해 N15의 전위변동에 영향을 미치지 않아 출력전압(Vout)에 영향이 없다.
이상과 같이 차동단(23)은 트랜지스터(281, 282)를 설치함으로써, 전원전압범위의 임의의 입력전압(Vin)에 대하여 정상적으로 구동하고, 도 22에서 보여진 회로를 전원전압범위에서 동작할 수 있다.
또 차동단(23)은, 트랜지스터(311, 321)의 게이트를 공통의 출력단자(N15)에서 제어하기 때문에, 차동단(23)을 구성하는 각 트랜지스터의 발산특성이 발생하는 경우에도, 충전작용 및 방전작용도 같은 방향으로 출력전압의 어긋남을 일으키기 때문에, 복수의 구동전압의 상대적인 출력전압의 발산을 충분히 작게 억제할 수 있다.
도 23은 도 22의 변경예를 보여주는 도면이고, 이 회로구성은, 도 21의 구성에도 적용할 수 있다. 도 23을 참조하면, 충전수단(31)이 충전작용을 개시하기 전에 트랜지스터(311)를 일시적으로 오프상태로 하는 스위치(532)를 설치하고, 방전수단(32)이 방전작용을 개시하기 전에 트랜지스터(321)를 일시적으로 오프상태로 하는 스위치(542)를 포함한다.
스위치(532, 542)는 스위치(531, 541)의 온, 오프의 전환에 따른 충전과 방전으로 전환할 때에 N15의 단자전압을 리셋하고, 충전과 방전으로 전환할 때에 출력전압(Vout)의 불필요한 전압변동을 방지하는 작용을 갖는다.
차동단(23)의 출력단자(N15)는 출력전압(Vout)이 입력전압(Vin)에 가까워 지면, N15의 단자전압은, 충전시에는 트랜지스터(311)의 게이트·소스간 전압이 문턱전압 부근으로 되는 전압레벨까지 상승하여 안정되고, 방전시에는 트랜지스터(321)의 게이트·소스간 전압이 문턱전압 부근으로 되는 전압레벨까지 하강하여 안정된다.
그 때문에, 스위치(532, 542)가 없는 경우에는, 방전에서 충전으로 전환할 때에는, 충전작용이 강한 상태에서 트랜지스터(311)의 동작이 개시되고, 충전에서 방전으로 전환할 때에는, 방전작용이 강한 상태에서 트랜지스터(321)의 동작이 개시된다. 이것에 의해 충전과 방전의 전환시에는, 입력전압(Vin)에 관계없이 순간적으로 충전 또는 방전이 일어나서 출력전압(Vout)이 변동할 가능성이 있다.
그래서, 스위치(532, 542)를 설치하여, 방전에서 충전으로 전환할 때에는, 스위치(532)를, 스위치(541)가 오프된 후의 짧은 시간만 온상태로 하고, N15의 단자전압을 고전위전원전압(VDD)까지 끌어 올리도록 제어한다. 이것에 의해, 스위치(531)가 온으로 되어 충전동작이 개시될 때에, 트랜지스터(311)를 오프상태에서 동작을 개시시킬 수가 있다.
또 충전에서 방전으로 전환할 때에는, 스위치(542)를, 스위치(531)가 오프된 후의 짧은 시간만 온상태로 하고, N15의 단자전압을 저전위전원전압(VSS)까지 끌어 내리도록 제어한다. 이것에 의해, 스위치(541)가 온으로 되어 방전동작이 개시될때에, 트랜지스터(321)를 오프상태에서 동작을 개시시킬 수가 있다.
이상과 같이 스위치(532, 542)를 설치함으로써, 충전과 방전의 전환시에 출력전압(Vout)이 입력전압(Vin)에 관계없이 변동하는 것을 방지할 수 있다.
도 24는 도 20에서 보여진 회로의 하나의 구체예를 보여주는 도면이다. 도 24를 참조하면, 이 회로는, 도 23의 소스폴로어방전수단(41)과 소스폴로어충전수단(42)을 소스폴로어충방전수단(43)으로 치환한 것이다. 소스폴로어방전수단(41)과 소스폴로어충전수단(42)을 소스폴로어충방전수단으로 치환하는 구성은, 도 21, 도 22, 도 23에 보여진 회로에도 적용가능하다.
도 25는, 도 21에서 소스폴로어방전수단(41)과 소스폴로어충전수단(42)의 구성의 하나의 구체예를 보여주는 도면이다. 도 25를 참조하면, 소스폴로어방전수단(41)과 소스폴로어충전수단(42)은, 도 17에 보여진 회로와 같은 구성으로 하고, Vout=Vin의 출력안정상태에서, 충전수단(31)의 트랜지스터(311) 또는 방전수단(32)의 트랜지스터(321)의 드레인전류가 거의 흐르지 않도록 하는 구성이다.
도 26는, 도 22에서 소스폴로어방전수단(41)과 소스폴로어충전수단(42)의 구성의 하나의 구체예를 보여주는 도면이다. 도 26에서, 소스폴로어방전수단(41)과 소스폴로어충전수단(42)은, 도 17에 보여진 회로와 같은 구성으로 하고, 그 작용에 대해서는 도 17의 설명이 참조되기 때문에, 설명은 생략한다.
도 27는, 도 23에서 소스폴로어방전수단(41)과 소스폴로어충전수단(42)의 구성의 하나의 구체예를 보여주는 도면이다. 도 27에서, 소스폴로어방전수단(41)과소스폴로어충전수단(42)은, 도 17에 보여진 회로와 같은 구성이다.
도 28는, 도 24의 소스폴로어충방전수단(43)의 구체예를 보여주는 도면이다. 소스폴로어충방전수단(43)은 도 18에 보여진 회로구성과 같고, 그 작용에 대해서는 도 18의 설명이 참조되기 때문에, 설명은 생략한다.
도 29는, 도 1 내지 도 28에 보여진 회로를, 액정표시장치의 데이타드라이버의 버퍼(100; buffer)로서 이용하는 경우의 구체예를 보여주는 도면이다. 도 29를 참조하면, 이 드라이버는 고전위전원전압(VDD)과 저전위전원전압(VSS)간에 접속된 저항스트링(200), 디코더(300; 선택회로), 출력단자군(400) 및 출력단(100)을 포함하여 구성된다.
저항스트링(200)의 각 단자(탭)에서 생성한 복수의 계조전압 중에서, 각 출력마다에 영상디지털신호에 따라 디코더(300)로 계조전압을 선택하여, 버퍼(100)에서 증폭하여 출력단자(400)에 접속된 데이타선을 구동한다. 버퍼(100)로서, 도 1 내지 도 28을 참조하여 설명한 본 실시예의 회로를 적용할 수 있다.
도 30은, 도 29에서, 버퍼(100)에 소자의 발산특성이 큰 경우에는, 버퍼(100)에서 소망의 전압부근까지 고속으로 구동한 후, 버퍼(100)을 정지하고, 스위치(101)를 온하여, 저항스트링(200)으로부터 직접 전하를 공급하여 데이타선을 구동한다.
도 31은, 고속충전작용과 고속방전작용을 전환하여 구동할 수 있는 도 14 내지 도 28에서 보여진 구성에서, 액정표시장치의 데이타드라이버의 버퍼로 이용되는 경우의 동작제어방법의 구체예를 보여주는 도면이다. 임의의 구동전압에 대하여 고속구동이 가능하다.
고속충전작용과 고속방전작용은, 각각 충전수단(31)과 방전수단(32)의 동작에 의해 행해지고, 도 14 내지 도 28까지의 각 구성에서, 적어도 하나가 동작할 때는 다른 하나는 정지시키두지 않으면 안된다.
도 31은, 액정표시에서 계조레벨에 대하여, 충전수단(31)과 방전수단(32)의 제어방법의 구체예를 보여준다.
도 14 내지 도 28의 차동단(21, 22, 23), 소스폴로어방전수단(41), 소스폴로어충전수단(42), 소스폴로어충방전수단(43) 각각은 충전수단(31)과 방전수단(32)의 제어에 대응한 제어가 행해진다. 또 소스폴로어동작에 의한 구동은, 특히 대용량부하를 구동할 때에는 구동속도가 저하되기 때문에, 구속구동을 행하기 위하여는 충전수단(31)이나 방전수단(32)이 항상 동작하도록 제어할 필요가 있다.
도 31은 데이타선에 출력하는 계조레벨이 연속하는 데이타선택기간에서 고전위레벨과 저전위레벨을 교호적으로 출력하는 경우의 구동방법으로, 액정표시장치의 도트반전구동을 행하는 경우에 적용될 수 있다.
복수의 계조레벨의 고전위레벨과 저전위레벨의 구별은, 일정의 동상전압(common voltage)에 대하여 구동전압의 극성의 정부(正負)를 지정하는 극성반전신호에 의해 구별할 수 있다. 그리고, 고전위레벨이 지정된 경우에 충전수단(31)을 동작시켜서 고속충전하여 계조전압을 구동하고, 저전위레벨이 지정된 경우에 방전수단(32)을 동작시켜 고속방전하여 계조전압을 구동한다. 이와 같이 임의의 계조전압의 구동에 있어서 고속구동이 실현된다.
또, 소스폴로어방전수단(41), 소스폴로어충전수단(42), 소스폴로어충방전수단(43)은 각각의 구성에서 오버슈트나 언더슈트를 억제하여 출력전압을 고속으로 안정시키도록 작용한다.
또, 도 16에 보여진 구성과 같이, 출력단자(2)의 프리차지수단을 갖는 구성에서는, 액정표시장치의 동상반전구동을 행하는 경우에도, 도 31의 제어방법을 적용할 수 있다.
이 경우에는, 프리차지수단에 의해 복수의 계조레벨의 중앙계조레벨에 프리차지를 행한다. 이 때의 고전위레벨과 저전위레벨의 구별은, 중앙계조를 경계로 다른 값을 갖는 영상디지털신호의 최상위비트신호와 극성반전신호에 의해 행해질 수 있다.
그리고, 1데이타선택기간에서, 중앙계조레벨에 프리차지된 데이타선을, 도 31의 제어방법으로 구동함에 의해, 임의의 계조전압의 구동에서 고속구동을 실현할 수 있다.
도 32는, 도 31의 변경예를 보여주는 도면이다. 도 32는, 데이타선에서 출력하는 계조레벨이 연속하는 데이타선택기간에서, 고전위레벨과 저전위레벨를 임의로 출력하는 경우의 구동방법이고, 액정표시장치의 동상반전구동을 행하는 경우에 적용될 수 있다.
동상반전구동에서는, 소정의 전압에 프리차지한 경우를 제외하고, 1데이타선택기간 내에, 동상반전구동의 변동에 수반하여, 데이타선전압도 용량을 매개로 변동을 받아 들인다. 그 때문에, 1데이타선택기간개시시에, 충전인지 방전인지가 한번에 결정되지 않는다.
그리고, 1데이타선택기간을, 전반(t0-t1)구간과, 후반(t1-t2)구간으로 나누고, 고전위레벨의 계조전압을 구동하는 경우에는 전반(t0-t1)구간에, 방전수단(32)을 동작시키고, 후반(t1-t2)구간에 충전수단(31)을 동작시킨다.
유사하게, 저전위레벨의 계조전압을 구동하는 경우에는 전반(t0-t1)구간에, 충전수단(31)을 동작시키고, 후반(t1-t2)구간에 방전수단(32)을 동작시킨다. 또 전반전반(t0-t1)구간은 적어도 동상전압이 안정할 때까지의 시간으로 한다.
또 고전위레벨과 저전위레벨의 구별은, 영상디지털신호의 복수의 상위비트신호와 극성반전신호에 의해 행해질 수 있다. 가장 간단하게는 중앙계조를 경계로 다른 값을 갖는 최상위비트신호를 이용한다. 이와 같은 제어방법에 의해, 동상전압의 변동에 의해 데이타선전압이 변동한 경우에도, 임의의 계조전압의 구동에서 고속구동을 실현할 수 있다.
또, 상기 실시예에서는, MOS트랜지스터를 예로 설명하였지만 바이폴라트랜지스터에 의한 구동회로(버퍼회로)에 대하여도 당연히 적용가능하고, 위상보상용량을 갖지 않는 전압폴로어구성의 귀환형 충전(방전)수단도 이미터폴로어방전(충전)수단을 조합하여 구성된다.
본 발명은 전압폴로어로서 이용되는 OP앰프에 적용된 경우, 발진방지용 위상보상용용량을 필요로 하지 않고, 저소비전력화를 달성하여 바람직하다. 증폭도 1의 비반전증폭기인 전압폴로어는 OP앰프의 비반전입력단자에 입력신호를 입력하고, 출력신호를 반전입력단자에 귀환입력하고, 입력신호와 동상의 전압을 출력한다. OP앰프는 전압폴로어로서 이용되는 경우, 위상보상용 용량의 용량값을 최대로 크게 할 필요가 있고, 스루레이트(slewing rate)가 낮게 되지만, 본 발명은, 위상보상용 용량을 필요로 하지 않아, 스루레이트의 고속화를 달성하고, 또한, 대진폭의 입력전압에 대응가능하다. OP앰프의 차동단에 추가하여, 입력신호와 출력신호의 차전압에 기하여 출력단자를 충전하는 충전수단(도 3의 31), 입력신호에 기하여 출력바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단(도 3의 51) 및 OP앰프의 출력단자(도 3의 2)의 방전경로에 삽입되며 상기 바이어스제어수단(도 3의 51)에서 출력된 바이어스전압을 입력으로 하는 소스폴로어구성의 트랜지스터(도 3의 412)를 갖는 소스폴로어방전수단(도 3의 41)을 포함한다. 또 입력신호와 상기 출력신호의 차전압에 기하여 출력단자를 방전하는 방전수단(도 6의 32), 입력신호에 기하여 출력바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단(도 6의 52), 출력단자(도 6의 2)의 충전경로에 삽입되며 상기 바이어스제어수단(도 6의 52)에서 출력된 바이어스전압을 입력으로 하는 소스폴로어구성의 트랜지스터(도 6의 422)를 갖는 소스폴로어충전수단(도 6의 42)를 포함한다. 도 14, 도 19 등에서 보여진 바와 같이, 귀환형 충전수단(11)과 귀환형 방전수단(12), 또는 충전수단(31)과 방전수단(32)는 그 하나가 활성화될 때 다른 하나는 불활성화로 되로록, 동작제어신호에 의해 온 및 오프되는 스위치에 의해 제어되고, 소스폴로어방전수단(41)과 소스폴로어충전수단(42)에 대해서도 동일하다. 또, 이 회로는 전부 OP앰프에 내장하는 구성으로도 가능하다. 이것과는 다르게, 차동단을 OP앰프로 구성하고, 충전수단(31)과 방전수단(32), 소스폴로어방전수단(41)과 소스폴로어충전수단(42)을 외부회로로 구성하여도 된다.
이상에서 설명하 바와 같이, 본 발명에서, 폴로어형 방전수단(도 1의 41)은, 차동단(도 1의 21)을 포함하고, 전압폴로어구성으로 하는 귀환형 충전수단(도 1의 11)을 조합한 경우에, 위상보상용량을 필요로 하지 않기 때문에, 저소비전력화, 고속화, 회로규모의 축소에 바람직하지만, 폴로어형 방전수단(도 1의 41)의 적용대상은 앞의 차동구성의 귀환형 증폭회로에만 한정되는 것은 아니다. 예를 들면, 입력단자에서 입력신호를 받아 출력단자를 구동하는 버퍼회로(차동입력구성을 취하지 않는 버퍼회로에도 가능)의 출력단자에, 상기 폴로어형 방전수단(도 1의 41)을 접속한 경우, 출력단자의 링잉(ringing)발생 등을 억제하고, 출력신호를 고속으로 안정화시킬 수 있다는 효과가 있다. 유사하게, 이 버퍼회로의 출력단자에, 폴로어형 충전단자(도2의 42)를 접속한 경우에도, 출력신호를 고속으로 안정화시킨다는 효과가 있다. 버퍼회로의 출력단자에, 폴로어형 방전수단(도 1의 41)과, 폴로어형 충전수단(도 2의 42)를 접속하여도 된다. 폴로어형 방전수단과 폴로어형 충전수단은 도 3, 도 6 등에 보여진 회로구성의 것이 그대로 이용된다.
앞서 설명한 도 18의 트랜지스터(431, 432)에 대하여 추가하여 설명하면, 트랜지스터(431, 432)는 각각 스위치(563, 553)의 온, 오프제어와 같이 제어를 행하는 스위치로 교체될 수도 있다.
다음으로, 시뮬레이션결과에 의해 본 발명의 효과를 구체적으로 보여준다. 이 시뮬레이션은 본 발명의 구동회로의 저전력성능 및 고속성능을 보여주기 위하여, 도 46에 보여진 바와 같은 표시패널의 데이타선 등의 대용량배선부하(1데이타선부하: 60㏀, 60㎊)에 대한 평가를 행하였다. 도 46에서 보여진 바와 같이, 대용량배선부하는, 저항과 용량의 적분회로를 5단종속형태에 접속한 등가회로로 구성되고, 부하근단에 구동회로의 출력단(Vout)이 접속된다. 시뮬레이션에 이용한 구동회로는 도 15에 보여진 구성으로 하고, 전원전압은, 고전위전원전압(VDD)=7V, 저전위전원전압(VSS)=0V로 하였다.
도 36은, 최대진폭에 상당하는 구동전압(0.2∼6.8V)일 때의 부하근단(近端)과 부하원단(遠端)의 출력전압파형을 보여주는 도면이다. 이 때의 출력지연시간을 도 37에서 보여준다. 출력지연시간은 진폭전압의 3τ(95%변화)에 필요한 시간이다. 또 τ는 CR회로의 시정수이고, 지수계수의 펄스응답곡선()에서, t=3τ는 0.95(전 진폭의 95%)이다. 0.2∼6.8V 구동시의 부하근단의 출력지연시간은, 상승시간지연=0.34㎲, 하강시간지연=0.42㎲이고, 부하원단의 출력지연시간은, 상승시간지연=5.83㎲, 하강시간지연=5.88㎲이다. 구동회로의 부하구동속도는 부하근단의 전압변화의 속도로 판단할 수 있다.
도 37에서부터, 부하근단의 전압변화의 속도는, 상승(충전) 및 하강(방전)이 동시에 0.5㎲이하로, 극히 고속이므로, 본 발명의 실시예에 따른 구동회로의 고속성능이 실증된다.
또 도 38은, 도 36의 구동에서 구동회로의 고전위전원전압(VDD)의 소비전류의 변화를 보여주는 도면이다. 도 38에서, 시간 0∼10㎲의 소비전류는, 구동회로의 동작유지에 필요한 정소비전류를 나타내고, 시간 10∼20㎲의 소비전류는 정소비전류에 부하용량의 충전전류가 가산된 동소비전류를 나타낸다. 위상보상용량을 포함하는 종래의 귀환형 증폭회로에서는, 도 36과 같은 고속구동을 실현하기에는 수십 ㎂의 정소비전류가 필요하다. 도 38에서도 알수 있는 바와 같이, 본 발명의실시예에 따른 구동회로의 동작유지에 필요한 정소비전류는, 약 2㎂로 충분히 작아, 본 발명의 구동회로의 저전력성능이 실증된다. 또, 부하용량이, 도 46에서 보여진 것과 비교하여 충분히 작은 경우에는, 본 발명의 구동회로의 동작유지에 필요한 정소비전류를 더욱 작게 억제할 수가 있다.
또 도 39에서, 무부하시의 출력파형을 보여준다. 도 39에 의해, 무부하시에서도, 본 발명의 구동회로는, 위상보상용량을 갖지 않아도, 소스폴로어동작에 의한 출력안정화작용으로 발진하지 않는 것이 보여진다. 또 상기 시뮬레이션은 대용량부하에 대하여 행한 결과이지만, 부하용량이 작은 경우에는, 수백 ㎁정도의 작은 정소비전류로 충분히 고속으로 구동할 수 있다.
이상에서 설명한 대로, 본 발명에 따른 구동회로는, 소용량부하에서 대용량부하에 걸쳐서, 저전력고속구동을 실현할 수 있다. 또 본 발명의 실시예로써 설명한 도 16 내지 도 18에 보여진 구동회로 각각에 대해서도, 도 15와 같은 성능을 갖는다. 또 도 21 내지 도 28에 각각 보여진 구동회로에 대해서는, 도 15에 비교하면, 차동회로의 구성이 복잡하고, 전류경로가 많기 때문에, 도 15에 보여진 구성과 비교하여, 정소비전류는 약간 증가하지만, 위상보상용량을 설치하지 않음으로써, 충분히 저소비전류로 고속구동이 실현가능하다
다음으로, 본 발명의 구동회로에서, 대용량부하를 구동할 때의 특유의 현상에 대하여, 시뮬레이션결과를 참조하여 설명한다. 부하조건 및 전원전압조건은 상술한 시뮬레이션과 동일하다.
도 40, 도 41은, 본 발명의 실시예를 이루는 도 15의 구동회로에 의해, 도 46에 보여진 대용량배선부하에 대하여, 전원전압범위의 중간 부근전압(5V)를 출력한 경우의, 부하근단과 부하원단의 출력전압파형이다. 도 40은, 파형전체도, 도 41은 확대도이다. 도 40 및 도 41에서는, 상승직후의 부하근단의 전압이 감쇄진동하는 양상을 볼 수 있다. 또, 도면은 생략하였지만, 하강직후의 부하근단의 전압에도 유사하게 감쇄진동이 발생한다. 이 현상은, 대용량배선부하에 특유한 것이고, 배선저항이 충분히 작은 경우나 배선용량이 작은 경우 또는 배선저항이 작은 경우에는 발생하지 않는다. 이 감쇄진동은, 부하근단에서 부하원단으로의 부하완화현상과 구동회로의 귀환형 충전(방전)수단에 의한 고속동작에 의해 발생하는 현상이다.
도 40, 도 41을 참조하면, 시간 10㎲이후에, 대용량배선부하는, 구동회로의 귀환형 충전수단에 의해 고속충전되고, 부하근단전압은 소망의 구동전압(5V)까지 즉시 충전된다. 이 때, 구동회로의 귀환응답에 지연이 있기 때문에, 오버슈트가 발생하지만, 동시에, 오버슈트를 억제하여 소망의 구동전압까지 끌어 내리는 작용도 발생한다. 이 때 부하용량이 작으면 빠르게 소망의 전압으로 안정되지만, 대용량배선부하의 경우, 부하근단이 소망의 구동전압까지 충전되어도, 부하원단은 빠르게 뒤따르지 못한다. 따라서, 부하근단에서 부하원단으로의 부하완화에 의해, 부하근단전압은 소망의 구동전압보다도 낮아진다(언더슈트). 이것에 의해, 다시, 귀환형 충전수단에 의한 고속충전이 행해진다. 이와 같이, 고속충전에 의한 언더슈트와 전하의 완화에 의한 언더슈트가 고속으로 반복됨으로써, 진동이 발생한다. 그리고,부하원단전압이 부하근단전압에 가까워지면, 전하완화에 의한 언더슈트가 작아지기 때문에, 고속충전에 의한 오버슈트도 작아지고, 진동은 감쇄하여 소망의 구동전압으로 안정된다.
대용량배선부하구동에서, 상기와 같은 부하근단의 감쇄진동은, 발진과는 다른고, 빠르게 수렴되기 때문에, 실용상 특별한 문제는 없다고 생각된다.
그렇지만, 원활한 출력파형을 얻고자 하는 경우에는, 진동억제용의 용량값의 충분히 작은 용량을 구동회로의 내부에 설치하여도 된다. 도 42는, 본 발명의 실시예의 변형예를 보여주는 도면이다. 도 42에는, 도 15에 보여진 구동회로에서, 차동단(213, 214), 차동단(223, 224)의 출력과 출력단자(2) 사이에, 각각, 0.1㎊의 진동억제용량(216, 226)을 설치한 구성이다.
도 42의 구동회로에 의해, 도 46에 보여진 대용량배선부하에 대하여, 전원전압범위의 중간부근전압(5V)을 출려간 경우의, 부하근단과 부하원단의 출력전압파형을, 도 43에서 보여준다. 도 43은 전체파형도면이고, 도 44는 도 43의 부분확대도이다. 도 43, 도 44에 의하면, 0.1㎊정도의 용량을 설치함으로써, 도 40, 도 41의 감쇄진동을 제거할 수 있다. 그리고, 구동회로에 설치되는 진동억제용량의 용량값은 충분히 작은 것이 바람직하기 때문에, 구동속도에의 영향이나 소비전류의 증가에는 전혀 없고, 또 트랜지스터용량을 이용하여 용이하게 형성할 수 있다.
본 발명의 각 실시예를 이루는 도 16 내지 도 18, 도 21에 보여진 각 구동회로에 대하여도, 도 15와 유사하게, 차동쌍의 출력과 출력단자 사이에 진동억제용량을 부가함으로써, 대용량배선부하를 구동할 때에, 매끄러운 모양의 출력파형을 얻을 수 있다.
도 45는, 도 27에 보여진 구동회로에 대하여 진동억제용량을 부가한 구성이다. 도 45에서, 진동억제용량(268)은, 차동회로(23)의 출력단자(N15)와 출력단자(2) 사이에 설치된다. 도 21 내지 도 28에 보여진 구동회로에서는, 차동회로(23)가 충전작용과 방전작용에 공통이기 때문에, 진동억제용량은 1개 설치하여도 된다.
또, 다른 연구결과, 또 다른 이하의 사실이 얻어졌다. 본 발명은, 저소비전력의 귀환형 증폭회로나 구동회로의 실현을 위하여, 위상보상용량을 필요로 하지 않고 출력안정화를 실현하는 구성을 제공하는 것이다. 그 때문에, 출력이 소망의 전압으로 되고, 전류구동능력이 충분히 작은 충전수단 및 방전수단을 갖는 귀환형 증폭회로에서, 충전수단 또는 방전수단의 어느 하나를 귀환형 구성으로 하고, 다른 하나를 응답지연이 거의 없는 비귀환형구성으로 한다. 이 회로의 원리·작용은, 출력을 소망의 전압으로 변화시키는 작용에서, 충전수단 또는 방전수단의 어느 하나가 귀환형 구성인 경우에는, 응답지연이 발생하여 오버슈트나 언더슈트가 발생하지만, 충전수단 또는 방전수단의 다른 하나가 비귀환구성을 응답지연이 거의 없다면, 오버슈트나 언더슈트를 빠르게 억제하여, 출력을 안정화시킬 수 있다. 이를 위해 위상보상용량을 필요로 하지 않거나, 혹은 위상보상용량을 충분히 작게 억제할 수 있고, 위상보상용량의 충방전에 필요한 전류를 억제하여 소비전력을 삭감할 수 있다는 것이다.
도 1 내지 도 32에서 보여진 구성, 도 36 내지 도 46은, 비귀환구성의 충전수단 또는 방전수단으로서 소스폴로어충전수단 또는 소스폴로어방전수단을 이용한 실시예를 보여주는 것이라 할 수 있다.
예를 들면, 도 4나 도 9에 보여진 예에서는, 충전수단은 귀환형구성의 전압폴로어회로(11)이고, 방전수단은 비귀환형구성인 소스폴로어방전수단(41)이다. 귀환형구성인 전압폴로어회로(11)는, 출력전압(Vout)의 변화를 받아 차동단(21)이 동작하고, 차동단(21)의 출력의 변화를 받아 충전수단(31)이 동작하기 때문에, 출력전압(Vout)의 변화가 충전작용에 반영될 때까지 차동단(21)의 동작지연(응답지연)을 반드시 포함하기 때문에, 출력전압(Vout)이 오버슈트한다. 그리고 차동단(21)의 구성이 복잡한 만큼 응답지연도 크고, 언더슈트도 크다. 한편, 소스폴로어방전수단(41)은, 트랜지스터(412)가 소스폴로어구성으로 되고, 게이트가 입력전압(Vin)에 따른 전압으로 제어되며, 출력이 소망의 전압(Vin) 이상으로 되면, 트랜지스터(412)의 게이트·소스간 전압이 증가하여, 방전작용이 발생한다. 소스폴로어방전수단(41)에서는, 출력전압의 변화, 즉 트랜지스터(412)의 게이트·소스간 전압의 변화가 순시적으로 방전능력에 반영되기 때문에, 응답지연이 전혀 발생하지 않는다.
이 때문에, 전압폴로어회로(11)에 의해 오버슈트가 발생하여도, 소스폴로어방전수단(41)에 의해, 오버슈트된 출력을 소망의 전압까지 빠르게 방전시켜 안정시킬 수 있다. 이 원리는 소스폴로어충전수단 또는 소스폴로어방전수단을 이용한 다른 실시예의 구성에도 동일하다.
그러나, 본 발명에서, 소스폴로어구성 이외에도, 응답지연이 거의 없는 비귀환구성이라면, 위상보상용량을 필요하지 않는 귀환형 증폭회로나 구동회로를 실현할 수 있다는 사실에 도달한다. 도 47은 그 일예를 보여주는 도면이다.
도 47은, 본 발명의 또 다른 실시예의 구성을 보여주는 도면이다. 도 47을 참조하면, 이 실시예의 회로는, 입력전압(Vin)과 출력전압(Vout)의 2개의 입력에 의해 충전작용을 일으켜서 출력전압(Vout)을 끌어 올릴 수 있는 귀환형 충전수단(11) 및 귀환형 충전수단(11)과는 독립한 동작으로 입력전압(Vin)에 따른 소정의 전압과 출력전압(Vout)과의 전압차에 따라서 동작하는 방전수단(61)을 포함한다. 도 47은, 도 3에 보여진 소스폴로어방전수단(41)을, 방전수단(61)로 치환한 구성이고, 동일한 구성부분에 대해서는 동일한 참조번호가 부여된다.
귀환형 충전수단(11)은, 입력전압(Vin)과 출력전압(Vout)의 2개의 전압차에 따라서 동작하는 차동단(21) 및 차동단(21)의 출력에 따라 충전작용을 일으키는 충전수단(31)을 포함한다. 본 실시에는, 위상보상수단(위상보상용량)을 설치하지 않은 구성 또는 충분히 작은 위상보상용량으로 한 것으로, 저소비전력으로 고속구동이 가능하다.
입력전압(Vin)에 따라 출력전압(Vout)으로 소망의 전압을 출력하는 구동회로에서, 귀환형 충전수단(11)은, Vin과 Vout과의 전압차에 따라서 동작하고, 출력전압(Vout)이 소망의 전압보다도 낮은 경우에, 그 충전작용에 의해, 출력전압(Vout)을 소망의 전압으로 끌어 올린다. 귀환형 충전수단(11)은, 위상보상수단을 설치하지 않음으로써, 저소비전력으로 고속동작이 가능하지만, 귀환형의 구성에서는, 회로소자의 기생용량에 의해, 출력전압(Vout)의 변화가 충전작용에 반영될 때까지 약간 응답지연이 있어, 오바슈트(과충전)을 일으키는 경우가 있다.
한편, 방전수단(61)은, 드레인이 출력단자(2)에 접속되고, 소스가 저전위전원전압(VSS)에 접속된 N채널MOS트랜지스터(601) 및 입력전압(Vin)에 따른 소망의 전압을 참조전압으로 하고, 출력전압(Vout)에 따라 N채널MOS트랜지스터(601)의 게이트전압을 제어하는 게이트바이어스제어수단(62)을 포함한다.
구체적으로는, 게이트바이어스제어수단(62)은, 소망의 출력전압을 구동하는 기간에서, 출력전압(Vout)과 N채널MOS트랜지스터(601)의 게이트바이어스와의 저압차가 출력전압의 변화에 대하여도 지연없이 일정하게 유지되도록 게이트바이어스를 제어한다.
또 게이트바이어스제어수단(62)은, 출력전압과 N채널MOS트랜지스터(601)의 게이트바이어스와의 전압차를, 출력전압이 소망의 전압으로 될 때에 N채널MOS트랜지스터(601)의 게이트·소스간 전압이 문턱전압 부근으로 되도록, 게이트바이어스를 제어한다. 이것에 의해, 방전수단(61)은 소망의 전압과 출력전압(Vout)의 전압차에 따른 방전능력을 갖고, 출력전압(Vout)이 소망의 전압보다도 높은 경우에는, 트랜지스터의 방전작용에 의해 출력전압(Vout)을 소망의 전압까지 끌어 내릴 수 있다.
방전수단(61)의 작용에 대해서 다시 설명한다. 방전수단(61)에서, 출력전압(Vout)과 N채널MOS트랜지스터(601)의 게이트바이어스와의 전압차가 대개 일정하게 유지되기 때문에, 출력전압(Vout)이 소망의 전압보다 높은 경우에는, N채널MOS트랜지스터(601)의 게이트바이어스는 상승하고, N채널MOS트랜지스터(601)의게이트·소스간 전압이 커지게 되고, 출력전압(Vout)과 소망의 전압의 전압차에 따른 방전능력으로 방전작용을 일으킨다.
그리고 출력전압(Vout)이 소망의 전압까지 낮아지면, N채널MOS트랜지스터(601)의 게이트·소스간 전압은 문턱전압부근으로 되고, 방전작용은 대개 정지한다.
한편, 출력전압(Vout)이 소망의 전압보다 낮은 경우에는, N채널MOS트랜지스터(601)의 게이트·소스간 전압은 문턱전압이하로 되어 방전작용은 일어나지 않는다.
방전수단(61)은, 게이트바이어스제어수단(62)에 의한 N채널MOS트랜지스터(601)의 게이트바이어스제어가 출력전압의 변화에 대하여 지연없이 행함으로써, 소망의 전압보다도 높은 출력전압(Vout)을 빠르게 소망의 전압까지 끌어 내려서 안정화시킬 수 있다.
또, 게이트바이어스제어수단(62)의 제어에서, 출력전압(Vout)이 소망의 전압보다도 낮은 경우에는, N채널MOS트랜지스터(601)의 게이트·소스간 전압이 문턱전압이상이라면 되고, 이 때에 출력전압(Vout)과 게이트바이어스와의 전압차가 변화하여도 상관없다.
이상과 같이, 본 실시예의 구동회로는 출력전압(Vout)이 소망의 전압보다도 낮은 경우에는, 귀환형 충전수단(11)에 의해 출력전압(Vout)을 고속으로 소망의 전압으로 끌어 올릴 수 있다. 이 때, 약간 오버슈트(과충전)를 일으켜도, 방전수단(61)에 의해, 빠르게 소망의 전압까지 끌어 내려 안정한 출력이 된다.
한편, 출력전압(Vout)이 소망의 전압보다도 높은 경우에는, 방전수단(61)에 의해 소망의 전압까지 끌어 내려져 안정한 출력이 된다.
또, 귀환형 충전수단(11)은 위상보상용량을 갖지 않음으로써, 회로소자의 기생용량 등에 의한 약간의 응답지연밖에 없기 때문에, 오버슈트를 일으키는 경우에도, 충분히 작은 레벨로 억제된다. 그 때문에, 귀환형 충전수단(11)과 방전수단(61)의 조합에 의해, 충전시에서는, 고속충전과 동시에 소망의 전압으로 고속안정시킬 수 있다.
도 48은 도 47의 하나의 구체예를 보여주는 것이다. 도 48은 도 9의 소스폴로어방전수단(41)을 방전수단(61)으로 변경한 구성이고, 동일한 구성부분에 대하여는 동일한 참조번호를 이용한다. 도 48은 출력전압(Vout)을 입력전압(Vin)과 같은 전압으로 구동하는 구동회로이다.
도 48을 참조하면, 귀환형 충전수단(11)에서, 차동단(21)은, N채널MOS트랜지스터(213, 214)에 의한 차동입력쌍과, 그 능동부하로서 P채널MOS트랜지스터(212, 211)로 구성된 전류미러회로를 갖는 차동단으로 구성되고, 출력전압(Vout)을 입력으로 되돌리는 귀환형의 구성이다.
귀환형 충전수단(11)을 구성하는 차동단(21)과 충전수단(31)은, Vout〈Vin일 때에, 트랜지스터(311)에 의한 충전작용을 일으키고, 출력전압(Vout)을 Vin까지 끌어 올리고, Vout〉Vin에서는, 트랜지스터(311)가 오프된다. 충전작용은 발생하지 않는다.
그러나, Vout〈Vin에서, 출력전압(Vout)이 Vin까지 고속으로 변화하는 경우에는, 출력전압(Vout)의 변화가 충전작용에 반영될 때까지 약간의 응답지연이 있어, 오버슈트(과충전)를 일으킨다.
한편, 방전수단(61)의 구성은, 일본 특개평11-259052호 공보의 구성을 일부변경하여 응용한 것으로, 드레인이 출력단자(2)에 접속되고, 소스가 저전위전원전압(VSS)에 접속된 N채널MOS트랜지스터(601)과, 입력전압(Vin)을 참조전압으로 하고, 출력전압(Vout)에 따라 N채널MOS트랜지스터(601)의 게이트를 제어하는 게이트바이어스제어수단(62)을 포함하여 구성된다. 게이트바이어스제어수단(62)은, 하나의 단자가 N채널MOS트랜지스터(601)의 게이트에 접속된 용량소자(602), 입력단자(1)와 용량소자(602)의 다른 단자와의 사이에 접속된 스위치(611), 출력단자(2)와 용량소자(602)의 다른 단자와의 사이에 접속된 스위치(613) 및 N채널MOS트랜지스터(601)의 게이트에 대하여 전압(Vref)의 공급과 차단을 제어하는 스위치(612)를 포함하여 구성된다. 이 전압(Vref)은, N채널MOS트랜지스터(601)의 게이트·소스간 전압이 문턱전압 부근이 되도록 하는 게이트바이어스전압으로서 부여된다.
도 49는, 이 실시예의 구동회로에서, 출력전압(Vout)을 입력전압(Vin)과 같은 전압으로 구동하는 1출력기간에 있어서, 스위치(611, 612, 613)의 제어를 보여주는 시간도표이다. 이 실시예에서 게이트바이어스제어수단(62)의 작용을, 도 48 및 도 49를 참조하여 설명한다.
1출력기간의 시작에 있어서, 기간(t0-t1)사이에서, 스위치(611)와 스위치(612)를 동시에 온한다. 이 때 N채널MOS트랜지스터(601)에는 전압(Vref)이 게이트바이어스로서 부여되고, N채널MOS트랜지스터(601)의 게이트·소스간 전압이 문턱전압부근으로 되어, 출력단자(2)에서 저전위전원전압(VSS)으로의 방전전류는 충분히 작게 억제된다.
스위치(611)와 스위치(612)를 동시에 온될 때, 용량소자(602)는, 그 일단에 전압(Vref)이 공급되고, 다른 단자에 입력전압(Vin)이 공급되어 Vin과 Vref의 전압차가 유지된다.
그리고, 기간(t1)에서, 스위치(611)와 스위치(612)를 오프한 후에, 스위치(613)를 온하여, 기간(t1-t2) 사이에 그 상태를 유지한다. 이 때, 용량소자(602)의 하나의 단자은, N채널MOS트랜지스터(601)의 게이트에, 다른 단자는 온상태의 스위치(613)을 매개로 출력단자(2)에 각각 접속되고, 용량소자(602)의 양단에 유지된 입력단자전압(Vin)과 전압(Vref)의 전압차를 유지하도록 작용한다.
따라서, 스위치(613)가 온 된 때에, 출력전압(Vout)이 Vin보다도 높은 경우에는, N채널MOS트랜지스터(601)의 게이트바이어스는 인상되고, N채널MOS트랜지스터(601)의 게이트·소스간 전압이 커지고, 출력전압(Vout)과 Vin의 전압차에 따른 방전능력으로 방전작용을 일으킨다.
그리고, 출력전압(Vout)이 Vin까지 낮아지면, N채널MOS트랜지스터(601)의 게이트·소스간 전압은 문턱전압부근이 되고 방전작용은 거의 정지되어 출력전압(Vout)은 안정된다.
한편, 스위치(613)가 온된 때에, 출력전압(Vout)이 Vin보다 낮은 경우에는, N채널MOS트랜지스터(601)의 게이트·소스간 전압은 문턱전압이하로 되고 N채널MOS트랜지스터(601)의 방전작용은 발생하지 않는다.
게이트바이어스제어수단(62)는 출력전압의 변화를 용량소자(602)를 매개로 거의 지연되지 않고 N채널MOS트랜지스터(601)의 게이트바이어스에 반영될 수 있기 때문에, 방전수단(61)은, Vin보다도 높은 출력전압(Vout)을 빠르게 Vin까지 방전시켜 안정화시킬 수 있다.
또, 용량소자(602) 대신에, 동일한 작용을 부여하는 전압유지수단이여도 가능하다. 즉, 입력전압(Vin)과 전압(Vref)의 차전압을 샘플링하여 랫치하고, 랫치된 차전압을 출력단자와 N채널MOS트랜지스터(601)의 게이트 사이에 유지시키는 전압유지수단이여도 된다.
이상과 같이, 본 실시예의 구동회로는 출력전압(Vout)이 입력전압(Vin)보다도 낮은 경우에는, 귀환형 충전수단(11)에 의해 출력전압(Vout)을 고속으로 Vin까지 끌어 올릴 수 있고, 이 때, 약간의 오버슈트(과충전)를 일으켜도, 방전수단(61)에 의해, 빠르게 Vin까지 끌어 내려 안정한 출력으로 된다. 한편, 출력전압(Vout)이 입력전압(Vin)보다도 높은 경우에는, 방전수단(61)에 의해 Vin까지 끌어 내려져 안정한 출력으로 된다.
또, 도 48에 보여진 구동회로의 동작범위는, 방전동작을 N채널MOS트랜지스터에서 행하기 때문에, 저전위전원전압(VSS)에서 고전위전원전압(VDD)까지의 전원전압범위로 할 수 있다.
또, 본 실시예의 구동회로에서는, 귀환형 충전수단(11)과 방전수단(61)을 조합한 구동회로에 대하여 설명하였지만, 귀환형 방전수단과 충전수단을 조합한 구성에 대하여도 용이하게 실현할 수 있는 것은 분명하다.
이 경우, 도 48에 보여진 방전수단(61)에 대응하는, 같은 구성의 충전수단(소스폴로어형이 아님)은, 방전수단(61)의 구성과 극성이 대칭되는 것 이외에는 동일한 구성이다. 즉, 충전수단은, 고전위측전원과 출력단자(2) 사이에 접속된 P채널MOS트랜지스터를 포함하고, P채널MOS트랜지스터의 게이트와 전압(Vref)를 부여하는 전압입력단자 사이에는 제1스위치가 삽입되고, P채널MOS트랜지스터의 게이트에 일단이 접속된 용량, 상기 용량의 다른 단자와 입력단자 사이에 접속된 제2스위치 및 출력단자와 용량의 다른 단자 사이에 접속된 제3스위치를 포함하여 구성된다. 방전수단(61)과, 방전, 충전이 상이하다는 것 이외에, 스위치의 제어는 도 49에 보여진 것과 동일하다.
구동회로의 1출력기단의 시작에 있어서, 기간(t0-t1)사이에서(도 49참조), 제1스위치와 제2스위치를 동시에 온한다. 이 때 P채널MOS트랜지스터에는 전압(Vref)이 게이트바이어스로서 부여되고, P채널MOS트랜지스터의 게이트·소스간 전압이 문턱전압부근으로 되어, 고전위전원전압(VDD)에서 출력단자(2)으로의 충전전류는 충분히 작게 억제된다.
제1, 제2스위치를 동시에 온될 때, 용량소자는, 그 일단에 전압(Vref)이 공급되고, 다른 단자에 입력전압(Vin)이 공급되어 Vin과 Vref의 전압차가 유지된다. 도 49의 기간(t1)에서, 제1, 제2스위치를 오프한 후에, 제3스위치를 온하여, 기간(t1-t2) 사이에 그 상태를 유지한다. 이 때, 용량소자의 하나의 단자는, P채널MOS트랜지스터의 게이트에, 다른 단자는 온상태의 제3스위치을 매개로 출력단자에 각각 접속되고, 용량소자의 양단에 유지된 입력단자전압(Vin)과 전압(Vref)의 전압차를 유지하도록 작용한다.
따라서, 제3스위치가 온 된 때에, 출력전압(Vout)이 Vin보다도 낮은 경우에는, P채널MOS트랜지스터의 게이트바이어스는 인하되고, P채널MOS트랜지스터의 게이트·소스간 전압이 커지고, 출력전압(Vout)과 Vin의 전압차에 따른 충전능력으로 충전작용을 일으킨다.
그리고, 출력전압(Vout)이 Vin까지 상승하면, P채널MOS트랜지스터의 게이트·소스간 전압은 문턱전압부근이 되고 충전작용은 거의 정지되어 출력전압(Vout)은 안정된다.
한편, 제3스위치가 온된 때에, 출력전압(Vout)이 Vin보다 높은 경우에는, P채널MOS트랜지스터의 게이트·소스간 전압은 문턱전압 이상이 되고 P채널MOS트랜지스터(601)의 충전작용은 발생하지 않는다.
이 경우에도, 게이트바이어스제어수단는 출력전압의 변화를 용량소자를 매개로 거의 지연되지 않고 P채널MOS트랜지스터의 게이트바이어스에 반영될 수 있기 때문에, 충전수단은, Vin보다도 낮은 출력전압(Vout)을 빠르게 Vin까지 충전시켜 안정화시킬 수 있다.
또 이 경우에도, 용량소자 대신에, 동일한 작용을 부여하는 전압유지수단이여도 가능하다. 즉, 입력전압(Vin)과 전압(Vref)의 차전압을 샘플링하여 랫치하고, 랫치된 차전압을 출력단자와 충전작용을 행하는 P채널MOS트랜지스터의 게이트 사이에 유지시키는 전압유지수단이여도 된다.
도 48에 보여진 방전수단(61)이나, 상기 충전수단을, 상기 본 발명의 각 실시예의 구동회로의 소스폴로어방전수단(41)이나, 소스폴로어충전수단(42)으로 각각 치환한 구성으로도 가능한 것은 물론이다. 본 발명은 이것 전부의 조합도 포함한다.
이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명에 따르면, 위상보상용량을 갖지 않는 전압폴로어구성의 귀환형 충전(방전)수단과 소스폴로어방전(충전)수단을 조합하여 구성한 것에 의해, 위상보상용량을 구비한 OP앰프보다도 고속안정동작을 달성하고, 저소비전력화를 도모할 수 있다.
또 본 발명은, 출력파형의 진동억제용 용량을 구비함으로써, 대용량부하구동에 맞게 진동을 억제하고 출력파형을 부드럽게 할 수 있다.
또한 본 발명에 따르면, 소스폴로어이외의 구성에서도, 위상보상용량을 필요로 하지 않는 귀환형 증폭회로나 구동회로를 실현할 수 있다.

Claims (76)

  1. 입력단자전압과 출력단자전압을 차동입력으로 하는 차동단과 상기 차동단의 출력에 기하여 상기 출력단자의 충전작용을 행하는 충전수단을 구비하고, 상기 출력단자전압이 상기 입력단자전압과 동상으로 되는 전압폴로어로서 작용하는 귀환형 충전수단; 및
    상기 입력단자전압과 상기 출력단자전압의 전압차에 따라 능동소자의 폴로어동작에 의해 상기 출력단자의 방전작용을 행하는 폴로어형 방전수단을 포함하는 귀환형 증폭회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 폴로어형 방전수단이 상기 입력단자전압을 받아 출력바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단; 및
    상기 출력단자와 저전위측 전원 사이에 접속되고, 상기 바이어스제어수단에서 출력된 바이어스전압을 입력하여, 상기 출력단자전압과 상기 바이어스전압의 차전압에 기하여 출력전류가 제어되는 폴로어트랜지스터를 포함하는 귀환형 증폭회로.
  3. 입력단자전압과 출력단자전압을 차동입력으로 하는 차동단과 상기 차동단의 출력에 기하여 상기 출력단자의 방전작용을 행하는 방전수단을 구비하고, 상기 출력단자전압이 상기 입력단자전압과 동상으로 되는 폴로어로서 작용하는 귀환형 방전수단; 및
    상기 입력단자전압과 상기 출력단자전압의 전압차에 따라 능동소자의 폴로어동작에 의해 상기 출력단자의 충전작용을 행하는 폴로어형 충전수단을 포함하는 귀환형 증폭회로.
  4. 제3항에 있어서, 상기 폴로어형 충전수단이 상기 입력단자전압을 받아 출력바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단; 및
    고전위측 전원과 상기 출력단자 사이에 접속되고, 상기 바이어스제어수단에서 출력된 바이어스전압을 입력하여, 상기 출력단자전압과 상기 바이어스전압의 차전압에 기하여 출력전류가 제어되는 폴로어트랜지스터를 포함하는 귀환형 증폭회로.
  5. 입력단자와 출력단자가 차동입력단에 접속된 차동쌍, 상기 차동쌍의 출력쌍에 각각 접속된 부하소자 및 상기 차동쌍의 하나의 출력과 상기 부하소자와의 접속점 전압을 제어단자에 입력으로 하여 상기 출력단자의 충전경로에 접속된 트랜지스터를 구비한 충전회로를 포함하는 귀환형 충전수단; 및
    상기 출력단자와 저전위측 전원 사이에 접속된 폴로어구성의 트랜지스터 및 상기 입력단자와 상기 저전위측 전원 사이에 삽입되어 정전류원으로 구동하며 제어단자가 폴로어구성의 트랜지스터의 제어단자에 접속되어 있는 다이오드접속된 트랜지스터를 포함하는 폴로어형 방전수단을 포함하는 귀환형 증폭회로.
  6. 입력단자와 출력단자가 차동입력단에 접속된 차동쌍, 상기 차동쌍의 출력쌍에 각각 접속된 부하소자 및 상기 차동쌍의 출력과 상기 부하소자와의 접속점 전압을 제어단자에 입력으로 하여 상기 출력단자의 방전경로에 접속된 트랜지스터를 구비한 방전회로를 포함하는 귀환형 방전수단; 및
    상기 출력단자와 고전위측 전원 사이에 접속된 폴로어구성의 트랜지스터 및 상기 고전위측 전원과 상기 입력단자 사이에 삽입되어 정전류원으로 구동하며 제어단자가 폴로어구성의 트랜지스터의 제어단자에 접속되어 있는 다이오드접속된 트랜지스터를 포함하는 폴로어형 충전수단을 포함하는 귀환형 증폭회로.
  7. 입력단자전압과 출력단자전압을 차동입력하는 차동쌍 및 상기 차동쌍의 출력쌍에 입력단과 출력단이 각각 접속되어 부하를 이루는 전류미러회로를 구비한 차동단 및 고전위측 전원과 상기 출력단자 사이에 접속되고 상기 전류미러회로의 출력단과 상기 차동쌍의 출력과의 접속점 전압을 제어단자에 입력하여 상기 전류미러회로와 같은 도전형 트랜지스터를 구비한 충전회로를 포함하는 귀환형 충전수단; 및
    상기 출력단자와 저전위측 전원 사이에 접속되는 폴로어구성의 트랜지스터 및 상기 입력단자와 상기 저전위측 전원 사이에 삽입되고 정전류원으로 구동되며 제어단자가 폴로어구성의 트랜지스터의 제어단자에 접속되어 있는 다이오드접속된 트랜지스터를 포함하는 폴로어형 방전수단을 포함하는 귀환형 증폭회로.
  8. 입력단자전압과 출력단자전압을 차동입력하는 차동쌍 및 상기 차동쌍의 출력쌍에 입력단과 출력단이 각각 접속되어 부하를 이루는 전류미러회로를 구비한 차동단 및 고전위측 전원과 상기 출력단자 사이에 접속되고 상기 전류미러회로의 출력단과 상기 차동쌍의 출력과의 접속점 전압을 제어단자에 입력하여 상기 전류미러회로와 같은 도전형 트랜지스터를 구비한 방전회로를 포함하는 귀환형 방전수단; 및
    상기 출력단자와 고전위측 전원 사이에 접속되는 폴로어구성의 트랜지스터 및 상기 고전위측 전원과 상기 입력단자 사이에 삽입되고 정전류원으로 구동되며 제어단자가 폴로어구성의 트랜지스터의 제어단자에 접속되어 있는 다이오드접속된 트랜지스터를 포함하는 폴로어형 충전수단을 포함하는 귀환형 증폭회로.
  9. 제7항에 있어서, 상기 폴로어형 방전수단에서, 상기 다이오드접속된 트랜지스터와 상기 입력단자의 접속점과 고전위측 전원 사이에도 정전류원을 구비하는 귀환형 증폭회로.
  10. 제8항에 있어서, 상기 폴로어형 충전수단에서, 상기 다이오드접속된 트랜지스터와 상기 입력단자의 접속점과 저전위측 전원 사이에도 정전류원을 구비하는 귀환형 증폭회로.
  11. 제7항에 있어서, 상기 폴로어형 방전수단에서, 상기 폴로어구성의 트랜지스터와 상기 출력단자의 접속점과 고전위측 전원 사이에 정전류원을 구비하는 귀환형 증폭회로.
  12. 제8항에 있어서, 상기 폴로어형 충전수단에서, 상기 폴로어구성의 트랜지스터와 상기 출력단자의 접속점과 저전위측 전원 사이에 정전류원을 구비하는 귀환형 증폭회로.
  13. 제7항에 있어서, 상기 귀환형 충전수단의 상기 충전회로의 상기 트랜지스터의 제어단자와 고전위측 전원 사이 및 상기 충전회로의 상기 트랜지스터의 제어단자와 저전위측 전원 사이에 각각 정전류원을 구비하는 귀환형 증폭회로.
  14. 제8항에 있어서, 상기 귀환형 방전수단의 상기 방전회로의 상기 트랜지스터의 제어단자와 고전위측 전원 사이 및 상기 방전회로의 상기 트랜지스터의 제어단자와 저전위측 전원 사이에 각각 정전류원을 구비하는 귀환형 증폭회로.
  15. 제7항에 있어서, 상기 차동쌍을 이루는 트랜지스터쌍 중 상기 출력단자전압을 입력으로 하는 트랜지스터의 출력이 상기 전류미러회로의 입력단에 접속되고, 상기 입력단자전압을 입력으로 하는 트랜지스터의 출력이 상기 전류미러회로의 출력단에 접속되는 귀환형 증폭회로.
  16. 제7항에 있어서, 상기 차동단에서, 상기 입력단자전압을 공통되게 입력으로 하는 트랜지스터를 복수로 구비하고, 상기 차동단의 상기 전류미러회로는 상기 출력단자전압을 입력으로 하는 트랜지스터의 출력에 입력단이 접속되는 것과 함께 복수의 출력단을 갖고,
    상기 차동단의 상기 전류미러회로의 복수의 출력단은 공통으로, 상기 입력단자전압을 공통되게 입력으로 하는 트랜지스터의 공통접속된 복수의 출력과 접속되는 것과 함께 상기 충전회로의 트랜지스터의 제어단자에 접속되는 귀환형 증폭회로.
  17. 제7항에 있어서, 상기 차동단에서, 상기 차동쌍을 이루는 트랜지스터쌍 중 상기 입력단자전압을 입력으로 하는 트랜지스터가 상기 출력단자전압을 입력으로 하는 트랜지스터의 전류구동능력의 소정배로 하고, 상기 차동단의 상기 전류미러회로는 상기 출력단자전압을 입력으로 하는 트랜지스터의 출력에 입력단이 접속되고 상기 전류미러회로의 출력단을 이루는 트랜지스터는 입력단을 이루는 트랜지스터의 전류구동능력의 소정배로 하고,
    상기 차동단의 상기 전류미러회로의 출력단과, 상기 입력단자전압을 입력으로 하는 트랜지스터의 출력의 접속점이 상기 충전회로의 트랜지스터의 제어단자에 접속되는 귀환형 증폭회로.
  18. 제8항에 있어서, 상기 차동단에서, 상기 입력단자전압을 공통되게 입력으로 하는 트랜지스터를 복수로 구비하고, 상기 차동단의 상기 전류미러회로는 상기 출력단자전압을 입력으로 하는 트랜지스터의 출력에 입력단이 접속되는 것과 함께 복수의 출력단을 갖고,
    상기 차동단의 상기 전류미러회로의 복수의 출력단은 공통으로, 상기 입력단자전압을 공통되게 입력으로 하는 트랜지스터의 공통접속된 복수의 출력과 접속되는 것과 함께 상기 방전회로의 트랜지스터의 제어단자에 접속되는 귀환형 증폭회로.
  19. 제8항에 있어서, 상기 차동단에서, 상기 차동쌍을 이루는 트랜지스터쌍 중 상기 입력단자전압을 입력으로 하는 트랜지스터가 상기 출력단자전압을 입력으로 하는 트랜지스터의 전류구동능력의 소정배로 하고, 상기 차동단의 상기 전류미러회로는 상기 출력단자전압을 입력으로 하는 트랜지스터의 출력에 입력단이 접속되고 출력단을 이루는 트랜지스터는 입력단을 이루는 트랜지스터의 전류구동능력의 소정배로 하고,
    상기 차동단의 상기 전류미러회로의 출력단과, 상기 입력단자전압을 입력으로 하는 트랜지스터의 출력과의 접속점이 상기 방전회로의 트랜지스터의 제어단자에 접속되는 귀환형 증폭회로.
  20. 입력단자전압과 출력단자전압을 차동입력하는 제1차동단; 상기 제1차동단의 출력에 기하여 상기 출력단자의 충전작용을 행하는 충전수단을 구비하고, 전압폴로어로서 작용하는 귀환형 충전수단; 및 상기 입력단자전압과 상기 출력단자전압의 전압차에 따라 능동소자의 폴로어동작에 의해 상기 출력단자의 방전작용을 행하는 폴로어형 방전수단을 구비하는 제1귀환형 증폭회로;
    입력단자전압과 출력단자전압을 차동입력하는 제2차동단; 상기 제2차동단의 출력에 기하여 상기 출력단자의 방전작용을 행하는 방전수단을 구비하고, 전압폴로어로서 작용하는 귀환형 방전수단; 및 상기 입력단자전압과 상기 출력단자전압의 전압차에 따라 능동소자의 폴로어동작에 의해 상기 출력단자의 충전작용을 행하는 폴로어형 충전수단을 구비하는 제2귀환형 증폭회로를 포함하고,
    상기 입력단자는, 동작제어신호로 전환이 제어되는 제1절환스위치를 매개로 상기 제1, 제2귀환형 증폭회로의 일방에 접속되고,
    상기 출력단자는, 상기 동작제어신호로 전환이 제어되는 제2절환스위치를 매개로 상기 제1, 제2귀환형 증폭회로에 접속되는 귀환형 증폭회로.
  21. 제20항에 있어서, 상기 폴로어형 방전수단이, 상기 입력단자전압을 받아 출력바이어스전압을 제어하는 제1바이어스제어수단; 및 상기 출력단자와 저전위전원 사이에 접속되고, 상기 제1바이어스제어수단에서 출력된 바이어스전압을 입력으로 하는 폴로어트랜지스터를 포함하고,
    상기 폴로어형 충전수단이, 상기 입력단자전압을 받아 출력바이어스전압을 제어하는 제2바이어스제어수단; 및 고전위전원과 상기 출력단자 사이에 접속되고,상기 제2바이어스제어수단의 바이어스전압을 입력으로 하는 폴로어트랜지스터를 포함하는 귀환형 증폭회로.
  22. 입력단자전압과 출력단자전압을 차동입력하여 제1정전류원으로 구동하는 제1차동쌍 및 상기 제1차동쌍 중에 상기 출력단자전압을 입력으로 하는 트랜지스터의 출력단과 상기 입력단자전압을 입력으로 하는 트랜지스터의 출력단에 각각 입력단과 출력단이 접속된 제1전류미러회로를 구비한 제1차동단; 및 고전위측 전원과 상기 출력단 사이에 접속되고, 상기 제1전류미러회로의 출력단과 상기 제1차동쌍의 출력과의 접속점 전압을 제어단자에 입력하여 상기 제1전류미러회로와 동일 도전형의 제1트랜지스터를 구비한 충전회로를 갖는 귀환형 충전수단; 및
    상기 출력단자와 저전위측 전원 사이에 접속된 폴로어구성의 제2트랜지스터; 및 상기 입력단자와 상기 저전위측 전원 사이에 삽입되고, 제2정전류원으로 구동되고, 제어단자가 상기 폴로어구성의 트랜지스터의 제어단자에 접속되는 다이오드접속된 제3트랜지스터를 갖는 폴로어형 방전수단
    을 포함하는 제1귀환형 증폭회로;
    입력단자전압과 출력단자전압을 차동입력하여 제3정전류원으로 구동하는 제2차동쌍 및 상기 제2차동쌍 중에 상기 출력단자전압을 입력으로 하는 트랜지스터의 출력단과 상기 입력단자전압을 입력으로 하는 트랜지스터의 출력단에 각각 입력단과 출력단이 접속된 제2전류미러회로를 구비한 제2차동단; 및 저전위측 전원과 상기 출력단자 사이에 접속되고, 상기 제2전류미러회로의 출력단과 상기 제2차동쌍의 출력과의 접속점 전압을 제어단자에 입력하여 상기 제2전류미러회로와 동일 도전형의 제4트랜지스터를 구비한 방전회로를 갖는 귀환형 방전수단; 및
    상기 출력단자와 고전위측 전원 사이에 접속된 폴로어구성의 제5트랜지스터; 및 상기 고전위측 전원과 상기 입력단자와 사이에 삽입되고, 제4정전류원으로 구동되고, 제어단자가 상기 폴로어구성의 제5트랜지스터의 제어단자에 접속되는 다이오드접속된 제6트랜지스터를 갖는 폴로어형 충전수단
    을 포함하는 제2귀환형 증폭회로; 및
    상기 귀환형 충전수단과 귀환형 방전수단의 적어도 한 쪽은 비활성으로 제어됨과 동시에, 상기 제1차동단, 상기 폴로어형 방전수단, 상기 제2차동단 및 상기 폴로어형 충전수단의 활성화와 비활성화를 각각 제어하는 제어수단을 포함하는 귀환형 증폭회로.
  23. 제22항에 있어서, 상기 제1차동쌍과 상기 저전위측 전원사이에 상기 제1정전류원과 직렬형태로 접속되는 제1스위치;
    상기 출력단자와 상기 저전위측 전원 사이에, 상기 제2트랜지스터와 직렬형태로 접속되는 제2스위치;
    상기 제3트랜지스터와 상기 저전위측 전원 사이에, 상기 제2정전류원과 직렬형태로 접속되는 제3스위치;
    상기 제2차동쌍과 상기 고전위측 전원 사이에, 상기 제3정전류원과 직렬형태로 접속되는 제4스위치;
    상기 출력단자와 상기 고전위측 전원 사이에, 상기 제5트랜지스터와 직렬형태로 접속되는 제5스위치; 및
    상기 제6트랜지스터와 상기 고전위측 전원 사이에, 상기 제4정전류원과 직렬형태로 접속되는 제6스위치를 포함하고,
    상기 제1 내지 제3스위치와, 상기 제4 내지 제6스위치는 동작제어신호에 의해 각각 온, 오프가 제어되고, 상기 제1스위치와 상기 제4스위치의 적어도 하나가 오프되는 귀환형 증폭회로.
  24. 제23항에 있어서, 상기 제3트랜지스터와 상기 입력단자의 접속점과 상기 고전위측 전원 사이에는, 제5정전류원과 제7스위치가 직렬형태로 접속되고,
    상기 제6트랜지스터와 상기 입력단자의 접속점과 상기 저전위측 전원 사이에는 제6정전류원과 제8스위치가 직렬형태로 접속되고,
    상기 동작제어신호에 의해, 상기 제7스위치가 상기 제2, 상기 제3스위치와 동기하여 온, 오프되고, 상기 제8스위치가 상기 제5, 상기 제6스위치와 동기하여 온, 오프되는 귀환형 증폭회로.
  25. 제22항에 있어서, 상기 출력단자와 프리차지용 전원 사이에 제9스위치를 포함하는 귀환형 증폭회로.
  26. 제22항에 있어서, 상기 폴로어형 방전수단에서, 상기 폴로어성분의 제2트랜지스터와 상기 출력단자의 접속점과 상기 고전위측 전원 사이에 직렬형태로 접속된 제7전류원과 제9스위치를 포함하고,
    상기 폴로어형 충전수단에서, 상기 폴로어성분의 제5트랜지스터와 상기 출력단자의 접속점과 상기 저전위측 전원 사이에 직렬형태로 접속된 제8전류원과 제10스위치를 포함하는 귀환형 증폭회로.
  27. 제22항에 있어서, 상기 폴로어형 방전수단이, 상기 입력단자와 상기 제2정전류원 사이에, 상기 제3트랜지스터와 병렬로 접속되고, 소정의 바이어스전압으로 바이어스되는 제7트랜지스터를 포함하고,
    상기 폴로어형 충전수단이 상기 입력단자와 상기 제4정전류원 사이에, 상기 제6트랜지스터와 병렬로 접속되고, 소정의 바이어스전압으로 바이어스되는 제8트랜지스터를 포함하는 귀환형 증폭회로.
  28. 입력단자전압과 출력단자전압을 차동입력하는 차동단;
    상기 차동단의 출력에 기하여 상기 출력단자의 충전작용을 하는 충전수단;
    상기 입력단자전압과 상기 출력단자전압의 전압차에 따라 능동소자의 폴로어동작에 의해 상기 출력단자의 방전작용을 하는 폴로어형 방전수단;
    상기 차동단의 출력에 기하여 상기 출력단자의 방전작용을 하는 방전수단; 및
    상기 입력단자전압과 상기 출력단자전압의 전압차에 따라 능동소자의 폴로어동작에 의해 상기 출력단자의 충전작용을 하는 폴로어형 충전수단을 포함하고,
    입력된 동작제어신호의 값에 의해, 상기 충전수단과 상기 방전수단, 상기 폴로어형 방전수단과 상기 폴로어형 충전수단의 동작이 제어되는 귀환형 증폭회로.
  29. 입력단자전압과 출력단자전압을 차동입력하는 차동단;
    상기 차동단의 출력에 기하여 상기 출력단자의 충전작용을 하는 충전수단;
    상기 차동단의 출력에 기하여 상기 출력단자의 방전작용을 하는 방전수단;
    상기 입력단자전압과 상기 출력단자전압의 전압차에 따라 능동소자의 폴로어동작에 의해 상기 출력단자의 충전작용을 행함과 동시에 상기 입력단자전압과 상기출력단자전압의 전압차에 따라 능동소자의 폴로어동작에 의해 상기 출력단자의 방전작용을 하는 폴로어형 충방전수단을 포함하고,
    입력된 동작제어신호의 값에 의해, 상기 충전수단과 상기 방전수단, 상기 폴로어형 충방전수단의 동작이 제어되는 귀환형 증폭회로.
  30. 입력단자전압과 출력단자전압을 차동입력하는 제1정전류원으로 구동되는 제1차동쌍 및 상기 제1차동쌍의 출력쌍에 입력단이 각각 접속된 제1, 제2전류미러회로를 구비한 제1차동단;
    고전위측 전원과 상기 출력단자 사이에 접속되고, 상기 제2전류미러회로의 출력단을 제어단자에 입력하며 상기 제2전류미러회로와 동일 도전형의 제1트랜지스터를 구비한 충전회로;
    상기 입력단자전압과 출력단자전압을 차동입력받아 제2정전류원으로 구동되는 제2차동쌍 및 상기 제2차동쌍의 출력쌍에 입력단이 각각 접속된 제3, 제4전류미러회로를 구비한 제2차동단; 및
    저전위측 전원과 상기 출력단자 사이에 접속되고, 상기 제4전류미러회로의 출력단을 제어단자에 입력하며 상기 제4전류미러회로와 동일 도전형의 제2트랜지스터를 구비한 방전회로를 포함하고,
    상기 제1 및 제3전류미러회로의 출력단끼리 접속되고, 상기 제2 및 제4전류미러회로의 출력단끼리 접속되며,
    상기 입력단자전압과 상기 출력단자전압의 전압차에 따라 제3트랜지스터의 폴로어동작에 의해 상기 출력단자의 방전작용을 하는 폴로어형 방전수단;
    상기 입력단자전압과 상기 출력단자전압의 전압차에 따라 제4트랜지스터의 폴로어동작에 의해 상기 출력단자의 충전작용을 하는 폴로어형 충전수단; 및
    상기 방전회로와 상기 충전회로 중의 적어도 하나를 비활성으로 제어함과 동시에, 상기 폴로어형 방전수단 및 상기 폴로어형 충전수단의 활성화와 비활성화를 제어하는 제어수단을 포함하는 귀환형 증폭회로.
  31. 제30항에 있어서, 상기 고전위측 전원과 상기 출력단자 사이에 상기 제1트랜지스터와 직렬로 접속되는 제1스위치; 및
    상기 저전위측 전원과 상기 출력단자 사이에 상기 제2트랜지스터와 직렬로 접속되는 제2스위치를 포함하고,
    상기 제1, 제2스위치는 동작제어신호에 의해 적어도 하나가 오프제어되는 귀환형 증폭회로.
  32. 제30항에 있어서, 상기 제2전류미러회로의 입력단과 상기 제1차동쌍의 출력과의 접속점과, 상기 제1 및 제3전류미러회로들의 출력단들의 접속점 사이에 삽입되고, 상기 제2 및 제4전류미러회로들의 출력단들의 접속점의 전압을 제어단자에 입력하는, 상기 제2전류미러회로와 동일 도전형의 제5트랜지스터; 및
    상기 제4전류미러회로의 입력단과 상기 제2차동쌍의 출력과의 접속점과, 상기 제1 및 제3전류미러회로의 출력단의 접속점 사이에 삽입되고, 상기 제2 및 제4전류미러회로의 출력단의 접속점의 전압을 제어단자에 입력하는, 상기 제4전류미러회로와 동일 도전형의 제6트랜지스터를 포함하는 귀환형 증폭회로.
  33. 제30항에 있어서, 상기 충전회로에서, 상기 제1트랜지스터의 제어단자와 상기 고전위측 전원 사이에 제3스위치를 포함하고,
    상기 방전회로에서, 상기 제2트랜지스터의 제어단자와 상기 저전위측 전원 사이에 제4스위치를 포함하는 귀환형 증폭회로.
  34. 입력단자전압과 출력단자전압을 차동입력하는 제1정전류원으로 구동되는 제1차동쌍 및 상기 제1차동쌍의 출력쌍에 입력단이 각각 접속된 제1, 제2전류미러회로를 구비한 제1차동단;
    고전위측 전원과 상기 출력단자 사이에 접속되고, 상기 제2전류미러회로의 출력단을 제어단자에 입력하며 상기 제2전류미러회로와 동일 도전형의 제1트랜지스터를 구비한 충전회로;
    상기 입력단자전압과 출력단자전압을 차동입력받고 제2정전류원으로 구동되는 제2차동쌍 및 상기 제2차동쌍의 출력쌍에 입력단이 각각 접속된 제3, 제4전류미러회로를 구비한 제2차동단; 및
    저전위측 전원과 상기 출력단자 사이에 접속되고, 상기 제4전류미러회로의 출력단을 제어단자에 입력하며 상기 제4전류미러회로와 동일 도전형의 제2트랜지스터를 구비한 방전회로를 포함하고,
    상기 제1 및 제3전류미러회로의 출력단끼리 접속되고, 상기 제2 및 제4전류미러회로의 출력단끼리 접속되며,
    상기 제2전류미러회로의 입력단과 상기 제1차동쌍의 출력과의 접속점과, 상기 제1 및 제3전류미러회로의 출력단의 접속점 사이에 삽입되고, 상기 제2 및 제4전류미러회로의 출력단의 접속점의 전압을 제어단자에 입력하며, 상기 제2전류미러회로와 동일도전형의 제3트랜지스터; 및
    상기 제4전류미러회로의 입력단과 상기 제2차동쌍의 출력과의 접속점과, 상기 제1 및 제3전류미러회로의 출력단의 접속점 사이에 삽입되고, 상기 제2 및 제4전류미러회로의 출력단의 접속점의 전압을 제어단자에 입력하며, 상기 제4전류미러회로와 동일도전형의 제3트랜지스터를 포함하고,
    상기 입력단자전압과 상기 출력단자전압의 전압차에 따라 제3트랜지스터의 폴로어동작에 의해 상기 출력단자의 방전작용을 함과 동시에, 상기 입력단자전압과 상기 출력단자전압의 전압차에 따라 제4트랜지스터의 폴로어동작에 의해 상기 출력단자의 충전작용을 하는 폴로어형 충방전수단; 및
    상기 방전회로와 상기 충전회로의 적어도 하나를 비활성으로 제어함과 동시에, 상기 폴로어형 충방전수단의 활성화와 비활성화를 제어하는 제어수단을 포함하는 귀환형 증폭회로.
  35. 제34항에 있어서, 상기 고전위측 전원과 상기 출력단자 사이에 상기 제1트랜지스터와 직렬형태로 접속된 제1스위치;
    상기 저전위측 전원과 상기 출력단자 사이에 상기 제2트랜지스터와 직렬형태로 접속된 제2스위치;
    상기 제1트랜지스터의 제어단자와 상기 고전위측 전원에 삽입된 제3스위치; 및
    상기 제2트랜지스터의 제어단자와 상기 저전위측 전원에 삽입된 제4스위치를 포함하는 귀환형 증폭회로.
  36. 제30항에 있어서, 상기 폴로어형 방전수단이, 상기 입력단자와 상기 저전위측 전원 사이에 삽입되고, 제어단자가 상기 폴로어구성의 제3트랜지스터의 제어단자에 접속되는 다이오드접속된 제7트랜지스터를 포함하고,
    상기 제7트랜지스터와 상기 저전위측 전원 사이에는 제3정전류원과 제5스위치가 직렬형태로 접속되며,
    상기 제3트랜지스터와 상기 저전위측 전원 사이에는 제6스위치가 접속되고,
    상기 제3트랜지스터와 상기 출력단자의 접속점와 상기 고전위측 전원 사이에는 제4정전류원과 제7스위치가 직렬형태로 접속되고,
    상기 제7트랜지스터와 상기 입력단자의 접속점과 상기 고전위측 전원 사이에는 제5정전류원과 제8스위치가 직렬형태로 접속되며,
    상기 폴로어형 충전수단이, 상기 입력단자와 상기 고전위측 전원 사이에 삽입되고, 제어단자가 상기 폴로어구성의 제4트랜지스터의 제어단자에 접속되는 다이오드접속된 제8트랜지스터를 포함하고,
    상기 제8트랜지스터와 고전위측 전원 사이에는, 제6정전류원과 제9스위치가 직렬형태로 접속되며,
    상기 제4트랜지스터와 상기 고전위측 전원 사이에는 제10스위치가 접속되고,
    상기 제4트랜지스터와 상기 출력단자의 접속점과 상기 저전위측 전원 사이에는 제7정전류원과 제11스위치가 직렬형태로 접속되고,
    상기 제8트랜지스터와 상기 출력단자의 접속점과 상기 저전위측 전원 사이에는 제8정전류원과 제12스위치가 직렬형태로 접속되는 귀환형 증폭회로.
  37. 제34항에 있어서, 상기 충전회로에서, 상기 제1트랜지스터의 제어단자와 상기 고전위측 전원 사이에 제13스위치를 포함하고,
    상기 방전회로에서, 상기 제2트랜지스터의 제어단자와 상기 저전위측 전원사이에 제14스위치를 포함하는 귀환형 증폭회로.
  38. 제32항에 있어서, 상기 폴로어형 방전수단이, 상기 입력단자와 상기 저전위측 전원 사이에 삽입되고, 제어단자가 상기 폴로어구성의 제3트랜지스터의 제어단자에 접속되는 다이오드접속된 제7트랜지스터를 포함하고,
    상기 제7트랜지스터와 저전위측 전원 사이에는 제3정전류원이 접속되고,
    상기 출력단자와 상기 저전위측 전원 사이에는 제3트랜지스터와 직렬형태로 제5스위치가 접속되며,
    상기 입력단자와 상기 제3정전류원 사이에, 상기 제7트랜지스터와 병렬로 접속되고, 소정의 바이어스전압으로 바이어스되는 제9트랜지스터를 포함하고,
    상기 폴로어형 충전수단이 상기 입력단자와 고전위측 전원 사이에 삽입되고, 제어단자가 상기 폴로어구성의 제4트랜지스터의 제어단자에 접속되는 다이오드접속된 제8트랜지스터를 포함하고,
    상기 제8트랜지스터와 고전위측 전원 사이에는 제4정전류원이 접속되고,
    상기 출력단자와 상기 고전위측 전원 사이에는 제4트랜지스터와 직렬형태로 제6스위치가 접속되며,
    상기 입력단자와 상기 제4정전류원 사이에, 상기 제8트랜지스터와 병렬로 접속되고, 소정의 바이어스전압으로 바이어스되는 제10트랜지스터를 포함하는 귀환형 증폭회로.
  39. 제1항에 있어서, 상기 귀환형 증폭회로에서, 용량소자로 구성되는 위상보상수단을 갖추지 않은 구성인 귀환형 증폭회로.
  40. 출력단자에서 입력단자와 동상의 전압을 출력하고 위상보상용량을 갖지 않는 전압폴로어회로로 구성되는 귀환형 충전수단; 및
    상기 출력단자에 접속되고 일정 전압으로 바이어스되는 소스폴로어 또는 이미터폴로어구성의 트랜지스터에 의해 상기 출력단자를 방전하는 방전수단을 포함하는 귀환형 증폭회로.
  41. 출력단자에서 입력단자와 동상의 전압을 출력하고 위상보상용량을 갖지 않는 전압폴로어회로로 구성되는 귀환형 충전수단; 및
    상기 출력단자에 접속되고 일정 전압으로 바이어스되는 소스폴로어 또는 이미터폴로어구성의 트랜지스터에 의해 상기 출력단자를 충전하는 충전수단을 포함하는 귀환형 증폭회로.
  42. 제1항에 기재된 귀환형 증폭회로가, 제1 및 제2기준전압 사이에 접속되는 저항스트링의 복수의 탭에서 취한 복수의 전압 중에서 선택회로로 선택된 전압을 입력으로 하는 출력회로를 이루는 구동회로.
  43. 제42항에 있어서, 상기 출력회로가, 상기 입력전압을 그대로 출력하는 지,차단하는 스위치를 포함하는 구동회로.
  44. 제42항에 있어서, 상기 출력단자에 접속되는 상기 용량성 부하를 구동하는 구동회로.
  45. 제42항에 기재된 구동회로를 액정표시장치의 구동회로로 포함하는 액정표시장치.
  46. 비반전입력단자에 입력신호가 입력되고 반전입력단자에 출력신호가 귀환입력되며 전압폴로어회로로서 사용되는 OP앰프에 있어서,
    상기 입력신호와 상기 출력신호의 차동입력하는 차동단의 출력에 기하여 상기 OP앰프의 출력단자를 충전하는 충전수단;
    상기 입력신호에 기하여 출력바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단; 및
    상기 OP앰프의 출력단자의 방전경로에 삽입되고, 상기 바이어스제어수단에서 출력되는 바이어스전압을 입력으로 하는 소스폴로어 또는 이미터폴로어구성의 트랜지스터를 구비한 방전수단을 포함하는 OP앰프.
  47. 비반전입력단자에 입력신호가 입력되고 반전입력단자에 출력신호가 귀환입력되며 전압폴로어회로로서 사용되는 OP앰프에 있어서,
    상기 입력신호와 상기 출력신호의 차동입력하는 차동단의 출력에 기하여 상기 OP앰프의 출력단자를 방전하는 방전수단; 및
    상기 입력신호에 기하여 출력바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단, 및 상기 OP앰프의 출력단자의 충전경로에 삽입되고, 상기 바이어스제어수단에서 출력되는 바이어스전압을 입력으로 하는 소스폴로어 또는 이미터폴로어구성의 트랜지스터를 구비한 충전수단을 포함하는 OP앰프.
  48. 비반전입력단자에 입력신호가 입력되고 반전입력단자에 출력신호가 귀환입력되며 전압폴로어회로로서 사용되는 OP앰프에 있어서,
    상기 입력신호와 상기 출력신호의 차동입력하는 차동단의 출력에 기하여 상기 OP앰프의 출력단자를 충전하는 충전수단;
    상기 입력신호와 상기 출력신호의 차동입력하는 차동단의 출력에 기하여 상기 OP앰프의 출력단자를 방전하는 방전수단;
    상기 입력신호에 기하여 출력바이어스전압을 제어하는 제1바이어스제어수단과, 상기 OP앰프의 출력단자의 방전경로에 삽입되고, 상기 바이어스제어수단에서 출력되는 바이어스전압을 입력으로 하는 소스폴로어 또는 이미터폴로어구성의 트랜지스터를 포함하는 폴로어형 방전수단; 및
    상기 입력신호에 기하여 출력바이어스전압을 제어하는 제2바이어스제어수단과, 상기 OP앰프의 출력단자의 충전경로에 삽입되고, 상기 제2바이어스제어수단에서 출력되는 바이어스전압을 입력으로 하는 소스폴로어 또는 이미터폴로어구성의 트랜지스터를 포함하는 폴로어형 충전수단을 포함하는 OP앰프.
  49. 입력단자전압과 출력단자전압의 전압차에 기하여 상기 출력단자의 방전작용을 행하는 방전수단을 포함하며, 상기 방전수단은,
    상기 입력단자전압을 받고 출력바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단; 및
    상기 출력단자와 저전위측 전원 사이에 접속되고, 상기 바이어스제어수단에서 출력되는 바이어스전압을 입력으로 하며, 상기 출력단자전압과 상기 바이어스전압의 차전압에 기하여 출력전류가 제어되는 폴로어트랜지스터를 포함하는 버퍼회로.
  50. 입력단자전압과 출력단자전압의 전압차에 기하여 상기 출력단자의 충전작용을 행하는 충전수단을 포함하며, 상기 충전수단은,
    상기 입력단자전압을 받고 출력바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단; 및
    상기 출력단자와 고전위측 전원 사이에 접속되고, 상기 바이어스제어수단에서 출력되는 바이어스전압을 입력으로 하며, 상기 출력단자전압과 상기 바이어스전압의 차전압에 기하여 출력전류가 제어되는 폴로어트랜지스터를 포함하는 버퍼회로.
  51. 입력단자전압과 출력단자전압의 전압차에 기하여 상기 출력단자의 방전작용을 행하는 방전수단; 및
    상기 입력단자전압과 상기 출력단자전압의 전압차에 기하여 상기 출력단자의 충전작용을 행하는 충전수단을 포함하며,
    상기 방전수단은,
    상기 입력단자전압을 받고 출력바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단; 및
    상기 출력단자와 저전위측 전원 사이에 접속되고, 상기 바이어스제어수단에서 출력되는 바이어스전압을 입력으로 하며, 상기 출력단자전압과 상기 바이어스전압의 차전압에 기하여 출력전류가 제어되는 폴로어트랜지스터를 구비하며,
    상기 충전수단은,
    상기 입력단자전압을 받고 출력바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단; 및
    상기 출력단자와 고전위측 전원 사이에 접속되고, 상기 바이어스제어수단에서 출력되는 바이어스전압을 입력으로 하며, 상기 출력단자전압과 상기 바이어스전압의 차전압에 기하여 출력전류가 제어되는 폴로어트랜지스터를 구비하는 버퍼회로.
  52. 삭제
  53. 삭제
  54. 제1항에 있어서, 상기 차동단의 출력과 상기 출력단자 사이에, 부하구동시에 출력파형의 진동억제용 용량을 포함하는 귀환형 증폭회로.
  55. 제5항에 있어서, 상기 차동쌍의 출력과 상기 출력단자 사이에, 부하구동시에 출력파형의 진동억제용 용량을 포함하는 귀환형 증폭회로.
  56. 제20항에 있어서, 상기 제1차동단의 출력과 상기 출력단자 사이, 상기 제2차동단의 출력과 상기 출력단자 사이에, 부하구동시에 출력파형의 진동억제용 용량을 포함하는 귀환형 증폭회로.
  57. 제22항에 있어서, 상기 제1차동쌍의 상기 입력단자전압을 입력으로 하는 트랜지스터의 출력단과 상기 출력단자 사이, 상기 제2차동쌍의 상기 입력단자전압을 입력으로 하는 트랜지스터의 출력단과 상기 출력단자 사이에, 부하구동시에 출력파형의 진동억제용 용량을 포함하는 귀환형 증폭회로.
  58. 제47항에 있어서, 상기 차동단의 출력과 상기 출력단자 사이에, 부하구동시에 출력파형의 진동억제용 용량을 포함하는 OP앰프.
  59. 입력단자전압과 출력단자전압을 차동입력하는 차동단 및 상기 차동단의 출력에 기하여 상기 출력단자의 충전작용을 행하는 충전수단을 구비하고, 상기 출력단자전압이 상기 입력단자전압과 동상으로 되는 전압폴로어로서 작용하는 귀환형 충전수단; 및
    상기 출력단자와 저전위측 전원 사이에 접속된 트랜지스터 및 상기 트랜지스터의 제어단자에 바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단을 갖는 방전수단을 포함하고,
    상기 방전수단에서, 상기 트랜지스터의 제어단자에 미리 정해진 소정의 바이어스전압을 공급하는 바이어스전압공급단자를 포함하고, 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압공급단자에서의 상기 바이어스전압의 차전압을 샘플링하여 랫치하고, 랫치한 차전압을 상기 출력단자와 상기 트랜지스터의 제어단자 사이에서 유지시키는 전압유지수단을 포함하는 귀환형 증폭회로.
  60. 입력단자와 출력단자가 차동입력단에 접속된 차동쌍, 상기 차동쌍의 출력쌍에 각각 접속된 부하소자 및 상기 차동쌍의 하나의 출력과 상기 부하소자와의 접속점 전압을 제어단자에 입력하며 상기 출력단자의 충전경로에 접속된 트랜지스터를 구비한 충전회로를 포함하는 귀환형 충전수단; 및
    상기 출력단자의 방전경로에 접속된 트랜지스터 및 상기 방전경로에 접속된 트랜지스터의 제어단자에 바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단을 갖는 방전수단을 포함하고,
    상기 방전수단에서, 상기 방전경로에 접속된 상기 트랜지스터의 제어단자에 미리 정해진 소정의 바이어스전압을 공급하는 바이어스전압공급단자를 포함하고, 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압공급단자으로부터의 상기 바이어스전압의 차전압을 샘플링하여 랫치하고, 랫치한 차전압을 상기 출력단자와 상기 방전경로에 접속된 상기 트랜지스터의 제어단자 사이에서 유지시키는 전압유지수단을 포함하는 귀환형 증폭회로.
  61. 입력단자전압와 출력단자전압을 차동입력하는 차동쌍 및 상기 차동쌍의 출력쌍에 입력단과 출력단이 각각 접속되어 부하를 이루는 전류미러회로를 구비하는 차동단; 및 고전위측 전원과 상기 출력단자 사이에 접속되고 상기 전류미러회로의 출력단과 상기 차동쌍의 출력과의 접속점 전압을 제어단자에 입력하여 상기 전류미러회로와 같은 도전형 트랜지스터를 구비한 충전회로를 포함하는 귀환형 충전회로; 및
    상기 출력단자와 저전위측 전원 사이에 접속된 제2도전형 트랜지스터 및 상기 제2도전형 트랜지스터의 제어단자에 바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단을 갖는 방전수단을 포함하고,
    상기 방전수단에서, 상기 방전수단의 상기 트랜지스터의 제어단자에 미리 정해진 소정의 바이어스전압을 공급하는 바이어스전압공급단자를 포함하고, 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압공급단자으로부터의 상기 바이어스전압의 차전압을 샘플링하여 랫치하고, 랫치한 차전압을 상기 출력단자와 상기 방전수단의 상기 트랜지스터의 제어단자 사이에서 유지시키는 전압유지수단을 포함하는 귀환형 증폭회로.
  62. 제20항에 있어서, 상기 폴로어형 방전수단 대신에, 상기 출력단자와 저전위측 전원 사이에 접속된 트랜지스터 및 상기 트랜지스터의 제어단자에서 바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단을 갖는 방전수단을 포함하고,
    상기 방전수단의 바이어스제어수단이, 상기 방전수단의 상기 트랜지스터의 제어단자에 미리 정해진 소정의 바이어스전압을 공급하는 바이어스전압공급단자를 갖추고, 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압공급단자에서의 상기 바이어스전압의 차전압을 샘플링하여 랫치하고, 랫치한 차전압을 상기 출력단자와 상기 방전수단의 상기 트랜지스터의 제어단자 사이에서 유지시키는 전압유지수단을 포함하는 귀환형 증폭회로.
  63. 입력단자전압과 출력단자전압을 차동입력하는 차동단 및 상기 차동단의 출력에 기하여 상기 출력단자의 충전작용을 행하는 충전수단을 구비하고, 상기 출력단자전압이 상기 입력단자전압과 동상으로 되는 전압폴로어로서 작용하는 귀환형 충전수단; 및
    상기 출력단자와 저전위측 전원 사이에 접속된 트랜지스터 및 상기 트랜지스터의 제어단자에 바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단을 갖는 방전수단을 포함하고,
    상기 방전수단에서, 출력기간의 시작에, 상기 트랜지스터의 제어단자에는 미리 정해진 소정의 바이어스전압이 공급됨과 동시에, 온상태로 된 스위치를 매개로 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압이 하나의 단자와 다른 단자 각각에 인가되고, 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압의 차전압을 유지하는 용량을 갖추고, 계속해서 상기 용량의 하나의 단자와 다른 단자에는 상기 출력단자와 상기 트랜지스터의 제어단자가 접속되도록 스위치로 전환되는 귀환형 증폭회로.
  64. 입력단자와 출력단자가 차동입력단에 접속된 차동쌍, 상기 차동쌍의 출력쌍에 각각 접속된 부하소자 및 상기 차동쌍의 하나의 출력과 상기 부하소자와의 접속점 전압을 제어단자에 입력하며 상기 출력단자의 충전경로에 접속된 트랜지스터를 구비한 충전회로를 포함하는 귀환형 충전수단; 및
    상기 출력단자의 방전경로에 접속된 트랜지스터 및 상기 방전경로에 접속된 트랜지스터의 제어단자에 바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단을 갖는 방전수단을 포함하고,
    상기 방전수단에서, 출력기간의 시작에, 상기 방전경로에 접속된 상기 트랜지스터의 제어단자에는 미리 정해진 소정의 바이어스전압이 공급됨과 동시에, 온상태로 된 스위치를 매개로 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압이 하나의 단자와 다른 단자 각각에 인가되고, 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압의 차전압을 유지하는 용량을 갖추고, 계속해서 상기 용량의 하나의 단자와 다른 단자에는 상기 출력단자와 상기 트랜지스터의 제어단자가 접속되도록 스위치로 전환되는 귀환형 증폭회로.
  65. 입력단자전압와 출력단자전압을 차동입력하는 차동쌍 및 상기 차동쌍의 출력쌍에 입력단과 출력단이 각각 접속되어 부하를 이루는 전류미러회로를 구비하는 차동단; 및 고전위측 전원과 상기 출력단자 사이에 접속되고 상기 전류미러회로의 출력단과 상기 차동쌍의 출력과의 접속점 전압을 제어단자에 입력하여 상기 전류미러회로와 같은 도전형 트랜지스터를 구비한 충전회로를 포함하는 귀환형 충전회로; 및
    상기 출력단자와 저전위측 전원 사이에 접속된 제2도전형 트랜지스터 및 상기 제2도전형 트랜지스터의 제어단자에 바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단을 갖는 방전수단을 포함하고,
    상기 방전수단에서, 출력기간의 시작에, 상기 방전수단의 상기 트랜지스터의 제어단자에는 미리 정해진 소정의 바이어스전압이 공급됨과 동시에, 온상태로 된 스위치를 매개로 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압이 하나의 단자와 다른 단자 각각에 인가되고, 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압의 차전압을 유지하는 용량을 갖추고, 계속해서 상기 용량의 하나의 단자와 다른 단자에는 상기 출력단자와 상기 트랜지스터의 제어단자가 접속되도록 스위치로 전환되는 귀환형 증폭회로.
  66. 제20항에 있어서, 상기 폴로어형 방전수단 대신에, 상기 출력단자와 저전위측 전원 사이에 접속된 트랜지스터 및 상기 트랜지스터의 제어단자에서 바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단을 갖는 방전수단을 포함하고,
    상기 방전수단에서, 출력기간의 시작에, 상기 방전수단의 상기 트랜지스터의 제어단자에는 미리 정해진 소정의 바이어스전압이 공급됨과 동시에, 온상태로 된 스위치를 매개로 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압이 하나의 단자와 다른 단자 각각에 인가되고, 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압의 차전압을 유지하는 용량을 갖추고, 계속해서 상기 용량의 하나의 단자와 다른 단자에는 상기 출력단자와 상기 트랜지스터의 제어단자가 접속되도록 스위치로 전환되는 귀환형 증폭회로.
  67. 제63항에 있어서, 방전수단의 상기 트랜지스터가, 출력수단에 드레인이 접속되고 소스가 저전위측 전원 사이에 접속된 MOS트랜지스터이고,
    상기 바이어스제어수단이, 상기 MOS트랜지스터의 게이트와 게이트바이어스전압입력단 사이에 접속된 제1스위치;
    상기 MOS트랜지스터의 게이트에 일단이 접속된 용량;
    상기 입력단자와 상기 용량의 다른 단자 사이에 접속된 제2스위치; 및
    상기 출력단자와 상기 용량의 다른 단자 사이에 접속된 제3 스위치를 포함하고,
    상기 출력기간의 시작에, 상기 제1, 제2스위치가 온됨과 동시에, 상기 제3스위치는 오프되며, 계속하여 상기 제1 및 제2스위치가 오프됨과 동시에, 상기 제3스위치이 온되는 귀환형 증폭회로.
  68. 입력단자전압과 출력단자전압을 차동입력하는 차동단 및 상기 차동단의 출력에 기하여 상기 출력단자의 방전작용을 행하는 방전수단을 구비하고, 상기 출력단자전압이 상기 입력단자전압과 동상으로 되는 전압폴로어로서 작용하는 귀환형 방전수단; 및
    상기 출력단자와 고전위측 전원 사이에 접속된 트랜지스터 및 상기 트랜지스터의 제어단자에 바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단을 갖는 충전수단을 포함하고,
    상기 충전수단에서, 상기 트랜지스터의 제어단자에 미리 정해진 소정의 바이어스전압을 공급하는 바이어스전압공급단자를 포함하고, 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압공급단자에서의 상기 바이어스전압의 차전압을 샘플링하여 랫치하고, 랫치한 차전압을 상기 출력단자와 상기 트랜지스터의 제어단자 사이에서 유지시키는 전압유지수단을 포함하는 귀환형 증폭회로.
  69. 입력단자와 출력단자가 차동입력단에 접속된 차동쌍, 상기 차동쌍의 출력쌍에 각각 접속된 부하소자 및 상기 차동쌍의 하나의 출력과 상기 부하소자와의 접속점 전압을 제어단자에 입력하며 상기 출력단자의 방전경로에 접속된 트랜지스터를 구비한 방전회로를 포함하는 귀환형 방전수단; 및
    상기 출력단자의 충전경로에 접속된 트랜지스터 및 상기 충전경로에 접속된 트랜지스터의 제어단자에 바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단을 갖는 충전수단을 포함하고,
    상기 충전수단에서, 상기 충전경로에 접속된 상기 트랜지스터의 제어단자에 미리 정해진 소정의 바이어스전압을 공급하는 바이어스전압공급단자를 포함하고, 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압공급단자으로부터의 상기 바이어스전압의 차전압을 샘플링하여 랫치하고, 랫치한 차전압을 상기 출력단자와 상기 충전경로에 접속된 상기 트랜지스터의 제어단자 사이에서 유지시키는 전압유지수단을 포함하는 귀환형 증폭회로.
  70. 입력단자전압와 출력단자전압을 차동입력하는 차동쌍 및 상기 차동쌍의 출력쌍에 입력단과 출력단이 각각 접속되어 부하를 이루는 전류미러회로를 구비하는 차동단; 및 저전위측 전원과 상기 출력단자 사이에 접속되고 상기 전류미러회로의 출력단과 상기 차동쌍의 출력과의 접속점 전압을 제어단자에 입력하여 상기 전류미러회로와 같은 도전형 트랜지스터를 구비한 방전회로를 포함하는 귀환형 방전회로; 및
    상기 출력단자와 고전위측 전원 사이에 접속된 제2도전형 트랜지스터 및 상기 제2도전형 트랜지스터의 제어단자에 바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단을 갖는 충전수단을 포함하고,
    상기 충전수단에서, 상기 충전수단의 상기 트랜지스터의 제어단자에 미리 정해진 소정의 바이어스전압을 공급하는 바이어스전압공급단자를 포함하고, 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압공급단자으로부터의 상기 바이어스전압의 차전압을 샘플링하여 랫치하고, 랫치한 차전압을 상기 출력단자와 상기 충전수단의 상기 트랜지스터의 제어단자 사이에서 유지시키는 전압유지수단을 포함하는 귀환형 증폭회로.
  71. 제20항에 있어서, 상기 폴로어형 충전수단 대신에, 상기 출력단자와 고전위측 전원 사이에 접속된 트랜지스터 및 상기 트랜지스터의 제어단자에서 바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단을 갖는 충전수단을 포함하고,
    상기 충전수단의 바이어스제어수단이, 상기 충전수단의 상기 트랜지스터의 제어단자에 미리 정해진 소정의 바이어스전압을 공급하는 바이어스전압공급단자를 갖추고, 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압공급단자에서의 상기 바이어스전압의 차전압을 샘플링하여 랫치하고, 랫치한 차전압을 상기 출력단자와 상기 충전수단의 상기 트랜지스터의 제어단자 사이에서 유지시키는 전압유지수단을 포함하는 귀환형 증폭회로.
  72. 입력단자전압과 출력단자전압을 차동입력하는 차동단 및 상기 차동단의 출력에 기하여 상기 출력단자의 방전작용을 행하는 방전수단을 구비하고, 상기 출력단자전압이 상기 입력단자전압과 동상으로 되는 전압폴로어로서 작용하는 귀환형 방전수단; 및
    상기 출력단자와 고전위측 전원 사이에 접속된 트랜지스터 및 상기 트랜지스터의 제어단자에 바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단을 갖는 충전수단을 포함하고,
    상기 충전수단에서, 출력기간의 시작에, 상기 트랜지스터의 제어단자에는 미리 정해진 소정의 바이어스전압이 공급됨과 동시에, 온상태로 된 스위치를 매개로 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압이 하나의 단자와 다른 단자 각각에 인가되고, 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압의 차전압을 유지하는 용량을 갖추고, 계속해서 상기 용량의 하나의 단자와 다른 단자에는 상기 출력단자와 상기 트랜지스터의 제어단자가 접속되도록 스위치로 전환되는 귀환형 증폭회로.
  73. 입력단자와 출력단자가 차동입력단에 접속된 차동쌍, 상기 차동쌍의 출력쌍에 각각 접속된 부하소자 및 상기 차동쌍의 하나의 출력과 상기 부하소자와의 접속점 전압을 제어단자에 입력하며 상기 출력단자의 방전경로에 접속된 트랜지스터를 구비한 방전회로를 포함하는 귀환형 방전수단; 및
    상기 출력단자의 충전경로에 접속된 트랜지스터 및 상기 충전경로에 접속된 트랜지스터의 제어단자에 바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단을 갖는 충전수단을 포함하고,
    상기 충전수단에서, 출력기간의 시작에, 상기 충전경로에 접속된 상기 트랜지스터의 제어단자에는 미리 정해진 소정의 바이어스전압이 공급됨과 동시에, 온상태로 된 스위치를 매개로 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압이 하나의 단자와 다른 단자 각각에 인가되고, 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압의 차전압을 유지하는 용량을 갖추고, 계속해서 상기 용량의 하나의 단자와 다른 단자에는 상기 출력단자와 상기 트랜지스터의 제어단자가 접속되도록 스위치로 전환되는 귀환형 증폭회로.
  74. 입력단자전압와 출력단자전압을 차동입력하는 차동쌍 및 상기 차동쌍의 출력쌍에 입력단과 출력단이 각각 접속되어 부하를 이루는 전류미러회로를 구비하는 차동단; 및 저전위측 전원과 상기 출력단자 사이에 접속되고 상기 전류미러회로의 출력단과 상기 차동쌍의 출력과의 접속점 전압을 제어단자에 입력하여 상기 전류미러회로와 같은 도전형 트랜지스터를 구비한 방전회로를 포함하는 귀환형 방전회로; 및
    상기 출력단자와 고전위측 전원 사이에 접속된 제2도전형 트랜지스터 및 상기 제2도전형 트랜지스터의 제어단자에 바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단을 갖는 충전수단을 포함하고,
    상기 충전수단에서, 출력기간의 시작에, 상기 충전수단의 상기 트랜지스터의 제어단자에는 미리 정해진 소정의 바이어스전압이 공급됨과 동시에, 온상태로 된 스위치를 매개로 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압이 하나의 단자와 다른 단자 각각에 인가되고, 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압의 차전압을 유지하는 용량을 갖추고, 계속해서 상기 용량의 하나의 단자와 다른 단자에는 상기 출력단자와 상기 트랜지스터의 제어단자가 접속되도록 스위치로 전환되는 귀환형 증폭회로.
  75. 제20항에 있어서, 상기 폴로어형 충전수단 대신에, 상기 출력단자와 고전위측 전원 사이에 접속된 트랜지스터 및 상기 트랜지스터의 제어단자에서 바이어스전압을 제어하는 바이어스제어수단을 갖는 충전수단을 포함하고,
    상기 충전수단에서, 출력기간의 시작에, 상기 충전수단의 상기 트랜지스터의 제어단자에는 미리 정해진 소정의 바이어스전압이 공급됨과 동시에, 온상태로 된 스위치를 매개로 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압이 하나의 단자와 다른 단자 각각에 인가되고, 상기 입력단자전압과 상기 바이어스전압의 차전압을 유지하는 용량을 갖추고, 계속해서 상기 용량의 하나의 단자와 다른 단자에는 상기 출력단자와 상기 트랜지스터의 제어단자가 접속되도록 스위치로 전환되는 귀환형 증폭회로.
  76. 제72항에 있어서, 충전수단의 상기 트랜지스터가, 출력수단에 드레인이 접속되고 소스가 고전위측 전원 사이에 접속된 MOS트랜지스터이고,
    상기 바이어스제어수단이, 상기 MOS트랜지스터의 게이트와 게이트바이어스전압입력단 사이에 접속된 제1스위치;
    상기 MOS트랜지스터의 게이트에 일단이 접속된 용량;
    상기 입력단자와 상기 용량의 다른 단자 사이에 접속된 제2스위치; 및
    상기 출력단자와 상기 용량의 다른 단자 사이에 접속된 제3 스위치를 포함하고,
    상기 출력기간의 시작에, 상기 제1, 제2스위치가 온됨과 동시에, 상기 제3스위치는 오프되며, 계속하여 상기 제1 및 제2스위치가 오프됨과 동시에, 상기 제3스위치이 온되는 귀환형 증폭회로.
KR10-2001-0086354A 2000-12-28 2001-12-27 귀환형 증폭회로 및 구동회로 KR100433692B1 (ko)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JPJP-P-2000-00402079 2000-12-28
JP2000402079 2000-12-28
JPJP-P-2001-00373302 2001-12-06
JP2001373302A JP3846293B2 (ja) 2000-12-28 2001-12-06 帰還型増幅回路及び駆動回路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20020055427A KR20020055427A (ko) 2002-07-08
KR100433692B1 true KR100433692B1 (ko) 2004-05-31

Family

ID=26607143

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR10-2001-0086354A KR100433692B1 (ko) 2000-12-28 2001-12-27 귀환형 증폭회로 및 구동회로

Country Status (6)

Country Link
US (1) US6614295B2 (ko)
EP (1) EP1223671B1 (ko)
JP (1) JP3846293B2 (ko)
KR (1) KR100433692B1 (ko)
CN (1) CN1200510C (ko)
TW (1) TW529240B (ko)

Families Citing this family (75)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6791396B2 (en) * 2001-10-24 2004-09-14 Saifun Semiconductors Ltd. Stack element circuit
JP2003295825A (ja) * 2002-02-04 2003-10-15 Sanyo Electric Co Ltd 表示装置
DE60327120D1 (de) 2002-02-25 2009-05-20 Nec Corp Differentialschaltung, Verstärkerschaltung, Treiberschaltung und Anzeigevorrichtung mit diesen Schaltungen
JP2003332058A (ja) * 2002-03-05 2003-11-21 Sanyo Electric Co Ltd エレクトロルミネッセンスパネルおよびその製造方法
JP2003258094A (ja) * 2002-03-05 2003-09-12 Sanyo Electric Co Ltd 配線構造、その製造方法、および表示装置
CN100517422C (zh) * 2002-03-07 2009-07-22 三洋电机株式会社 配线结构、其制造方法、以及光学设备
JP4103468B2 (ja) 2002-06-28 2008-06-18 日本電気株式会社 差動回路と増幅回路及び該増幅回路を用いた表示装置
US6917544B2 (en) 2002-07-10 2005-07-12 Saifun Semiconductors Ltd. Multiple use memory chip
JP4736313B2 (ja) * 2002-09-10 2011-07-27 日本電気株式会社 薄膜半導体装置
CN100472596C (zh) 2002-10-09 2009-03-25 三菱电机株式会社 驱动电路以及图象显示装置
US7136304B2 (en) 2002-10-29 2006-11-14 Saifun Semiconductor Ltd Method, system and circuit for programming a non-volatile memory array
DE10392192T5 (de) 2002-11-06 2005-01-05 Mitsubishi Denki K.K. Abtast-Halte-Schaltung und Bildanzeigevorrichtung, die diese verwendet
KR100698951B1 (ko) 2002-11-20 2007-03-23 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 화상표시장치
JP3707055B2 (ja) 2002-12-02 2005-10-19 沖電気工業株式会社 液晶ディスプレイ用駆動回路
US7178004B2 (en) 2003-01-31 2007-02-13 Yan Polansky Memory array programming circuit and a method for using the circuit
US6885244B2 (en) 2003-03-24 2005-04-26 Saifun Semiconductors Ltd. Operational amplifier with fast rise time
CN102201196B (zh) * 2003-06-06 2014-03-26 株式会社半导体能源研究所 半导体装置
US6906966B2 (en) * 2003-06-16 2005-06-14 Saifun Semiconductors Ltd. Fast discharge for program and verification
US20050068077A1 (en) * 2003-09-30 2005-03-31 Intel Corporation Local bias generator for adaptive forward body bias
JP4328596B2 (ja) 2003-10-27 2009-09-09 日本電気株式会社 差動増幅器
US7026824B2 (en) * 2003-10-31 2006-04-11 Faraday Technology Corp. Voltage reference generator with negative feedback
JP4342910B2 (ja) * 2003-10-31 2009-10-14 Ｎｅｃエレクトロニクス株式会社 差動増幅回路
US7050319B2 (en) * 2003-12-03 2006-05-23 Micron Technology, Inc. Memory architecture and method of manufacture and operation thereof
US7176728B2 (en) * 2004-02-10 2007-02-13 Saifun Semiconductors Ltd High voltage low power driver
US8339102B2 (en) * 2004-02-10 2012-12-25 Spansion Israel Ltd System and method for regulating loading on an integrated circuit power supply
US6992519B2 (en) * 2004-02-11 2006-01-31 Nokia Corporation Method and apparatus providing cancellation of second order intermodulation distortion and enhancement of second order intercept point (IIP2) in common source and common emitter transconductance circuits
TWI228868B (en) * 2004-02-17 2005-03-01 Novatek Microelectronics Corp Apparatus and method for increasing a slew rate of an operational amplifier
US7652930B2 (en) 2004-04-01 2010-01-26 Saifun Semiconductors Ltd. Method, circuit and system for erasing one or more non-volatile memory cells
US8355015B2 (en) * 2004-05-21 2013-01-15 Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. Semiconductor device, display device and electronic device including a diode electrically connected to a signal line
US7187595B2 (en) * 2004-06-08 2007-03-06 Saifun Semiconductors Ltd. Replenishment for internal voltage
US7190212B2 (en) * 2004-06-08 2007-03-13 Saifun Semiconductors Ltd Power-up and BGREF circuitry
US7256438B2 (en) * 2004-06-08 2007-08-14 Saifun Semiconductors Ltd MOS capacitor with reduced parasitic capacitance
US7638850B2 (en) 2004-10-14 2009-12-29 Saifun Semiconductors Ltd. Non-volatile memory structure and method of fabrication
ATE486310T1 (de) * 2004-11-16 2010-11-15 Nxp Bv Vorrichtung zur filterung einer referenzspannung und mobiltelefone mit dieser vorrichtung
KR100637203B1 (ko) * 2005-01-07 2006-10-23 삼성에스디아이 주식회사 유기 전계발광 표시장치 및 그 동작방법
US8053812B2 (en) 2005-03-17 2011-11-08 Spansion Israel Ltd Contact in planar NROM technology
JP4579027B2 (ja) * 2005-03-29 2010-11-10 株式会社日出ハイテック 負荷駆動回路
US8400841B2 (en) 2005-06-15 2013-03-19 Spansion Israel Ltd. Device to program adjacent storage cells of different NROM cells
JP2007027760A (ja) 2005-07-18 2007-02-01 Saifun Semiconductors Ltd 高密度不揮発性メモリアレイ及び製造方法
JP5034182B2 (ja) * 2005-07-22 2012-09-26 カシオ計算機株式会社 電圧供給回路
US7668017B2 (en) 2005-08-17 2010-02-23 Saifun Semiconductors Ltd. Method of erasing non-volatile memory cells
KR100665905B1 (ko) 2005-09-29 2007-01-11 주식회사 하이닉스반도체 데이터 입력/출력 라인을 충전 또는 방전하는 래치를구비하는 메모리 장치
US7656717B2 (en) 2005-09-29 2010-02-02 Hynix Semiconductor, Inc. Memory device having latch for charging or discharging data input/output line
US7808818B2 (en) 2006-01-12 2010-10-05 Saifun Semiconductors Ltd. Secondary injection for NROM
US7692961B2 (en) 2006-02-21 2010-04-06 Saifun Semiconductors Ltd. Method, circuit and device for disturb-control of programming nonvolatile memory cells by hot-hole injection (HHI) and by channel hot-electron (CHE) injection
US8253452B2 (en) 2006-02-21 2012-08-28 Spansion Israel Ltd Circuit and method for powering up an integrated circuit and an integrated circuit utilizing same
US7760554B2 (en) 2006-02-21 2010-07-20 Saifun Semiconductors Ltd. NROM non-volatile memory and mode of operation
JP2007288348A (ja) * 2006-04-13 2007-11-01 Magnachip Semiconductor Ltd 演算増幅回路
US7701779B2 (en) 2006-04-27 2010-04-20 Sajfun Semiconductors Ltd. Method for programming a reference cell
US7477075B2 (en) * 2006-05-05 2009-01-13 International Business Machines Corporation CMOS output driver using floating wells to prevent leakage current
JP4360500B2 (ja) 2006-08-16 2009-11-11 Ｏｋｉセミコンダクタ株式会社 液晶表示装置の駆動回路及び駆動装置
KR100792432B1 (ko) 2006-10-31 2008-01-10 주식회사 하이닉스반도체 출력이 안정적인 연산증폭기.
KR100886178B1 (ko) * 2006-12-05 2009-02-27 한국전자통신연구원 이득 특성과 대역폭 특성이 향상된 제한 증폭기
JP2010526332A (ja) * 2007-04-24 2010-07-29 エルジー・ケム・リミテッド 有機発光表示装置およびその駆動方法
JP4508222B2 (ja) * 2007-08-31 2010-07-21 ソニー株式会社 プリチャージ制御方法及び表示装置
TWI370902B (en) * 2008-08-08 2012-08-21 Novatek Microelectronics Corp Voltage detecting circuit and voltage detecting method
US8368673B2 (en) * 2008-09-30 2013-02-05 Himax Technologies Limited Output buffer and source driver using the same
US7737676B2 (en) * 2008-10-16 2010-06-15 Freescale Semiconductor, Inc. Series regulator circuit
KR101037561B1 (ko) * 2009-02-18 2011-05-27 주식회사 실리콘웍스 전류소모가 적은 액정디스플레이 구동회로
US8207960B2 (en) * 2009-02-27 2012-06-26 Himax Technologies Limited Source driver with low power consumption and driving method thereof
US7911262B2 (en) * 2009-03-29 2011-03-22 Nanya Technology Corp. External compensation for input current source
US8508515B2 (en) * 2009-08-05 2013-08-13 Himax Technologies Limited Buffering circuit with reduced dynamic power consumption
TWI457897B (zh) 2012-06-22 2014-10-21 Novatek Microelectronics Corp 平面顯示器的驅動電路
CN103531142B (zh) * 2012-07-03 2016-08-31 联咏科技股份有限公司 平面显示器的驱动电路
CN103973245B (zh) * 2013-01-24 2017-01-18 联发科技股份有限公司 放大器电路以及应用于放大器电路的方法
US10290573B2 (en) 2015-07-02 2019-05-14 Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. Semiconductor device and electronic device
TWI579822B (zh) * 2015-11-17 2017-04-21 瑞鼎科技股份有限公司 顯示面板驅動電路及其補償方法
CN106559050B (zh) * 2016-10-09 2019-11-15 锐迪科微电子（上海）有限公司 一种自适应负载的差分放大电路
JP6782614B2 (ja) * 2016-11-21 2020-11-11 ラピスセミコンダクタ株式会社 出力回路及び液晶表示装置のデータドライバ
US10726910B2 (en) * 2017-06-13 2020-07-28 Sandisk Technologies Llc Distributed sinking circuit control for memory device
US10529386B2 (en) * 2017-06-13 2020-01-07 Sandisk Technologies Llc Memory control circuit with distributed architecture
JP7558029B2 (ja) 2020-10-21 2024-09-30 アズビル株式会社 バッファ回路
CN114039560B (zh) * 2021-10-13 2022-06-24 杭州深谙微电子科技有限公司 一种运算放大器及其输出级电路
CN114020083B (zh) * 2021-10-26 2023-05-12 普冉半导体(上海)股份有限公司 一种电流源电路
US11977404B2 (en) * 2022-02-28 2024-05-07 Texas Instruments Incorporated Fast startup power regulator circuitry

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4697154A (en) * 1985-03-18 1987-09-29 Fujitsu Limited Semiconductor integrated circuit having improved load drive characteristics
US5006739A (en) * 1987-06-15 1991-04-09 Hitachi, Ltd. Capacitive load drive circuit
JPH05150736A (ja) * 1991-12-02 1993-06-18 Toshiba Corp インピーダンス変換回路
JPH06214527A (ja) * 1993-01-18 1994-08-05 Sharp Corp 出力回路
JPH09219636A (ja) * 1996-02-09 1997-08-19 Sharp Corp 駆動回路
JP2000338461A (ja) * 1999-05-26 2000-12-08 Nec Corp 駆動回路、駆動回路システム、バイアス回路及び駆動回路装置

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4847566A (en) * 1988-02-09 1989-07-11 Linear Technology Corporation CMOS Amplifier having enhanced current sinking and capacitance load drive
KR970010284B1 (en) * 1993-12-18 1997-06-23 Samsung Electronics Co Ltd Internal voltage generator of semiconductor integrated circuit
KR100240874B1 (ko) * 1997-03-18 2000-01-15 윤종용 반도체장치의내부전압발생회로
JP3228411B2 (ja) 1998-03-16 2001-11-12 日本電気株式会社 液晶表示装置の駆動回路

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4697154A (en) * 1985-03-18 1987-09-29 Fujitsu Limited Semiconductor integrated circuit having improved load drive characteristics
US5006739A (en) * 1987-06-15 1991-04-09 Hitachi, Ltd. Capacitive load drive circuit
JPH05150736A (ja) * 1991-12-02 1993-06-18 Toshiba Corp インピーダンス変換回路
JPH06214527A (ja) * 1993-01-18 1994-08-05 Sharp Corp 出力回路
JPH09219636A (ja) * 1996-02-09 1997-08-19 Sharp Corp 駆動回路
JP2000338461A (ja) * 1999-05-26 2000-12-08 Nec Corp 駆動回路、駆動回路システム、バイアス回路及び駆動回路装置

Also Published As

Publication number Publication date
US20020084840A1 (en) 2002-07-04
JP3846293B2 (ja) 2006-11-15
EP1223671A3 (en) 2004-08-11
KR20020055427A (ko) 2002-07-08
CN1365185A (zh) 2002-08-21
US6614295B2 (en) 2003-09-02
EP1223671A2 (en) 2002-07-17
JP2002258821A (ja) 2002-09-11
EP1223671B1 (en) 2013-06-19
CN1200510C (zh) 2005-05-04
TW529240B (en) 2003-04-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100433692B1 (ko) 귀환형 증폭회로 및 구동회로
US6909414B2 (en) Driver circuit and liquid crystal display device
US6567327B2 (en) Driving circuit, charge/discharge circuit and the like
US7307469B2 (en) Step-down power supply
KR100717278B1 (ko) 슬루 레이트 조절이 가능한 소스 드라이버
US7135921B2 (en) Differential circuit, amplifier circuit, driver circuit and display device using those circuits
US6586990B2 (en) Operational amplifier having offset cancel function
US6897726B2 (en) Differential circuit, amplifier circuit, and display device using the amplifier circuit
US7459967B2 (en) Differential amplifier, digital-to-analog converter and display device
US6661259B2 (en) Driver circuit
US7027027B2 (en) Differential amplifier and semiconductor integrated circuit for LCD drive
US7411585B2 (en) Driving voltage generation device and method for controlling driving voltage generation device
US20170316752A1 (en) Voltage level shifting method
KR20220108489A (ko) 출력 버퍼, 및 이를 포함하는 소스 드라이버
US7078941B2 (en) Driving circuit for display device
US7224194B2 (en) Output driver circuit
US10719094B2 (en) Internal voltage generation circuits
KR100427039B1 (ko) 캐패시터 부하 구동 앰프
KR20190002368A (ko) 스플릿-렝스 보상 스킴을 구비한 증폭 회로

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130502

Year of fee payment: 10

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140418

Year of fee payment: 11

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150416

Year of fee payment: 12

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160418

Year of fee payment: 13

LAPS Lapse due to unpaid annual fee