JPWO2017018038A1 - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
Description
なお、上記チョッパ装置のダイオードを半導体スイッチに置き換えることにより双方向に電力変換が可能となる。
また、このチョッパ装置のように、入出力側以外に昇降圧に係わる蓄電素子を備えずに低圧側と高圧側との間で電力変換を行うチョッパ回路を、以下、SPC(Single Phase Chopper)回路と称す。
電力変換装置は、端子群とリアクトルとスイッチング素子直列回路と充放電コンデンサと平滑コンデンサとを有するものである。上記端子群は第1、第2、第3、第4の端子を有し、上記スイッチング素子直列回路は第1、第2、第3、第4のスイッチング素子が直列に接続されたものである。上記第2及び第3のスイッチング素子の接続点が上記リアクトルを介して上記第1の端子に接続され、上記第1のスイッチング素子の上記第2のスイッチング素子との接続点との反対側が上記第2の端子に接続され、上記充放電コンデンサが上記第1及び第2のスイッチング素子との接続点と上記第3及び第4のスイッチング素子との接続点との間に接続され、上記スイッチング素子直列回路に上記平滑コンデンサが並列に接続されるとともに上記スイッチング素子直列回路が上記第3及び第4の端子に接続される。上記第1及び第2の端子が低圧側とされ、上記第3及び第4の端子が高圧側とされ、上記低圧側と上記高圧側との間で直流電圧の変換を行う(例えば、特許文献3参照)。
なお、この電力変換装置のように、入出力側以外に充放電コンデンサを備えて、低圧側と高圧側との間で電力変換を行うチョッパ回路を、以下、MLC(Multi Level Chopper)回路と称す。
またコンデンサの温度上昇を抑制する為に、コンデンサの容量増大あるいは冷却構造を拡充させると、装置構成の大型化や高コスト化を招くものであった。
以下、この発明の実施の形態1による電力変換装置を図に基づいて以下に説明する。
図1は、この発明の実施の形態1による電力変換装置の回路構成を示す図である。図1に示すように、電力変換装置5は主回路であるDC/DCコンバータ3と、DC/DCコンバータ3を制御する制御回路4とを備える。DC/DCコンバータ3は、リアクトル1と、第1半導体素子としてのスイッチング素子S1と第2半導体素子としてのスイッチング素子S2とから成る半導体モジュール2と、低圧側コンデンサC1と、第1コンデンサとしての高圧側コンデンサC2とを備える。また、電流センサ6と電圧センサ7とが設けられる。制御回路4は、各センサ6、7からの検出値に基づいてスイッチング素子S1、S2を駆動制御する。
また、DC/DCコンバータ3の低圧側(P1−N1間)には高圧バッテリ10が、高圧側(P2−N2間)には電動機11がそれぞれ接続されている。なお、各スイッチング素子S1、S2は、例えば、それぞれIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)と、それに逆並列に接続されたダイオードとで構成される。
電流センサ6は、リアクトル1を流れるリアクトル電流ILを検出する。電圧センサ7は、高圧側コンデンサC2の端子間電圧を出力電圧V2(高圧側電圧)として検出する。高圧側コンデンサC2は出力電圧V2を平滑化する。
制御回路4は、電流センサ6の検出値(IL)および電圧センサ7の検出値(V2)に応じて、各スイッチング素子S1、S2のゲート信号G1、G2を生成し、各スイッチング素子S1、S2をON/OFF動作させる。
図2に示すように、高圧側コンデンサC2は、同特性の複数のコンデンサ素子である第1コンデンサ素子20aと第2コンデンサ素子20bとが並列接続されて構成される。また、図3に示すように、第1コンデンサ素子20aと第2コンデンサ素子20bとが、第1バスバー20cおよび第2バスバー20dで並列接続されて高圧側コンデンサC2が構成され、高圧側端子間であるP2−N2間に接続される。
また、図示していないが、第1、第2コンデンサ素子20a、20bと第1、第2バスバー20c、20dは、PPS(Polyphenylene sulfide)樹脂等から製造されるケース内に収められ、エポキシ樹脂等が充填されて、高圧側コンデンサC2を形成する。
なお、低圧側コンデンサC1の構成も同様であり、複数のコンデンサ素子が並列接続されて構成され、この場合、低圧側端子間であるP1−N1間に接続される。
また、第1制御ブロック45の詳細を、図5に示す。図5に示すように、第1制御ブロック45は、比較器45a、記憶器45b、周波数指令器45c、キャリア信号発生器45dおよびインバータ45eを有する。なお、記憶器45bには、設定周波数としてのキャリア周波数fswが記憶されている。
高圧側電圧の指令値である出力電圧目標値V2*と、検出された出力電圧V2とが減算器41に入力され、減算器41が出力する差電圧ΔV2が、第1制御器42に入力される。第1制御器42は、比例動作と積分動作を組み合わせたPI制御を実施する。減算器43aは、V2/V2*で示されるDC/DCコンバータ3の理論昇圧比の逆数である(V2/V2*)から、第1制御器42からの出力を減算して、スイッチング素子S1の導通率であるデューティ比Dを出力する。リミッタ44は、検出されたリアクトル電流ILの値が負から正に変化したこと、即ち、リアクトル電流ILがゼロクロスしたことを検出すると、一定期間、デューティ比Dの低下を抑制するための制限処理を実行する。なお、リミッタ44の制限処理は、一定期間が経過すると解除する。
図6に示すように、第1コンデンサ素子20a、第2コンデンサ素子20bは、それぞれ、容量成分(C)とESR(R)とESL(L)とで表す。また、第1バスバー20c、第2バスバー20dは、それぞれ、ESR(Rb/2)とESL(Lb/2)とで表す。なお、ここでは簡単化のため各バスバーの寄生容量成分を無視した。
Z1=R+j(ωL−(1/ωC)) ・・・(1)
fs1=1/(2π√(LC)) ・・・(2)
Z2=(R+Rb)+j(ωL+ωLb−(1/ωC))
・・・(3)
fs2=1/(2π√((L+Lb)/C)) ・・・(4)
第1コンデンサ素子20aは直列共振周波数fs1以上の周波数、第2コンデンサ素子20bは直列共振周波数fs2以上の周波数において、それぞれインダクタンス成分がインピーダンスに現れる。従って、第1、第2コンデンサ素子20aをコンデンサとして機能させるために、スイッチングの周波数fswを、第1コンデンサ素子20aの直列共振周波数fs1未満、かつ第2コンデンサ素子20bの直列共振周波数fs2未満の値とする。
このように、スイッチング素子S1、S2をスイッチングする周波数fswは、低圧側コンデンサC1および高圧側コンデンサC2内の全てのコンデンサ素子の直列共振周波数fs1〜fs4未満に設定される。
図7に示すように、第1コンデンサ素子20aのインピーダンス21aは、式(2)から求まる直列共振周波数fs1での直列共振点Y1を有する。第2コンデンサ素子20bのインピーダンス21bは、式(4)から求まる直列共振周波数fs2での直列共振点Y2を有する。
図8に、高圧側コンデンサC2のESRの周波数特性を示す。図8に示すように、高圧側コンデンサC2のESR22は、並列共振周波数fp1での並列共振点Xにおいて、インピーダンスと同様に大きくなり、極大値をとる。
なお、低圧側電圧をV1、高圧側電圧をV2、低圧側電力をP1、リアクトル1のインダクタンス値をL、スイッチング素子S1、S2のスイッチング周波数(キャリア周波数)をfsw、スイッチング周期をTsw、スイッチング素子S1のオン時間をTon、スイッチング素子S1のデューティ比をD、リアクトル1を流れる直流電流をI1、リアクトル1を流れる電流のリプル成分をΔILとする。
D=1−(V1/V2) ・・・(8)
I1=P1/V1 ・・・(9)
ΔIL=D・V1/(L・fsw) ・・・(10)
図10に示すように、高圧側コンデンサC2に流れる電流Ic2には奇数次および偶数次の高調波成分が含まれることが分かる。
ここで、Ic2(rms)のn次の高調波成分までの電流累積率、即ち、1〜n次までの高調波成分による電流累積率は、式(11)で表わされる。なお、Ic2(rms)−kはIc2(rms)のk次の高調波成分を表わす。
低圧側コンデンサC1は、図2、図3に示した高圧側コンデンサC2と同様の構成であり、静電容量のみが高圧側コンデンサC2よりも小さいとすると、第1〜第4コンデンサ素子の直列共振周波数fs1〜fs4の関係は、fs2<fs1<fs4<fs3となる。上述したように、キャリア周波数fswは、低圧側コンデンサC1および高圧側コンデンサC2内の全てのコンデンサ素子である第1〜第4コンデンサ素子の直列共振周波数fs1〜fs4未満に設定される。
そして、Ic2(rms)の1次から5次までの高調波成分が、ESRが極大値をとる高圧側コンデンサC2の並列共振周波数fp1より低い周波数となるように、しかも、Ic2(rms)の高調波成分の周波数が並列共振周波数fp1と重ならないようにキャリア周波数fswを設定する。即ち、キャリア周波数fswは、高圧側コンデンサC2の並列共振周波数fp1の1/5より低く、かつ、その整数倍が並列共振周波数fp1に一致しないように設定される。なお、設定させたキャリア周波数fswは記憶器45bに記憶される。
さらに、キャリア周波数fswを(fp1/5)未満の値とすることにより、高圧側コンデンサC2に流れる電流Ic2(rms)において支配的である1次から5次までの高調波成分のESRである各(Rc2−1)〜(Rc2−5)が極大値となることを確実に回避し、なおかつ極大値未満の比較的小さい値とすることができる。
このため、上記式(12)で表わされる高圧側コンデンサC2の損失を抑制することができる。
このため、高圧側コンデンサC2の並列共振により増大するESRと高調波電流とによる損失を抑制して、スイッチング素子S1、S2の制御により発生する高圧側コンデンサC2の損失を低減できる。
また、高圧側コンデンサC2は、低圧側コンデンサC1より流れる電流が多く、損失低減の効果が大きい。
また、並列共振周波数fp1を除する次数は、飽和状態となる次数より低い次数としても良く、その場合も、キャリア周波数fswは、第1〜第4コンデンサ素子の直列共振周波数fs1〜fs4未満で、その整数倍が並列共振周波数fp1に一致しないように設定されているため、並列共振に起因する高圧側コンデンサC2の損失低減の効果が得られる。
高圧側コンデンサC2が3個以上のコンデンサ素子を並列接続する場合、並列共振周波数が2個以上発生する場合があるが、スイッチング素子S1、S2の制御に用いるキャリア周波数は、最も低い並列共振周波数の1/5未満の値とする。
次に、この発明の実施の形態2による電力変換装置を図に基づいて以下に説明する。
図13は、この発明の実施の形態2による電力変換装置の回路構成を示す図である。図13に示すように、電力変換装置5aは主回路であるDC/DCコンバータ3aと、DC/DCコンバータ3aを制御する制御回路4aとを備える。DC/DCコンバータ3aは、リアクトル1と、半導体モジュール2aと、低圧側コンデンサC1と、高圧側コンデンサC2と、第1コンデンサとしての充放電コンデンサC0とを備える。半導体モジュール2aは、第1半導体素子としてのスイッチング素子S1と、第2半導体素子としてのスイッチング素子S2と、第3半導体素子としてのスイッチング素子S3と、第4半導体素子としてのスイッチング素子S4とを直列接続して構成される。また、DC/DCコンバータ3aには、電流センサ6と電圧センサ7、8とが設けられる。制御回路4aは、各センサ6〜8からの検出値に基づいてスイッチング素子S1〜S4を駆動制御する。
また、DC/DCコンバータ3aの低圧側(P1−N1間)には高圧バッテリ10が、高圧側(P2−N2間)には電動機11がそれぞれ接続されている。なお、各スイッチング素子S1〜S4は、例えば、それぞれIGBTと、それに逆並列に接続されたダイオードとで構成される。
さらに、充放電コンデンサC0は、一端がスイッチング素子S1とスイッチング素子S2との中間接続点に接続され、他端がスイッチング素子S3とスイッチング素子S4との中間接続点に接続される。
電流センサ6は、リアクトル1を流れるリアクトル電流ILを検出する。電圧センサ7は、高圧側コンデンサC2の端子間電圧を出力電圧V2(高圧側電圧)として検出する。電圧センサ8は、充放電コンデンサC0の端子間電圧を中間電圧V0として検出する。高圧側コンデンサC2は出力電圧V2を平滑化する。
制御回路4aは、電流センサ6の検出値(IL)および電圧センサ7、8の検出値(V2、V0)に応じて、各スイッチング素子S1〜S4のゲート信号G1〜G4を生成し、各スイッチング素子S1〜S4をON/OFF動作させる。
また、第1制御ブロック45の詳細を、図15に示す。図15に示すように、第1制御ブロック45は、比較器45a、記憶器45b、周波数指令器45c、キャリア信号発生器45d、インバータ45e、比較器45f、キャリア信号発生器45gおよびインバータ45hを有する。なお、記憶器45bには、設定周波数としてのキャリア周波数fswが記憶されている。
高圧側電圧の指令値としての出力電圧目標値V2*と、検出された出力電圧V2とが減算器41に入力され、減算器41が出力する差電圧ΔV2が、第1制御器42に入力される。第1制御器42は、比例動作と積分動作を組み合わせたPI制御を実施して第1演算値を出力する。また、乗算定数が0.5に設定された乗算器46にて出力電圧V2が0.5倍されて、中間電圧目標値V0*が生成される。減算器47には、中間電圧目標値V0*と、充放電コンデンサC0の電圧検出値としての中間電圧V0とが入力され、これらの差電圧ΔV0が演算されて、第2制御ブロック48に入力される。
第2制御器49は、第2制御ブロック48からの出力(±ΔV0)を増幅するP制御を実施して第2演算値を出力する。
第3制御ブロック43には、第1制御器42からの第1演算値と、第2制御器49からの第2演算値とが入力され、加算器43bにて両者が加算され、減算器43aにて差分が演算される。加算器43bは、スイッチング素子S1の導通率としてのデューティ比D1を出力し、また、減算器43aは、スイッチング素子S2の導通率としてのデューティ比D2を出力する。
比較器45aには、デューティ比D1と第1三角波SW1とが入力され、両者を比較することによりスイッチング素子S1のゲート信号G1が生成される。また、インバータ45eは、ゲート信号G1を反転してスイッチング素子S4のゲート信号G4を出力する。
比較器45fには、デューティ比D2と第2三角波SW2とが入力され、両者を比較することによりスイッチング素子S2のゲート信号G2が生成される。また、インバータ45hは、ゲート信号G2を反転してスイッチング素子S3のゲート信号G3を出力する。
上記実施の形態1と同様に、高圧側コンデンサC2は、第1コンデンサ素子と第2コンデンサ素子とを並列接続して構成され、低圧側コンデンサC1は、第3コンデンサ素子と第4コンデンサ素子とを並列接続して構成され、また、充放電コンデンサC0は、第5コンデンサ素子と第6コンデンサ素子とを並列接続して構成される。
上述したように、スイッチング素子S1〜S4は、周波数fswでスイッチング制御され、それに従ってコンデンサC0、C2は周波数fswで、コンデンサC1は周波数2×fswで動作する。各第1〜第6コンデンサ素子は、直列共振周波数以上の周波数において、それぞれインダクタンス成分がインピーダンスに現れる。このため、各第1〜第6コンデンサ素子をそれぞれコンデンサとして機能させるため、スイッチングの周波数fswは、全てのコンデンサ素子(第1〜第6コンデンサ素子)の直列共振周波数fs1〜fs6未満に設定される。
上記実施の形態1の図7で示した場合と同様に、充放電コンデンサC0において、第6コンデンサ素子の直列共振周波数fs6と第5コンデンサ素子の直列共振周波数fs5との間の周波数では、第5コンデンサ素子はコンデンサとして働き、第6コンデンサ素子はインダクタとして働くため、第5、第6コンデンサ素子の並列共振が発生し、充放電コンデンサC0のインピーダンスが大きくなり極大値をとる。ここで、充放電コンデンサC0の並列共振周波数をfp2とする。
また、図8で示した場合と同様に、充放電コンデンサC0のESRは、並列共振周波数fp2での並列共振点において、インピーダンスと同様に大きくなり極大値をとる。
また、定常状態では、スイッチング素子S1のデューティ比D1と、スイッチング素子S2のデューティ比D2とを等しくすることにより、理想的には出力電圧V2と充放電コンデンサC0とは、それぞれ一定値に収束する。ここでは、D1=D2=Dとする。
なお、低圧側電圧をV1、高圧側電圧をV2、低圧側電力をP1、リアクトル1のインダクタンス値をL、スイッチング素子S1〜S4のスイッチング周波数(=キャリア周波数)をfsw、スイッチング周期をTsw、スイッチング素子S1のオン時間をTon、スイッチング素子S1、S2のデューティ比をD、リアクトル1を流れる直流電流をI1とする。
D=1−(V1/V2) ・・・(17)
I1=P1/V1 ・・・(18)
図18に示すように、充放電コンデンサC0に流れる電流Ic0には奇数次の高調波成分が含まれることが分かる。
ここで、Ic0(rms)のn次の高調波成分までの電流累積率、即ち、1〜n次までの奇数次の高調波成分による電流累積率は、式(19)で表わされる。なお、nは奇数である。
上述したように、高圧側コンデンサC2、低圧側コンデンサC1および充放電コンデンサC0内の各第1〜第6コンデンサ素子をコンデンサとして機能させるため、スイッチングの周波数fswは、全てのコンデンサ素子(第1〜第6コンデンサ素子)の直列共振周波数fs1〜fs6未満に設定される。
そして、Ic0(rms)の各基本波成分、3次、5次の高調波成分が、ESRが極大値をとる充放電コンデンサC0の並列共振周波数fp2より低い周波数となるように、しかも、Ic0(rms)の高調波成分の周波数が並列共振周波数fp2と重ならないようにキャリア周波数fswを設定する。即ち、キャリア周波数fswは、充放電コンデンサC0の並列共振周波数fp2の1/5より低く、かつ、その奇数倍が並列共振周波数fp2に一致しないように設定される。なお、設定させたキャリア周波数fswは記憶器45bに記憶される。
さらに、キャリア周波数fswを(fp2/5)未満の値とすることにより、充放電コンデンサC0に流れる電流Ic2(rms)において支配的である基本波成分、3次、5次の高調波成分の各ESRである(Rc0−1)、(Rc0−3)、(Rc2−5)が極大値となることを確実に回避し、極大値未満の比較的小さい値とすることができる。
このため、上記式(20)で表わされる充放電コンデンサC0の損失を抑制することができる。
このため、充放電コンデンサC0の並列共振により増大するESRと高調波電流とによる損失を抑制して、スイッチング素子S1〜S4の制御により発生する充放電コンデンサC0の損失を低減できる。
また、充放電コンデンサC0は、低圧側コンデンサC1、高圧側コンデンサC2より流れる電流が多く、損失低減の効果が大きい。
また、並列共振周波数fp2を除する次数は、飽和状態となる次数より低い次数としても良く、その場合も、キャリア周波数fswは、第1〜第6コンデンサ素子の直列共振周波数fs1〜fs4未満で、その奇数倍が並列共振周波数fp2に一致しないように設定されているため、並列共振に起因する充放電コンデンサC0の損失低減の効果が得られる。
充放電コンデンサC0が3個以上のコンデンサ素子を並列接続する場合、並列共振周波数が2個以上発生する場合があるが、スイッチング素子S1〜S4の制御に用いるキャリア周波数は、最も低い並列共振周波数の1/5未満の値とする。
次に、この発明の実施の形態3による電力変換装置を図に基づいて以下に説明する。
図21は、この発明の実施の形態3による電力変換装置5bの回路構成を示す図である。図21に示すように、電力変換装置5bは、上記実施の形態1の図1で示した電力変換装置5に、高圧側コンデンサC2の温度を検出するサーミスタ9を設ける。また制御回路4bは、電流センサ6の検出値(IL)、電圧センサ7の検出値(V2)およびサーミスタ9の検出値(TC2)に応じて、各スイッチング素子S1、S2のゲート信号G1、G2を生成し、各スイッチング素子S1、S2をON/OFF動作させる。
その他の構成は実施の形態1と同様であるため、説明を省略する。
図22に示すように、第1制御ブロック450は、上記実施の形態1の図5で示した第1制御ブロック45に、温度保護制御器45iが追加されている。また、記憶器45bには、通常運転時に用いる設定周波数としてのキャリア周波数fsw1(以下、通常周波数と称す)と、温度保護運転時のキャリア周波数fsw2(以下、保護周波数と称す)と、高圧側コンデンサC2を保護するための温度閾値(Tth1)を記憶している。
なお、通常周波数fsw1は、上記実施の形態1で用いたキャリア周波数fswと同様に設定される。また、fsw1>fsw2の関係であり、例えば、fsw2=fsw1/2とする。
温度保護制御器45iは、サーミスタ9で検出された高圧側コンデンサC2の温度TC2と、記憶器45bから参照した温度閾値Tth1とを比較し、TC2≧Tth1の場合に温度上昇の検出信号を出力する。周波数指令器45cは、温度保護制御器45iからの出力に基づいて、記憶器45bに記憶された通常周波数fsw1あるいは保護周波数fsw2を参照し、キャリア信号発生器45dに対し周波数fsw1(あるいはfsw2)でのキャリア信号の生成を指示する。キャリア信号発生器45dは、通常運転時には通常周波数fsw1を用い、TC2≧Tth1の場合には保護周波数fsw2を用いて、キャリア信号である第1三角波SW1を生成する。比較器45aには、リミッタ44を介して出力されたデューティ比Dと第1三角波SW1とが入力され、両者を比較することによりスイッチング素子S1のゲート信号G1が生成される。また、インバータ45eは、ゲート信号G1を反転してスイッチング素子S2のゲート信号G2を出力する。
なお、保護周波数fsw2を、その整数倍が高圧側コンデンサC2の並列共振周波数fp1に一致しないように設定すると、並列共振に起因して増大する高圧側コンデンサC2の損失低減の効果がさらに確実に得られる。
次に、この発明の実施の形態4による電力変換装置を図に基づいて以下に説明する。
図23は、この発明の実施の形態4による電力変換装置5cの回路構成を示す図である。図23に示すように、電力変換装置5cは、上記実施の形態1の図1で示した電力変換装置5に、高圧側コンデンサC2の温度を検出するサーミスタ9と、スイッチング素子S1の温度を検出するためのサーミスタ12と、スイッチング素子S2の温度を検出するためのサーミスタ13を設ける。また制御回路4cは、電流センサ6の検出値(IL)、電圧センサ7の検出値(V2)および各サーミスタ9、12、13の検出値(TC2、TS1、TS2)に応じて、各スイッチング素子S1、S2のゲート信号G1、G2を生成し、各スイッチング素子S1、S2をON/OFF動作させる。
その他の構成は実施の形態1と同様であるため、説明を省略する。
図24に示すように、第1制御ブロック450aは、上記実施の形態1の図5で示した第1制御ブロック45に温度保護制御器45iが追加されている。また、記憶器45bには、設定周波数として2つのキャリア周波数fsw1、fsw3と、高圧側コンデンサC2を保護するための温度閾値である第1閾値(Tth1)と、スイッチング素子S1、S2を保護するための温度閾値である第2閾値(Tth2)を記憶している。なお、通常運電時の第1周波数となるキャリア周波数fsw1(以下、通常周波数と称す)と、後述する低リプル運電時の第2周波数となるキャリア周波数fsw3(以下、低リプル周波数と称す)とは、fsw1<fsw3、の関係を満たす。
温度保護制御器45iには、サーミスタ9、12、13で検出された高圧側コンデンサC2の温度TC2およびスイッチング素子S1、S2の温度TS1、TS2が入力される。そして、温度保護制御器45iは、高圧側コンデンサC2の温度TC2と記憶器45bから参照した第1閾値Tth1とを比較し、また各スイッチング素子S1、S2の温度TS1、TS2と記憶器45bから参照した第2閾値Tth2とをそれぞれ比較する。TC2<Tth1、TS1<Tth2、TS2<Tth2、の全条件を満たす場合に、記憶器45bに記憶された低リプル周波数fsw3を参照するように周波数指令器45cに指示する。周波数指令器45cは、温度保護制御器45iからの出力に基づいて、記憶器45bに記憶された通常周波数fsw1あるいは低リプル周波数fsw3を参照し、キャリア信号発生器45dに対し周波数fsw1(あるいはfsw3)でのキャリア信号の生成を指示する。
これにより、上記式(10)で表わされるリアクトル1を流れる電流のリプル成分ΔILを小さくする低リプル運転が可能になる。さらに、上記式(12)で表わされる高圧側コンデンサC2の損失、上記式(22)で表わされる低圧側コンデンサC1の損失、式(24)で表わされるリアクトル1の銅損を、各抵抗値Rc1−n、Rc2−n、RL−nの値によっては、さらに低減することができる。
さらに、上記実施の形態3、4では、高圧側コンデンサC2の温度によるキャリア周波数の切り替えを示したが、高圧側コンデンサC2を形成するコンデンサ素子やバスバーの温度によりキャリア周波数を切り替えてもよいことは言うまでもない。
Claims (9)
- 導通、遮断が行われる複数の半導体素子と、リアクトルと、それぞれ複数のコンデンサ素子が並列接続された複数のコンデンサとを有するDC/DCコンバータと、
上記DC/DCコンバータを制御する制御回路とを備え、
上記複数の半導体素子の少なくとも一部は、スイッチング素子であり、
上記制御回路は、設定周波数で上記スイッチング素子を駆動制御し、
上記設定周波数は、
上記複数のコンデンサの全ての上記複数のコンデンサ素子の直列共振周波数未満であって、上記複数のコンデンサの1つである第1コンデンサにおける上記複数のコンデンサ素子の並列共振周波数fpを上記第1コンデンサに流れる高調波電流に基づいて決定される次数Nで除した値(fp/N)より低く、かつ、該設定周波数の整数倍が上記並列共振周波数fpに一致しない、
電力変換装置。 - 上記第1コンデンサは、上記複数のコンデンサの中で流れる電流が最多であり、上記第1コンデンサに流れる電流の累積率が、基本波電流および上記次数Nまでの高調波電流で飽和状態となる、
請求項1に記載の電力変換装置。 - 上記DC/DCコンバータは、
上記複数のコンデンサとして低圧側コンデンサと、上記第1コンデンサとしての高圧側コンデンサとを備え、
さらに、上記複数の半導体素子として、第1端が上記低圧側コンデンサの負極に、第2端が上記リアクトルを介して上記低圧側コンデンサの正極に接続される第1半導体素子と、第1端が上記第1半導体素子の上記第2端に接続され、第2端が上記高圧側コンデンサの正極に接続される第2半導体素子とを備え、
上記第1、第2半導体素子の少なくとも上記第1半導体素子は上記スイッチング素子であり、
上記設定周波数の整数倍が上記並列共振周波数fpに一致しない、
請求項1または請求項2に記載の電力変換装置。 - 上記DC/DCコンバータは、
上記複数のコンデンサとして低圧側コンデンサと、高圧側コンデンサと、上記第1コンデンサとしての充放電コンデンサを備え、
さらに、上記複数の半導体素子として、第1端が上記低圧側コンデンサの負極に接続される第1半導体素子と、第1端が上記第1半導体素子の第2端に接続され、第2端が上記リアクトルを介して上記低圧側コンデンサの正極に接続される第2半導体素子と、第1端が上記第2半導体素子の第2端に接続される第3半導体素子と、第1端が上記第3半導体素子の第2端に接続され、第2端が上記高圧側コンデンサの正極に接続される第4半導体素子とを備え、
上記第1から第4半導体素子の少なくとも上記第1、第2半導体素子は上記スイッチング素子であり、
上記充放電コンデンサは、上記第1、第2半導体素子の接続点と上記第3、第4半導体素子の接続点との間に接続され、
上記設定周波数の奇数倍が上記並列共振周波数fpに一致しない、
請求項1または請求項2に記載の電力変換装置。 - 決定される上記次数Nは5で、上記設定周波数は、上記並列共振周波数fpの(1/5)より低い、
請求項1から請求項4のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 上記第1コンデンサの温度を検出する温度検出部を備え、
上記制御回路は、上記第1コンデンサの温度が設定された閾値以上になると、上記設定周波数よりも低い周波数に切り替えて上記スイッチング素子を駆動制御する、
請求項1から請求項5のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 上記第1コンデンサの温度を検出する第1温度検出部と、上記スイッチング素子の温度を検出する第2温度検出部とを備え、
上記制御回路は、
上記設定周波数として第1周波数と該第1周波数より高い第2周波数とを有し、
上記第1コンデンサの温度が設定された第1閾値以上、あるいは、上記スイッチング素子の温度が設定された第2閾値以上のとき、上記第1周波数を用いて上記スイッチング素子を駆動制御し、
上記第1コンデンサの温度が上記第1閾値未満、かつ、上記スイッチング素子の温度が上記第2閾値未満になると、上記第2周波数に切り替えて上記スイッチング素子を駆動制御する、
請求項1から請求項5のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 上記第2周波数は、上記リアクトルを流れる電流のリプル成分を小さくするように設定される、
請求項7に記載の電力変換装置。 - 上記複数の半導体素子は、シリコンに比べバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体材料から成る、
請求項1から請求項8のいずれか1項に記載の電力変換装置。
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