JP4823399B1 - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

内蔵された冷媒の沸騰現象を利用する沸騰冷却装置を用いてスイッチング素子の冷却を行うよう構成された電力変換装置において、冷媒の沸騰を安定させることが可能なゲート指令を生成してスイッチング素子（Ｓｕ〜Ｓｚ）を制御するインバータ制御部２３は、スイッチング素子（Ｓｕ〜Ｓｚ）の温度推定値である素子温度推定値に基づいて冷却装置の安定度を判定し、その判定結果に基づいてスイッチング素子（Ｓｕ〜Ｓｚ）を制御する変調モードＰＭを決定して選択する変調モード選択部１７と、変調モード選択部１７が選択した変調モードＰＭに基づいてゲート指令Ｇを生成するゲート指令生成部１８を備える。
【選択図】図３

Description

本発明は、例えば電動機を駆動制御する電力変換装置に関する。
電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴ等のスイッチング素子をスイッチング動作させて電力変換を行う。このとき、スイッチング素子のスイッチング動作に伴い、スイッチング損失が発生する。スイッチング損失が発生するとスイッチング素子の温度（以下「素子温度」という）が上昇する。このため、素子温度の上昇を抑制するため、冷却装置が不可欠となる。
冷却装置は、素子の発熱を冷却するためのフィンを備える構成が一般的であるが、冷却能力をさらに高めるため、内蔵された冷媒の沸騰現象を利用する沸騰冷却方式を用いたものも数多く存在する。
沸騰冷却方式による冷却装置（以下「沸騰冷却装置」という）では、フィン内部に冷媒が充填されており、素子の発熱で沸騰し、気化した冷媒を凝縮器を介して冷却風で冷却することにより素子を冷却する。このように、沸騰冷却装置は、冷媒を利用する方式であるため冷却能力の高い冷却装置である。
その一方で、沸騰冷却方式には、素子の発熱が低い領域では、沸騰が安定せず、動作が不安定になるという性質があることが知られている（例えば、下記非特許文献１参考）。
伝熱工学 日本機械学会 丸善出版 ２００５年３月 Ｐ．１２８〜１３０
前述のとおり、沸騰冷却方式では、沸騰不安定の領域において、沸騰現象が安定せず、動作が不安定になるという性質を有していた。このため、従来の沸騰冷却装置では、沸騰不安定領域で動作を継続させた場合、素子が過度の温度上昇に陥る可能性があるという課題があった。
また、沸騰冷却方式を利用する従来の電力変換装置では、電力変換装置の構成素子を制御するためのスイッチング周波数を冷媒の能力に応じて変更するという概念はあるものの、何れも冷媒の冷却能力を超えないようにスイッチング周波数を制御するという概念もしくは技術思想にとどまっており、沸騰不安定領域に言及された文献は、出願人が調査した範囲では見当たらなかった。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、沸騰冷却装置の動作点を沸騰不安定領域に遷移させない制御を積極的に行う電力変換装置を提供することを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる電力変換装置は、スイッチング素子のスイッチング動作により、入力された直流電力または交流電力を所望の交流電力に変換して出力し、内蔵された冷媒の沸騰現象を利用する沸騰冷却装置を用いて前記スイッチング素子の冷却を行うよう構成された電力変換装置において、前記冷媒の沸騰を安定させることが可能なゲート指令を生成して前記スイッチング素子を制御する制御部を備え、前記制御部は、前記スイッチング素子の温度推定値である素子温度推定値に基づいて前記冷却装置の安定度を判定し、その判定結果に基づいて前記スイッチング素子を制御する変調モードを決定して選択する変調モード選択部と、前記変調モード選択部が選択した変調モードに基づいて前記ゲート指令を生成するゲート指令生成部と、を備えたことを特徴とする。
本発明によれば、沸騰冷却装置の動作点が沸騰不安定領域に入るのを確実に抑止できる電力変換装置を提供できるという効果を奏する。
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置に用いられて好適な冷却装置の一構成例を示す概観図である。 図２は、沸騰冷却方式による冷却装置におけるスイッチング損失−素子温度特性の一例を示す図である。 図３は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の機能を示すブロック図である。 図４は、運転指令生成部の細部構成を示す図である。 図５は、トルク指令生成部の細部構成を示す図である。 図６は、電圧指令生成部の細部構成を示す図である。 図７は、変調モード選択部の細部構成を示す図である。 図８は、ゲート指令生成部の細部構成を示す図である。 図９は、変調モード信号の生成処理を説明するためのフローチャートである。 図１０は、力行トルク指令パターン生成部を具現するグラフとして図５に示した力行トルク指令パターンの拡大図である。 図１１は、ブレーキトルク指令パターン生成部を具現するグラフとして図５に示したブレーキトルク指令パターンの拡大図である。 図１２は、変調モード切替制御を行った場合に一部のトルクパターンにおける損失が沸騰不安定領域に入ってしまう場合の一例を示す図である。 図１３は、変調モード切替制御を行った場合に全てのトルクパターンにおける損失が沸騰不安定領域に入らないように制御した場合の一例を示す図である。 図１４は、変調モード切替制御を行った場合に一部のトルクパターンにおける損失が冷却装置性能超過領域に入ってしまう場合の一例を示す図である。 図１５は、変調モード切替制御を行った場合に全てのトルクパターンにおける損失が冷却装置性能超過領域に入らないように制御した場合の一例を示す図である。 図１６は、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の機能を示すブロック図である。 図１７は、直流電圧指令生成部の細部構成を示す図である。 図１８は、電圧指令生成部の細部構成を示す図である。 図１９は、変調モード選択部の細部構成を示す図である。 図２０は、変調モード信号ＰＭの生成処理を説明するためのフローチャートである。 図２１は、コンバータ電流とスイッチング損失の関係を示す図である。 図２２は、スイッチング損失が沸騰不安定領域および冷却装置性能超過領域に入らないように制御した場合の一例を示す図である。
以下、添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置に用いられて好適な冷却装置の一構成例を示す概観図であり、（ａ）は正面図、（ｂ）は側面図である。図１に示す冷却装置１は、沸騰冷却方式による冷却装置であり、放熱部としての凝縮器２、吸熱部としての蒸発器３、冷媒４、フィン５などを備えて構成される。後述する電力変換装置に設けられ、主回路を構成するスイッチング素子７は蒸発器３に接して取り付けられている（図１では、蒸発器３の下部に取り付けられる構成を例示）。また、冷媒４は、蒸発器３の内部に設けられた冷媒室６ａに封入されている。
スイッチング素子７が発熱すると冷媒４の温度が上昇する。冷媒４の温度がある温度に達すると冷媒４が沸騰し、気化した冷媒４が凝縮器２の内部に設けられた冷媒室６ｂ内に浸入する。なお、冷却装置の構成によっては、フィンの内部にも気化した冷媒が浸入する構成のものもある。スイッチング素子７の発熱によって生じた熱は、フィン５によって放熱される。なお、図１に示すように、フィン５に向けて冷却風８を通風すれば、凝縮器２を通過する温風９の移動を促進することができ、冷却効率の高い冷却装置を実現できる。
図２は、沸騰冷却方式による冷却装置におけるスイッチング損失−素子温度特性の一例を示す図である。図２において、横軸はスイッチング損失、縦軸は素子取付面温度を表している。まず、スイッチング損失がＣ点以下の領域にある場合、冷媒の沸騰は促進しない。このため、冷却装置の熱抵抗が増加し、素子温度が上昇する。一方、Ｃ点以上のスイッチング損失が冷却装置に入力されると、沸騰が促進される。このため、冷却装置の熱抵抗が低下し、素子温度は低下する。
また、スイッチング損失がＤ点以上になると、沸騰は安定し、Ｄ点以下にスイッチング損失を下げても、沸騰は継続される。ただし、Ｂ点以下になると沸騰は停止し、この状態でＣ点以上のスイッチング損失が冷却装置に入力されないと、沸騰が促進しない。つまり、図２のＡ〜Ｄ点の領域では沸騰現象が安定せず、過度の温度上昇に陥り、スイッチング素子が使用限界を超過して破壊される可能性がある。
また、冷却装置の特性には沸騰不安定領域だけでなく、最大性能超過領域という概念も存在する（図２の例であれば、Ｅ点よりも右側の領域）。最大性能超過領域で素子を使用するということは、素子取付面温度の高い状態で素子を使用し続けることである。したがって、最大性能超過領域で素子を使用し続けた場合、素子が過度の温度上昇に陥り、使用限界を超過して破壊される可能性がある。
なお、上記の説明では、冷却装置の周囲温度については言及していないが、沸騰現象の安定度はスイッチング損失だけでなく冷却装置の周囲温度にも依存することは無論である。
図３は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の機能を示すブロック図である。電力変換装置の主要部は、インバータ主回路１２、直流電源部１３およびインバータ制御部２３である。また、インバータ主回路１２の出力には、三相交流で動作する電動機（例えば誘導電動機、同期電動機）１１が接続されている。また、電動機１１には電動機１１の回転数を測定する速度センサ１９が設けられ、インバータ主回路１２にはスイッチング素子の取付面の温度を直接的または間接的に測定する温度センサ２０が設けられている。
インバータ主回路１２は、スイッチング素子Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗで構成される正側アーム（例えばＵ相ではＳｕ）と、スイッチング素子Ｓｘ，Ｓｙ，Ｓｚで構成される負側アーム（例えばＵ相ではＳｘ）とがそれぞれ直列に接続された回路部（レグ）を有している。すなわち、インバータ主回路１２には、３組（Ｕ相分、Ｖ相分、Ｗ相分）のレグを有する３相ブリッジ回路が構成されている。また、インバータ主回路１２の交流端子（各レグの中点）と電動機１１とを接続するライン間には電流センサ２１が設けられている。
直流電源部１３は、直流電力の蓄積能力を有する構成部であり、バッテリやコンデンサなどを想定している。また、直流電源部１３には、直流電圧を検出するための電圧センサ２２が設けられている。
インバータ制御部２３は、運転指令生成部１４、トルク指令生成部１５、電圧指令生成部１６、変調モード選択部１７および、ゲート指令生成部１８を有している。インバータ制御部２３の最終段に位置するゲート指令生成部１８からは、ゲート指令Ｇが出力され、インバータ主回路１２のスイッチング素子（Ｓｕ〜Ｓｚ）がオン・オフ制御され、直流電源部１３から供給される直流電力が、可変振幅、可変周波数の三相交流電力に変換されて電動機１１に供給される。
つぎに、インバータ制御部２３を構成する各部の構成および動作について、図４〜図８の各図面を参照して説明する。ここで、図４は運転指令生成部１４の細部構成を示す図であり、図５はトルク指令生成部１５の細部構成を示す図であり、図６は電圧指令生成部１６の細部構成を示す図であり、図７は変調モード選択部１７の細部構成を示す図であり、図８はゲート指令生成部１８の細部構成を示す図である。
まず、図４に示すように、運転指令生成部１４は、力行・ブレーキ選択部５１およびトルク指令選択部５２を備えている。力行・ブレーキ選択部５１は、運転手による操作（ノッチ操作）が力行指示なのかブレーキ指示なのかを判断し、トルク指令選択部５２は、力行指示またはブレーキ指示によるトルク指令が力行トルクなのか回生トルクなのかを判断する。力行・ブレーキ選択部５１およびトルク指令選択部５２による処理は、力行指令、ブレーキ指令を含む運転指令Ａとして次段のトルク指令生成部１５に出力される。なお、例えば鉄道車両のように、運転指令の出力部が運転台に設けられるような場合であれば、この種の運転指令生成部１４の機能をインバータ制御部２３側に付加する必要はない。
また、図５に示すように、トルク指令生成部１５は、力行トルク指令生成部５５およびブレーキトルク指令生成部５６を備えている。トルク指令生成部１５は、運転指令Ａおよび、速度センサ１９からの速度信号Ｖを元に電動機１１が出力すべき、必要トルクを演算し、電圧指令生成部１６に必要なトルクパターンＰＴＲを出力する。なお、図５では、力行トルク指令生成部５５およびブレーキトルク指令生成部５６が生成するトルクパターンＰＴＲをグラフで示しているが、このトルクパターンＰＴＲは、関数計算で求めてもよいし、テーブルにして処理部内に保持していても構わない。また、このトルクパターンＰＴＲは、電流パターンに置き換えることも可能である。
また、図６に示すように、電圧指令生成部１６は、トルク指令生成部１５から出力されるトルクパターンＰＴＲ、電圧センサ２２が測定した直流電圧ＥＦＣ、電流センサ２１が測定したインバータ電流Ｉｖを元に、電動機１１に印加する電圧の指令値である電圧指令ＶＲを電圧振幅、電圧周波数、電圧位相角、変調率などの形態で変調モード選択部１７およびゲート指令生成部１８に出力する。なお、図６では、電圧指令生成部１６として、電流指令生成部６１および電圧指令生成部６２がこの順序で直列に接続される構成を一例として示しているが、この構成に限定されるものではない。また、これら電流指令生成部６１および電圧指令生成部６２の構成については公知であるため、ここでの詳しい説明は省略する。
また、図７に示すように、変調モード選択部１７は、素子温度推定部７１および変調モード信号生成部７２を備えている。素子温度推定部７１は、電圧指令生成部１６から出力される電圧指令ＶＲ、温度センサ２０からの素子取付面温度Ｔｆ、電流センサ２１が検出したインバータ電流Ｉｖ、速度センサ１９が検出した速度信号Ｖを元に、素子温度推定値ＴＥを生成する。なお、素子温度推定値ＴＥの推定処理については、これら電圧指令ＶＲ、素子取付面温度Ｔｆ、インバータ電流Ｉｖおよび速度信号Ｖの全てが必須の信号となるわけではなく、例えば、素子取付面温度Ｔｆのみを用いて推定してもよいし、電圧指令ＶＲ、インバータ電流Ｉｖおよび速度信号Ｖを用いて推定してもよい。変調モード信号生成部７２は、素子温度推定部７１が推定した素子温度推定値ＴＥを元に、変調に最適な搬送波周波数、パルスモードなどを含む変調モード信号ＰＭを生成してゲート指令生成部１８に出力する。なお、温度センサ２０として精度のよい温度センサを用いた場合、素子温度推定部７１を省略しても構わない。この場合、温度センサの出力を素子温度推定値ＴＥとして変調モード信号生成部７２に入力すればよい。
また、図８に示すように、ゲート指令生成部１８は、変調波生成部８１、搬送波生成部８２および、比較器８３を備えている。電圧指令生成部１６が生成した電圧指令ＶＲと、変調モード選択部１７が生成した変調モード信号ＰＭはゲート指令生成部１８に入力され、これら電圧指令ＶＲおよび変調モード信号ＰＭを元に、変調波生成部８１では変調波ＶＲＥＦが生成され、搬送波生成部８２ではゲート指令の周期を変更する搬送波ＣＡＲが生成される。変調波ＶＲＥＦおよび搬送波ＣＡＲは比較器８３に入力され、変調波ＶＲＥＦと搬送波ＣＡＲとを比較した結果をゲート指令Ｇとして生成してインバータ主回路１２に出力する。
つぎに、変調モード信号ＰＭの生成処理について、図９のフローチャートを参照して説明する。なお、このフローチャートの処理は、変調モード選択部１７の変調モード信号生成部７２で実行される。また、変調モード信号生成部７２には、素子温度推定部７１が生成した素子温度推定値ＴＥが入力されている。
図９において、変調モード信号生成部７２は、素子温度推定値ＴＥに基づき、冷却装置の動作領域が沸騰安定領域（図２：Ｄ点〜Ｅ点）にあるか否かを判別する（ステップＳ１０１）。冷却装置の動作領域が沸騰安定領域にある場合、変調モード信号ＰＭとして初期設定変調モードを選択し（ステップＳ１０２）、当該初期設定変調モードでの変調モード信号を生成して（ステップＳ１１０）、本フローを終了する。
また、冷却装置の動作領域が沸騰安定領域（図２：Ｅ点より右側、または、Ｄ点より左側）ではない場合、スイッチング損失が過大か過小かを判別し（ステップＳ１０３）、スイッチング損失が過大の場合（最大性能超過領域に至る場合）、さらに現状の変調モードが非同期モードか同期モードかを判別し（ステップＳ１０４）、非同期モードの場合は搬送周波数（パルス数：ゲート指令の１周期に含まれるパルス数）の低下指令もしくは同期モードへの移行指令を選択し（ステップＳ１０５）、同期モードの場合は搬送周波数（パルス数）の低下指令を選択し（ステップＳ１０６）、それぞれ該当指令での変調モード信号ＰＭを生成して（ステップＳ１１０）、本フローを終了する。
一方、ステップＳ１０３において、スイッチング損失が過小の場合（沸騰不安定領域に至る場合）、さらに現状の変調モードが非同期モードか同期モードかを判別し（ステップＳ１０７）、非同期モードの場合は搬送波周波数（パルス数）の増加指令を選択し（ステップＳ１０８）、同期モードの場合は搬送周波数（パルス数）の増加指令もしくは非同期モードへの移行指令を選択し（ステップＳ１０９）、それぞれ該当指令での変調モード信号ＰＭを生成して（ステップＳ１１０）、本フロー終了する。
なお、図９のフローチャートでは、冷却装置の動作領域が沸騰安定領域ではない場合に、まず、スイッチング損失が過大か過小かを判別し、その判定後、現状の変調モードが非同期モードか同期モードかを判別することとしているが、これらの判定順序を逆にしても構わない。すなわち、最初に、現状の変調モードが非同期モードか同期モードかを判別し、その後、スイッチング損失が過大か過小かを判別するようにしてもよい。
図１０は、力行トルク指令生成部５５を具現するグラフとして図５に示した力行トルク指令パターンの拡大図である。図１０において、横軸は速度指令Ｖ、縦軸はトルクであり、波形はトルクパターンである。これらのトルクパターンＰＴＲ＿Ｐは、図示のように、所定の速度で垂下する特性であるのとともに、垂下を始める速度（垂下開始速度）が、１→ｎ→……→ｎ＋１の順に小さくなって行く例を示している。
図１１は、ブレーキトルク指令生成部５６を具現するグラフとして図５に示したブレーキトルク指令パターンの拡大図であり、横軸は速度指令Ｖ、縦軸はトルク（ブレーキトルク）であり、波形はトルクパターン（ブレーキトルクパターン）である。これらのトルクパターンＰＴＲ＿Ｂは、図１０とは異なり、各トルクパターン毎では、速度の大きさに関わらず一定のトルクを出力しつつける特性である。なお、トルクパターンの大きさは、１→ｎ→……→ｎ＋１の順に小さくなって行く。
鉄道車両の場合、車体に制動力を発揮する場合のブレーキ力の調整は、図示しないブレーキ制御装置側で行う形態が一般的である。つまり、上位装置からブレーキ指令が入力された場合、電力変換装置側では入力されたブレーキ指令に応ずるトルクパターンを生成してあげればよく、制動力の制御はブレーキ制御装置側で行う。このため、図示のような、トルクパターンＰＴＲ＿Ｂ（１〜ｎ＋１）を生成することで充分である。
つぎに、実施の形態１に係る電力変換装置が有する効果について、図１２〜図１５の図面を参照して説明する。
まず、図１２は、変調モード切替制御を行った場合に一部のトルクパターンにおける損失が沸騰不安定領域に入ってしまう場合の一例を示す図である。ここで、図１２において、太実線で示す波形は、図１０に示した複数のトルクパターンのうちのトルクパターンｎに対応する損失曲線であり、太破線で示す波形は、図１０に示した複数のトルクパターンのうちのトルクパターンｎ＋１に対応する損失曲線である。
図１２において、Ａ１点にてトルクパターンｎ＋１における損失ＰＴＲ＿Ｐｎ＋１＿Ｌｏｓｓが低下しているのは、トルクパターンＰＴＲ＿Ｐｎ＋１が垂下し、電動機１１の電流が低下したためである。
また、Ａ２点にてトルクパターンｎ＋１における損失ＰＴＲ＿Ｐｎ＋１＿Ｌｏｓｓおよびトルクパターンｎにおける損失ＰＴＲ＿Ｐｎ＿Ｌｏｓｓが低下しているのは、変調モードが非同期モードから同期モードに移行し、搬送波周波数（パルス数）が下がったためである。ただし、Ａ２点での同期モードは、インバータの出力線間電圧半周期に含まれるパルス数が３以上である多パルスモードである。なお、非同期モードとは出力周波数に対し搬送波周波数を非同期に決めるモードであり、同期モードとはインバータの出力周波数に同期して搬送波周波数を決めるモードである。
また、Ａ３点にてトルクパターンｎ＋１における損失ＰＴＲ＿Ｐｎ＋１＿Ｌｏｓｓおよびトルクパターンｎにおける損失ＰＴＲ＿Ｐｎ＿Ｌｏｓｓが低下しているのは、変調モードが同期モード（多パルス）からインバータ出力電圧の半周期に含まれるパルス数が１である同期モード（１パルス）に移行し、搬送波周波数（パルス数）が下がったためである。
従来技術では、冷却装置に沸騰不安定領域が存在する場合、トルクパターンＰＴＲ＿ｎの運転指令Ａが入力されると、Ａ３点で沸騰不安定領域に入ってしまう。ただし、沸騰不安定領域は前述の通り、スイッチング損失のみではなく冷却装置の周囲温度にも依存するので、周囲温度が高い場合には不安定領域が小さくなり、冷却装置の周囲温度が低い場合には沸騰不安定領域が大きくなることは無論である。
トルクパターンＰＴＲ＿ｎの運転指令Ａが入力された場合、Ａ３点で沸騰不安定領域に入る原因は、トルクパターンＰＴＲの大きさによらず、変調モード生成部が保持している変調モードの速度に対する特性の種類を一つしか有していないためである。
図１２に対し、図１３は、変調モード切替制御を行った場合に全てのトルクパターン（図１３では、２つの場合を例示）における損失が沸騰不安定領域に入らないように制御した場合の一例を示す図である。本実施の形態の電力変換装置では、図１３に示す制御手法を適用することになる。
変調モード切替の速度がトルクパターンによらず一定である従来手法では、例えば、図１２に示すように、異なるトルク曲線であっても速度ＶＡという同一速度で変調モードを切り替えることになるので、例えばトルクパターンｎ＋１における損失のように、スイッチング損失が低い場合に沸騰不安定領域に入ってしまっていた。
一方、変調モード切替の速度がトルクパターンに応じて切り替える本願手法では、例えば、図１３に示すように、トルクパターンｎでは速度ＶＡで切り替え、トルクパターンｎ＋１では速度ＶＢで切り替えているので、スイッチング損失が沸騰不安定領域内に入ることを抑止することが可能となる。
図１４は、変調モード切替制御を行った場合に一部のトルクパターンにおける損失が冷却装置性能超過領域に入ってしまう場合の一例を示す図である。ここで、図１４において、太実線で示す波形は、図１０に示した複数のトルクパターンのうちのトルクパターンｎに対応する損失曲線であり、太破線で示す波形は、図１０に示した複数のトルクパターンのうちのトルクパターンｎ＋１に対応する損失曲線である。
図１４において、Ｂ１点にてトルクパターンｎ＋１における損失ＰＴＲ＿Ｐｎ＋１＿Ｌｏｓｓが低下しているのは、図１２と同様に、トルクパターンＰＴＲ＿Ｐｎ＋１が垂下し、電動機１１の電流が低下したためである。
また、Ｂ２点にてトルクパターンｎ＋１における損失ＰＴＲ＿Ｐｎ＋１＿Ｌｏｓｓおよびトルクパターンｎにおける損失であるＰＴＲ＿Ｐｎ＿Ｌｏｓｓが低下しているのは、変調モードが非同期モードから同期モードに移行し、搬送波周波数（パルス数）が下がったためである。ただし、Ｂ２点における同期モードはインバータの出力線間電圧半周期に含まれるパルス数が、例えば３以上である多パルスモードを仮定している。
また、Ｂ３点にてトルクパターンｎ＋１における損失ＰＴＲ＿Ｐｎ＋１＿Ｌｏｓｓおよびトルクパターンｎにおける損失ＰＴＲ＿Ｐｎ＿Ｌｏｓｓが低下しているのは、変調モードが同期モード（多パルス）からインバータ出力線巻電圧半周期に含まれるパルス数が１である同期モード（１パルス）に移行し、搬送波周波数（パルス数）が下がったためである。
トルクパターンＰＴＲ＿ｎの運転指令Ａが入力された場合、Ｂ２点で冷却装置性能超過領域に入る原因は、スイッチング損失が低い場合に沸騰不安定領域に入る場合と同一であり、トルクパターンＰＴＲの大きさによらず、変調モード生成部が保持している変調モードの速度に対する特性の種類を一つしか有していないためである。
図１４に対し、図１５は、変調モード切替制御を行った場合に全てのトルクパターン（図１５では、２つの場合を例示）における損失が冷却装置性能超過領域に入らないように制御した場合の一例を示す図である。本実施の形態の電力変換装置では、図１５に示す制御手法を適用することになる。
変調モード切替の速度がトルクパターンによらず一定である従来手法では、例えば、図１４に示すように、異なるトルク曲線であっても速度ＶＣという同一速度で変調モードを切り替えることになるので、例えばトルクパターンｎにおける損失のように、スイッチング損失が高い場合に冷却装置性能超過領域に入ってしまっていた。
一方、変調モード切替の速度をトルクパターンに応じて切り替える本願手法では、例えば、図１５に示すように、トルクパターンｎでは速度ＶＤで切り替え、トルクパターンｎ＋１では速度ＶＣで切り替えているので、スイッチング損失が冷却装置性能超過領域に入ることを抑止することが可能となる。
実施の形態２．
つぎに、実施の形態２に係る電力変換装置について説明する。図１６は、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の機能を示すブロック図である。実施の形態１の電力変換装置では、電力供給部が直流電源であったが、実施の形態２の電力変換装置では、電力供給部が単相もしくは三相の交流電源部である点が相違している。このため、図３と図１６との比較から明らかなように、実施の形態２の電力変換装置では、交流電源部３５と、交流電源部３５の出力（交流電圧）を直流電圧に変換するコンバータ主回路３４が設けられると共に、コンバータ主回路３４とインバータ主回路３２との間に直流電圧供給部としての中間直流電圧部３３が設けられている。
また、図１６において、インバータ主回路３２の出力には、三相交流で動作する電動機（例えば誘導電動機、同期電動機）３１が接続され、電動機３１には電動機３１の回転数を測定する速度センサ３８が設けられている。また、コンバータ主回路３４にはスイッチング素子の取付面の温度を直接的または間接的に測定する温度センサ４１が設けられている。
コンバータ主回路３４は、スイッチング素子Ｓｃｕ，Ｓｃｖで構成される正側アームと、スイッチング素子Ｓｃｘ，Ｓｃｙで構成される負側アームとがそれぞれ直列に接続された回路部（レグ）を有している。すなわち、コンバータ主回路３４には、２組のレグを有する単相ブリッジ回路が構成されている。また、コンバータ主回路３４の交流端子（各レグの中点）と交流電源部３５とを接続するライン間には、コンバータ主回路３４に流れるコンバータ電流値を測定する電流センサ３９が設けられている。
中間直流電圧部３３は、直流電力の蓄積能力を有する構成部であり、バッテリやコンデンサなどを想定している。また、中間直流電圧部３３には、直流電圧を検出するための電圧センサ４０が設けられている。
コンバータ制御部３６は、コンバータ主回路３４を制御する制御部であり、運転指令生成部４２、直流電圧指令生成部４３、電圧指令生成部４４、変調モード選択部４５および、ゲート指令生成部４６を備えて構成される。コンバータ制御部３６の最終段に位置するゲート指令生成部４６からは、ゲート指令Ｇが出力され、コンバータ主回路３４のスイッチング素子（Ｓｃｕ〜Ｓｃｙ）がオン・オフ制御され、交流電源部３５から供給される交流電力がコンバータ主回路３４にて直流電力に変換され、さらにインバータ主回路３２にて三相交流電力に変換されて電動機３１に供給される。なお、このとき、コンバータ主回路３４は、中間直流電圧部３３の電圧値ＥＦＣが直流電圧指令値ＥＦＣに等しくなるようにインバータ主回路３２の出力電流Ｉｖに応じてコンバータ電流ＩＳが変化する。
インバータ制御部３７は、インバータ主回路３２を制御する制御部である。インバータ制御部３７には、速度センサ３８が検出した速度信号Ｖ、電圧センサ４０が検出した直流電圧ＥＦＣの他に、各種センサからの信号が入力される。なお、インバータ主回路３２の冷却装置として沸騰冷却装置を適用する場合、実施の形態１の電力変換装置と同様な機能をインバータ制御部３７に付加してもよい。なお、この場合の機能については、実施の形態１で詳細に説明しているため、ここでの説明は省略する。
つぎに、コンバータ制御部３６を構成する各部の構成および動作について、図１７〜図１９の各図面を参照して説明する。ここで、図１７は直流電圧指令生成部４３の細部構成を示す図であり、図１８は電圧指令生成部４４の細部構成を示す図であり、図１９は変調モード選択部４５の細部構成を示す図である。なお、運転指令生成部４２の機能および構成は、図４に示す実施の形態１の運転指令生成部１４と同等であり、ここでの説明は省略する。また、ゲート指令生成部４６の機能および構成は、図８に示す実施の形態１のゲート指令生成部１８と同等であり、ここでの説明は省略する。なお、実施の形態１と同様に、例えば鉄道車両のように、運転指令の出力部が運転台に設けられるような場合であれば、この種の運転指令生成部４２の機能をインバータ制御部３６側に付加する必要はない。
図１７に示すように、直流電圧指令生成部４３は、力行直流電圧指令生成部１７１およびブレーキトルク指令生成部１７２を備えている。直流電圧指令生成部４３は、運転指令Ａおよび、速度センサ３８からの速度信号Ｖを元にコンバータ主回路３４が出力すべき、所要直流電圧指令を演算し、電圧指令生成部４４に必要な直流電圧指令ＥＣＰを出力する。なお、図１７では、力行直流電圧指令生成部１７１およびブレーキトルク指令生成部１７２が生成する直流電圧指令ＥＣＰのパターンをグラフで示しているが、これらのパターンは、関数計算で求めてもよいし、テーブルにして処理部内に保持していても構わない。
また、図１８に示すように、電圧指令生成部４４は、直流電圧指令生成部４３から出力される直流電圧指令ＥＣＰ、電圧センサ４０が測定した直流電圧ＥＦＣ、電流センサ３９が測定したコンバータ電流ＩＳを元に、コンバータ主回路３４に通流させるコンバータ電流指令ＩＳＲを生成すると共に、このコンバータ電流指令ＩＳＲを元にコンバータ主回路３４に印加する電圧指令ＶＲを電圧振幅、電圧周波数、変調率などの形態で変調モード選択部４５およびゲート指令生成部４６に出力する。なお、図１８では、電圧指令生成部４４として、電流指令生成部１８１および電圧指令生成部１８２がこの順序で直列に接続される構成を一例として示しているが、この構成に限定されるものではない。また、これら電流指令生成部１８１および電圧指令生成部１８２の構成については公知であるため、ここでの詳しい説明は省略する。
また、図１９に示すように、変調モード選択部４５は、素子温度推定部１９１および変調モード信号生成部１９２を備えている。素子温度推定部１９１は、電圧指令生成部４４から出力される電圧指令ＶＲ、温度センサ４１からの素子取付面温度Ｔｆ、電流センサ３９が検出したコンバータ電流ＩＳを元に、素子温度推定値ＴＥを生成する。なお、素子温度推定値ＴＥの推定処理については、これら電圧指令ＶＲ、素子取付面温度Ｔｆおよびコンバータ電流ＩＳの全てが必須の信号となるわけではなく、例えば、素子取付面温度Ｔｆのみを用いて推定してもよいし、電圧指令ＶＲおよびコンバータ電流ＩＳを用いて推定してもよい。変調モード信号生成部１９２は、素子温度推定部１９１が推定した素子温度推定値ＴＥを元に、変調に最適な搬送波周波数、パルスモードなどを含む変調モード信号ＰＭを生成してゲート指令生成部４６に出力する。
つぎに、変調モード信号ＰＭの生成処理について、図２０のフローチャートを参照して説明する。なお、このフローチャートの処理は変調モード選択部４５の変調モード信号生成部１９２で実行される。また、変調モード信号生成部１９２には、素子温度推定部１９１が生成した素子温度推定値ＴＥが入力されている。
図２０において、変調モード信号生成部１９２は、素子温度推定値ＴＥに基づき、冷却装置の動作領域が沸騰安定領域（図２：Ｄ点〜Ｅ点）にあるか否かを判別する（ステップＳ２０１）。冷却装置の動作領域が沸騰安定領域にある場合、変調モード信号ＰＭとして初期設定変調モードを選択し（ステップＳ２０２）、当該初期設定変調モードでの変調モード信号を生成して（ステップＳ２０６）、本フローを終了する。
また、冷却装置の動作領域が沸騰安定領域（図２：Ｅ点より右側、または、Ｄ点より左側）ではない場合、スイッチング損失が過大か過小かを判別し（ステップＳ２０３）、スイッチング損失が過大の場合（最大性能超過領域に至る場合）、搬送周波数（パルス数）の低下指令を選択し（ステップＳ２０４）、当該指令での変調モード信号ＰＭを生成して（ステップＳ２０６）、本フロー終了する。
一方、ステップＳ２０３において、スイッチング損失が過小の場合（沸騰不安定領域に至る場合）、搬送波周波数（パルス数）の増加指令を選択し（ステップＳ２０５）、当該指令での変調モード信号ＰＭを生成して（ステップＳ２０６）、本フロー終了する。
つぎに、実施の形態２に係る電力変換装置が有する効果について、図２１および図２２の図面を参照して説明する。
図２１は、コンバータ電流ＩＳとスイッチング損失ＳＷ＿Ｌｏｓｓの関係を示す図である。コンバータ主回路に適用される冷却装置が沸騰冷却装置である場合、インバータ主回路と同様に、沸騰不安定領域および冷却装置性能超過領域という概念が存在する。
図２１に示す例では、コンバータ電流ＩＳが例えばＣ１点よりも小さくなると、沸騰不安定領域に入ってしまう。また、図２１に示す例では、コンバータ電流ＩＳが例えばＣ２点よりも大きくなると、冷却装置性能超過領域に入ってしまう。これらのようにＣ１点で沸騰不安定領域に入り、Ｃ２点で冷却装置性能超過領域に入る原因は、コンバータ電流ＩＳの大きさによらず、変調モード生成部が保持している変調モードのコンバータ電流に対する特性の種類を一つしか有していないためである。
図２１に対し、図２２は、スイッチング損失ＳＷ＿Ｌｏｓｓが沸騰不安定領域および冷却装置性能超過領域に入らないように制御した場合の一例を示す図である。本実施の形態の電力変換装置では、図２２に示す制御手法を適用することになる。
図２２に示すように、変調モード切替のコンバータ電流をリニアに行っている従来手法、すなわち、変調モード切替のコンバータ電流に対する特性が一定である従来手法では、コンバータ電流が小さい場合には沸騰不安定領域に入ってしまい、コンバータ電流が大きい場合には冷却装置性能超過領域に入ってしまう可能性があった。
一方、コンバータ電流ＩＳが小さくなれば搬送周波数（パルス数）を上げ、逆にコンバータ電流ＩＳが大きくなれば搬送周波数（パルス数）を下げるように制御する本願手法、すなわちコンバータ電流ＩＳに応じて搬送周波数（パルス数）を上下動させる本願手法を用いれば、図２２に示すように、スイッチング損失が沸騰不安定領域内に入ることを抑止できるのと共に、スイッチング損失が冷却装置性能超過領域に入ることも抑止することができる。
なお、図２２において、沸騰不安定領域および冷却装置性能超過領域の特性は冷却装置の周囲温度等に依存して変動するが、搬送周波数（パルス数）を可変することにより、リミット特性を決める動作点（Ｃ１点およびＣ２点）の位置の変更が可能となる。このため、本実施の形態の電力変換装置では、任意のコンバータ電流ＩＳに対し、冷却装置が沸騰不安定領域および冷却装置超過領域に入るのを確実に抑止することが可能となる。
なお、上記の説明では、コンバータ電流ＩＳが小さい場合には搬送周波数（パルス数）を上げることでスイッチング損失を増加させ、冷却装置が沸騰不安定領域に入るのを抑止するようにしているが、コンバータ電流ＩＳの無効電流分を増加させることで、スイッチング損失を増加させ、冷却装置が沸騰不安定領域に入るのを抑止することも可能である。
実施の形態３．
実施の形態３では、インバータ主回路およびコンバータ主回路に具備されるスイッチング素子について説明する。電力変換装置で用いられるスイッチング素子としては、珪素（Ｓｉ）を素材とする半導体トランジスタ素子（ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴなど）と、同じく珪素を素材とするダイオード素子とを逆並列に接続した構成のものが一般的である。上記実施の形態１，２で説明した技術は、この一般的なスイッチング素子を具備するインバータ主回路およびコンバータ主回路に用いることができる。
一方、上記実施の形態１，２の技術は、珪素を素材として形成されたスイッチング素子に限定されるものではない。この珪素に代え、近年注目されている炭化珪素（ＳｉＣ）を素材とするスイッチング素子を具備するインバータ主回路およびコンバータ主回路に用いることも無論可能である。
ここで、炭化珪素は、高温度での使用が可能であるという特徴を有しているので、インバータ主回路またはコンバータ主回路に具備されるスイッチング素子として炭化珪素を素材とするものを用いれば、スイッチング素子を搭載する半導体モジュールのスイッチング損失を低減することが可能である。このため、炭化珪素を素材とするスイッチング素子を用いた場合、スイッチング損失が小さくなるため冷却装置が沸騰不安定領域に陥りやすくなるが、本発明では冷却装置が沸騰不安定領域に遷移してしまった場合でも、スイッチング損失を増加させ、沸騰不安定領域に入るのを阻止することが可能である。
なお、炭化珪素（ＳｉＣ）は、珪素（Ｓｉ）よりもバンドギャップが大きいという特性を捉えて、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例である。この炭化珪素以外にも、例えば窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属しており、それらの特性も炭化珪素に類似した点が多い。したがって、炭化珪素以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いる構成も、本発明の要旨を成すものである。
また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたトランジスタ素子やダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、トランジスタ素子やダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたトランジスタ素子やダイオード素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。
また、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたトランジスタ素子やダイオード素子は、耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化が可能となり、半導体モジュールの更なる小型化が可能になる。
さらに、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたトランジスタ素子やダイオード素子は、電力損失が低いため、スイッチング素子やダイオード素子の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。
なお、スイッチング素子やダイオード素子の両方がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体よって形成されていてもよく、上記実施の形態に記載の効果を得ることができる。
以上のように、本発明に係る電力変換装置は、沸騰冷却装置の動作点が沸騰不安定領域に入るのを確実に抑止することができる発明として有用である。
１ 冷却装置
２ 凝縮器
３ 蒸発器
４ 冷媒
５ フィン
６ａ，６ｂ 冷媒室
７ スイッチング素子
８ 冷却風
９ 温風
１１，３１ 電動機
１２ インバータ主回路
１３ 直流電源部
１４，４２ 運転指令生成部
１５ トルク指令生成部
１６，４４，６２，１８２ 電圧指令生成部
１７，４５ 変調モード選択部
１８，４６ ゲート指令生成部
１９，３８ 速度センサ
２０，４１ 温度センサ
２１，３９ 電流センサ
２２，４０ 電圧センサ
２３，３７ インバータ制御部
２３ 中間直流電圧部
３２ インバータ主回路
３３ 中間直流電圧部
３４ コンバータ主回路
３５ 交流電源部
３６ コンバータ制御部
４３ 直流電圧指令生成部
５１ 力行・ブレーキ選択部
５２ トルク指令選択部
５５ 力行トルク指令生成部
５６ ブレーキトルク指令生成部
６１，１８１ 電流指令生成部
７１，１９１ 素子温度推定部
７２，１９２ 変調モード信号生成部
８１ 変調波生成部
８２ 搬送波生成部
８３ 比較器
１７１ 力行直流電圧指令生成部

Claims (15)

  1. スイッチング素子のスイッチング動作により、入力された直流電力または交流電力を所望の交流電力に変換して出力し、内蔵された冷媒の沸騰現象を利用する沸騰冷却装置を用いて前記スイッチング素子の冷却を行うよう構成された電力変換装置において、
    前記冷媒の沸騰を安定させることが可能なゲート指令を生成して前記スイッチング素子を制御する制御部を備え、
    前記制御部は、
    前記スイッチング素子の温度推定値である素子温度推定値に基づいて前記冷却装置の安定度を判定し、その判定結果に基づいて前記スイッチング素子を制御する変調モードを決定して選択する変調モード選択部と、
    前記変調モード選択部が選択した変調モードに基づいて前記ゲート指令を生成するゲート指令生成部と、
    を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記変調モード選択部は、前記冷却装置の動作領域が沸騰安定領域にあるか否かを判別し、動作領域が沸騰安定領域ではない場合、前記冷媒の沸騰を安定させることが可能なゲート指令の生成を前記ゲート指令生成部に対し指示することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記冷却装置は、直流電力を交流電力に変換するインバータ主回路に適用されることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記変調モード選択部から前記ゲート指令生成部に出力される指示信号には、変調モードを変更する指示、ゲート指令の生成に必要な搬送波の周波数を変更する指示および、ゲート指令の１周期に含まれるパルス数を変更する指示のうちの少なくとも一つの指示が含まれていることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 前記変調モード選択部は、前記スイッチング素子の取付面温度を検出する温度センサからの温度検出信号に基づいて前記スイッチングの温度を推定する素子温度推定部を備え、
    前記素子温度推定部が推定した温度を用いて前記指示信号を生成することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 前記変調モード選択部は、前記インバータ主回路に流れる電流、前記インバータ主回路に接続される電動機の速度および、前記電動機に印加する電圧の指令値である電圧指令に基づいて前記スイッチングの温度を推定する素子温度推定部を備え、
    前記素子温度推定部が推定した温度を用いて前記指示信号を生成することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  7. 前記冷却装置は、交流電力を直流電力に変換するコンバータ主回路に適用されることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  8. 前記変調モード選択部から前記ゲート指令生成部に出力される指示信号には、ゲート指令の生成に必要な搬送波の周波数を変更する指示、ゲート指令の１周期に含まれるパルス数を変更する指示および、前記コンバータ主回路を通流する電流を変更する指示のうちの少なくとも一つの指示が含まれていることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
  9. 前記変調モード選択部は、前記スイッチング素子の取付面温度を検出する温度センサからの温度検出信号に基づいて前記スイッチングの温度を推定する素子温度推定部を備え、
    前記素子温度推定部が推定した温度を用いて前記指示信号を生成することを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  10. 前記変調モード選択部は、前記コンバータ主回路に流れる電流および前記コンバータ主回路に印加する電圧に関する指令値である電圧指令に基づいて前記スイッチングの温度を推定する素子温度推定部を備え、
    前記素子温度推定部が推定した温度を用いて前記指示信号を生成することを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  11. 前記変調モード選択部は、前記コンバータ主回路を通流する電流の無効電流分を増加させる制御を行って前記スイッチング素子のスイッチング損失を増大させることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  12. 前記沸騰安定領域とは、前記冷媒の沸騰が安定する動作領域であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  13. 前記沸騰安定領域とは、前記冷媒の沸騰が安定する動作領域であり、且つ、前記スイッチング素子の使用限界を超えない動作領域であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  14. 前記スイッチング素子を構成するトランジスタ素子およびダイオード素子のうちの少なくとも一つがワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項１〜１３の何れか１項に記載の電力変換装置。
  15. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いた半導体であることを特徴とする請求項１４に記載の電力変換装置。
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