JPWO2016185924A1 - 電力変換装置およびこれを適用した車両駆動システム - Google Patents

Abstract

制御部（４）は、電圧指令値と第一搬送波（周波数Ｆｃ１）とに基づく第一スイッチング信号および電圧指令値と第二搬送波（周波数Ｆｃ２≠Ｆｃ１）とに基づく第二スイッチング信号を生成可能とするとともに、第一スイッチング信号によりスイッチング素子を駆動したとき求まる電力変換部（１）の第一動作特性および第二スイッチング信号によりスイッチング素子を駆動したとき求まる電力変換部（１）の第二動作特性に基づき、電動機（７）の抵抗値（Ｒｓ）およびデッドタイムの実効値とデッドタイムの設定値との差であるデッドタイム誤差（ΔＴｄ）のいずれか一方または双方を推定演算する特性演算部（１０）を備えることで、電動機の抵抗値およびデッドタイム誤差を同じ共通の手段で短時間に演算推定することが出来る。

Description

本発明は、パルス幅変調（Pulse Width Modulation：以下、ＰＷＭと表記）制御を行って電動機の実際の抵抗値やデッドタイム誤差を演算する電力変換装置に関する。

電力変換装置による可変速電動機制御装置は、鉄道車両、昇降機、電気自動車、汎用インバータをはじめ各分野に適用されている。このような各分野では電動機の出力トルクや速度制御精度の向上、高効率、低騒音など更なる高性能化と信頼性の向上が期待されている。以上のような制御性能の向上には、電動機の回路定数を速やかに取得し、適切に制御パラメータを設計することが必要である。

一方で、電動機の回路定数は電動機の温度や動作状態によって変動することが知られている。このような回路定数の変動に対して、オフライン（特別に同定用のモードを設けるなどして、電動機を加減速制御やトルク制御していない状態）にて精度の高い同定すなわち推定を行う手段が、例えば、下記特許文献１に記載されている。この特許文献１のように、電動機の回転停止状態で、交番磁束が発生するように、予め設定された異なる２つの周波数の正弦波電圧を個別に与えることで、多少の時間を要しても精度の高い巻線抵抗値を同定することは可能である。

更に、ＰＷＭ制御においては、２つのスイッチング素子の直流電源短絡を防止するため短絡防止時間、いわゆるデッドタイムを設けるが、このデッドタイムにより出力電圧誤差が発生し、その出力電圧誤差を補償する対策が必要となる。これに対し、例えば、下記非特許文献１は、デッドタイムの影響を除去する各種の方法を紹介している。

再公表特許ＷＯ２００９／０７８２１６号公報

「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」杉本英彦編著、総合電子出版社発行１９９０年５月、３章ｐ．５４−５９

上述したデッドタイムは、変換装置を構成する半導体素子の特性や回路構成上等の諸要因によって、実際の実効値は、制御構成上設定付加する設定値と異なったものとなり、両者の差であるデッドタイム誤差を正確に把握する必要がある。従って、電動機の実際の抵抗値およびデッドタイム誤差の把握は、制御性能の向上を図る上でともに重要な要素となる。

しかるに、特許文献１は、抵抗値の演算手法については詳しく記載しているが、デッドタイム誤差については開示がなく、デッドタイム誤差を得るためには、別途の手段を必要とする。また、特許文献１の方法は、主回路の交流電源の周波数を変化させそれぞれの周波数において電圧電流等を測定する必要があるため、測定可能な条件に至る迄に長時間を要するものである。

また、非特許文献１は、設定したデッドタイムによる出力電圧誤差を補償する手法については紹介しているが、実際のデッドタイム誤差を得る手法については何ら開示していない。
従って、いずれの文献も、制御性能の向上に十分寄与しうるものとは言えない。

この発明は、以上の従来の課題を解決するためになされたもので、電動機の抵抗値およびデッドタイム誤差を同じ共通の手段で短時間に演算推定することが出来る電力変換装置およびこれを適用した車両駆動システムを得ることを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、直流電源の両極間にスイッチング素子を互いに直列に接続してなるブリッジを備え直流電源の電圧を変換して電動機に供給する電力変換部、電動機に流入する電流を検出する電流検出部、およびブリッジを構成するスイッチング素子による直流短絡を防止するためのデッドタイムを設定付加するとともに電圧指令値と搬送波とに基づきＰＷＭ制御によりスイッチング素子をオンオフ駆動するためのスイッチング信号を生成する制御部を備えた電力変換装置であって、
前記制御部は、電圧指令値と第一搬送波とに基づく第一スイッチング信号および電圧指令値と第一搬送波の周波数と異なる周波数の第二搬送波とに基づく第二スイッチング信号を生成可能とするとともに、
第一スイッチング信号によりスイッチング素子を駆動したとき求まる電力変換部の第一動作特性および第二スイッチング信号によりスイッチング素子を駆動したとき求まる電力変換部の第二動作特性に基づき、電動機の抵抗値およびデッドタイムの実効値と設定値との差であるデッドタイム誤差のいずれか一方または双方を推定演算する特性演算部を備えたものである。

この発明に係る電力変換装置の制御部は、電圧指令値と第一搬送波とに基づく第一スイッチング信号および電圧指令値と第一搬送波の周波数と異なる周波数の第二搬送波とに基づく第二スイッチング信号を生成可能とするとともに、第一スイッチング信号によりスイッチング素子を駆動したとき求まる電力変換部の第一動作特性および第二スイッチング信号によりスイッチング素子を駆動したとき求まる電力変換部の第二動作特性に基づき、電動機の抵抗値およびデッドタイム誤差のいずれか一方または双方を推定演算する特性演算部を備えたので、同じこの特性演算部により、電動機の抵抗値およびデッドタイム誤差のいずれか一方は勿論、それら双方を同時に推定演算することもでき、また、特許文献１のように、主回路上の条件を変更するものではなく制御上の設定を変更すれば足り、短時間での演算推定が実現する。

本発明の実施の形態１による電力変換装置の全体構成を示す図である。 図１の電力変換部１およびＰＷＭ制御器４４の内部構成を示す図である。 図２のＰＷＭ制御器４４の動作を説明する図である。 図１の抵抗値演算部５およびデッドタイム誤差演算部６により演算推定する動作を説明するタイミングチャートである。 本発明の実施の形態２による電力変換装置の構成を示す図である。 図５の構成において、電力変換部１と電動機７の動作が定常状態に達したときの等価回路を示す図である。 本発明の実施の形態４による、電力変換装置を鉄道車両に適用した車両駆動システムの一構成例を示す図である。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置の全体構成を示すブロック図である。図１において、電力変換部１は、直流電源３の電圧を変換して電動機７に供給し、その内部構成は公知であるのでその図示は省略するが、直流電源３の両極間にＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を互いに直列に接続してなるブリッジを備え、直流電源３から供給される直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して電動機７に供給する機能を有する。なお、上記の可変電圧可変周波数の交流電力の周波数は０Ｈｚの直流電力を含む。

電流検出部２は、電力変換部１が電動機７に供給する各相電流を個別に検出して後述する制御部４に送る。なお、電流検出部２は、図１に図示しているような電力変換部１と電動機７との結線に流れる電流を検出するＣＴ（Current Transformer）に限らず、シャント抵抗等に流れる電流を検出するようにしてもよい。また、３相の相電流は、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０という関係を満たすので、例えば、電流検出部２のうち１つを省略し、２つの電流検出部２がそれぞれ検出した相電流Ｉｕ、Ｉｖから相電流Ｉｗを算出してもよい。

制御部４は、公知である直交２軸のｄｑ軸回転座標系を用いた制御系で構成する。具体的には、座標変換器４１、電流制御器４２、座標変換器４３、ＰＷＭ制御器４４および選択器４５を備える。以下、これら各要素について説明する。

座標変換器４１は、電流検出部２からの各相電流を受けてｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを出力する。
ここで、本発明では、ｄ軸は電動機７の回転子磁束の方向を示す軸であり、ｑ軸はｄ軸に対して直交する方向で、電動機７の出力トルクを制御する軸と定義する。
電流制御器４２は、電流検出部２で検出された電流検出値と電流指令値との偏差が零となるよう電圧指令値を生成し、具体的には、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑと所望の電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊の差分を受けて電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を以下の（１）式の演算式で出力する。

上記（１）式中の比例ゲインｋｃｐおよび時定数ωｃｐｉは、例えば、本実施の形態１における電動機７が誘導電動機であるとすると、下記（２）式で表される。
下記（２）式中のωｃｃは、制御部４によって制御されるｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑの応答速度を設計するための所定の電流応答目標値であり、後述するＰＷＭ制御器４４の搬送波周波数と、電動機７に供給する電流を制御するための要求仕様を加味して決定する。
また、下記（２）式中のＬｓは、誘導電動機の一次側インダクタンスであり、誘導電動機の相互インダクタンスと一次漏れインダクタンスとの和である。

座標変換器４３は、電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を受けて相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を出力する。ＰＷＭ制御器４４は、後段の図２で詳述するが、相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を受けて所望の搬送波に基づきＰＷＭ制御を行い、スイッチング信号を電力変換部１に出力する。選択器４５は、搬送波切替え信号を受けて所望の搬送波をＰＷＭ制御器４４へ出力する。

図２は、図１の電力変換部１とＰＷＭ制御器４４の内部構成例について示す。図２の構成は、３相の電力変換装置に対して１相（Ｕ相）のみを記載している。他の相も同様の構成であるためここでは説明を省略する。なお、図２に示す構成は公知技術であり、特にこの構成に限定するものではない。
図２において、電力変換部１は、スイッチング素子である上位スイッチング部１１と下位スイッチング部１２とが直流電源３に対して互いに直列に接続されブリッジを形成しており、その中間端子１３が電動機７に接続される。

ＰＷＭ制御によるスイッチング動作に基づき電動機７に電流を供給する電力変換装置では、各相で直列接続された２つのスイッチング部がわずかでも同時にオンする（導通状態になる）と直流電源短絡を引き起こしスイッチング部の破壊を招く。そこで、ＰＷＭ制御によりスイッチング信号を切替える際には直列接続された２つのスイッチング部が両方ともオフする（非導通状態になる）期間を設ける必要がある。この期間を短絡防止期間（以下、デッドタイムと呼ぶ）という。また、このようなデットタイムがあると後述するように出力電圧に誤差を生じることになる。

前掲の非特許文献１の図３．２４には、このデッドタイムにより出力電圧誤差ΔＶｔｄ＝Ｔｄ×Ｆｃ×ＥＦＣが発生することが示されている。ここでＴｄはデッドタイム、Ｆｃは搬送波の周波数、ＥＦＣは直流電源３の電圧値である。
そこで、図２に示すＰＷＭ制御器４４は上記を勘案にて構成されたもので、以下、図２を参照してその構成および動作を説明する。

変調波生成回路４４１は、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊を受けて直流電源３の電圧値ＥＦＣにより規格化しＵ相変調波Ａｕを生成する。ここで、直流電源３の電圧値ＥＦＣは予め既知の値であると仮定した構成を図２に記載しているが、直流電源３の電圧値ＥＦＣが変動するような場合には、直流電源３の電圧値を検出するセンサを設けて、この検出した電圧値により規格化しＵ相変調波Ａｕを生成することが望ましい。

スイッチング信号生成回路４４２は、ＰＷＭ制御によりＵ相変調波Ａｕと搬送波との大小関係から前段スイッチング信号Ｓｕ１を生成する。
デッドタイム補正回路４４３は、デッドタイムにより発生する出力電圧誤差を補償するように前段スイッチング信号Ｓｕ１を補正して後段スイッチング信号Ｓｕ２を生成する。

具体的には、Ｕ相電流Ｉｕの符号が正（電力変換部１から電動機７に向かって電流が流れる場合）であればオン時間を後述するデッドタイム生成回路４４５にて付加される時間であるデッドタイム分長くしオフ時間をデッドタイム分だけ短くする。また、電流符号が負（電動機７から電力変換部１に向かって電流が流れる場合）であればオン時間をデッドタイム分短くしオフ時間をデッドタイム分だけ長くなるように調整を実施する。

なお、ここでは、デッドタイム補正回路４４３で調整するデッドタイム分は、デッドタイム生成回路４４５で設定付加する値としたが、後段のデッドタイム誤差の推定演算の説明で触れるとおり、この値に限られるものではない。

上位スイッチング部１１を動作させるスイッチング信号Ｓｕに対して反転したスイッチング信号Ｓｘを生成するため、信号反転回路４４４により信号Ｓｕ２を反転した信号Ｓｘ２を生成し、デッドタイム生成回路４４５は、それぞれの後段スイッチング信号Ｓｕ２、Ｓｘ２にデッドタイムを設定付加し、上位スイッチング部１１をオンオフ駆動するためのスイッチング信号Ｓｕと下位スイッチング部１２をオンオフ駆動するためのスイッチング信号Ｓｘを生成する。

このように構成することで、理論的にはデッドタイムによる出力電圧誤差の影響を受けないようにすることができる。
しかしながら、実際にはデッドタイム生成回路４４５にて設定付加されるデッドタイムの設定値と電力変換部１で実際に発生するデッドタイムの実効値とは以下に述べるような理由により同じにはならない。本明細書ではこの誤差をデッドタイム誤差ΔＴｄと呼ぶことにする。

このデッドタイム誤差の要因は非常に複雑であり、半導体デバイスの非線形な温度特性や電流特性、図１には図示していないが、配線長による寄生容量、半導体デバイスを駆動するためのドライバ回路の応答遅れなどが起因し、スイッチング信号Ｓｕ、Ｓｘのオンオフ信号に対して実際に上位スイッチング部１１と下位スイッチング部１２が動作するまでには遅れが生じる。また、理論的には電圧波形は矩形波で近似されているが実際には矩形波ではなく、スイッチング動作時の電圧波形はある傾きをもって連続的に変化する。この傾きも実際には半導体デバイスの非線形な温度特性や電流特性、ドライバ回路の回路定数により複雑に変化する。

図３は、以上のデッドタイム補正およびスイッチング動作時に時間遅れが発生すると仮定したときのデッドタイム誤差の状況を模擬的に示したものである。図の左半分は電流方向が正の場合、右半分が負の場合を示す。
図３において、上段は、デッドタイム補正回路４４３の動作、即ち、スイッチング信号生成回路４４２からの前段スイッチング信号Ｓｕ１に、Ｔｄ（補正量）の補正を施して後段スイッチング信号Ｓｕ２を出力する動作を示している。
中段は、デッドタイム生成回路４４５の動作、即ち、デッドタイム補正回路４４３からの後段スイッチング信号Ｓｕ２、Ｓｘ２にＴｄ（設定量）を設定付加してそれぞれ上位スイッチング部１１および下位スイッチング部１２に送出するスイッチング信号ＳｕおよびＳｘを出力する動作を示している。

下段は、中段のスイッチング信号Ｓｕ、Ｓｘで駆動したときのＵ相電圧Ｖｕを示す。図において、電流方向が正の場合（図左）のＴｏｎおよびＴｏｆｆは、上位スイッチング部１１のそれぞれ立ち上がり時に発生する時間遅れおよび立ち下がり時に発生する時間遅れを示す。また、電流方向が負の場合（図右）のＴｏｆｆおよびＴｏｎは、下位スイッチング部１２のそれぞれ立ち下がり時の時間遅れおよび立ち上がり時の時間遅れを示す。

図３の結果では、デッドタイム生成回路４４５によりＴｄ（設定量）のデッドタイムを設定付加した場合（図２参照）に実際に発生するデッドタイムＴｄ（実際量）は、電流方向正の場合で示すと、（３）式となる。

Ｔｄ（実際量）＝Ｔｄ（設定量）＋Ｔｏｎ−Ｔｏｆｆ ・・・（３）

ここでは、Ｔｄ（設定量）による電圧誤差を補償すべく、デッドタイム補正回路４４３によりＴｄ（補正量）の補正を実施しているので（図２参照）、この状態で発生するＴｄ（誤差量）は、（４）式で求められ、このＴｄ（誤差量）がデッドタイム誤差となる。

Ｔｄ（誤差量）＝Ｔｄ（実際量）−Ｔｄ（補正量） ・・・（４）

従って、この実施の形態１の図２に示すＰＷＭ制御器４４によりスイッチング素子が駆動された場合は、（４）式で示されるＴｄ（誤差量）＝デッドタイム誤差が、実際に電力変換部１の出力電圧に誤差を発生させる要因となるデッドタイム、いわばデッドタイム実効値となる。
このデッドタイム実効値＝デッドタイム誤差をΔＴｄとすると、このΔＴｄにより発生する出力電圧誤差ΔＶｔｄは、（５）式により求まる。

ΔＶｔｄ＝ΔＴｄ×Ｆｃ×ＥＦＣ ・・・（５）

なお、ＰＷＭ制御器４４でデッドタイム補正回路４４３を採用しない場合は（本願発明は、このような場合も想定範囲内とするものである）、（３）式で示されるＴｄ（実際量）がデッドタイム実効値となり、デッドタイム誤差ΔＴｄは、（６）式により求まる。

ΔＴｄ＝Ｔｄ（実際量）−Ｔｄ（設定量） ・・・（６）

図１に戻り、以下、本願発明の要部である、特性演算部１０を構成する抵抗値演算部５およびデッドタイム誤差演算部６の構成およびその演算手法について説明する。
抵抗値演算部５は、電圧指令値Ｖｄ＊とｄ軸電流Ｉｄと搬送波切替え信号とから電動機７の抵抗値を算出する。デッドタイム誤差演算部６は、電圧指令値Ｖｄ＊と搬送波切替え信号とからデッドタイム誤差を算出する。

なお、図１の構成において抵抗値演算部５とデッドタイム誤差演算部６に搬送波切替え信号を入力する構成としたが、特にこれに限定されるものではなく、ＰＷＭ制御器４４によりＰＷＭ制御される際の搬送波の周波数が分かるような構成であればよい。

処理部８は、後述する記憶部９に記憶されたプログラムを実行することにより、上述の制御部４、抵抗値演算部５およびデッドタイム誤差演算部６の処理を行う。
ここで、記憶部９は、電動機７の電気回路定数や制御に必要なパラメータ、上記の処理を記述したプログラムなどが記憶されたメモリーにより構成される。処理部８は、マイコン（マイクロコンピュータ）やＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡなどのハードウェア回路に論理構成されたプロセッサにより構成される。また、複数の処理部８および複数の記憶部９が連携して上記機能を実行してもよい。

なお、図１には記載していないが、後述する通常制御（ここでは鉄道車両や昇降機などの用途に用いられる電動機７を制御して所望の動作を実現する制御）の処理を記述したプログラムも記憶部９に記憶されており、処理部８により、後段で詳述する特性演算部１０の処理を実行後に通常制御の処理を実行するように構成しても良い。
また、抵抗値演算部５やデッドタイム誤差演算部６で算出された抵抗値やデッドタイム誤差を一旦記憶部９に記憶させ、通常制御の処理に抵抗値やデッドタイム誤差を制御パラメータとして用いても良い。

本願発明は、実際のデッドタイムが、ＰＷＭ制御の搬送波の周波数の如何に関係しないこと、かつ、デッドタイムの存在により発生する出力電圧誤差はデッドタイムに比例するという現象に着目して創案されたものである。
その基本的な原理は以下の通りである。即ち、制御部４に、ＰＷＭ制御のための搬送波として、第一搬送波とこの第一搬送波の周波数と異なる周波数の第二搬送波とを選択して出力する選択器４５を備え、ＰＷＭ制御器４４は、入力される電圧指令値と第一搬送波とに基づく第一スイッチング信号および電圧指令値と第二搬送波とに基づく第二スイッチング信号を生成出来るようにする。

そして、特性演算部１０は、電動機７が回転停止した状態で、第一スイッチング信号によりスイッチング素子を駆動したときの電力変換部１の第一動作特性および第二スイッチング信号によりスイッチング素子を駆動したときの電力変換部１の第二動作特性を求め、これら両動作特性から目標とする電動機７の抵抗値やデッドタイム誤差を演算する。
これら動作特性としては種々のものが対象となり得るが、先ず、この実施の形態１では、図１に示す、電流制御器４２を備えた電力変換装置を使用した場合を例にとり説明する。
即ち、ここでは、両動作特性は、電流検出部２で検出される電流検出値を電流指令値に追従させる制御の条件下で求められるものを使用する。

具体的には、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊には所望の正の値（Ｉｄ＊＞０）、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊には零（Ｉｑ＊＝０）を設定する。
なお、この場合、座標変換器４１、４３に入力する位相θとしては、各相電流が零にならないような位相θ０の一定値に設定する。このように設定する理由は、一般的に、電流値の零付近のデッドタイム期間中の誤差電圧は非線形かつ誤差の符号判定が困難なため、デッドタイム補正が正しく補正できない場合があり、デッドタイム誤差ΔＴｄの影響が非常に大きく表れるためである。

従って、座標変換器４１および座標変換器４３は、θ＝θ０として、それぞれ以下の（７）式および（８）式に示す演算式に基づき座標変換を行う。

そして、上述の電流指令値を与え、先ず、第一搬送波（周波数Ｆｃ１）により生成した第一スイッチング信号でスイッチング素子を駆動し、電圧電流が定常状態となったところで第一動作特性を採取する。
この場合、図１の構成では、前述のように公知である直交２軸のｄｑ軸回転座標系を用いた制御系で構成しており、制御部４によって制御される直交２軸の電流値である上記ＩｄおよびＩｑの応答を所定の電流応答目標値で制御することが可能になる。これにより、所望の期間内に電流値を一定値に制定できるため、通常の運転に支障の生じないよう瞬時に電動機の抵抗値およびデッドタイム誤差を推定することが可能になる。

この点、後段の実施の形態２で紹介する、両動作特性を、電圧指令値を一定とする制御の条件下で求める場合は、電動機７の抵抗値ＲとインダクタンスＬとで決まる時定数Ｌ／Ｒの制限を受けて定常値になるまでに数秒程度掛かる場合がある、しかも、この時間は駆動する電動機７の種別によってばらつきが生じることになる。

これに対し、この図１の場合は、電流制御器４２の電流応答に係る時定数を上記時定数Ｌ／Ｒより十分小さく設定することで、高速度短時間での演算推定が実現し、しかも演算推定の時間が電動機７の種別に左右されることがない。
例えば、（２）式の電流応答目標値ωｃｃを５００ｒａｄ／ｓ程度に設計すれば、第一動作特性および第二動作特性を、それぞれ１０〜１００ｍｓｅｃ程度で獲得することが出来る。従って、Ｌ／Ｒの時定数に関係なく電流を応答させることができ、抵抗値およびデッドタイム誤差の推定演算に必要な時間の短縮が可能になる。

次に、上述した要領で採取した第一動作特性から、ｄ軸電流Ｉｄ１およびｄ軸電圧指令値Ｖｄ１＊を入手し、（９）式により第一抵抗値Ｒ１を演算する。

Ｒ１＝Ｖｄ１＊／Ｉｄ１ ・・・（９）

同様の要領で、第二搬送波（周波数Ｆｃ２）により生成した第二スイッチング信号でスイッチング素子を駆動し、電圧電流が定常状態となったところで第二動作特性を採取する。
そして、この第二動作特性から、ｄ軸電流Ｉｄ２およびｄ軸電圧指令値Ｖｄ２＊を入手し、（１０）式により第二抵抗値Ｒ２を演算する。

Ｒ２＝Ｖｄ２＊／Ｉｄ２ ・・・（１０）

ここで、Ｉｄ１およびＩｄ２は、電流制御器４２により、Ｉｄ１＝Ｉｄ２＝Ｉｄ＊に制御されているので、抵抗値の真値をＲｓとすると次の連立方程式が成立する。

Ｒｓ＝（Ｖｄ１＊−ΔＶｔｄ１）／Ｉｄ＊
＝Ｒ１−（√２／３×ΔＴｄ×Ｆｃ１×ＥＦＣ）／Ｉｄ＊
・・・（１１）
Ｒｓ＝（Ｖｄ２＊−ΔＶｔｄ２）／Ｉｄ＊
＝Ｒ２−（√２／３×ΔＴｄ×Ｆｃ２×ＥＦＣ）／Ｉｄ＊
・・・（１２）

ＲｓとΔＴｄを未知数として連立方程式（１１）式（１２）式を解くと、抵抗値Ｒｓおよびデッドタイム誤差ΔＴｄは、それぞれ（１３）式および（１４）式で求められる。

Ｒｓ＝（Ｆｃ１×Ｒ２−Ｆｃ２×Ｒ１）／（Ｆｃ１−Ｆｃ２）［Ω］
・・・（１３）
ΔＴｄ＝（Ｖｄ１＊−Ｖｄ２＊）／｛√２／３×（Ｆｃ１−Ｆｃ２）
×ＥＦＣ｝ ［ｓｅｃ］・・・（１４）

上述の式から分かるように、電流指令値Ｉｄ＊を互いに同一値に設定して第一動作特性および第二動作特性を求め、第一動作特性における電圧指令値Ｖｄ１＊と電流指令値Ｉｄ＊とから第一抵抗値Ｒ１を演算し、第二動作特性における電圧指令値Ｖｄ２＊と電流指令値Ｉｄ＊とから第二抵抗値Ｒ２を演算し、第一抵抗値Ｒ１と第二抵抗値Ｒ２とから電動機７の抵抗値Ｒｓを演算することができる訳である。
また、電流指令値Ｉｄ＊を互いに同一値に設定して第一動作特性および第二動作特性を求め、第一動作特性における電圧指令値Ｖｄ１＊と第二動作特性における電圧指令値Ｖｄ２＊との差からデッドタイム誤差ΔＴｄを演算することができる訳である。

なお、図２のデッドタイム補正回路４４３に関し、以上の説明では、Ｔｄ（補正量）＝Ｔｄ（設定量）としたが、上記（１４）式で得られたデッドタイム誤差ΔＴｄをフィードバックする形で、それまでのＴｄ（補正量）に上乗せすることで、最終的なデッドタイム誤差を一層低減すること、即ち、出力電圧誤差のより確実な補償が出来る。

また、デッドタイム補正回路を設けない場合は、上記（１１）式、（１２）式のΔＴｄには、デッドタイム実効値に相当する（３）式のＴｄ（実際量）をあてはめることになるので、この場合のデッドタイム誤差は、上記（１４）式から得られるΔＴｄからＴｄ（設定量）を差し引いた値となる。
この場合の出力電圧誤差の補償は、デッドタイム実効値、従って、Ｔｄ（実際量）に基づく出力電圧誤差＝Ｔｄ（実際量）×Ｆｃ×ＥＦＣの値を使って、例えば、電圧指令値を補正する等の対策が考えられる。

次に、以上の抵抗値演算部５およびデッドタイム誤差演算部６により、抵抗値Ｒｓおよびデッドタイム誤差ΔＴｄを推定する演算工程の一例について、図４を参照して説明する。
時刻Ｔ０迄は、電力変換部１はスイッチング動作が停止しており、例えば、鉄道車両の例では、車両が停車している状態である。そして、後述する時刻Ｔ２から通常制御、例えば、運転を開始する。従って、この図４の例では、通常制御開始直前の電動機７の回転停止状態で推定演算を実施するものである。図４の例とは異なるが、通常制御終了直後の電動機７の回転停止状態で推定演算することもできるのは当然である。

先ず、時刻Ｔ０から電力変換部１をスイッチング動作させ抵抗値推定を開始する。時刻Ｔ０からＴ１までの期間（以下、第一期間と称す）では、第一搬送波（周波数Ｆｃ１）でＰＷＭ制御を行い、ｄ軸電流Ｉｄ１が所望の一定値Ｉｄ＊になるように電流制御を実施する。
ここで、時刻Ｔ０からＴ０ａまでの期間は、ｄ軸電流Ｉｄ１が所望の一定値になるまでの過渡応答期間である。この過渡応答期間では抵抗値も一定値ではなく正しく抵抗値を推定することが困難であることが分かる。
なお、この過渡応答期間は前述のように電流応答目標値ωｃｃの設定によって短縮可能であり、電動機７のＬ／Ｒの時定数よりも十分短くなるように設定されている。

そして、ｄ軸電流Ｉｄ１が一定値Ｉｄ＊となっている時刻Ｔ０ａからＴ１までの期間で採取される第一動作特性から第一抵抗値Ｒ１を演算し、このときの電圧指令値Ｖｄ１＊とともに記憶部９に記憶する。なお、図４に図示するように、デッドタイム誤差がある場合には、Ｒ１は真値Ｒｓではなく誤差を持った値となる。
また、時刻Ｔ０からＴ１までの期間では、デッドタイム誤差ΔＴｄの演算はできないので零としている。

次に、時刻Ｔ１からＴ２の期間（以下、第二期間と称す）において、搬送波を第一搬送波から第二搬送波（周波数Ｆｃ２）に切替える。ここでは、制御を止めることなく連続的にｄ軸電流を一定値Ｉｄ＊に制御し続けるようにする。このようにすることで、搬送波周波数Ｆｃ２で動作させる際の過渡応答期間を省略することができ、抵抗値推定の演算に必要な時間の短縮に寄与できる。

そして、ｄ軸電流Ｉｄ２が一定値Ｉｄ＊となっている時刻Ｔ１からＴ２までの第二期間で採取される第二動作特性から第二抵抗値Ｒ２を演算し、このときの電圧指令値Ｖｄ２＊とともに記憶部９に記憶する。
この場合、第一動作特性と第二動作特性とは、互いに同一の電流値の条件で得られるので、後述する実施の形態２の両者で電流値が異なる場合に比較して抵抗値とデッドタイム誤差の推定精度を向上させることができる。

以上より第一および第二抵抗値Ｒ１、Ｒ２が求まったので、両周波数Ｆｃ１、Ｆｃ２とから上述の（１３）式により抵抗値の真値Ｒｓを推定できることになる。
また、両動作特性における電圧指令値Ｖｄ１＊、Ｖｄ２＊、更には、両周波数Ｆｃ１、Ｆｃ２、直流電源３の電圧ＥＦＣとから上述の式（１４）によりデッドタイム誤差ΔＴｄを算出できる。

以上の時刻Ｔ０からＴ２までの抵抗値デッドタイム誤差推定期間（第一期間およびこれに続く第二期間）の過程を経て時刻Ｔ２以降の通常制御の期間において、推定した抵抗値Ｒｓとデッドタイム誤差ΔＴｄを通常のモータ制御の制御パラメータに反映し、通常のモータ制御に移行させるようにしている。
この時、搬送波周波数に関しても、図４に図示していないが、通常制御の搬送波周波数Ｆｃ３に切替えるようにしている。このように構成する理由としては、通常制御の搬送波周波数Ｆｃ３を設けることで通常制御に要求されている電流応答目標値に応じた搬送波周波数の設定が可能になり、制御系設計における設計自由度が向上するのに加えて、抵抗値デッドタイム誤差推定期間の電流応答目標値と分けて設計できる。
また、図４に図示しているように、抵抗値デッドタイム誤差推定期間から通常制御へ連続的に移行するように構成することで、電力変換部１がスイッチング停止状態から電力変換部１をスイッチング動作させて電動機７を制御する通常制御へ短時間で移行させることができる。

なお、上述では、通常制御の搬送波周波数Ｆｃ３は、搬送波周波数Ｆｃ１および搬送波周波数Ｆｃ２の両方と異なる値に設定したが、これに限らず、搬送波周波数Ｆｃ１および搬送波周波数Ｆｃ２のいずれか一方の値を用いても良い。
また、これら各搬送波周波数として実際の装置で採用される値は、５００Ｈｚ〜数１０ｋＨｚ程度である。

更に、図４の説明では、第一期間から第二期間へは、電流値が連続的に一定値に制御されている状態で切替えられているが、これに限定するものではなく、第一期間と第二期間との間に、ゲートオフ期間（電力変換部１のスイッチング動作を停止し電流を流さないようにする）を設けても良い。
また、上記の推定演算にあたっては、直交２軸のｄｑ軸回転座標上のＶｄおよびＩｄから算出しているが、これに限定するものではなく、各相の相電圧、相電流から算出してもよい。

また、電動機７が誘導電動機の場合は、その電気的回路構成が一次側抵抗と一次側インダクタンスに加え、相互インダクタンスと二次側インダクタンスと二次側抵抗とからなるいわゆるＴ型等価回路の構成となるので、仮に、一次側電流を直流の一定値に制御しようとしても、電動機に印加する電圧（例えば、Ｖｄ１＊、Ｖｄ２＊が相当）は短時間には直流の一定値にならず、相互インダクタンスと二次側抵抗によって決まる電気回路の時定数によって変化するため、この回路応答を考慮して、例えば、下記の（１５）式のように補正する必要がある。

Ｖｄ＊＊＝Ｖｄ＊×二次側回路応答 ・・・（１５）

従って、周波数Ｆｃ１の第一搬送波でＰＷＭ制御した場合の電圧指令補正値をＶｄ１＊＊、周波数Ｆｃ２の第二搬送波でＰＷＭ制御した場合の電圧指令補正値をＶｄ２＊＊とすると、電動機７が誘導電動機の場合のデッドタイム誤差ΔＴｄは、（１６）式で演算出来ることになる。

ΔＴｄ＝（Ｖｄ１＊＊−Ｖｄ２＊＊）／｛√２／３×（Ｆｃ１−Ｆｃ２）
×ＥＦＣ｝［ｓｅｃ］ ・・・（１６）

以上の説明のように、本実施の形態１による電力変換装置の制御部４は、電圧指令値と周波数Ｆｃ１の第一搬送波とに基づく第一スイッチング信号および電圧指令値と第一搬送波の周波数と異なる周波数Ｆｃ２の第二搬送波とに基づく第二スイッチング信号を生成可能とするとともに、電動機７が回転停止した状態で、第一スイッチング信号によりスイッチング素子を駆動したとき求まる電力変換部１の第一動作特性および第二スイッチング信号によりスイッチング素子を駆動したとき求まる電力変換部１の第二動作特性に基づき、電動機７の抵抗値Ｒｓおよびデッドタイム誤差ΔＴｄのいずれか一方または双方を推定演算する特性演算部１０を備えたので、同じこの特性演算部１０により、電動機７の抵抗値Ｒｓおよびデッドタイム誤差ΔＴｄのいずれか一方は勿論、それら双方を同時に推定演算することもでき、また、特許文献１のように、主回路上の条件を変更するものではなく制御上の設定を変更すれば足り、短時間での演算推定が実現する。

また、電流制御器４２を備え、第一動作特性および第二動作特性は、電流検出部２で検出される電流検出値を電流指令値に追従させる制御の条件下で求めるようにし、しかも、当該電流制御器４２の電流応答に係る時定数を電動機７の抵抗値とインダクタンス値とで決まる時定数より小さく設定したので、抵抗値とデッドタイム誤差を、電力変換装置の通常制御への支障を生じることのない短時間で精度よく同定することができる。

これにより、これら推定値を通常制御のパラメータに反映させることで、電動機７の抵抗値が温度によって大きく変動する条件においても制御装置の性能劣化を防止することができる。また、デッドタイム誤差に関しても短時間で精度よく同定することができるため、デッドタイム誤差による制御装置の性能劣化も防止することができる。
更には、電動機の出力トルクや速度制御精度の向上による安全性向上、高効率による省エネ化、低騒音による環境負荷低減等が得られる。

実施の形態２．
図５は、本発明の実施の形態２による電力変換装置の構成を示す図である。先の実施の形態１では、第一動作特性および第二動作特性を、電流検出部２で検出される電流検出値を電流指令値に追従させる制御の条件下で求めるようにしたのに対し、この実施の形態２では、第一動作特性および第二動作特性を、電圧指令値を一定とする制御の条件下で求めるようにした点が異なる。以下、具体的な構成および推定演算の動作について説明する。

図５の制御部４Ａでは、そのＰＷＭ制御器４４Ａに入力する電圧指令値として、Ｖｕ＊＝Ｖ、Ｖｖ＊＝０、Ｖｗ＊＝−Ｖの固定値を与えることで電動機７のＵ相Ｗ相間に２Ｖの直流電圧を印加し、電動機７に直流電流を流す構成になっている。
図６は、図５の構成において、電力変換部１と電動機７の動作が定常状態に達したときの等価回路を示す図である。ここで、図６のＲは電動機７の巻線の抵抗値である。

デッドタイムによる出力電圧誤差のない図６（ａ）の場合、抵抗値ＲｓはＲｓ＝Ｖ／Ｉｕで演算できる。しかしながら、未知の値である出力電圧誤差ΔＶｔｄのある図６（ｂ）の場合は、抵抗値ＲｓをＲｓ＝（Ｖ−ΔＶｔｄ）／Ｉｕで演算しないと真値が求まらない。仮に、Ｖ＝５［Ｖ］、Ｒ＝０．０５［Ω］であったとすると、図６（ａ）の場合はＩｕ＝１００［Ａ］、Ｒｓ＝Ｖ／Ｉｕ＝０．０５［Ω］となり真値を推定できる。

一方、図６（ｂ）の場合は、先の実施の形態１の図２で説明したように、デッドタイム補正を実施しており、デッドタイムの実効値がデッドタイム誤差ΔＴｄに該当するとして、仮に、このΔＴｄが１［μｓ］、更に、Ｆｃ＝１０００［Ｈｚ］、ＥＦＣ＝１５００［Ｖ］であったとすると、出力電圧誤差ΔＶｔｄはΔＶｔｄ＝１．５［Ｖ］に相当する。この場合、Ｉｕ＝７０［Ａ］の電流しか流れず、抵抗値ＲｓはＲｓ＝Ｖ／Ｉｕ≒０．０７１［Ω］となって、真値を推定することができない。上記の例の場合、約３０％の推定誤差を含む結果となる。

そこで、先の実施の形態１で説明したと同様に、周波数Ｆｃ１の第一搬送波を使用してＰＷＭ制御でスイッチング素子を駆動したときの第一動作特性、および周波数Ｆｃ１とは異なる周波数Ｆｃ２の第二搬送波を使用してＰＷＭ制御でスイッチング素子を駆動したときの第二動作特性を求める。

具体的に、第一動作特性から得られる電流をＩｕ１、第二動作特性から得られる電流をＩｕ２とすると、抵抗値の真値をＲｓ、直流の電圧指令値をＶ＊、直流電源３の電圧値をＥＦＣとして次の連立方程式が成立する。

Ｒｓ＝（Ｖ＊−ΔＶｔｄ１）／Ｉｕ１
＝（Ｖ＊−ΔＴｄ×Ｆｃ１×ＥＦＣ）／Ｉｕ１ ・・・（１７）
Ｒｓ＝（Ｖ＊−ΔＶｔｄ２）／Ｉｕ２
＝（Ｖ＊−ΔＴｄ×Ｆｃ２×ＥＦＣ）／Ｉｕ２ ・・・（１８）

ＲｓとΔＴｄを未知数として連立方程式（１７）式および（１８）式を解くと、抵抗値Ｒｓおよびデッドタイム誤差ΔＴｄは、それぞれ（１９）式および（２０）式で求められる。

Ｒｓ＝Ｖ＊×（Ｆｃ１−Ｆｃ２）
／（Ｆｃ１×Ｉｕ２−Ｆｃ２×Ｉｕ１）［Ω］ ・・・（１９）
ΔＴｄ＝Ｖ＊×（Ｉｕ１−Ｉｕ２）
／｛ＥＦＣ×（Ｆｃ２×Ｉｕ１−Ｆｃ１×Ｉｕ２）｝［ｓｅｃ］
・・・（２０）

上述の式から分かるように、電圧指令値Ｖ＊を互いに同一値に設定して第一動作特性および第二動作特性を求め、第一動作特性における電流検出部２で検出された第一電流検出値Ｉｕ１と、第二動作特性における電流検出部２で検出された第二電流検出値Ｉｕ２とから電動機７の抵抗値Ｒｓを演算することができる訳である。
また、電圧指令値Ｖ＊を互いに同一値に設定して第一動作特性および第二動作特性を求め、第一動作特性における電流検出部２で検出された第一電流検出値Ｉｕ１と第二動作特性における電流検出部２で検出された第二電流検出値Ｉｕ２との差からデッドタイム誤差ΔＴｄを演算することができる訳である。

以上の説明のように、本実施の形態２による電力変換装置の制御部４Ａは、先の実施の形態１の場合と同様、電圧指令値と周波数Ｆｃ１の第一搬送波とに基づく第一スイッチング信号および電圧指令値と第一搬送波の周波数と異なる周波数Ｆｃ２の第二搬送波とに基づく第二スイッチング信号を生成可能とするとともに、電動機７が回転停止した状態で、第一スイッチング信号によりスイッチング素子を駆動したとき求まる電力変換部１の第一動作特性および第二スイッチング信号によりスイッチング素子を駆動したとき求まる電力変換部１の第二動作特性に基づき、電動機７の抵抗値Ｒｓおよびデッドタイム誤差ΔＴｄのいずれか一方または双方を推定演算する特性演算部１０Ａを備えたので、同じこの特性演算部１０Ａにより、電動機７の抵抗値Ｒｓおよびデッドタイム誤差ΔＴｄのいずれか一方は勿論、それら双方を同時に推定演算することもでき、また、特許文献１のように、主回路上の条件を変更するものではなく制御上の設定を変更すれば足り、短時間での演算推定が実現する。

そして、第一動作特性および第二動作特性は、電圧指令値を一定とする制御の条件下で求めるようにしたので、電流検出値を電流指令値に追従させる電流制御機構を必要としない。従って、図５から分かるように、簡便な制御構成で電動機を駆動制御する電力変換装置においても適用することができるという利点がある。

実施の形態３．
この実施の形態３では、先の実施の形態での電力変換部１に具備されるスイッチング素子の素材に炭化珪素（ＳｉＣ）等のワイドバンドギャップ半導体からなるスイッチング素子を適用した場合について説明する。
なお、図面上の構成は先の実施の形態の場合と変わりがないので、ここでは説明を割愛する。

電力変換部１で用いられるスイッチング素子としては、珪素（Ｓｉ）を素材とする半導体トランジスタ素子（ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴなど）と、同じく珪素を素材とする半導体ダイオード素子とを逆並列に接続した構成のものが一般的である。先の実施の形態で説明した技術は、この一般的なスイッチング素子を具備する電力変換器に用いることができる。

一方、先の実施の形態で説明した技術は、珪素を素材として形成されたスイッチング素子に限定されるものではない。この珪素に代え、低損失かつ高耐圧な半導体素子として近年注目されている炭化珪素（ＳｉＣ）等のワイドバンドギャップ半導体からなるスイッチング素子を電力変換器に用いることも無論可能である。
ここで、ワイドバンドギャップ半導体の一つである炭化珪素は、珪素と比較して半導体素子で発生する損失を大幅に低減できるとともに高温での使用が可能であるという特徴を有しているので、電力変換部に具備されるスイッチング素子として炭化珪素を素材とするものを用いれば、スイッチング素子モジュールの許容動作温度を高温側に引き上げることができるので、搬送波周波数を高めて、電動機の運転効率を向上させることが可能である。

先の実施の形態で説明した特性演算部１０を、このようなワイドバンドギャップ半導体の特徴を生かすことで更に短時間に電動機の抵抗値とデッドタイム誤差を同定することが可能となる。
先の実施の形態１でも説明したように、同定演算を短時間で実行するためには電動機７に供給する電流をできるだけ早く制定させることが重要であり、そのためには、制御部４によって制御される上記ＩｄおよびＩｑの応答を設計するための所定の電流応答目標値ωｃｃをできるだけ大きくすることで達成される。しかしながら、電流応答目標値ωｃｃの設定は搬送波周波数により制約される。

一般的に電流応答目標値ωｃｃは、搬送波周波数Ｆｃの１／１０程度に設定され、それ以上の大きな値が設定されると制御が不安定化する場合がある。従って、電力変換部１に具備されるスイッチング素子の素材に炭化珪素（ＳｉＣ）等のワイドバンドギャップ半導体からなるスイッチング素子を適用することで、珪素等を素材とする非ワイドバンドギャップ半導体からなるスイッチング素子を用いる場合よりも搬送波周波数を高く設定できるため短時間に抵抗値とデッドタイム誤差を同定することが可能である。

なお、この発明と異なり、１種類の搬送波を使用して演算推定を行うものでは、単に搬送波周波数を高くしても、上述したようなデッドタイム誤差と抵抗値の精度の関係により演算推定値のばらつきが非常に大きなものとなってしまう可能性がある。
これに対し、先の実施の形態１で説明した本発明に係る技術によれば、ＰＷＭ制御を行う電力変換装置において、炭化珪素を素材とするスイッチング素子を用いて搬送波周波数を増大させ、上述のような同定時間の短縮を図ったとしても、第一搬送波でＰＷＭ制御を実施して第一動作特性を求める第一期間と第二搬送波でＰＷＭ制御を実施して第二動作特性を求める第二期間とを有することで、電動機の抵抗値とデッドタイム誤差を精度よく同定することが可能となる。

なお、炭化珪素（ＳｉＣ）は、珪素（Ｓｉ）よりもバンドギャップが大きいという特性を捉えて、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例である。この炭化珪素以外にも、例えば、窒化ガリウム系材料、または、ダイヤモンドを用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属しており、それらの特性も炭化珪素に類似した点が多い。したがって、炭化珪素以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いる構成も、本発明の要旨を成すものである。

以上の説明のように、本実施の形態３による電力変換装置では、先の実施の形態の電力変換部１に具備されるスイッチング素子の素材に炭化珪素（ＳｉＣ）等のワイドバンドギャップ半導体からなるスイッチング素子を適用したので、電動機の抵抗値とデッドタイム誤差の同定精度を向上させ、更に短時間で同定を完了させるといったこれまでにない効果を奏するものである。

ところで、電力変換部１に具備されるスイッチング素子の素材に炭化珪素（ＳｉＣ）等のワイドバンドギャップ半導体からなるスイッチング素子を適用した場合、通常制御時においても搬送波周波数を増大させ、制御応答の向上を図ることができるが、この場合には、デッドタイム誤差による出力電圧誤差ΔＶｔｄが無視できないほど制御に影響し、所望の制御応答に向上させることが困難となる可能性がある。

しかし、このような場合においても、本発明によって同定した抵抗値とデッドタイム誤差を記憶部９に記憶させ、通常制御の制御パラメータに反映させることで、通常制御の制御応答の向上に寄与できることは言うまでもない。
なお、以上の実施の形態１〜３に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

なお、以上の実施の形態１〜３に示した構成では、電動機７が回転停止した状態で、電動機７の抵抗値とデッドタイム誤差を精度よく同定することを示したが、これに限らず、電動機７が少々回転した状態でも同様の効果を得ることができる。具体的には、電動機７の回転周期が本発明の同定期間よりも大きければよく、本発明の同定期間が短時間であるほど本発明の適用範囲が広がることは言うまでもない。

実施の形態４．
図７は、本発明の実施の形態１から３に係る電力変換装置を鉄道車両に適用した車両駆動システムの一構成例を示す図である。この実施の形態４に係る車両駆動システムは、交流電動機１０１、電力変換部１０２、制御部１０８および入力回路１０３を備えている。

交流電動機１０１は、図１に示した電動機７に対応するものであり、鉄道車両に搭載されている。電力変換部１０２は、図１に示した電力変換部１と同じものであり、スイッチング素子１０４ａ、１０５ａ、１０６ａ、１０４ｂ、１０５ｂ、１０６ｂを具備している。
制御部１０８は、図１に示した制御部４、処理部８および記憶部９をすべて含むもので、電力変換部１０２のスイッチング素子１０４ａ〜１０６ｂをオンオフ制御するためのスイッチング信号ＳＷＵ、ＳＷＶ、ＳＷＷを生成する。

入力回路１０３は、図示は省略しているが、スイッチ、フィルタコンデンサ、フィルタリアクトル等を備えて構成されており、その入力側は、集電装置１１１と車輪１１３とを介して饋電回路１００を構成する架線１１０とレール１１４に接続され、出力側は、電力変換部１０２に接続されている。この入力回路１０３は、例えば、架線１１０から直流電力または交流電力の供給を受けて、電力変換部１０２へ供給する直流電力を生成する。
電力変換部１０２は、入力回路１０３から供給された直流電圧を任意周波数および任意電圧の交流電圧に変換して交流電動機１０１を駆動する。

このように、実施の形態１から３に記載の電力変換装置を車両駆動システムへ適用することにより、これら形態例で説明した通り、交流電動機１０１の抵抗値が温度によって大きく変動する条件においても制御性能の劣化を防止することができる。また、デッドタイム誤差による制御性能の劣化も防止することができる。
更には、以上のような制御性能の劣化も防止することにより、電動機の出力トルクや速度制御精度の向上による安全性向上、乗り心地の向上、高効率による省エネ化、低騒音による環境負荷低減等が得られる車両制御を実現することができる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせ、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

Claims (19)

1. 直流電源の両極間にスイッチング素子を互いに直列に接続してなるブリッジを備え前記直流電源の電圧を変換して電動機に供給する電力変換部、前記電動機に流入する電流を検出する電流検出部、および前記ブリッジを構成する前記スイッチング素子による直流短絡を防止するためのデッドタイムを設定付加するとともに電圧指令値と搬送波とに基づきＰＷＭ制御により前記スイッチング素子をオンオフ駆動するためのスイッチング信号を生成する制御部を備えた電力変換装置であって、
   前記制御部は、前記電圧指令値と第一搬送波とに基づく第一スイッチング信号および前記電圧指令値と前記第一搬送波の周波数と異なる周波数の第二搬送波とに基づく第二スイッチング信号を生成可能とするとともに、
   前記第一スイッチング信号により前記スイッチング素子を駆動したとき求まる前記電力変換部の第一動作特性および前記第二スイッチング信号により前記スイッチング素子を駆動したとき求まる前記電力変換部の第二動作特性に基づき、前記電動機の抵抗値および前記デッドタイムの実効値と前記デッドタイムの設定値との差であるデッドタイム誤差のいずれか一方または双方を推定演算する特性演算部を備えた電力変換装置。
2. 前記特性演算部は、前記電動機の抵抗値を推定演算する請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記特性演算部は、更に、前記デッドタイム誤差を推定演算する請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記第一動作特性および前記第二動作特性は、前記電流検出部で検出される電流検出値を電流指令値に追従させる制御の条件下で求めるようにした請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、前記電流検出部で検出された前記電流検出値と前記電流指令値との偏差が零となるよう前記電圧指令値を生成する電流制御器、前記第一搬送波と前記第二搬送波とを選択して出力する選択器、および前記電圧指令値と前記選択器から出力された搬送波とに基づき前記スイッチング信号を生成するＰＷＭ制御器を備え、
   前記特性演算部は、前記電流指令値として直流値を設定し、前記ＰＷＭ制御器からの前記第一スイッチング信号により求まる前記第一動作特性および前記ＰＷＭ制御器からの前記第二スイッチング信号により求まる前記第二動作特性に基づき、前記電動機の前記抵抗値および前記デッドタイム誤差のいずれか一方または双方を推定演算する請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記ＰＷＭ制御器は、前記電圧指令値を前記直流電源の電圧値で規格化して変調波を出力する変調波生成回路、前記変調波と前記搬送波とに基づき前記ＰＷＭ制御により前段スイッチング信号を生成するスイッチング信号生成回路、前記デッドタイムにより発生する出力電圧誤差を補償するように前記前段スイッチング信号を補正して後段スイッチング信号を生成するデッドタイム補正回路、および前記後段スイッチング信号にデッドタイム設定値を設定付加して前記スイッチング素子をオンオフ駆動するための前記スイッチング信号を生成するデッドタイム生成回路を備えた請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記電流制御器の電流応答に係る時定数を前記電動機の抵抗値とインダクタンス値とで決まる時定数より小さく設定した請求項５または請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記特性演算部は、前記電動機の前記抵抗値を演算し、
   前記電流指令値を互いに同一値に設定して前記第一動作特性および前記第二動作特性を求め、前記第一動作特性における前記電圧指令値と前記電流指令値とから第一抵抗値を演算し、前記第二動作特性における前記電圧指令値と前記電流指令値とから第二抵抗値を演算し、前記第一抵抗値と前記第二抵抗値とから前記電動機の前記抵抗値を演算するようにした請求項４から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記特性演算部は、前記デッドタイム誤差を演算し、
   前記電流指令値を互いに同一値に設定して前記第一動作特性および前記第二動作特性を求め、前記第一動作特性における前記電圧指令値と前記第二動作特性における前記電圧指令値との差から前記デッドタイム誤差を演算するようにした請求項４から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記第一動作特性および前記第二動作特性は、前記電圧指令値を一定とする制御の条件下で求めるようにした請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 前記特性演算部は、前記電動機の前記抵抗値を演算し、
    前記電圧指令値を互いに同一値に設定して前記第一動作特性および前記第二動作特性を求め、前記第一動作特性における前記電流検出部で検出された第一電流検出値と、前記第二動作特性における前記電流検出部で検出された第二電流検出値とから前記電動機の前記抵抗値を演算するようにした請求項１０に記載の電力変換装置。
12. 前記特性演算部は、前記デッドタイム誤差を演算し、
    前記電圧指令値を互いに同一値に設定して前記第一動作特性および前記第二動作特性を求め、前記第一動作特性における前記電流検出部で検出された第一電流検出値と前記第二動作特性における前記電流検出部で検出された第二電流検出値との差から前記デッドタイム誤差を演算するようにした請求項１０に記載の電力変換装置。
13. 前記特性演算部は、第一期間で前記第一動作特性を求め、前記第一期間に続く第二期間で前記第二動作特性を求めるようにした請求項１から請求項１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。
14. 前記第一期間および前記第二期間は、前記電動機の通常制御開始直前に設定した請求項１３に記載の電力変換装置。
15. 前記第一期間および前記第二期間は、前記電動機の通常制御終了直後に設定した請求項１３に記載の電力変換装置。
16. 前記スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体で形成した請求項１から請求項１５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
17. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料、または、ダイヤモンドを用いた半導体である請求項１６に記載の電力変換装置。
18. 前記第一搬送波および前記第二搬送波の周波数を、前記スイッチング素子を非ワイドバンドギャップ半導体で形成した場合より高く設定した請求項１６または請求項１７に記載の電力変換装置。
19. 請求項１から請求項１８のいずれか１項に記載の電力変換装置、饋電回路と前記電力変換装置との間に接続され前記電力変換装置への電力を生成する入力回路、および前記電力変換装置によって駆動される電動機を備えた車両駆動システム。

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