JPWO2010026659A1

JPWO2010026659A1 - 過電流検出回路、インバータ、圧縮機、及び空気調和機、並びに過電流検出回路の調整方法

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Publication number: JPWO2010026659A1
Application number: JP2010527641A
Authority: JP
Inventors: 坂廼邊　和憲; 和憲坂廼邊; 有澤　浩一; 浩一有澤; 太大川; 半田　正人; 正人半田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2008-09-08
Filing date: 2008-09-08
Publication date: 2012-01-26
Anticipated expiration: 2028-09-08
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Abstract

異常判断基準値の誤差を縮小することができ、異常判断基準値の誤差を縮小するための調整を、回路部品実装後に簡便に実施することができる過電流検出回路を得る。インバータ２に流れる電流を検出する電流検出手段３と、異常判定基準値を発生する過電流レベル生成手段４と、電流検出手段３の出力と異常判定基準値とに基づき、インバータ２に対する遮断信号を生成する過電流検出手段５と、電流検出手段３に定電流を印加したときの出力に基づき、過電流レベル生成手段４の異常判定基準値を補正する調整装置６とを備え、過電流レベル生成手段４は、抵抗値調整部１０を１又は複数備え、抵抗値調整部１０の抵抗値に応じて異常判定基準値を発生し、調整装置６は、ツェナーダイオードに逆バイアスを印加してザッピングし、異常判定基準値を補正するものである。

Description

本発明は、インバータに流れる電流が過大になることを防止する過電流検出回路、これを備えたインバータ、圧縮機、及び空気調和機、並びに過電流検出回路の調整方法に関する。

従来、インバータの過電流検出回路の検出レベルを調整する技術としては、例えば「電流検出端子の近くに前記過電流検出抵抗からの検出電圧と接続されたパッドと、前記増幅器からの検出電圧と接続されたパッドと、前記分圧抵抗に接続されたパッドとを備え、前記電流検出端子と各パッドのボンディングワイヤの接続により複数の過電流保護装置に切り換える」ものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。

また、電流の検出誤差の修正方法として、例えば「電流検出抵抗に定電流を流して前記増幅部から得られる検出値と、予め設定された基準値との比率を生成する誤差生成手段と、この誤差生成手段から得られる前記比率を基に前記電流制御部の電流指令値を補正する補正手段とを備えた」ものが提案されている（例えば、特許文献２参照）。

更に、過電流検出レベルを調整するものとして、例えば「比較用基準電圧を、外部から接続した抵抗によって変更できるように、前記比較用基準電圧のラインを外部に引き出すための端子を備えた」ものが提案されている（例えば、特許文献３参照）。

特開２００３−３１９５４６号公報（請求項１）特許第３１４７４８８号公報（請求項１）特開２００６−０６７６６０号公報（請求項１）

インバータの過電流検出回路において、電流の異常を判定する異常判定基準値（以下「過電流レベル」ともいう。）は、回路に使用される抵抗や電源電圧のばらつきにより誤差が生じる、という問題点があった。
また、この誤差により、インバータの運転範囲縮減や、保護動作の信頼性低下、負荷の最大電流上昇による回路大型化・コスト上昇、効率低下などが生じる、という問題点があった。

上記特許文献１に記載の技術では、過電流レベル確認後、ワイヤを接続する端子を選択することで調整を行う。しかしながら、基板の半田付け工程が増え、加工コストが増大する、という問題点があった。

また、上記特許文献２に記載の技術では、ＥＥＰＲＯＭを用いて過電流レベルの誤差を記憶する。しかしながら、ＥＥＰＲＯＭを用いた誤差の補正は、マイコン内で管理する過電流レベルを変更する場合に限られ、例えば抵抗変化による調整を要する回路には適用できない、という問題点があった。

また、上記特許文献３に記載の技術では、外部抵抗により過電流レベルを変更する。しかしながら、当該外部抵抗のばらつきにより過電流レベルに誤差が生じる、という問題点があった。

また、別法として、抵抗値を変更するため可変抵抗器を用いることも考えられる。しかしながら、可変抵抗器は、摺動部があり部品としての信頼性が低い、部品コストが高価である、という問題点があった。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、第１の目的は、異常判断基準値の誤差を縮小することができる過電流検出回路、インバータ、圧縮機、及び空気調和機、並びに過電流検出回路の調整方法を得るものである。

第２の目的は、前記異常判断基準値の誤差を縮小するための調整を、回路部品実装後に簡便に実施することができる過電流検出回路、インバータ、圧縮機、及び空気調和機、並びに過電流検出回路の調整方法を得るものである。

本発明に係る過電流検出回路は、直流電源とインバータとの間に直列に接続され、前記インバータに流れる電流を検出する電流検出手段と、異常判定基準値を発生する過電流レベル生成手段と、前記電流検出手段の出力と前記異常判定基準値とに基づき、前記インバータに対する遮断信号を生成する過電流検出手段と、前記電流検出手段に定電流を印加したときの出力に基づき、前記過電流レベル生成手段の前記異常判定基準値を補正する調整装置とを備え、前記過電流レベル生成手段は、固定抵抗と、該固定抵抗と並列に接続されるツェナーダイオードとを有する抵抗値調整部を１又は複数備え、前記抵抗値調整部の抵抗値に応じて前記異常判定基準値を発生し、前記調整装置は、前記ツェナーダイオードに逆バイアスを印加してザッピングし、前記異常判定基準値を補正するものである。

本発明は、電流検出手段に定電流を印加したときの出力に基づき、前記過電流レベル生成手段の前記異常判定基準値を補正するので、異常判断基準値の誤差を縮小することができる。また、異常判断基準値の誤差を縮小するための調整を、回路部品実装後に簡便に実施することができる。

本発明の実施の形態１に係る過電流検出回路の構成図である。本発明の実施の形態１に係る過電流検出回路の動作説明図である。ツェナーダイオードのザッピング動作を示す図である。本発明の実施の形態２に係る過電流検出回路の構成図である。本発明の実施の形態２に係る過電流検出回路の動作説明図である。抵抗のレーザトリミングの例を示す図である。本発明の実施の形態２に係る過電流検出回路の構成図である。本発明の実施の形態３に係る過電流検出回路の構成図である。本発明の実施の形態３に係る過電流検出回路の動作説明図である本発明の実施の形態４に係る過電流検出回路の構成図である。本発明の実施の形態４に係るＶｒｅｆの補正動作を説明する図である。本発明の実施の形態４に係る運転範囲拡大効果を示す図である。本発明の実施の形態５に係る圧縮機の構造を示す図である。シングルロータリ圧縮機の動作説明図である。シングルロータリ圧縮機の負荷トルクとモータ電流を示す図である。本発明の実施の形態６に係る空気調和機の構成を示す図である。

符号の説明

１直流電源、２インバータ、３電流検出手段、４過電流レベル生成手段、５過電流検出手段、６調整装置、７永久磁石型同期電動機、７ａロータ、７ｂステータ、１０抵抗値調整部、１０ａ〜１０ｆ抵抗値調整部、１１レーザ装置、１１ｂレーザ装置、２０不揮発性メモリ、２１リーダ部、２２Ｄ／Ａ変換回路、２３温度センサ、２４温度補正手段、２９シングルロータリ圧縮機、３０シリンダ、３１ローリングピストン、３２シャフト、３３吸入ポート、３４吐出ポート、３５ベーン、３１０室外機、３１２送風機、３２０室内機。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に係る過電流検出回路の構成図である。
図１に示すように、本実施の形態１に係る過電流検出回路は、電流検出手段３、過電流レベル生成手段４、過電流検出手段５、調整装置６を有する。

インバータ２は、直流電源１が接続され、スイッチング素子をスイッチングして交流電力を生成し、永久磁石型同期電動機７を駆動する。

電流検出手段３は、直流電源１とインバータ２との間に直列に接続される。電流検出手段３は、電流検出用抵抗（以下「検出部」ともいう。）と、この電流検出用抵抗から発生する電圧を増幅する増幅回路とを有する。そして、電流検出手段３は、直流電源１及びインバータ２で形成される回路に流れる電流を検出し、この電流に応じた出力電圧Ｖｓｅｎｓを過電流検出手段５及び調整装置６へ出力する。

過電流レベル生成手段４は、電流検出手段３の出力の異常判定基準値である基準電圧Ｖｒｅｆを発生する。また、過電流レベル生成手段４は、抵抗値調整部１０ａ、１０ｂ、及び１０ｃ（以下、区別しないときは単に「抵抗値調整部１０」という。）を有する。この抵抗値調整部１０は、固定抵抗と、この固定抵抗と並列に接続されるツェナーダイオードとを有する。
過電流レベル生成手段４は、抵抗値調整部１０の抵抗値に応じて基準電圧Ｖｒｅｆを発生する。後述する動作により、抵抗値調整部１０は、ザッピングされて抵抗値が調整される。

過電流検出手段５は、電流検出手段３から入力された出力電圧Ｖｓｅｎｓと、過電流レベル生成手段４から入力された基準電圧Ｖｒｅｆとに基づき、インバータ２に対する遮断信号である過電流検出信号ＯＣＴを生成し、インバータ２へ出力する。
例えば、過電流検出手段５は、出力電圧Ｖｓｅｎｓが、基準電圧Ｖｒｅｆ以上となったとき、過電流検出信号ＯＣＴを出力する。
インバータ２は、過電流検出信号ＯＣＴが入力されたとき、インバータ２内のスイッチング素子を停止させる。

調整装置６は、電流検出手段３、過電流レベル生成手段４、及び過電流検出信号ＯＣＴと接続する。また、調整装置６は、電流検出手段３の検出部に所定の電流を流す定電流源を有する。また、調整装置６は、抵抗値調整部１０のツェナーダイオードに逆バイアス電流を印加する。
そして、後述する動作により、調整装置６は、過電流検出信号ＯＣＴを監視し、予め定められた精度で、インバータ２の過電流を検出するよう抵抗値調整部１０の抵抗値を変化させる。

次に、本実施の形態１における過電流検出回路の基準電圧Ｖｒｅｆの調整動作について図２を用いて説明する。

図２は本発明の実施の形態１に係る過電流検出回路の動作説明図である。
図２において、Ｉｓｈは、電流検出手段３の検出部の電流（以下「検出部電流」という。）である。
Ｉｏｃは、過電流を検出すべき電流値である。
Ｉｍは、回路が正常な動作状態にある場合の最大電流値である。
Ｖｏｃｍａｘは、検出部にＩｏｃが流れている際における、電流検出手段３の出力電圧の許容最大値である。
Ｖｏｃｍｉｎは、検出部電流にＩｏｃが流れている際における、電流検出手段３の出力電圧の許容最小値である。
以下、基準電圧Ｖｒｅｆの調整動作を、図２の時間軸に沿って説明する。

（時刻（１））
まず、調整装置６は、電流検出手段３の検出部に、過電流を検出すべき電流値Ｉｏｃを印加する。
その後、電流検出手段３の出力電圧Ｖｓｅｎｓを観測し、Ｉｏｃを印加したときの出力電圧Ｖ１を得る。
そして、調整装置６は、Ｖ１が許容値内であるかを確認する。即ち、Ｖ１が、Ｖｏｃｍｉｎ以上Ｖｏｃｍａｘ以下であるかを確認する。

（時刻（２））
調整装置６は、電流検出手段３の検出部への電流印加を停止する。

（時刻（３））
次に、調整装置６は、基準電圧Ｖｒｅｆが、Ｖ１より小さくなるように調整する。
基準電圧Ｖｒｅｆの調整は、ザッピングにより行う。
ここで、ツェナーダイオードのザッピング動作について図３により説明する。

図３はツェナーダイオードのザッピング動作を示す図である。
ザッピングは、ツェナーダイオードに逆バイアス電流（図３のＩｃａ）を印加し、短絡破壊を起こすことで、端子間の抵抗値を変化させるものである。
調整装置６は、抵抗値調整部１０ａ、１０ｂ、１０ｃに内蔵されたツェナーダイオードをザッピングすることで、直列に接続された抵抗値調整部１０ａ〜１０ｃ両端の合成抵抗を所望の抵抗値へと変化させる。
即ち、本実施の形態１における過電流レベル生成手段４の場合では、抵抗値調整部１０ａ、１０ｂ、及び１０ｃの各ツェナーダイオードにザッピングを行うことで、電圧の分圧比を変化させ、過電流レベル生成手段４の基準電圧Ｖｒｅｆを段階的に低下させることができる。

調整装置６は、抵抗値調整部１０ａ、１０ｂ、及び１０ｃの各ツェナーダイオードのうち、任意のツェナーダイオードをザッピングする。
次に、調整装置６は、基準電圧Ｖｒｅｆが、Ｖ１より小さいか否かを確認する。
調整装置６は、基準電圧ＶｒｅｆがＶ１より大きいとき、更にツェナーダイオードのザッピングをする。調整装置６は、基準電圧ＶｒｅｆがＶ１よりも小さくなるまでザッピングを繰り返す。
一方、調整装置６は、基準電圧ＶｒｅｆがＶ１よりも小さくなったとき、ザッピング動作を終了する。

次に、調整装置６は、ザッピングにより調整された基準電圧Ｖｒｅｆにより、過電流検出が正しく行われるかを確認する。

（時刻（４））
まず、調整装置６は、電流検出手段３の検出部に、回路が正常な動作状態にある場合の最大電流値Ｉｍを印加する。

（時刻（５））
調整装置６は、過電流検出手段５から過電流検出信号ＯＣＴが出力されないことを確認する。
尚、最大電流値Ｉｍを印加時に過電流検出信号ＯＣＴが出力されたとき、調整装置６は、例えば、固定抵抗の抵抗値が大きい抵抗値調整部１０のザッピングを解除し、固定抵抗の抵抗値が小さい抵抗値調整部１０をザッピングする。これにより、過電流レベル生成手段４の基準電圧Ｖｒｅｆを上昇させることができる。

（時刻（６））
その後、調整装置６は、検出部に印加する電流を、Ｉｏｃに増加する。調整装置６は、過電流検出手段５から過電流検出信号ＯＣＴが出力されたことを確認する。
調整装置６は、基準電圧Ｖｒｅｆの調整動作を完了する。

以上の動作により、異常判定基準値（基準電圧Ｖｒｅｆ）が、Ｉｏｃを印加したときの出力電圧Ｖ１以下となり、且つ、Ｉｍを印加したときの電圧を超えるように調整される。

以上のように本実施の形態においては、電流検出手段３に過電流を検出すべき電流値Ｉｏｃを印加したときの出力に基づき、基準電圧Ｖｒｅｆを調整する。
よって、過電流検出回路の初期ばらつきによる異常判断基準値の誤差を縮小することができる。
したがって、電源電圧や電流検出手段３に初期ばらつきを有していても、過電流検出の精度の悪化を抑制することができ、高精度な過電流検出回路を得ることができる。

更に、ツェナーダイオードをザッピングすることにより、過電流レベル生成手段４の基準電圧Ｖｒｅｆを調整する。
よって、基板に電子部品を実装した状態で、異常判断基準値を調整することができ、新たに半田工程などを追加することがなく、加工にかかるコストを抑制することができる。
更に、摺動部をもたない固体素子により、基準電圧Ｖｒｅｆを調整できるため、調整後に振動等によって抵抗値が変化する可能性を低下させ、信頼性の高い過電流検出回路を得ることができる。

次に、異常判定基準値の精度向上に伴う効果について説明する。
異常判定基準値がばらつく場合、過電流検出回路を搭載した製品の運転範囲（許容電流範囲）は、異常判定基準値のばらつき範囲の下限値となっても、運転可能な範囲に限定される。
したがって、異常判定基準値の精度向上は、過電流検出回路を搭載した製品の運転範囲を拡大する効果がある。

また、異常判定基準値のばらつきにより、インバータ２に流れる最大電流値にもばらつきをもたらす。
一方、このインバータ２を使用した製品は、部品ばらつきがある条件下でも動作を補償する必要がある場合が多い。このため、この動作を補償する条件を満たすために、部品である回路素子や負荷の最大電流定格は前記最大電流のばらつきの上限を踏まえて設計される。
したがって、異常判定基準値の精度が向上すると、インバータ２及び負荷の最大電流定格値を低減することが可能となる。また、この結果として、小型化・低コスト化が実現される。

また、本実施の形態においては、インバータ２によって駆動される負荷は、永久磁石型同期電動機７であるため、次のような効果を奏する。
永久磁石型同期電動機７は、磁力によって界磁を発生することで効率の良いシステムを提供することができる。一方、磁石に所定以上の反磁界を与えると、磁力が永久的に低下（減磁）するため、これを防ぐように、過電流検出回路、及び永久磁石型同期電動機７の設計がなされる。
過電流検出回路は、異常判定基準値が減磁レベル以下に設定される。例えば、過電流を検出する電流値として、磁石を減磁させない電流値が設定される。
一方、永久磁石型同期電動機７としては、設計値以上の保磁力を確保することが必要となる。しかし、一般に永久磁石型同期電動機７の保磁力は、コストとの相関があり、低保磁力の材料となる程、安価となる。
したがって、異常判定基準値の精度が向上すると、永久磁石型同期電動機７内に装着される磁石に要求される保磁力を低下することができ、コストの低下を実現することができる。

また、永久磁石型同期電動機７により駆動される負荷が圧縮機、特にロータリ圧縮機又はレシプロ圧縮機を駆動するものである場合、次のような効果を奏する。
圧縮機においては、吸入・圧縮・吐出の各工程が、ロータの回転位置に同期して遷移するため、回転中のトルク脈動が少なからず発生することが知られている。
このため、圧縮機ロータを駆動するモータ電流は、実効値に対してピーク値が数倍高くなる。
したがって、このような圧縮機の運転限界は、モータ電流の電流ピーク値と異常判定基準値との関係に大きく依存する。
即ち、本実施の形態のように、異常判定基準値のばらつきを抑制し、異常判定基準値がばらつく範囲の下限値を増加することができれば、圧縮機の運転限界は拡大され、より厳しい運転条件でも過電流による停止を発生することなく運転することが可能となり製品性能を向上することができる。

また、永久磁石型同期電動機７により駆動される負荷が圧縮機を用いた空気調和機である場合、空調能力の向上が見込め、製品の性能向上に高い効果をもたらす。

尚、本実施の形態においては、過電流検出信号ＯＣＴが正論理（Ｈｉレベルで過電流検出）の場合について説明したが、抵抗値調整部１０ａ、１０ｂ、１０ｃの位置を、基準電圧Ｖｒｅｆの出力点に対して電源側に配置することで、負論理の場合についても可能である。

尚、本実施の形態においては、抵抗値調整部１０が３つの場合を説明したが、本発明はこれに限らず、１以上の任意の数量を備えるようにしても良い。このように、直列に複数接続することで、調整する抵抗値の分解能を向上することができる。
また、ツェナーダイオードに並列に接続される固定抵抗は、それぞれ異なる値とするようにしても良い。これにより、分解能を向上することができる。

尚、本実施の形態においては、抵抗値調整部１０ａ、１０ｂ、及び１０ｃが直列に接続されている場合を説明したが、本発明はこれに限らず、並列接続、又は直列及び並列の組み合わせなど、任意の接続としても良い。

尚、本実施の形態においては、基準電圧ＶｒｅｆがＶ１より大きい場合に、ザッピングにより基準電圧Ｖｒｅｆを低下させる動作について説明した。
本発明はこれに限るものではなく、Ｉｍを印加したときの電圧より、基準電圧Ｖｒｅｆが小さい場合には、基準電圧Ｖｒｅｆを上昇させるように調整することも可能である。
例えば、以下のような構成、動作を行う。

上記図１の構成に加え、抵抗値調整部１０を更に直列に追加接続する。例えば抵抗値調整部１０ｄ、１０ｅ、及び１０ｆの３つを追加する。
そして、調整装置６は、定常時（初期状態）において、抵抗値調整部１０ｄ、１０ｅ、及び１０ｆのツェナーダイオードに逆バイアスを印加する。
調整装置６は、基準電圧Ｖｒｅｆを上昇させるとき、抵抗値調整部１０ｄ、１０ｅ、及び１０ｆの各ツェナーダイオードのうち、任意のツェナーダイオードへの逆バイアスの印加を停止する。
このような動作により、基準電圧Ｖｒｅｆを段階的に上昇させることができる。
したがって、異常判定基準値（基準電圧Ｖｒｅｆ）が、Ｉｏｃを印加したときの出力電圧Ｖ１以下となり、且つ、Ｉｍを印加したときの電圧を超えるように調整することができる。

尚、本実施の形態においては、過電流レベル生成手段４の基準電圧Ｖｒｅｆを調整する場合について説明したが、本発明はこれに限るものではなく、電流検出手段３の出力電圧Ｖｓｅｎｓを調整するようにしても良い。例えば、電流検出手段３内の増幅回路の抵抗値を調整するなどの方法で実現可能である。これにより、本実施の形態と同様の効果を奏することができる。

実施の形態２．
図４は本発明の実施の形態２に係る過電流検出回路の構成図である。
尚、前述の図１と同一の機能をもつ要素については同一符号を付する。

図４に示すように、本実施の形態２における抵抗値調整部１０は、過電流レベル生成手段４内の基準電圧Ｖｒｅｆの出力点と、電源との間に挿入される。この抵抗値調整部１０は、レーザ照射により抵抗値が変化する抵抗器により構成される。
そして、過電流レベル生成手段４は、抵抗値調整部１０の抵抗値に応じて異常判定基準値である基準電圧Ｖｒｅｆを発生する。

調整装置６は、レーザを照射するレーザ装置１１を有する。
レーザ装置１１は、抵抗値調整部１０の抵抗値を変化させるようにレーザを照射する。
本実施の形態２においては、抵抗値調整部１０にレーザを照射して抵抗値を変化させ、基準電圧Ｖｒｅｆを調整する。

次に、本実施の形態２における過電流検出回路の基準電圧Ｖｒｅｆの調整動作について図５を用いて説明する。

図５は本発明の実施の形態２に係る過電流検出回路の動作説明図である。
尚、前述の図２と同一の信号及び値については同一名称を付する。
以下、基準電圧Ｖｒｅｆの調整動作を、図５の時間軸に沿って説明する。

（時刻（２））
次に、調整装置６は、基準電圧Ｖｒｅｆが、Ｖ１より小さくなるように調整する。
基準電圧Ｖｒｅｆの調整は、レーザトリミングにより行う。
ここで、抵抗のレーザトリミングについて図６により説明する。

図６は抵抗のレーザトリミングの例を示す図である。
レーザトリミングは、セラミック基盤上にある抵抗体の一部又は全部をレーザ光で切除することにより、電気的特性を高精度に設定するレーザ加工法である。
図６に示すように、抵抗体にレーザを照射して、矢印ｘに示すように抵抗体を切除することで端子間の抵抗値を所望の値に増加させることができる。
即ち、本実施の形態２における過電流レベル生成手段４の場合では、抵抗値調整部１０の抵抗器にレーザトリミングを行うことで、電圧の分圧比を変化させ、過電流レベル生成手段４の基準電圧Ｖｒｅｆを変化させることができる。

調整装置６は、抵抗値調整部１０にレーザトリミングを施して抵抗値を上昇させる。
これにより、過電流レベル生成手段４の基準電圧Ｖｒｅｆは徐々に低下する。
調整装置６は、レーザトリミングと同時に、過電流検出信号ＯＣＴを監視する。

（時刻（３））
調整装置６は、過電流検出信号ＯＣＴの出力を検知したとき、レーザ装置１１からのレーザ照射を停止し、基準電圧Ｖｒｅｆの調整を終了する。

以上の動作により、異常判定基準値（基準電圧Ｖｒｅｆ）は、Ｉｏｃを印加したときの出力電圧Ｖ１と、ほぼ同じ値に調整される。

以上のように本実施の形態においては、電流検出手段３に過電流を検出すべき電流値Ｉｏｃを印加したときの出力に基づき、基準電圧Ｖｒｅｆを調整するので、上記実施の形態１と同様の効果を奏することができる。

また、本実施の形態によれば、レーザトリミングにより抵抗値を設定するので、過電流検出回路の各部品実装後の基板であっても、異常判定基準値の調整を高精度に実現することができる。

尚、本実施の形態においては、基準電圧ＶｒｅｆがＶ１より大きい場合に、レーザトリミングにより基準電圧Ｖｒｅｆを低下させる動作について説明した。
本発明はこれに限るものではなく、基準電圧ＶｒｅｆがＶ１より小さい場合には、基準電圧Ｖｒｅｆを上昇させるように調整することも可能である。
例えば、以下のような構成、動作を行う。

上記図４の構成に加え、過電流レベル生成手段４内の基準電圧Ｖｒｅｆの出力点とＧＮＤとの間に、レーザトリミング可能な抵抗器を有する抵抗値調整部１０ｂを更に追加する。また、調整装置６は、抵抗値調整部１０ｂにレーザを照射するレーザ装置１１ｂを更に備える。
そして、調整装置６は、基準電圧Ｖｒｅｆを上昇させるとき、抵抗値調整部１０ｂにレーザトリミングを施して抵抗値を上昇させる。
このような動作により、基準電圧Ｖｒｅｆを上昇させることができる。

尚、本実施の形態においては、過電流レベル生成手段４の基準電圧Ｖｒｅｆを調整する場合について説明したが、本発明はこれに限るものではなく、電流検出手段３の出力電圧Ｖｓｅｎｓを調整するようにしても良い。
このような、電流検出手段３の出力電圧Ｖｓｅｎｓを調整する構成の一例を図７により説明する。

図７は本発明の実施の形態２に係る過電流検出回路の構成図である。
図７において、電流検出手段３の検出部は、レーザの照射により抵抗値が変化する抵抗器により構成される。調整装置６は、電流検出手段３の検出部に対し、レーザを照射するレーザ装置１１を備える。
このような構成により、上記の動作と同様に、電流検出手段３の検出部にＩｏｃを印加し、Ｖ１を得る。
そして、調整装置６は、レーザトリミングにより、電流検出手段３の検出部の抵抗値を上昇させる。これより検出部に生じる電圧が上昇するので、電流検出手段３の出力Ｖ１を上昇させることができる。
このような構成であっても、出力電圧Ｖ１は、基準電圧Ｖｒｅｆとほぼ同じ値に調整することができる。
したがって、上述した効果と同様の効果を奏することができる。

実施の形態３．
図８は本発明の実施の形態３に係る過電流検出回路の構成図である。
尚、前述の図１と同一の機能をもつ要素については同一符号を付する。

図８に示すように、本実施の形態３における過電流レベル生成手段４は、Ｄ／Ａ変換回路２２、リーダ部２１、及び不揮発性メモリ２０を有する。

不揮発性メモリ２０は、例えばＥＥＰＲＯＭ（ＥｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙＥｒａｓａｂｌｅａｎｄＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＲｅａｄＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）により構成される。
不揮発性メモリ２０は、調整装置６より出力されるＶｒｅｆ指令値を記憶する読み書き可能な記憶装置である。
尚、Ｖｒｅｆ指令値は、本発明における「異常判定基準値に関する情報」に相当する。

リーダ部２１は、不揮発性メモリ２０に記憶されているＶｒｅｆ指令値を読み出して、Ｄ／Ａ変換回路２２に出力する。リーダ部２１が出力するＶｒｅｆ指令値は、例えば任意のビット数（ｎ）からなるデジタル信号である。

Ｄ／Ａ変換回路２２は、リーダ部２１から入力されるｎビットのデジタル信号に基づき電圧を調整し、過電流検出手段５へ基準電圧Ｖｒｅｆを出力する。

次に、本実施の形態３における過電流検出回路の基準電圧Ｖｒｅｆの調整動作について図９を用いて説明する。

図９は本発明の実施の形態３に係る過電流検出回路の動作説明図である
尚、前述の図２と同一の信号及び値については同一名称を付する。
以下、基準電圧Ｖｒｅｆの調整動作を、図９の時間軸に沿って説明する。

また、調整装置６は、不揮発性メモリ２０に対し、Ｄ／Ａ変換回路２２が発生し得る最大の電圧値に相当するＶｒｅｆ指令値を書き込む。
リーダ部２１は、不揮発性メモリ２０に書き込まれたＶｒｅｆ指令値を、Ｄ／Ａ変換回路２２へ転送する。
Ｄ／Ａ変換回路２２は、入力されたＶｒｅｆ指令値に基づき電圧を発生する。
更に、調整装置６は、このとき過電流検出信号ＯＣＴがＬｏｗ（非検出状態）であることを確認する。

（時刻（２））
次に、調整装置６は、Ｖｒｅｆ指令値を構成するデジタル信号の最上位ビット（電圧分解能が最大となるビット）を調整する。
調整装置６は、最上位ビットを１とし、下位のビット全てを０としたＶｒｅｆ指令値を不揮発性メモリ２０に書き込む。
このとき、調整装置６は、過電流検出信号ＯＣＴを監視する。
そして、調整装置６は、過電流検出信号ＯＣＴがＨｉｇｈ（過電流検出）であれば、最上位ビットは１に、Ｌｏｗであれば最上位ビットは０に確定する。

（時刻（３））
この動作を、Ｖｒｅｆ指令値を構成するデジタル信号の上位ビットから順にｎ回実施する。これにより、全てのビットを確定し、調整を完了する。
完了後は、不揮発性メモリ２０の内容に基づきＶｒｅｆが固定され、所望の異常判定基準値に調整される。

以上の動作により、Ｖｒｅｆ指令値のビット配列は、出力電圧Ｖ１と最も近い基準電圧Ｖｒｅｆを出力するように設定される。

また、本実施の形態によれば、Ｄ／Ａ変換回路２２及び不揮発性メモリ２０を用いたＶｒｅｆのトリミングにより、過電流検出回路の各部品実装後の基板であっても、異常判定基準値の調整を高精度に実現することができる。

また、本実施の形態では、読み書き可能な不揮発性メモリ２０とＤ／Ａ変換回路２２とを用いるため、出力電圧の増減方向については物理的な制約なく、運転中も自由に変更が可能であり、使用条件に適した異常判定基準値の設定が可能となる。
このような、使用条件に適した異常判定基準値の設定の例を、実施の形態４にて説明する。

実施の形態４．
図１０は本発明の実施の形態４に係る過電流検出回路の構成図である。
尚、前述の図８と同一の機能をもつ要素については同一符号を付する。

図１０に示すように、本発明の実施の形態４に係る過電流検出回路は、上記実施の形態３の構成に加え、温度センサ２３と、温度補正手段２４とを更に備える。

温度センサ２３は、永久磁石型同期電動機７が有する磁石の温度を検出する。温度センサ２３は、検出した温度を温度補正手段２４に通知する。
温度補正手段２４は、温度センサ２３の出力に基づき、不揮発性メモリ２０のＶｒｅｆ指令値を補正する。

リーダ部２１は、補正されたＶｒｅｆ指令値を読み出して、Ｄ／Ａ変換回路２２に出力する。
Ｄ／Ａ変換回路２２は、リーダ部２１から入力されたＶｒｅｆ指令値に基づき電圧を調整し、過電流検出手段５へ基準電圧Ｖｒｅｆを出力する。

次に、本実施の形態４における温度補正手段２４のＶｒｅｆ指定値の補正について図１１を用いて説明する。

図１１は本発明の実施の形態４に係るＶｒｅｆの補正動作を説明する図である。
図１１（ａ）は、永久磁石型同期電動機７が有する磁石の保磁力の温度特性を示している。
図１１（ｂ）は、温度とＶｒｅｆ指令値の補正係数との特性データを示している。

温度補正手段２４には、図１１（ｂ）に示す、温度とＶｒｅｆ指令値の補正係数との特性データが記録される。
この特性データは、例えば、予め得られた、永久磁石型同期電動機７が有する磁石の保磁力の温度特性（図１１（ａ））から、温度とＶｒｅｆ指令値の補正係数との特性データ（図１１（ｂ））をデータテーブル化するなどして実現することができる。

温度補正手段２４は、永久磁石型同期電動機７の運転中において、逐次、検出された温度と特性データとに基づき、Ｖｒｅｆ指令値を補正する。

以上により、温度によって異なる磁石の保磁力や回路の温度特性に応じた過電流保護回路が実現できる。
これにより、異常判定基準値が一定の場合では実現できなかった、高保磁力温度帯での高負荷駆動を運転可能とすることができる。
このような運転範囲拡大効果について図１２により説明する。

図１２は本発明の実施の形態４に係る運転範囲拡大効果を示す図である。
図１２（ａ）は異常判定基準値が一定の場合の運転範囲を示している。
図１２（ｂ）は本実施の形態４において、永久磁石型同期電動機７の保磁力特性が図１１の磁性体Ａの場合における運転範囲を示している。

磁性体Ａは、高温にて保磁力が低下する。このため、本実施の形態によれば、中・低温時に限っては電流にかかわる限界をより高く設定することができる。
また、モータの運転限界は、電流限界・電力限界・回転数限界があるが、本実施の形態によれば、温度が低い条件での電流限界を拡大することが可能となり、図１２（ｂ）に示すように、製品性能を大きく拡大することができる。

尚、上記実施の形態２〜４において、過電流検出を精度良く行う効果については実施の形態１と同じであり、実施の形態１に示した効果は同じくもたらされるものである。

尚、上記実施の形態１〜４においては、電流検出手段３の検出部に、過電流を検出すべき電流値Ｉｏｃを印加し、このときの出力電圧Ｖ１に基づいて、基準電圧Ｖｒｅｆを調整した。本発明はこれに限るものではなく、電流検出手段３の検出部に、所定の定電流を印加し、このときの出力に基づいて、基準電圧Ｖｒｅｆを調整するようにしても良い。
例えば、Ｉｏｃの１／２の大きさとなる定電流を検出部に印加し、このときの出力の２倍の電圧値に基づいて、基準電圧Ｖｒｅｆを調整するようにしても良い。
このようにＩｏｃより小さい電流を印加することで、部品破損の低減や寿命の向上を図ることができる。また、調整装置６が有する定電流源の容量を低下させることができ、小型・軽量化を図ることができる。

実施の形態５．
次に、上記実施の形態１〜４で説明した過電流検出回路による運転範囲拡大の効果をより顕著にもたらす装置について、図１３〜図１５を用いて説明する。

図１３は本発明の実施の形態５に係る圧縮機の構造を示す図である。
図１４はシングルロータリ圧縮機の動作説明図である。
図１５はシングルロータリ圧縮機の負荷トルクとモータ電流を示す図である。

まず、本実施の形態５におけるシングルロータリ圧縮機２９の構成について説明する。
図１３において、シングルロータリ圧縮機２９は、永久磁石型同期電動機７のロータ７ａ及びステータ７ｂ、ロータ７ａに接続されたシャフト３２、ガスの圧縮動作を行うシリンダ３０により構成される。

また、図１４において、シリンダ３０には、ローリングピストン３１、吸入ポート３３、吐出ポート３４、吸入ポート３３と吐出ポート３４との間の隔壁であるベーン３５を備えている。

ここで、永久磁石型同期電動機７は、インバータ２より電圧を印加され、ロータ７ａを回転し、シャフト３２を介して圧縮動作を行う。

次に、シングルロータリ圧縮機の圧縮動作について図１４を用いて説明する。

永久磁石型同期電動機７による回転により、ローリングピストン３１は、図１４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ａ）の順に遷移する。このようなローリングピストン３１の遷移により、ガスの吸入・圧縮・吐出が行われる。
このとき、シャフト３２にかかるトルクは、ガスが圧縮されるとともに上昇し、ガスが吐出されるとともに減少する。

このようなシャフト３２にかかるトルク変化は、図１５に示すようになる。
永久磁石型同期電動機７（本実施の形態では４極機）は、圧縮機の回転角（クランク角）に応じて負荷トルクが変化する。
また、シャフト３２を通じて永久磁石型同期電動機７に負荷トルクが印加されるため、電流としては負荷トルクに応じた脈動が発生する。

シングルロータリ圧縮機２９では、上記のような原理により、電流脈動が発生する。
このような電流脈動は、電流ピーク値の増大を招き、結果として、異常判定基準値の高い永久磁石型同期電動機７及びインバータ２が特に必要となる。
このため、シングルロータリ圧縮機２９を駆動するインバータ２に、上述した実施の形態１〜４で示した過電流検出回路を用いることで、永久磁石型同期電動機７及びインバータ２の小型・低コスト化を実現することができる。

実施の形態６．
図１６は本発明の実施の形態６に係る空気調和機の構成を示す図である。
図１６において、本実施の形態における空気調和機は、室外機３１０、室内機３２０を備え、室外機３１０には、図示しない冷媒回路に接続され冷凍サイクルを構成するシングルロータリ圧縮機２９、図示しない熱交換機を送風する室外機用の送風機３１２を備えている。

そして、このシングルロータリ圧縮機２９は、上述した実施の形態１〜５の永久磁石型同期電動機７により駆動される。そして永久磁石型同期電動機７は、上述した実施の形態１〜５の過電流検出回路を搭載したインバータ２により駆動される。
このような構成により、上記実施の形態１〜５と同様の効果を奏することができる。

本発明の活用例として、直流で電力消費を行う負荷に広く利用可能である。
特に、永久磁石型同期電動機を駆動するインバータへ適用することによる運転範囲の拡大、回路及び負荷の小型化・低コスト化が図れることから、空気調和機や冷凍機、洗濯乾燥機のほか、冷蔵庫、除湿器、ヒートポンプ式給湯機、ショーケース、掃除機など家電製品全般に適用可能であり、ファンモータや換気扇、手乾燥機などへの適用も可能である。

Claims

直流電源とインバータとの間に直列に接続され、前記インバータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
異常判定基準値を発生する過電流レベル生成手段と、
前記電流検出手段の出力と前記異常判定基準値とに基づき、前記インバータに対する遮断信号を生成する過電流検出手段と、
前記電流検出手段に定電流を印加したときの出力に基づき、前記過電流レベル生成手段の前記異常判定基準値を補正する調整装置と
を備え、
前記過電流レベル生成手段は、
固定抵抗と、該固定抵抗と並列に接続されるツェナーダイオードとを有する抵抗値調整部を１又は複数備え、前記抵抗値調整部の抵抗値に応じて前記異常判定基準値を発生し、
前記調整装置は、
前記ツェナーダイオードに逆バイアスを印加してザッピングし、前記異常判定基準値を補正することを特徴とする過電流検出回路。
直流電源とインバータとの間に直列に接続され、前記インバータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
異常判定基準値を発生する過電流レベル生成手段と、
前記電流検出手段の出力と前記異常判定基準値とに基づき、前記インバータに対する遮断信号を生成する過電流検出手段と、
前記電流検出手段に定電流を印加したときの出力に基づき、前記過電流レベル生成手段の前記異常判定基準値を補正する調整装置と
を備え、
前記過電流レベル生成手段は、
レーザ照射により抵抗値が変化する抵抗器を有し、前記抵抗器の抵抗値に応じて前記異常判定基準値を発生し、
前記調整装置は、
レーザを照射するレーザ装置を有し、前記抵抗器にレーザを照射して抵抗値を変化させ、前記異常判定基準値を補正することを特徴とする過電流検出回路。
直流電源とインバータとの間に直列に接続され、前記インバータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
異常判定基準値を発生する過電流レベル生成手段と、
前記電流検出手段の出力と前記異常判定基準値とに基づき、前記インバータに対する遮断信号を生成する過電流検出手段と、
前記電流検出手段に定電流を印加したときの出力に基づき、前記過電流レベル生成手段の前記異常判定基準値を補正する調整装置と
を備え、
前記過電流レベル生成手段は、
前記異常判定基準値に関する情報が記憶される記憶装置と、
前記記憶装置に記憶された情報に基づき前記異常判定基準値を発生するＤ／Ａ変換回路とを有し、
前記調整装置は、
前記記憶装置に記憶された前記異常判定基準値に関する情報を変化させ、前記異常判定基準値を補正することを特徴とする過電流検出回路。
直流電源とインバータとの間に直列に接続され、前記インバータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
異常判定基準値を発生する過電流レベル生成手段と、
前記電流検出手段の出力と前記異常判定基準値とに基づき、前記インバータに対する遮断信号を生成する過電流検出手段と、
前記電流検出手段に定電流を印加したときの出力に基づき、前記電流検出手段の出力を補正する調整装置と
を備え、
前記電流検出手段は、
レーザ照射により抵抗値が変化する抵抗器を有し、前記抵抗器の抵抗値に応じて前記インバータに流れる電流を検出し、
前記調整装置は、
レーザを照射するレーザ装置を有し、前記抵抗器にレーザを照射して抵抗値を変化させ、前記電流検出手段の出力を補正することを特徴とする過電流検出回路。
前記電流検出手段に印加される前記定電流の電流値は、過電流を検出すべき電流値であることを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の過電流検出回路。
前記過電流検出手段は、
前記電流検出手段の出力が、前記異常判定基準値以上となったとき、前記遮断信号を出力し、
前記調整装置は、
前記異常判定基準値が、前記電流検出手段に過電流を検出すべき電流を印加したときの出力以下となり、且つ、前記電流検出手段に正常状態の最大電流を検出すべき電流を印加したときの出力を超えるように、前記異常判定基準値を補正することを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載の過電流検出回路。
前記インバータによって駆動される負荷は、永久磁石型同期電動機であり、
前記電流検出手段に印加される前記定電流の電流値は、前記永久磁石型同期電動機が有する磁石を減磁させない電流値であることを特徴とする請求項１〜６の何れかに記載の過電流検出回路。
前記インバータによって駆動される永久磁石型同期電動機が有する磁石の温度を検出する温度センサと、
前記磁石の温度に基づき、前記異常判定基準値を補正する温度補正手段と
を更に備えたことを特徴とする請求項１〜７の何れかに記載の過電流検出回路。
請求項１〜８の何れかに記載の過電流検出回路を搭載したことを特徴とするインバータ。
請求項９記載のインバータと、
前記インバータにより駆動される電動機と
を備えたことを特徴とする圧縮機。
請求項９記載のインバータと、
前記インバータにより駆動される電動機と、
前記電動機により駆動される圧縮機と
を備えたことを特徴とする空気調和機。
インバータに流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力と異常判定基準値とに基づき前記インバータに対する遮断信号を生成する過電流検出手段とを備え、前記異常判定基準値を調整する過電流検出回路の調整方法であって、
前記電流検出手段に所定の電流を印加する印加ステップと、
前記電流検出手段の出力を検出する検出ステップと、
検出された前記出力に基づき、前記過電流検出手段の前記異常判定基準値を調整する調整ステップと
を有することを特徴とする過電流検出回路の調整方法。
インバータに流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力と異常判定基準値とに基づき前記インバータに対する遮断信号を生成する過電流検出手段とを備え、前記異常判定基準値を調整する過電流検出回路の調整方法であって、
前記電流検出手段に所定の電流を印加する印加ステップと、
前記電流検出手段の出力を検出する検出ステップと、
検出された前記出力に基づき、前記過電流検出手段の前記異常判定基準値を調整する調整ステップと、
前記所定の電流の電流値を変更し、前記印加ステップから前記調整ステップまでを繰り返すステップと
を有することを特徴とする過電流検出回路の調整方法。