JPWO2009113657A1 - 発振器 - Google Patents

Abstract

高周波の水晶振動子を使った発振器において、水晶振動子の励振レベルの要求を満足させ、周波数可変範囲を広くすることができる発振器を実現する。振動子ＳＳを発振させるための発振回路ＣＣを有する発振器に、振動子ＳＳの負荷として、誘導性を有し、かつ、発振振幅を制限する負荷回路であるリミッタ回路ＬＭ１を設ける。このような構成によれば、リミッタ回路ＬＭ１の作用により、水晶振動子の励振レベルの要求を満足させ、かつ、周波数可変範囲を広くすることができる。

Description

本発明は発振器に関し、特に振動子を発振させるための発振回路を含む発振器に関する。

近年、通信の高速化や端末の高速処理化が進み、基準となる発振器の高周波数化が要求されてきている。そして、高周波の水晶振動子を用いた電圧制御水晶発振器においては、水晶振動子の励振レベルを低く抑えることが強く要求されている。
図１６は、一般的な水晶発振器の構成を示す図である。同図を参照すると、水晶発振器は、水晶振動子ＳＳと、それを発振させるための発振回路部ＣＣとから構成されている。発振回路部ＣＣは、水晶振動子ＳＳに並列に接続された増幅器Ａ及び抵抗Ｒと、増幅器Ａの入力側とグランドとの間に接続された負荷容量素子Ｃａ（容量値Ｃ_Ca）と、増幅器Ａの出力側とグランドとの間に接続された負荷容量素子Ｃｂ（容量値Ｃ_Cb）とを有している。抵抗Ｒは、帰還抵抗とも呼ばれ、入力と出力のＤＣ動作点を定めるためのものである。

この構成において、負荷容量素子Ｃａおよび負荷容量素子Ｃｂが可変容量素子であれば、発振周波数を制御することができる。なお、ここでは、増幅器Ａの増幅率をｇｍ、水晶振動子ＳＳの水晶電圧振幅をＶxtalとする。
図１６の構成を等価回路で表すと、図１７のようになる。同図において、水晶振動子側ＳＳＳは、水晶直列等価容量成分Ｃ１（容量値Ｃ_C1）、水晶直列等価抵抗成分Ｒ１（抵抗値Ｒ_R1）および水晶直列等価誘導性成分Ｌ１(リアクタンス値Ｌ_L1)と、水晶端子間容量Ｃ０（容量値Ｃ_C0）とが並列接続された構成である。一方、発振回路部側ＣＣＳは、抵抗成分Ｒｎ（抵抗値Ｒ_Rn）と容量成分ＣＬ（容量値Ｃ_CL）とが直列接続された構成である。抵抗成分Ｒｎはマイナスの値となる負性抵抗成分であり、この負性抵抗成分Ｒｎの抵抗値Ｒ_Rnで抵抗成分Ｒ１の抵抗値Ｒ_R1を打消すことにより、周知のＬＣ発振器を構成することができる。

なお、容量成分ＣＬは、等価回路の発振器等価容量成分である。この容量成分ＣＬの容量値Ｃ_CLと負荷容量素子Ｃａの容量値Ｃ_Ca、負荷容量素子Ｃｂの容量値Ｃ_Cbとの関係は、式（１）の通りである。
Ｃ_CL＝（Ｃ_Ca×Ｃ_Cb）／（Ｃ_Ca＋Ｃ_Cb） …（１）
式（１）によれば、負荷容量素子Ｃａの容量値Ｃ_Caが小さく、かつ、負荷容量素子Ｃｂの容量値Ｃ_Cbが小さい場合、発振器等価容量成分ＣＬの容量値Ｃ_CLが小さくなる。

また、水晶振動子の励振レベルＰは、式（２）のようになる。
Ｐ＝Ｒ_R1×（Ｃ_CL＋Ｃ_C0）²×（２πｆ）²×Ｖxtal²[Ｗ] …（２）
式（２）によると、励振レベルＰは、周波数ｆの２乗に比例する。このため、高周波帯域の水晶振動子を用いた場合には、励振レベルＰが大きな値になってしまう。さらに、回路の発振の余裕を示す負性抵抗Ｒｎの抵抗値Ｒ_Rnは式（３）のようになる。
Ｒ_Rn＝ −ｇｍ／｛Ｃ_Ca×Ｃ_Cb×（２πｆ）²｝ …（３）

式（３）を参照すると、負性抵抗成分Ｒｎの抵抗値Ｒ_Rnは、周波数の２乗に反比例で、周波数ｆが高いほど絶対値が小さくなる。そこで、通常の設計では、負性抵抗を大きくするために増幅率ｇｍを大きくする。増幅率ｇｍを大きくすると、通常、水晶電圧振幅Ｖxtalの振幅が電源レベルまで大きくなってしまうため、水晶振動子の励振レベルＰは大きくなる。励振レベルＰが大きくなると、水晶振動子の寿命が短くなるなどの問題が生じる。

さらに、電圧制御水晶発振器では、増幅率ｇｍを大きくすると、発振周波数の可変範囲を広くするのが難しい。以下、この点について説明する。
電圧制御水晶発振器は、例えば、図１８のように構成される。同図においては、負荷容量素子Ｃａおよび負荷容量素子Ｃｂを共に可変容量素子とする。そして、制御電圧によって可変容量素子の容量を制御すれば、周知の電圧制御発振器を構成することができる。すなわち、周波数を下げる場合には容量を増加させ、周波数を上げる場合には容量を減少させる。なお、同図において、負荷容量素子Ｃａ、負荷容量素子Ｃｂには、それぞれ並列に、寄生容量が付加されている（同図中の破線部分）。

図１８の構成の等価回路は、図１９のようになる。同図において、容量成分ＣＬは等価回路の発振器等価容量成分である。ここで、発振器等価容量成分の容量値Ｃ_CLと発振周波数ｆとの関係は、式（４）のようになる。
ｆ＝１／２π｛Ｌ_L1×Ｃ_C1×（Ｃ_C0＋Ｃ_CL）／（Ｃ_C0＋Ｃ_C1＋Ｃ_CL）｝^1/2…（４）
わかりやすくする為、発振周波数ｆを比率で表した量をｆＬと表すと、式（５）のようになる。
ｆＬ＝（ｆ−ｆｓ）／ｆｓ …（５）
ここで、式（５）において、周波数ｆｓは水晶振動子ＳＳの直列共振周波数であり、ｆｓ＝１／２π（Ｌ_L1×Ｃ_C1）^1/2と表せる。

式（５）に発振周波数ｆ、直列共振周波数ｆｓを代入し、近似すると、式（６）のようになる。
ｆＬ ＝ 〔１／２π｛Ｌ_L1・Ｃ_C1・（Ｃ_C0＋Ｃ_CL）／（Ｃ_C0＋Ｃ_C1＋Ｃ_CL）｝^1/2 − １／２π（Ｌ_L1・Ｃ_C1）^1/2〕／｛１／２π（Ｌ_L1・Ｃ_C1）｝
＝ ｛Ｃ_C1／（Ｃ_C0＋Ｃ_CL）＋１｝^1/2−１
ここで、多くの場合、Ｃ_C1＜＜（Ｃ_C0＋Ｃ_CL）であるため、
≒１／２・｛Ｃ_C1／（Ｃ_C0＋Ｃ_CL）｝ …（６）
ここで、周波数可変範囲について、寄生容量などの可変容量以外の容量が大きいときと小さいときを比べてみる。

図２０は発振器等価容量成分ＣＬの容量値Ｃ_CLに対する発振周波数ｆを比率で表した量ｆＬの変化を示す図である。
同図を参照すると、発振器等価容量成分ＣＬの可変容量以外の容量について、その値が小さい場合は式（１）により容量値Ｃ_CLも小さいので周波数可変範囲が同図中のΔｆＬ１となり、その値が大きい場合は式（１）により容量値Ｃ_CLも大きいので周波数可変範囲が同図中のΔｆＬ２、となる。つまり、発振器等価容量成分ＣＬの容量値Ｃ_CLの可変幅ΔＣ_CLが同じであっても、可変容量以外の容量の値の小さい方が、周波数可変範囲が大となる。このため、可変容量以外の容量の値が大であると、周波数可変範囲を広くすることが難しい。

ところが、高周波帯域では、回路の負性抵抗成分の抵抗値Ｒ_Rnを大きくするために、通常、増幅率ｇｍを大きくする。すると、増幅器のサイズを大きくしなければならず、寄生容量が大きくなるため、周波数可変範囲を広く取りにくくなる。
上記のような高周波における、水晶振動子の励振レベルＰと周波数可変範囲の問題を解決するための構成が開示されている（例えば、特開２００１−３０８６４１号公報を参照。）。この構成について図２１を参照して説明する。

同図は、水晶電圧振幅Ｖxtalを抑える一般的な方法の一例である。本例は、ダイオードＤ１を接続して水晶電圧振幅Ｖxtalを抑える構成である。同図の構成では、出力端にダイオードＤ１のアノードが接続され、グランドにダイオードＤ１のカソードが接続されている。
同図の回路構成では、クランプダイオードとして接続されたダイオードＤ１の順方向降下電圧によって水晶電圧振幅Ｖxtalが決まるので、水晶電圧振幅Ｖxtalを低減させることができる。ここで、ダイオードＤ１の順方向降下電圧をＶｆとすると、式（７）のようになる。
Ｖxtal＝（１／√２）×Ｖｆ …（７）
式（２）及び式（７）を参照すると、水晶振動子の励振レベルＰを低減させることができる。なお、ダイオードＤ１の順方向降下電圧Ｖｆは、例えば０．８[Ｖ]である。

図２１の構成においても、水晶振動子の励振レベルＰは、上記式（２）で表すことができる。しかしながら、図２１の構成では、負荷容量Ｃｂに、ダイオードの接合容量Ｃ_D1（同図中の破線部分）が並列接続されることになり、その分だけ負荷容量が増加してしまうという問題がある。すなわち、水晶振動子の励振レベルＰを振幅の面で改善させることができても、負荷容量の増加により回路の発振器等価容量成分ＣＬが大きくなる分、水晶振動子の励振レベルＰを悪化させてしまうので、励振レベルＰに対する効果が低いという問題がある。

また、図２０を参照すると、周波数可変範囲については、回路の発振器等価容量成分ＣＬの容量値Ｃ_CLが増加してしまうため、広い可変範囲を得ることが難しくなる。
本発明は上述した従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、その目的は高周波の水晶振動子を使った発振器において、水晶振動子の励振レベルの要求を満足させ、周波数可変範囲を広くすることができる発振器を提供することである。

本発明による発振器は、振動子を発振させるための発振回路を有する発振器であって、前記振動子の負荷として、誘導性であると同時に発振振幅を制限する負荷回路を備えたことを特徴とする。このような構成によれば、振動子の励振レベルの要求を満足させ、かつ、周波数可変範囲を広くすることができる。
前記負荷回路は、少なくとも１つの能動素子を含んでいてもよい。少なくとも１つの能動素子を含んでいる場合でも、振動子の励振レベルの要求を満足させ、かつ、周波数可変範囲を広くすることができる。

なお、例えば、前記能動素子はトランジスタである。また、前記発振振幅の制限は前記トランジスタの閾値電圧によって実現される。さらに、前記負荷回路の出力インピーダンスのリアクタンス成分が正である。このような構成によれば、水晶振動子の励振レベルの要求を満足させ、かつ、周波数可変範囲を広くすることができる。
前記負荷回路は、前記振動子の少なくとも１つの端子に接続される。振動子の少なくとも１つの端子に負荷回路を接続すれば、電圧変化を規制することができ、水晶振動子の励振レベルの要求を満足させることができる。

そして、前記負荷回路は、前記振動子に並列に接続される。振動子に並列に負荷回路を接続した場合でも電圧変化を規制することにより、水晶振動子の励振レベルの要求を満足させることができる。
前記負荷回路は、
エミッタが前記振動子の端子に接続され、コレクタに第１の所定電圧が供給されるＮＰＮバイポーラトランジスタと、
第２の所定電圧が一端に供給され、他端が前記ＮＰＮバイポーラトランジスタのベースに接続された抵抗成分と、
前記ＮＰＮバイポーラトランジスタのエミッタとベースとの間に設けられた容量成分と、
を有することを特徴とする。この負荷回路を用いることにより、水晶振動子の励振レベルの要求を満足させ、かつ、周波数可変範囲を広くすることができる。

前記負荷回路は、
コレクタが前記振動子の端子に接続され、エミッタに第３の所定電圧が供給されるＮＰＮバイポーラトランジスタと、
前記ＮＰＮバイポーラトランジスタのコレクタとベースとの間に設けられた抵抗成分と、
前記ＮＰＮバイポーラトランジスタのエミッタとベースとの間に設けられた容量成分と、
を有することを特徴とする。この負荷回路を用いることにより、水晶振動子の励振レベルの要求を満足させ、かつ、周波数可変範囲を広くすることができる。

前記負荷回路は、
エミッタが前記振動子に接続され、コレクタに第１の所定電圧が供給されるＰＮＰバイポーラトランジスタと、
第２の所定電圧が一端に供給され、他端が前記ＰＮＰバイポーラトランジスタのベースに接続された抵抗成分と、
前記ＰＮＰバイポーラトランジスタのエミッタとベースとの間に設けられた容量成分と、
を有していてもよい。この負荷回路を用いることにより、水晶振動子の励振レベルの要求を満足させ、かつ、周波数可変範囲を広くすることができる。

前記負荷回路は、
コレクタが前記振動子に接続され、エミッタに第３の電圧が供給されるＰＮＰバイポーラトランジスタと、
前記ＰＮＰバイポーラトランジスタのコレクタとベースとの間に設けられた抵抗成分と、
前記ＰＮＰバイポーラトランジスタのエミッタとベースとの間に設けられた容量成分と、
を有していてもよい。この負荷回路を用いることにより、水晶振動子の励振レベルの要求を満足させ、かつ、周波数可変範囲を広くすることができる。

前記負荷回路は、
ドレインが前記振動子に接続され、ソースに第４の所定電圧が供給されるＭＯＳトランジスタと、
前記ＭＯＳトランジスタのドレインとゲートとの間に設けられた抵抗成分と、
前記ＭＯＳトランジスタのソースとゲートとの間に設けられた容量成分と、
を有することを特徴とする。前記ＭＯＳトランジスタは、Ｎ型ＭＯＳトランジスタであってもよい。また、前記ＭＯＳトランジスタは、Ｐ型ＭＯＳトランジスタであってもよい。この負荷回路を用いることにより、水晶振動子の励振レベルの要求を満足させ、かつ、周波数可変範囲を広くすることができる。

前記負荷回路は、
ソースが前記振動子に接続され、ドレインに第５の所定電圧が供給されるＭＯＳトランジスタと、
第６の所定電圧が一端に供給され、他端が前記ＭＯＳトランジスタのゲートに接続された抵抗成分と、
前記ＭＯＳトランジスタのソースとゲートとの間に設けられた容量成分と、
を有することを特徴とする。前記ＭＯＳトランジスタは、Ｎ型ＭＯＳトランジスタであってもよい。また、前記ＭＯＳトランジスタは、Ｐ型ＭＯＳトランジスタであってもよい。この負荷回路を用いることにより、水晶振動子の励振レベルの要求を満足させ、かつ、周波数可変範囲を広くすることができる。
前記負荷回路として、上述した負荷回路を２つ組み合わせて設けてもよい。２つの負荷回路を組み合わせて設けることにより、電圧変化の上限および下限を規制し、水晶振動子の励振レベルの要求を満足させることができる。

本発明によれば、誘導性を有し、かつ、発振振幅を制限する回路を、振動子の負荷として、備えることにより、水晶振動子の励振レベルの要求を満足させ、かつ、周波数可変範囲を広くすることができる。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。なお、以下の説明において参照する各図では、他の図と同等部分は同一符号によって示されている。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の実施形態による発振器の構成を示す回路図である。同図において、本実施形態による発振器は、水晶振動子ＳＳおよびそれを発振させるための発振回路部ＣＣからなる発振器の負荷回路として、リミッタ回路ＬＭ１が接続された構成になっている。

以下は、水晶振動子の場合について説明するが、振動子は水晶振動子に限らず、ＳＡＷ振動子、セラミック振動子などでもよい。
ここで、図１におけるリミッタ回路ＬＭ１に着眼すると、水晶振動子の片方の端子から、発振に起因する電流がリミッタ回路ＬＭ１を通り、電圧源（電圧値ＶＨ）を介して再び水晶振動子の反対側の片方の端子に戻るかたちになっているので、リミッタ回路ＬＭ１は水晶振動子の負荷である。

リミッタ回路ＬＭ１は、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ１と、そのゲート端子Ｇとドレイン端子Ｄとの間に接続された抵抗素子Ｒｘ（抵抗値Ｒ_Rx）と、そのゲート端子Ｇとソース端子Ｓとの間に接続された容量素子Ｃｘ（容量値Ｃ_Cx）とから構成され、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ１のドレイン端子Ｄが増幅器Ａの出力端子に接続されている。なお、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ１のソース端子Ｓには、電圧値ＶHの電圧源が接続されている。

ここで、増幅器Ａの出力端子の電圧Ｖｂは、リミッタ回路ＬＭ１によってＮ型ＭＯＳトランジスタ１のゲート電圧の閾値電圧値を越えたところで、電圧クリップされる。すなわち、図２のように、電圧Ｖｂは、電圧源の電圧値ＶHにＮ型ＭＯＳトランジスタ１の閾値電圧値ＶTを加えた電圧値で、クリップされる。
ここで、増幅器の入力端子の電圧Vａは出力端子の電圧Ｖｂのおよそ逆位相で同じレベルの電圧になっているため、水晶電圧振幅Ｖxtalは、式（８）のようになる。
Ｖxtal＝（１／√２）×（ＶT＋ＶH） …（８）
したがって、電圧源の電圧値ＶHを調整することによって、水晶電圧振幅Ｖxtalを調整することができる。つまり、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ１のソース端子Ｓに供給される電圧値ＶHを調整すれば、水晶電圧振幅Ｖxtalを抑制することができる。

一方、水晶振動子の励振レベルについて調べるため、図１の構成の等価回路を描くと、図３のようになる。同図において、図１中のリミッタ回路ＬＭ１の部分はインダクタンスＬｘとして表現することができる。このインダクタンスＬｘの値Ｌ_Lxは、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ１の増幅率をｇｍｘとすると、
Ｌ_Lx＝（ｇｍｘ・Ｒ_Rx−１）・Ｃ_Cx／｛ｇｍｘ²＋（２πｆ）²・Ｃ_Cx ²｝ …（９）
である。このインダクタンスＬｘの値Ｌ_Lxと負荷容量素子Ｃｂの容量値Ｃ_Cbとの並列回路を容量Ｃｂ'とする。
ここで、インダクタンスＬ_Lxと角周波数２πｆとの積であるリアクタンス２πｆＬ_Lx値が正であるとき、インダクタンスＬｘはコイルと等価に見える。すなわち、リミッタ回路ＬＭ１がもつリアクタンスが誘導性となる。式（９）において、リミッタ回路ＬＭ１がもつリアクタンスを誘導性にするための条件は、Ｒ_RX＞（１／ｇｍｘ）である。

さらに、本回路の等価容量について調べるため、負荷容量素子Ｃｂ及びリミッタ回路ＬＭ１の等価回路部分（図３中の破線部分）を変形すると、図４のようになる。すなわち、図３中の破線部分に相当する図４（ａ）の回路構成は、同図（ｂ）のように、負荷容量素子Ｃｂと負荷容量素子Ｃ_Lx（容量値は−１／Ｌ_Lx（２πｆ）²）との並列回路に置き換えることができる。さらに、同図（ｂ）の回路は、同図（ｃ）のように変形することができる。
なお、同図（ｃ）において、負荷容量素子Ｃｂ'の容量値Ｃ_Cb'は、
Ｃ_Cb'＝Ｃ_Cb−｛１／Ｌ_Lx（２πｆ）²｝ …（１０）
である。つまり、負荷容量素子Ｃｂに対して並列にインダクタンスＬｘが挿入された形となるため、実質的に、負荷容量素子Ｃｂの容量値Ｃ_Cbよりも少ない値の容量値Ｃ_Cb'に見えることになる。

これを踏まえて発振器等価容量成分ＣＬ'の容量値をあらわすと、図５のようになる。同図において、発振器等価容量成分ＣＬ'の容量値Ｃ_CL'は、
Ｃ_CL'＝（Ｃ_Ca×Ｃ_Cb'）／（Ｃ_Ca＋Ｃ_Cb'） …（１１）
である。このため、小さな容量値の発振器等価容量成分ＣＬ'を得ることができる。
また、水晶振動子の励振レベルＰは、式（１２）のようになる。
Ｐ＝Ｒ_R1×（Ｃ_CL'＋Ｃ_C0）²×（２πｆ）²×Ｖxtal'²[Ｗ] …（１２）
よって、図１の回路構成によれば、水晶電圧振幅Ｖxtalの抑制と、発振器等価容量成分ＣＬの低減とを行うことができるため、励振レベルＰを抑制することができる。
さらに、発振器等価容量成分ＣＬが低減されるため、周波数可変範囲は、図６のようになる。

図６は発振器等価容量成分ＣＬ'の容量値Ｃ_CL'に対する発振周波数ｆを比率で表した量ｆＬの変化を示す図である。
同図を参照すると、リミッタ回路が付加されていない場合の回路構成においては、同図中の範囲６Ａで発振器等価容量成分が変化し、周波数可変範囲はΔｆＬ１の範囲となる。一方、図１のようにリミッタ回路ＬＭ１が付加されている場合の回路構成においては、同図中の範囲６Ｂで発振器等価容量成分ＣＬ'の容量値Ｃ_CL'が変化し、周波数可変範囲はΔｆＬ２の範囲となり、容量値Ｃ_CL'の可変幅ΔＣ_CL'が同じであっても、ΔｆＬ１の範囲よりも広くなる。したがって、リミッタ回路ＬＭ１が付加されることにより、周波数可変範囲を広げることができる。
よって、本実施形態によれば、高周波の水晶発振子ＳＳを使った発振器において、水晶振動子の励振レベルの要求を満足させ、周波数可変範囲を広くすることができる。

（第２の実施形態）
図７は、本発明の第２の実施形態による発振器の構成を示す回路図である。上述した第１の実施形態は上方向のリミッタ回路（つまり、増幅器Ａの出力端子に接続した時に、その出力端子における電圧変化の上限を規制する回路）を付加した構成であるのに対し、本実施形態では下方向のリミッタ回路（つまり、増幅器Ａの出力端子に接続した時に、その出力端子における電圧変化の下限を規制する回路）を更に付加した構成を採用している。

すなわち、同図において、上方向のリミッタ回路ＬＭ１、および、下方向のリミッタ回路ＬＭ２が発振器の負荷として接続されている。本例のリミッタ回路ＬＭ２は、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ２と、そのゲート端子Ｇとソース端子Ｓとの間に接続された容量素子Ｃｘ２と、そのゲート端子Ｇに接続された抵抗素子Ｒｘ２と、から構成され、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ２のソース端子Ｓが増幅器Ａの出力端子に接続されている。そして、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ２のゲート端子Ｇに接続された抵抗素子Ｒｘ２の他端には、電圧値ＶLの電圧源が接続されている。

このように、上下両方向のリミッタ回路が接続されているため、増幅器の出力側の電圧Ｖｂの振幅は、リミッタ回路ＬＭ１およびＬＭ２によってＮ型ＭＯＳトランジスタ１及び２のゲート電圧の閾値を越えたところで、電圧クリップされる。すなわち、図８のように、電圧Ｖｂは、電圧源の電圧値ＶHにＮ型ＭＯＳトランジスタ１の閾値電圧値ＶTを加えた電圧値で上限がクリップされると共に、電圧源の電圧値ＶLからＮ型ＭＯＳトランジスタ２の閾値電圧値ＶTを減じた電圧値で下限がクリップされる。

この場合、水晶電圧振幅Ｖxtalは式（１３）のようになる。
Ｖxtal＝（１／√２）×｛（ＶH＋ＶT）−（ＶL−ＶT）｝ …（１３）
ここで、電圧値ＶLおよび電圧値ＶHは任意に設定することができ、後者は零ボルトでもよい。よって、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ１のソース端子Ｓに供給される電圧値ＶH、抵抗素子Ｒｘ２を介してＮ型ＭＯＳトランジスタ２のゲート端子Ｇに供給される電圧値ＶLを調節することにより、水晶電圧振幅Ｖxtalのさらなる低減が可能になる。

ところで、図７において、リミッタ回路ＬＭ１、ＬＭ２は、共に、能動素子である、Ｎ型ＭＯＳトランジスタを用いて構成されているが、Ｐ型ＭＯＳトランジスタを用いて構成することもできる。すなわち、図９（ａ）はＰ型ＭＯＳトランジスタを用いて構成した下方向のリミッタ回路ＬＭ２であり、同図（ｂ）はＰ型ＭＯＳトランジスタを用いて構成した上方向のリミッタ回路ＬＭ１である。これらを、発振器の出力端に接続すれば、水晶振動子の電圧振幅の下限および上限を抑制することができる。

また、他の能動素子である、バイポーラトランジスタを用いて、リミッタ回路を構成してもよい。同図（ｃ）はＮＰＮ型バイポーラトランジスタを用いて構成した上方向のリミッタ回路ＬＭ１であり、同図（ｄ）はＮＰＮ型バイポーラトランジスタを用いて構成した下方向のリミッタ回路ＬＭ２である。これらを、発振器の出力端に接続すれば、水晶振動子の電圧振幅の上限および下限を抑制することができる。

同図（ｅ）はＰＮＰ型バイポーラトランジスタを用いて構成した下方向のリミッタ回路ＬＭ２であり、同図（ｆ）はＰＮＰ型バイポーラトランジスタを用いて構成した上方向のリミッタ回路ＬＭ１である。これらを、発振器の出力端に接続すれば、水晶振動子の電圧振幅の下限および上限を抑制することができる。
尚、上述した第２の実施形態は上方向のリミッタ回路ＬＭ１、および、下方向のリミッタ回路ＬＭ２を付加した構成であるのに対し、電圧Ｖｂの下限のみをクリップする場合は、下方向のリミッタ回路ＬＭ２のみを設けた構成を採用してもよい。このとき、水晶電圧振幅Ｖxtalは、式（１４）のようになる。
Ｖxtal＝（１／√２）×（ＶＬ−ＶT） …（１４）

ここで、電圧値ＶＬは任意に設定することができる。よって、抵抗素子Ｒｘ２を介してＮ型ＭＯＳトランジスタ２のゲート端子Ｇに供給される電圧値ＶLを調節することにより、水晶電圧振幅Ｖxtalのさらなる低減が可能になる。
ここで、同図（ｄ）において、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタのベースは抵抗素子Ｒｘを介して電圧源（電圧値ＶＨ）に接続され、コレクタは正電源に接続されているが、コレクタを正電源に接続する代わりに電圧源（電圧値ＶＨ）に接続してもよい。

同様に、同図（ｆ）において、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのベースは抵抗素子Ｒｘを介して電圧源（電圧値ＶＨ）に接続され、コレクタは接地されているが、コレクタを接地する代わりに電圧源（電圧値ＶＨ）に接続してもよい。
同様に、同図（ｂ）において、Ｐ型ＭＯＳトランジスタのゲートは抵抗素子Ｒｘを介して電圧源（電圧値ＶＨ）に接続され、ドレインは接地されているが、ドレインを接地する代わりに電圧源（電圧値ＶＨ）に接続してもよい。
同様に、図７において、リミッタ回路ＬＭ２のＮ型ＭＯＳトランジスタ２のゲートは抵抗素子Ｒｘ２を介して電圧源（電圧値ＶＬ）に接続され、ドレインは正電源に接続されているが、ドレインを正電源に接続する代わりに電圧源（電圧値ＶＬ）に接続してもよい。

（第３の実施形態）
ところで、リミッタ回路を水晶振動子の端子間に配置することもできる。例えば、図１０のように、上方向のリミッタ回路として、差動リミッタ回路Ｌ３を水晶振動子ＳＳの端子間に接続してもよい。ただし、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ１のドレイン端子の電位は、電流源Ｉｓによってソース端子よりも高くなるように直流バイアスする必要がある。発振中の電圧ＶａおよびＶｂの関係は、電圧Ｖａが上昇しようとすると電圧Ｖｂが下降し、逆にＶａが下降しようとすると電圧Ｖｂが上昇しようとする動作を繰返すようになっている。電圧Ｖａが下降し、電圧Ｖｂが上昇しようとするときに、電圧Ｖｂ−ＶａがＮ型ＭＯＳトランジスタの閾値電圧値ＶTを超えると、トランジスタに電流が流れるため、電圧Ｖａ−Ｖｂは閾値電圧値ＶTなる電圧で制限されるので、リミッタ回路ＬＭ３が設けられていない場合に比べ、水晶電圧振幅Ｖxtalを小さくすることができる。

また、下方向のリミッタ回路として、図１１（ａ）のような差動リミッタ回路Ｌ４を設けてもよい。同図（ａ）の回路構成においても、発振中の電圧ＶａおよびＶｂの関係は、電圧Ｖａが上昇しようとすると電圧Ｖｂが下降し、逆にＶａが下降しようとすると電圧Ｖｂが上昇しようとする動作を繰返すようになっている。電圧Ｖａが上昇し、電圧Ｖｂが下降しようとするときに、電圧Ｖａ−ＶｂがＮ型ＭＯＳトランジスタの閾値電圧値ＶTを超えると、トランジスタに電流が流れるため、電圧Ｖｂ−Ｖａは閾値電圧値ＶTなる電圧で制限されるので、リミッタ回路ＬＭ４が設けられていない場合に比べ、水晶電圧振幅Ｖxtalを小さくすることができる。
さらに、同図（ｂ）のように、２つの差動リミッタ回路Ｌ３、Ｌ４を設けてもよい。ただし、その場合には、直流カット用のキャパシターＣｃｕｔを設ける必要がある。

このように、上下両方向のリミッタ回路が接続されているため、増幅器の出力側の電圧Ｖｂの振幅は、差動リミッタ回路ＬＭ３およびＬＭ４によってＮ型ＭＯＳトランジスタ１のゲート電圧の閾値を越えたところで、電圧クリップされる。すなわち、電圧Ｖｂ−Ｖａがリミッタ回路ＬＭ３のＮ型ＭＯＳトランジスタの閾値電圧値ＶTを超えようとすると、Ｎ型ＭＯＳトランジスタに電流が流れ、閾値電圧値ＶTで電圧がクリップされる。また、電圧Ｖａ−Ｖｂがリミッタ回路ＬＭ４のＮ型ＭＯＳトランジスタの閾値電圧値ＶTを超えようとすると、Ｎ型ＭＯＳトランジスタに電流が流れ、閾値電圧値ＶTで電圧がクリップされる。したがって、図１０および図１１（ａ）の場合よりも、水晶電圧振幅Ｖxtalの更なる低減が可能である。
この場合、水晶電圧振幅Ｖxtalは式（１５）のようになる。
Ｖxtal＝（１／√２）×２ＶT …（１５）

尚、図１０、および、図１１（ａ）（ｂ）において、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ１を用いてリミッタ回路を構成したが、図１２（ａ）（ｂ）（ｃ）のように、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ、または、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタを用いて、リミッタ回路を構成してもよい。バイポーラトランジスタを用いてリミッタ回路を構成した場合は、そのベース端子とコレクタ端子との間に抵抗素子Ｒｘを接続し、そのベース端子とエミッタ端子との間に容量素子Ｃｘを接続する。

（リミッタ回路の配置）
ところで、以上説明したリミッタ回路は、どの位置に設けてもよい。すなわち、図１３のように増幅器Ａの入力側の位置、増幅器Ａの出力側の位置、のどこに配置した場合でも、水晶電圧振幅Ｖxtalを抑制する効果が生じる。同図において、「上」は電圧の上限についてのリミッタ回路を示し、「下」は電圧の下限についてのリミッタ回路を示している。

増幅器Ａの入力側の電圧の上限についてのリミッタ回路ＬＭ５を備えると、通常、増幅器Ａの出力側の電圧の下限も抑制される。また、増幅器Ａの入力側の電圧の下限についてのリミッタ回路ＬＭ６を備えると、通常、増幅器Ａの出力側の電圧の上限も抑制される。
したがって、図１４（ａ）のように、増幅器Ａの入力側の電圧の上限についてのリミッタ回路ＬＭ５と、増幅器Ａの出力側の電圧の上限についてのリミッタ回路ＬＭ１とを設けた構成を採用してもよい。
また、同図（ｂ）のように、増幅器Ａの入力側の電圧の下限についてのリミッタ回路ＬＭ６と、増幅器Ａの出力側の電圧の下限についてのリミッタ回路ＬＭ２とを設けた構成を採用してもよい。

さらに、水晶振動子ＳＳと並列の位置にリミッタ回路を追加してもよい。すなわち、図１５（ａ）のように図１０と同様の差動リミッタ回路ＬＭ３を追加してもよいし、同図（ｂ）のように図１１（ａ）と同様の差動リミッタ回路ＬＭ４を追加してもよい。また、同図（ｃ）のように、図１１（ｂ）と同様の差動リミッタ回路ＬＭ３およびＬＭ４を追加してもよい。ここで、差動リミッタ回路ＬＭ３およびＬＭ４の接続の向きは、図１０、図１１（ａ）、図１１（ｂ）と同様である。

尚、複数のリミッタ回路を設けた構成を採用する場合であって、ＣＭＯＳプロセスでバイポーラトランジスタを製造するときは、同種のバイポーラトランジスタのみを製造する方が工程数が少なくてすむという点で好ましい。すなわち、電圧の上限及び下限についてのリミッタ回路を共にＮＰＮ型バイポーラトランジスタを含むリミッタ回路の組合せ（図９（ｄ）、図９（ｃ））とするか、共にＰＮＰ型バイポーラトランジスタを含むリミッタ回路の組合せ（図９（ｆ）、図９（ｅ））とするのが、工程数が少なくてすむという点で好ましい。

また、上述した実施形態では、抵抗成分、容量成分として抵抗素子、容量素子を設けたが、寄生抵抗、寄生容量であっても良い。抵抗素子、容量素子を設けずに寄生抵抗、寄生容量によって抵抗成分、容量成分を実現した場合でも、水晶振動子の励振レベルの要求を満足させ、かつ、周波数可変範囲を広くすることができる。
また、水晶振動子を発振させるための発振回路部と上述したリミッタ回路とを一体に集積化しても良く、同一基板上に集積化しても良い。さらに、水晶振動子も加えて一体に集積化しても良く、同一基板上に集積化しても良い。
（まとめ）
以上説明したように、本発明によれば、誘導性を有し、かつ、発振振幅を制限する回路を、振動子の負荷として、備えることにより、水晶振動子の励振レベルの要求を満足させ、かつ、周波数可変範囲を広くすることができる

本発明は、振動子を発振させるための発振回路を含む発振器に利用することができる。

本発明の第１の実施形態による発振器の構成を示す回路図である。 図１中の出力端子の電圧の変化を示す図である。 図１の構成の等価回路を示す図である。 図３中の破線部分の等価回路を示す図である。 図３の構成の等価回路を示す図である。 図１の構成のおける周波数可変範囲を示す図である。 本発明の第２の実施形態による発振器の構成を示す回路図である。 図７中の出力端子の電圧の変化を示す図である。 （ａ）はＰ型ＭＯＳトランジスタを用いて構成したリミッタ回路を示す図、同図（ｂ）はＰ型ＭＯＳトランジスタを用いて構成したリミッタ回路を示す図、同図（ｃ）はＮＰＮ型バイポーラトランジスタを用いて構成したリミッタ回路を示す図、同図（ｄ）はＮＰＮ型バイポーラトランジスタを用いて構成したリミッタ回路を示す図、同図（ｅ）はＰＮＰ型バイポーラトランジスタを用いて構成したリミッタ回路を示す図、同図（ｆ）はＰＮＰ型バイポーラトランジスタを用いて構成したリミッタ回路を示す図である。 差動リミッタ回路を配置した発振器の構成例を示す図である。 （ａ）は別の差動リミッタ回路を配置した発振器の構成例を示す図、（ｂ）は２つの差動リミッタ回路を配置した発振器の構成例を示す図である。 は別の差動リミッタ回路を配置した発振器の構成例を示す図であり、（ａ）はＰ型ＭＯＳトランジスタを、（ｂ）はＮＰＮ型バイポーラトランジスタを、（ｃ）はＰＮＰ型バイポーラトランジスタを、それぞれ用いて攻勢したリミッタ回路の構成例を示す図である。 リミッタ回路の配置の例を示す図である。 （ａ）は増幅器の入力側の電圧の上限についてのリミッタ回路と出力側の電圧の上限についてのリミッタ回路とを設けた構成を示す図、（ｂ）は増幅器の入力側の電圧の下限についてのリミッタ回路と出力側の電圧の下限についてのリミッタ回路とを設けた構成を示す図である。 （ａ）は差動リミッタ回路を追加した構成例を示す図、（ｂ）は他の差動リミッタ回路を追加した構成例を示す図、（ｃ）は２つの差動リミッタ回路を追加した構成例を示す図である。 一般的な水晶発振器の構成例を示す図である。 図１６の構成の等価回路を示す図である。 周波数制御水晶発振器の構成例を示す図である。 図１８の構成の等価回路を示す図である。 発振器等価容量に対する発振周波数の変化を示す図である。 水晶電圧振幅を抑える一般的な方法の一例を示す図である。

符号の説明

１、２ Ｎ型ＭＯＳトランジスタ
Ａ 増幅器
Ｃａ、Ｃｂ 負荷容量素子
ＣＣ 発振回路部
Ｃｃｕｔ キャパシター
ＣＬ 発振器等価容量成分
Ｃｘ、Ｃｘ２ 容量素子
Ｄ１ ダイオード
Ｉｓ 電流源
ＬＭ１、ＬＭ２、ＬＭ５、ＬＭ６ リミッタ回路
ＬＭ３、ＬＭ４ 差動リミッタ回路
Ｒｘ、Ｒｘ２ 抵抗素子
ＳＳ 水晶振動子

Claims (20)

1. 振動子を発振させるための発振回路を有する発振器であって、前記振動子の負荷として、誘導性であると同時に発振振幅を制限する負荷回路を備えたことを特徴とする発振器。
2. 前記負荷回路は、少なくとも１つの能動素子を含むことを特徴とする請求項１に記載の発振器。
3. 前記能動素子はトランジスタであることを特徴とする請求項２に記載の発振器。
4. 前記発振振幅の制限は前記トランジスタの閾値電圧によって実現されることを特徴とする請求項３に記載の発振器。
5. 前記負荷回路の出力インピーダンスのリアクタンス成分が正であることを特徴とする請求項１に記載の発振器。
6. 前記負荷回路は、前記振動子の少なくとも１つの端子に接続されることを特徴とする請求項１に記載の発振器。
7. 前記負荷回路は、前記振動子に並列に接続されることを特徴とする請求項１に記載の発振器。
8. 前記負荷回路は、
   エミッタが前記振動子の端子に接続され、コレクタに第１の所定電圧が供給されるＮＰＮバイポーラトランジスタと、
   第２の所定電圧が一端に供給され、他端が前記ＮＰＮバイポーラトランジスタのベースに接続された抵抗成分と、
   前記ＮＰＮバイポーラトランジスタのエミッタとベースとの間に設けられた容量成分と、
   を有することを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の発振器。
9. 前記負荷回路は、
   コレクタが前記振動子の端子に接続され、エミッタに第３の所定電圧が供給されるＮＰＮバイポーラトランジスタと、
   前記ＮＰＮバイポーラトランジスタのコレクタとベースとの間に設けられた抵抗成分と、
   前記ＮＰＮバイポーラトランジスタのエミッタとベースとの間に設けられた容量成分と、
   を有することを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の発振器。
10. 前記負荷回路は、
    エミッタが前記振動子に接続され、コレクタに第１の所定電圧が供給されるＰＮＰバイポーラトランジスタと、
    第２の所定電圧が一端に供給され、他端が前記ＰＮＰバイポーラトランジスタのベースに接続された抵抗成分と、
    前記ＰＮＰバイポーラトランジスタのエミッタとベースとの間に設けられた容量成分と、
    を有することを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の発振器。
11. 前記負荷回路は、
    コレクタが前記振動子に接続され、エミッタに第３の電圧が供給されるＰＮＰバイポーラトランジスタと、
    前記ＰＮＰバイポーラトランジスタのコレクタとベースとの間に設けられた抵抗成分と、
    前記ＰＮＰバイポーラトランジスタのエミッタとベースとの間に設けられた容量成分と、
    を有することを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の発振器。
12. 前記負荷回路は、
    ドレインが前記振動子に接続され、ソースに第４の所定電圧が供給されるＭＯＳトランジスタと、
    前記ＭＯＳトランジスタのドレインとゲートとの間に設けられた抵抗成分と、
    前記ＭＯＳトランジスタのソースとゲートとの間に設けられた容量成分と、
    を有することを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の発振器。
13. 前記ＭＯＳトランジスタは、Ｎ型ＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項１２に記載の発振器。
14. 前記ＭＯＳトランジスタは、Ｐ型ＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項１２に記載の発振器。
15. 前記負荷回路は、
    ソースが前記振動子に接続され、ドレインに第５の所定電圧が供給されるＭＯＳトランジスタと、
    第６の所定電圧が一端に供給され、他端が前記ＭＯＳトランジスタのゲートに接続された抵抗成分と、
    前記ＭＯＳトランジスタのソースとゲートとの間に設けられた容量成分と、
    を有することを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の発振器。
16. 前記ＭＯＳトランジスタは、Ｎ型ＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項１５に記載の発振器。
17. 前記ＭＯＳトランジスタは、Ｐ型ＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項１５に記載の発振器。
18. 前記負荷回路として、請求項９の負荷回路および請求項１０の負荷回路および請求項１３および請求項１７のうちの少なくとも１つと、請求項８の負荷回路および請求項１１の負荷回路および請求項１４および請求項１６の負荷回路のうちの少なくとも１つとを備えたことを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の発振器。
19. 前記負荷回路として、請求項８の負荷回路と請求項９の負荷回路とを備えたことを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の発振器。
20. 前記負荷回路として、請求項１０の負荷回路と請求項１１の負荷回路とを備えたことを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の発振器。

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