JPWO2008102552A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

太陽電池（１）の出力端子間に接続され、２直列スイッチング素子から成る３組のハーフブリッジインバータ（４ａ）〜（４ｃ）と、その各交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータ（５ａ）〜（５ｃ）と、太陽電池（１）の電圧を分圧する２直列のコンデンサ（６ａ）、（６ｂ）とを備え、各単相インバータ（５ａ）〜（５ｃ）の各出力端を３相系統（２）の各相に接続する。そして、ハーフブリッジインバータ（４ａ）〜（４ｃ）は半周期に１パルス運転し、各単相インバータ（５ａ）〜（５ｃ）は系統電圧からの不足分を補うようにＰＷＭ制御して、ハーフブリッジインバータ（４ａ）〜（４ｃ）と単相インバータ（５ａ）〜（５ｃ）との出力和で系統（２）に出力する。

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に太陽電池などの分散電源を系統に連系する電力変換装置に関するものである。
従来の電力変換装置で、太陽電池からの直流電力を三相出力の交流電力に変換し、一相を接地した三相の系統と連系して交流電力を該系統に送る太陽光発電用電力変換装置に以下に示すものがある。スイッチング素子２個の直列回路の２組を有するインバータ回路を備え、このインバータ回路の直流入力部間に直流電圧を分圧する複数のコンデンサを直列接続し、前記三相出力の１つとして該コンデンサの接続部から１本の出力線を引き出し、前記三相出力の他の２つとして前記各組のスイッチング素子の中間点からそれぞれ２本の出力線を引き出してハーフブリッジインバータ回路の構成とし、該コンデンサの接続部から引き出された出力線を前記接地した相に接続する。また、ハーフブリッジインバータ回路の前段にＤＣ／ＤＣコンバータを設け、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力に太陽電池の出力が接続される。ハーフブリッジインバータはスイッチングにより直流電圧を交流電圧に変換する（例えば、特許文献１参照）。
特開２００１−１０３７６８号公報
太陽電池には大きな絶縁耐圧がないため最大出力電圧を高くするには限界があり、また太陽電池のパネル温度が上昇したり出力電流が増加したりすると、出力電圧は低下する。このため上記特許文献１に示す電力変換装置では、ＤＣ／ＤＣコンバータを設けて太陽電池の電圧を所望の電圧まで昇圧している。これにより装置が大型でかつ高コストとなると共に、ＤＣ/ＤＣコンバータの損失により電力変換装置の効率を低下させるという問題点があった。
さらに、ハーフブリッジインバータのスイッチングにより、比較的大きな電圧の矩形波電圧による短冊状の波形を出力するため、大きなスイッチング損失が発生し電力変換装置の効率を低下させてしまう。また、ハーフブリッジインバータから出力される矩形波電圧を平滑するために、大きな容量のフィルタが必要で装置構成をさらに大型化するという問題点もあった。
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、装置構成が小型で低コストとなると共に、変換効率の高い電力変換装置の構造を提供することを目的とする。
この発明による電力変換装置は、直流電源の正負端子間に接続され、２直列スイッチング素子から成る複数組のハーフブリッジインバータと、該複数組のハーフブリッジインバータの各交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータと、上記ハーフブリッジインバータの直流入力である上記直流電源電圧を分圧する２直列のコンデンサとを備える。上記各単相インバータの各出力端を系統の各相に接続すると共に、上記２直列のコンデンサの中間点を上記複数の単相インバータからの交流出力の中性点と接続する。そして、系統電圧半周期に対して上記各ハーフブリッジインバータから、パルス幅をほぼ半周期とする１パルスの電圧を出力させ、上記系統電圧からの不足分を補うように上記各単相インバータをＰＷＭ制御するものである。
この発明による電力変換装置は、ハーフブリッジインバータの交流出力線に単相インバータを接続して、ハーフブリッジインバータの出力電圧に単相インバータの出力電圧を組み合わせて系統に出力する。このため、ハーフブリッジインバータの入力直流電圧を低減でき、従来、前段に設けていた昇圧のためのＤＣ/ＤＣコンバータを不要にし、装置構成を小型で低コストとすると共に、変換効率を向上できる。また、系統電圧半周期に対して上記各ハーフブリッジインバータから、パルス幅をほぼ半周期とする１パルスの電圧を出力させ、上記系統電圧からの不足分を補うように上記各単相インバータをＰＷＭ制御するため、比較的小さな電圧によるＰＷＭ制御となり、スイッチング損失を低減でき、かつ出力フィルタの容量も低減できる。これにより、装置構成の小型化、低コスト化、並びに変換効率の向上をさらに促進できる。
この発明の実施の形態１による３相電力変換装置の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態１による３相電力変換装置の動作を示す電圧波形図である。 この発明の実施の形態１による太陽電池の電圧と単相インバータの負担電力との関係を示す図である。 この発明の実施の形態２による３相電力変換装置の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態２による３相電力変換装置の動作を示す電圧波形図である。 この発明の実施の形態２による太陽電池の電圧と単相インバータの負担電力との関係を示す図である。 この発明の実施の形態２の別例による３相電力変換装置の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態３による３相電力変換装置の動作を示す電圧波形図である。 この発明の実施の形態５による太陽電池の特性図である。 この発明の実施の形態６による３相電力変換装置の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態７によるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態７の別例によるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置としての３相電力変換装置を図について説明する。図１（ａ）はこの発明の実施の形態１による３相電力変換装置の構成を示した回路図であり、図１（ｂ）は図１（ａ）の部分拡大図である。
図に示すように、３相電力変換装置は、太陽電池１からの直流電力を交流電力に変換し、３相の系統２に出力する。この場合、系統２は、Ｙ結線で中性点が接地されている。３相電力変換装置は、２直列スイッチング素子から成る３組のハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃと、該３組のハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの各交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータ５ａ〜５ｃとから成るインバータ回路３を備える。
３組のハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃは、太陽電池１のパネルで発電された電圧を出力する正負端子間に接続され、太陽電池１の出力電圧を直流入力とする。また、この直流入力部間に直流電圧を分圧する２つのコンデンサ６ａ、６ｂを直列接続し、単相インバータ５ａ〜５ｃの出力側にはリアクトルおよびコンデンサから成るフィルタ回路７を備え、単相インバータ５ａ〜５ｃの出力端はフィルタ回路７を介して系統２の各相に接続される。
また、３相電力変換装置からの３相交流出力の中性点に相当する各相のフィルタ回路７の結合点と、２つのコンデンサ６ａ、６ｂの接続部とを結合している。これにより、太陽電池１の電位はアースに対して変動しなくなるため、太陽電池１のパネルとアースとの間の浮遊容量９への充放電電流が抑制される。
単相インバータ５ａ〜５ｃは、図１（ｂ）に示すように、４個のスイッチング素子から成るフルブリッジインバータ５１と、電圧を保持する直流部であるコンデンサ５２とを備える。各相の単相インバータ５ａ〜５ｃの出力電圧は、各相のハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの出力電圧に重畳され、系統２には、ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの出力電圧と単相インバータ５ａ〜５ｃの出力電圧との和による電圧が出力される。なお、単相インバータ５ａ〜５ｃのコンデンサ５２の電圧は、ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの直流部の電圧、即ち太陽電池１の出力電圧に比べて小さく設定されている。
さらに、各単相インバータ５ａ〜５ｃのコンデンサ５２と、ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの直流入力部間の２つのコンデンサ６ａ、６ｂとは、双方向にエネルギ授受するＤＣ／ＤＣコンバータ８を介して接続される。
このように構成される３相電力変換装置の動作を、図２に示された動作電圧波形を用いて以下に説明する。
各ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃはゼロを中心に両極の電圧を半周期毎に発生しており、両極電圧の幅（正電圧と負電圧との差）は、直流入力電圧である太陽電池１の電圧の大きさ、この場合２６０Ｖと一致する。各単相インバータ５ａ〜５ｃは、３相電力変換装置全体が要求される出力電圧（系統電圧）とハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの出力電圧との差を補うように高周波ＰＷＭ制御が施される。
図に示すように、位相が０および１８０度に近い領域では単相インバータ５ａ〜５ｃは出力電圧と逆極性の電圧を発生し、位相が９０度に近い領域では出力電圧と同極性の電圧を出力している。
この場合、系統２は、３相の中性点が接地されたＹ結線構造であるため、系統電圧（線間電圧）を２００ＶＡＣとすると、相電圧の最大電圧値は約１６３Ｖとなり、相電圧の最大電圧値〜最小電圧値のピークツーピーク値は太陽電池１の電圧よりも大きい。系統電圧と同等の出力電圧が要求される３相電力変換装置は、ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの出力電圧と単相インバータ５ａ〜５ｃの出力電圧との和による電圧を出力するため、ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの直流入力電圧である太陽電池１の電圧よりも高い電圧を出力することができる。
このように、この実施の形態では、従来、３相電力変換装置の前段に設けていた昇圧回路を要することなく、高い電圧出力が可能になるため、装置構成を小型で低コストとすると共に、変換効率を向上できる。
また、ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃは半周期で１パルス運転が為されるため、スイッチング損失がほとんど発生しない。高周波でＰＷＭ制御される単相インバータ５ａ〜５ｃの直流電圧は、ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの直流電圧に比べて小さな値に選定されているので、ＰＷＭ制御によるスイッチング損失が低減できる。さらに、ＰＷＭ制御によって発生する矩形波電圧の振幅が小さいので、後段に設置されているフィルタ回路７の容量を低減できる。このため、変換効率をさらに向上できると共に、装置構成もさらに小型化でき低コストにできる。
次に、単相インバータ５ａ〜５ｃの電力負担について、以下に説明する。
上述したように、位相が０および１８０度に近い領域では単相インバータ５ａ〜５ｃは出力電圧と逆極性の電圧を発生し、位相が９０度に近い領域では出力電圧と同極性の電圧を出力している。
出力電流の位相を出力電圧の位相に一致するよう制御する（力率１運転）場合、位相が０および１８０度に近い領域では単相インバータ５ａ〜５ｃはコンデンサ５２を充電する動作をし、逆に位相が９０度に近い領域では単相インバータ５ａ〜５ｃはコンデンサ５２から放電する。
３相電力変換装置の出力電圧が２００ＶＡＣ、ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの直流電圧（太陽電池１の電圧）が２６０ＶＤＣの場合には、半周期に渡る単相インバータ５ａ〜５ｃの充放電による電力の需給はバランスして略ゼロとなる。しかし、ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの直流電圧が変化した場合には、ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの出力電圧の不足分を補うようにＰＷＭ制御される単相インバータ５ａ〜５ｃは、半周期に渡る電力の需給バランスが崩れる。このため、単相インバータ５ａ〜５ｃのコンデンサ５２に、正、負の電力を供給する必要が生じるが、ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの直流部である２つのコンデンサ６ａ、６ｂと単相インバータ５ａ〜５ｃの直流部であるコンデンサ５２との間にＤＣ／ＤＣコンバータ８が接続されているため、必要な電力を互いに授受できる。
３相電力変換装置の出力電圧が２００ＶＡＣの条件において、ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの直流電圧、即ち太陽電池１の出力電圧と、単相インバータ５ａ〜５ｃが扱う電力（負担電力）、即ちＤＣ／ＤＣコンバータ８が扱う電力との関係を図３に示す。
上述したように、太陽電池１の電圧が２６０Ｖのとき（図中Ａ点）、半周期に渡る単相インバータ５ａ〜５ｃの電力需給は略ゼロ、即ち負担電力が略０である。そして、このＡ点より太陽電池電圧が増加すると単相インバータ５ａ〜５ｃは電力を平均的に受け取ることになる。一方、Ａ点より太陽電池電圧が低下すると単相インバータ５ａ〜５ｃは平均的に電力を供給するようになる。
定常時において太陽電池１の出力電圧は、主に温度で決定され、温度が高くなれば電圧が低下し温度が低くなれば電圧が増加する。温度変化を考慮した場合、出力電圧の変化量は概ね±１０％の範囲にあるため、そのとき必要な単相インバータ５ａ〜５ｃの電力をＤＣ／ＤＣコンバータ８を介して授受すればよい。
図３に示すように、太陽電池１の出力電圧の変化量は概ね±１０％の範囲にあり、単相インバータ５ａ〜５ｃの扱う電力についても、概ね出力電力の±１０％となる。即ち、ＤＣ／ＤＣコンバータ８が扱う電力は全体の電力の１０％程度であるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ８は小型で低コストなものであり、ＤＣ／ＤＣコンバータ８による損失の影響も小さく無視できる程度である。
このように、この実施の形態では、ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの直流部である２つのコンデンサ６ａ、６ｂと単相インバータ５ａ〜５ｃの直流部であるコンデンサ５２との間に、ＤＣ／ＤＣコンバータ８を接続して、必要な電力を互いに授受するようにしたため、単相インバータ５ａ〜５ｃの直流電圧を安定化でき、太陽電池１の出力電圧が変化しても安定した交流電圧を系統２に出力できる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ８は小型、低コストで損失の影響もほぼ無視できるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ８を設けても３相電力変換装置全体への悪影響はなく、上述したように、変換効率が向上し、小型化で低コスト化の促進した装置構成で、さらに信頼性の高い安定した出力が得られる。
実施の形態２．
上記実施の形態では、Ｙ結線で中性点が接地された系統２としたが、この発明の実施の形態２では、３相電力変換装置からΔ結線で１相が接地された系統２ａに電力供給する場合について説明する。
図４はこの発明の実施の形態２による３相電力変換装置の構成を示した回路図である。図に示すように、上記実施の形態１と同様の３組のハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃと単相インバータ５ａ〜５ｃとから成るインバータ回路３ａ、２直列のコンデンサ６ａ、６ｂ、フィルタ回路７およびＤＣ／ＤＣコンバータ８を備えるが、この場合、２直列のコンデンサ６ａ、６ｂの中間点を各相のフィルタ回路７の結合点と接続すると共に、該中間点を系統２ａの接地したＲ相に接続する。
インバータ回路３ａのＶ相は、系統２ａの接地したＲ相に接続されるため、出力電位をアースと同電位にする必要があり、ハーフブリッジインバータ４ｂもその後段の単相インバータ５ｂも電圧発生動作はせず、実質的に各スイッチング素子はオフのままにしておく。即ち、Ｕ相とＷ相のハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃとその後段の単相インバータ５ａ、５ｃを用いて系統２ａに電力を供給する。この場合、接地されたＲ相とＳ、Ｔ相間にそれぞれ、２００×√２Ｖの振幅の交流電圧を発生する必要がある。また、系統２ａにおいて電流と電圧との位相が一致するようにするためには、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃの出力電流の位相を出力電圧よりも３０度進ませておく。
この場合も、実施の形態１と同様に、太陽電池１の電位はアースに対して変動しなくなるため、太陽電池１のパネルとアースとの間の浮遊容量９への充放電電流が抑制される。また、各単相インバータ５ａ〜５ｃの構成も上記実施の形態１と同様であり、コンデンサ５２の電圧は、ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの直流部の電圧、即ち太陽電池１の出力電圧に比べて小さく設定されている。
このように構成される３相電力変換装置の動作を、図５に示された動作電圧波形を用いて以下に説明する。
２組のハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃはゼロを中心に両極の電圧を半周期毎に発生しており、両極電圧の幅（正電圧と負電圧との差）は、直流入力電圧である太陽電池１の電圧の大きさ、この場合４００Ｖと一致する。単相インバータ５ａ、５ｃは、３相電力変換装置全体が要求される出力電圧（系統電圧）とハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃの出力電圧との差を補うように高周波ＰＷＭ制御が施される。
図に示すように、位相が０および１８０度に近い領域では単相インバータ５ａ、５ｃは出力電圧と逆極性の電圧を発生し、位相が９０度に近い領域では出力電圧と同極性の電圧を出力している。
この場合、系統２ａは、Ｒ相が接地されたΔ結線構造であるため、系統電圧を２００ＶＡＣとすると、最大電圧値は約２８２Ｖとなり、最大電圧値〜最小電圧値のピークツーピーク値は太陽電池１の電圧よりも大きい。系統電圧と同等の出力電圧が要求される３相電力変換装置は、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃの出力電圧と単相インバータ５ａ、５ｃの出力電圧との和による電圧を出力するため、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃの直流入力電圧である太陽電池１の電圧よりも高い電圧を出力することができる。
従来、１相が接地されたΔ結線構造で２００ＶＡＣの系統に３相電力変換装置を連系する場合、ハーフブリッジインバータの直流入力電圧を６００Ｖ以上にする必要があった。しかしながら、太陽電池は大きな絶縁耐圧を備えず、最大出力電圧は６００Ｖ以下にするのが一般的である。また太陽電池のパネル温度が上昇したり、電池の出力電流が増加したりすると、電池の出力電圧はさらに低下するため、実用上最も電力を引き出せる電圧は４００〜５００Ｖ辺りである。このため、従来の３相電力変換装置では、上述したように前段に昇圧回路を設けてハーフブリッジインバータの直流入力電圧を６００Ｖ以上にしていた。
この実施の形態では、昇圧回路を要することなく、高い電圧出力が可能になるため、装置構成を小型で低コストとすると共に、変換効率を向上できる。
また、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃは半周期で１パルス運転が為されるため、スイッチング損失がほとんど発生しない。高周波でＰＷＭ制御される単相インバータ５ａ、５ｃの直流電圧は、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃの直流電圧に比べて小さな値に選定されているので、ＰＷＭ制御によるスイッチング損失が低減できる。さらに、ＰＷＭ制御によって発生する矩形波電圧の振幅が小さいので、後段に設置されているフィルタ回路７の容量を低減できる。このため、変換効率をさらに向上できると共に、装置構成もさらに小型化でき低コストにできる。
次に、単相インバータ５ａ、５ｃの電力負担について、以下に説明する。
上述したように、位相が０および１８０度に近い領域では単相インバータ５ａ〜５ｃは出力電圧と逆極性の電圧を発生し、位相が９０度に近い領域では出力電圧と同極性の電圧を出力している。
この場合、出力電流の位相が出力電圧より３０度進んでいるため、図５に示すように、位相が０〜πでは、０から３０度付近の間、および５５度付近から１４５度付近の間は、単相インバータ５ａ、５ｃはコンデンサ５２から放電する動作をし、それ以外の期間では単相インバータ５ａ、５ｃはコンデンサ５２を充電する。
例えば、３相電力変換装置の出力電圧が２００ＶＡＣ、ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの直流電圧（太陽電池１の電圧）が４５０ＶＤＣの場合には、半周期に渡る単相インバータ５ａ、５ｃの充放電による電力の需給はバランスして略ゼロとなる。しかし、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃの直流電圧が変化した場合には、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃの出力電圧の不足分を補うようにＰＷＭ制御される単相インバータ５ａ、５ｃは、半周期に渡る電力の需給バランスが崩れる。このため、単相インバータ５ａ、５ｃのコンデンサ５２に、正、負の電力を供給する必要が生じるが、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃの直流部である２つのコンデンサ６ａ、６ｂと単相インバータ５ａ、５ｃの直流部であるコンデンサ５２との間にＤＣ／ＤＣコンバータ８が接続されているため、必要な電力を互いに授受できる。
３相電力変換装置の出力電圧が２００ＶＡＣの条件において、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃの直流電圧、即ち太陽電池１の出力電圧と、単相インバータ５ａ、５ｃが扱う電力（負担電力）、即ちＤＣ／ＤＣコンバータ８が扱う電力との関係を図６に示す。なお、上記実施の形態１の場合の図３で示した特性についても比較のために共に図示した。
上述したように、太陽電池１の電圧が４５０Ｖのとき（図中Ｂ点）、半周期に渡る単相インバータ５ａ、５ｃの電力需給は略ゼロ、即ち負担電力が略０である。そして、このＢ点より太陽電池電圧が増加すると単相インバータ５ａ、５ｃは電力を平均的に受け取ることになる。一方、Ｂ点より太陽電池電圧が低下すると単相インバータ５ａ、５ｃは平均的に電力を供給するようになる。
温度変化を考慮すると、太陽電池１の出力電圧の変化量は概ね±１０％の範囲にあるため、そのとき必要な単相インバータ５ａ、５ｃの電力をＤＣ／ＤＣコンバータ８を介して授受すればよい。
図６に示すように、太陽電池１の出力電圧の変化量は概ね±１０％の範囲にあり、単相インバータ５ａ、５ｃの扱う電力についても、概ね出力電力の±１０％となる。即ち、ＤＣ／ＤＣコンバータ８が扱う電力は全体の電力の１０％程度であるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ８は小型で低コストなものであり、ＤＣ／ＤＣコンバータ８による損失の影響も小さく無視できる程度である。
このように、この実施の形態においても、ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの直流部である２つのコンデンサ６ａ、６ｂと単相インバータ５ａ〜５ｃの直流部であるコンデンサ５２との間に、ＤＣ／ＤＣコンバータ８を接続して、必要な電力を互いに授受するようにした。この場合、３つの単相インバータ５ａ〜５ｃのうち、電圧発生動作は単相インバータ５ａ、５ｃのみであるが、ＤＣ／ＤＣコンバータ８を介した電力授受により単相インバータ５ａ、５ｃの直流電圧を安定化でき、太陽電池１の出力電圧が変化しても安定した交流電圧を系統２ａに出力できる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ８は小型、低コストで損失の影響もほぼ無視できるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ８を設けても３相電力変換装置全体への悪影響はなく、上述したように、変換効率が向上し、小型化で低コスト化の促進した装置構成で、さらに信頼性の高い安定した出力が得られる。
なお、この実施の形態２では、上記実施の形態１と同様の３組のハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃと単相インバータ５ａ〜５ｃとから成るインバータ回路３ａを用いて、Ｖ相のハーフブリッジインバータ４ｂと単相インバータ５ｂとの電圧発生動作をさせないように制御したが、図７に示すように、２組のハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃと単相インバータ５ａ、５ｃとから成るインバータ回路３ｂを用いても良い。この場合、フィルタ回路７ａも２相分の単相インバータ５ａ、５ｃの出力側に設けられ、２直列のコンデンサ６ａ、６ｂの中間点を単相インバータ５ａ、５ｃからの交流出力の中性点に相当する各相のフィルタ回路７ａの結合点と接続すると共に、系統２ａの接地したＲ相に接続する。この場合の動作についても、上記実施の形態２と同様である。
実施の形態３．
上記実施の形態２では、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃは半周期で１パルス運転、即ち、パルス幅が半周期に相当する１パルスの電圧を出力するものであった。単相インバータ５ａ、５ｃは３相電力変換装置の出力電圧とハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃの出力電圧との差電圧を発生する必要があり、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃの出力電圧の大きさは、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃの直流電圧／２であるため、３相電力変換装置の出力電圧がゼロのＸ点では、単相インバータ５ａ、５ｃの出力電圧の大きさも、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃの直流電圧／２となる（図５参照）。太陽電池１の電圧が高くなってハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃの直流電圧が増加していくと、単相インバータ５ａ、５ｃの電圧も同時に増加するため、単相インバータ５ａ、５ｃの直流電圧を高く設計しておく必要がある。
この実施の形態３では、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃが系統電圧のゼロ点の近傍で異なる動作をする場合について、図８に示す動作電圧波形に基づいて以下に説明する。なお、３相電圧変換装置の回路構成については上記実施の形態２と同様である。
図８に示すように、２組のハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃはゼロを中心に両極の電圧を発生しており、両極電圧の幅（正電圧と負電圧との差）は、直流入力電圧である太陽電池１の電圧の大きさ、この場合４００Ｖと一致する。ここでは、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃは、系統電圧がゼロであるＸ点近傍の期間でＰＷＭ運転させると共に、系統電圧半周期に対してＰＷＭ運転期間を除く期間に相当するパルス幅の１パルスの電圧を出力させる。即ち、パルス幅がほぼ半周期である１パルスの電圧を半周期に対して出力させ、Ｘ点付近のみでＰＷＭ運転させる。そして、上記系統電圧からの不足分を補うように上記各単相インバータ５ａ、５ｃをＰＷＭ制御する。
このように、Ｘ点付近においてハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃをＰＷＭ運転し、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃの出力電圧の大きさを低下させると、単相インバータ５ａ、５ｃのＸ点付近における出力電圧の大きさも低下させることができる。その結果、単相インバータ５ａ、５ｃの直流電圧を高く設計する必要が無く、コストアップを避けることができる。また、Ｘ点付近のみでハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃはＰＷＭ運転されるため、そのスイッチングによる損失の増加は小さいものであり、３相電力変換装置の効率に与える影響は無視できる。また、単相インバータ５ａ、５ｃの直流電圧を低下できるため、小さな電圧の素子を選定でき、オン時の損失が低減し３相電力変換装置としての効率は向上する。
なお、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃをＰＷＭ運転する区間は、系統電圧がゼロとなるＸ点からの位相が±３０度以内の区間とする。３０度を超えると、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃのスイッチング回数が多くなることによる損失が増大して効率が低下する。
また、この実施の形態においても、上記実施の形態２と同様に、系統電圧における最大電圧値〜最小電圧値のピークツーピーク値は太陽電池１の電圧よりも大きいが、３相電力変換装置は、昇圧回路を要することなく太陽電池１の電圧よりも高い電圧を出力することができる。また、後段に設置されているフィルタ回路７の容量も低減でき、このため、装置構成を小型で低コストとすると共に、変換効率を向上できる。
この実施の形態では、３相電力変換装置からΔ結線で１相が接地された系統２ａに電力供給する場合について示したが、上記実施の形態１で示したようにＹ結線で中性点が接地された系統２に電力供給する場合でも良い。即ち、３組の各ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃを、系統電圧がゼロであるＸ点近傍の期間でＰＷＭ運転させることにより、単相インバータ５ａ〜５ｃのＸ点付近における出力電圧の大きさも低下させ、単相インバータ５ａ〜５ｃの直流電圧を低下できる。
実施の形態４．
上記実施の形態３では、系統電圧がゼロ点近傍においてハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃをＰＷＭ運転するものを示したが、この実施の形態では、２種の制御モードを切り替えて用いるようにする。
３相電力変換装置の制御において、上記実施の形態２と同様の制御を第１の制御モードとし、第３の実施の形態と同様の制御を第２の制御モードとする。即ち、第１の制御モードは、系統電圧半周期に対して各ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃから、パルス幅が半周期に相当する１パルスの電圧を出力させ、系統電圧からの不足分を補うように各単相インバータ５ａ、５ｃをＰＷＭ制御する。そして、第２の制御モードは、各ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃを、系統電圧がゼロ近傍の期間でＰＷＭ運転させると共に、系統電圧半周期に対してＰＷＭ運転期間を除く期間に相当するパルス幅の１パルスの電圧を出力させ、系統電圧からの不足分を補うように各単相インバータ５ａ、５ｃをＰＷＭ制御する。ここでも、各ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃをＰＷＭ運転させる区間は、系統電圧がゼロとなるＸ点からの位相が±３０度以内の区間とする。
このような２種の制御モードと、この制御モードを切り替える手段を設け、太陽電池１の出力電圧が所定の電圧以下で第１の制御モードを選択し、該所定の電圧を超えると第２の制御モードを選択させる。切り替えの閾値となる所定の電圧は、単相インバータ５ａ、５ｃの直流電圧の２倍値より低く設定する。
第１の制御モードでは、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃの出力電圧の大きさは、常にハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃの直流電圧／２であるため、系統電圧がゼロ点において、単相インバータ５ａ、５ｃの出力電圧の大きさも、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃの直流電圧／２となる（図５参照）。この第１の制御モードでは、太陽電池１の出力電圧が増大して、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃの直流電圧／２が、単相インバータ５ａ、５ｃの直流電圧を超えると、単相インバータ５ａ、５ｃは、系統電圧がゼロ近傍の期間で系統電圧からの不足分を補う電圧出力が不可能になる。
ここで、太陽電池１の出力電圧が単相インバータ５ａ、５ｃの直流電圧の２倍値と一致する前の所定の電圧を超えると、第２の制御モードに切り替える。即ち、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃの直流電圧／２が、単相インバータ５ａ、５ｃの直流電圧と一致する前に、制御が切り替えられ、各ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃを、系統電圧がゼロ近傍の期間でＰＷＭ運転させる。これにより、この期間でハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃの出力電圧の大きさを低下させ、単相インバータ５ａ、５ｃの出力電圧の大きさも低下させることができる。このため、単相インバータ５ａ、５ｃは、系統電圧からの不足分を補う制御が精度良く継続できる。
このようにこの実施の形態では、２種の制御モードを切り替えて、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃをＰＷＭ運転させる制御を必要に応じて行うようにしたため、さらに効率の高い電力変換が実現できる。
なお、この実施の形態においても、上記実施の形態１で示したようにＹ結線で中性点が接地された系統２に電力供給する場合に適用でき、同様の効果が得られる。
実施の形態５．
３相電力変換装置からΔ結線で１相が接地された系統２ａに電力供給する場合、図６で示したように、太陽電池１の電圧がＢ点では、半周期に渡る単相インバータ５ａ、５ｃの電力需給は略ゼロであり、温度増加により出力電圧の１０％低減時をＣ点、温度低下により出力電圧の１０％増大時をＤ点とする。上述したように、太陽電池１の出力電圧の変化量は概ね±１０％の範囲、即ちＣ点〜Ｂ点〜Ｄ点の範囲であり、太陽電池１における各点の電圧設計について、図９に示す太陽電池１の運転特性に基づいて説明する。
太陽電池１の定格電圧点がＢ点になるように、即ち、太陽電池１が中温度で定格出力時に半周期に渡る単相インバータ５ａ、５ｃの電力負担が略ゼロになるように太陽電池１の定格電圧を定める。そして、太陽電池１の温度が上昇した高温度時の最大電力条件での動作点をＤ点、電池温度が低下した低温度時の最大電力条件での動作点をＣ点となるように設計する。
これにより、ハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃの直流部である２つのコンデンサ６ａ、６ｂと単相インバータ５ａ、５ｃの直流部であるコンデンサ５２との間に接続されて双方向に電力移行するＤＣ／ＤＣコンバータ８が扱う電力が、太陽電池１の定格出力時にゼロとなり、ＤＣ／ＤＣコンバータ８の損失による効率の低下を防止できる。その結果、３相電力変換装置として高効率のものが実現できる。
なお、上記実施の形態４を適用して、太陽電池１の出力電圧がＤ点よりも高電圧側になったときに、制御モードを切り替えて、系統電圧がゼロ近傍の期間でハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃをＰＷＭ運転させると、単相インバータ５ａ、５ｃに必要な直流電圧の増加を抑えることができる。
単相インバータ５ａ、５ｃの直流電圧をより小さくしたい場合には、Ｄ点よりも低電圧側でもハーフブリッジインバータインバータ４ａ、４ｃのＰＷＭ運転を行えばよい。
また、Ｙ結線で中性点が接地された系統２に電力供給する場合も、同様であり、太陽電池１が定格出力時に半周期に渡る各単相インバータ５ａ〜５ｃの電力需給が略ゼロになるように太陽電池１の定格電圧を定めることで、ＤＣ／ＤＣコンバータ８の損失による効率の低下を防止できる。
実施の形態６．
上記実施の形態１では、Ｙ結線で中性点が接地された系統２に連系し、上記実施の形態２では、Δ結線で１相が接地された系統２ａに連系する３相電力変換装置について説明した。この実施の形態では、１台の装置を接続変更可能として、２種の系統２、２ａのいずれにも適用できる３相電力変換装置について説明する。
図１０（ａ）、図１０（ｂ）は、この発明の実施の形態６による３相電力変換装置の構成を示した回路図であり、図１０（ａ）はＹ結線で中性点が接地された系統２に連系する場合、図１０（ｂ）はΔ結線で１相が接地された系統２ａに連系する場合を示す。
図１０（ａ）に示すように、３相電力変換装置は、２直列スイッチング素子から成る３組のハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃと、該３組のハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの各交流出力線にそれぞれ複数個直列接続された単相インバータ５ａ〜５ｃとから成るインバータ回路３ｃを備える。この場合、各相２つの単相インバータ５ａ〜５ｃの直列回路で１相分の単相インバータを構成し、その出力端は系統２の各相に接続される。なお、６ａ、６ｂ、７は図１で示したものと同様であり、２つのコンデンサ６ａ、６ｂと単相インバータ５ａ〜５ｃの直流部との間に双方向に電力授受するＤＣ／ＤＣコンバータ８を備えるが、図示は省略する。また３相交流出力の中性点に相当する各相のフィルタ回路７の結合点と、２つのコンデンサ６ａ、６ｂの接続部とを結合している。
このような３相電力変換装置を、図１０（ｂ）で示すようにΔ結線で１相が接地された系統２ａに連系する場合、系統２ａの接地相（Ｒ相）に接続される単相インバータ５ｂをＲ相から切り離して分割し、他の２相であるＳ相とＴ相とに同数ずつ接続する。この場合、図１０（ａ）では単相インバータ５ａ〜５ｃは各相２個であったため、図１０（ｂ）では、Ｓ相、Ｔ相で単相インバータ５ａ、５ｃが３個ずつとなる。これにより２直列スイッチング素子から成る２組のハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃと、該２組のハーフブリッジインバータ４ａ、４ｃの各交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータ５ａ、５ｃとから成るインバータ回路３ｄを得る。この場合、それぞれ３つの単相インバータ５ａ、５ｃの直列回路で１相分の単相インバータを構成し、その出力端は系統２ａの接地されないＳ相、Ｔ相に接続される。そして、各相のフィルタ回路７の結合点と接続していた２つのコンデンサ６ａ、６ｂの接続部を、系統２ａの接地相（Ｒ相）にも接続する。
このように、１台の３相電力変換装置について、接続変更により図１０（ａ）、図１０（ｂ）で示す２種の接続状態を可能にする。これにより、１台の３相電力変換装置で異なる状態の系統２、２ａに適用可能となり、広く利用することができ、コスト低減にも貢献できる。また、上記各実施の形態１〜５を適用してそれぞれ同様の効果が得られる。
なお、上記各実施の形態では、３相電力変換装置の入力直流電圧は、太陽電池１の出力電圧としたが、他の直流電源による電圧であっても良い。
実施の形態７．
図１１（ａ）は、上記実施の形態６による３相電力変換装置の構成に対応したＤＣ／ＤＣコンバータ８の例を示したものである。図に示すように、２つのコンデンサ６ａ、６ｂと各相２個の単相インバータ５ａ〜５ｃの直流部であるコンデンサ５２との間に接続され双方向に電力授受するＤＣ／ＤＣコンバータ８は、１つのトランス８ａと、２つのコンデンサ６ａ、６ｂ側のフルブリッジインバータ８ｂと、６個のコンデンサ５２側のフルブリッジインバータ８ｃとで構成される。フルブリッジインバータ８ｂ、８ｃの構成を図１１（ｂ）、図１１（ｃ）に示す。各フルブリッジインバータ８ｂ、８ｃが発生する交流側（トランス側）電圧の大きさに応じて、電流が双方向に流れ、各直流部の電圧は、トランス８ａの巻数比に比例する値が得られる。従って、ハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの直流部に２分されたコンデンサ６ａ、６ｂの電圧も、トランス８ａの巻数比に比例するようになるので、コンデンサ６ａ、６ｂ側の２つの巻き線の巻数を一致させておけば、分岐点の電圧はハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの直流電圧の中点に安定化される。
なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ８は、図１２（ａ）、または図１２（ｂ）に示す構成でも良く、図１２（ａ）では、トランス８ｄを２つに分離して構成しており、トランス８ｄが簡略されるためコスト低減が図れる。また図１２（ｂ）では、コンデンサ６ａ、６ｂ側のフルブリッジインバータ８ｂの出力が、２つのトランス８ｅに共通に接続されているため、コンデンサ６ａ、６ｂ側の２つの巻き線の巻数を一致させておけば、分岐点の電圧はハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの直流電圧の中点に安定化される。また、トランス８ｅの構成も簡略化されるので、コスト低減が図れる。
センサ３は入力位置Ｐ点を常に走査しており、ドライバー６の制御によって走査したビデオ信号を端子７から出力する。本発明の主体は光学系の実装方法にあるので、電子、機構系の説明は省略する。
分散電源を系統に連系するパワーコンディショナなどの系統連系装置に適用できる。
この発明による電力変換装置は、直流電源の正負端子間に接続され、それぞれ２直列スイッチング素子から成る２組のハーフブリッジインバータと、該２組のハーフブリッジインバータの各交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータと、上記ハーフブリッジインバータの直流入力である上記直流電源電圧を分圧する２直列のコンデンサとを備える。また１相を接地した３相系統の接地しない２相に上記各単相インバータの各出力端を接続し、上記２直列のコンデンサの中間点を上記２相分の単相インバータからの交流出力の中性点と接続すると共に該中間点を上記３相系統の接地した１相に接続する。そして、上記各ハーフブリッジインバータから、系統電圧と周波数が同等である電圧パルスを出力させ、上記系統電圧からの不足分を補うように上記各単相インバータをＰＷＭ制御するものである。
この発明による電力変換装置は、ハーフブリッジインバータの交流出力線に単相インバータを接続して、ハーフブリッジインバータの出力電圧に単相インバータの出力電圧を組み合わせて系統に出力する。このため、ハーフブリッジインバータの入力直流電圧を低減でき、従来、前段に設けていた昇圧のためのＤＣ/ＤＣコンバータを不要にし、装置構成を小型で低コストとすると共に、変換効率を向上できる。また、上記各ハーフブリッジインバータから、系統電圧と周波数が同等である電圧パルスを出力させ、上記系統電圧からの不足分を補うように上記各単相インバータをＰＷＭ制御するため、比較的小さな電圧によるＰＷＭ制御となり、スイッチング損失を低減でき、かつ出力フィルタの容量も低減できる。これにより、装置構成の小型化、低コスト化、並びに変換効率の向上をさらに促進できる。
なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ８は、図１２（ａ）、または図１２（ｂ）に示す構成でも良く、図１２（ａ）では、トランス８ｄを２つに分離して構成しており、トランス８ｄが簡略されるためコスト低減が図れる。また図１２（ｂ）では、コンデンサ６ａ、６ｂ側のフルブリッジインバータ８ｂの出力が、２つのトランス８ｅに共通に接続されているため、コンデンサ６ａ、６ｂ側の２つの巻き線の巻数を一致させておけば、分岐点の電圧はハーフブリッジインバータ４ａ〜４ｃの直流電圧の中点に安定化される。また、トランス８ｅの構成も簡略化されるので、コスト低減が図れる。

Claims (11)

  1. 直流電源の正負端子間に接続され、２直列スイッチング素子から成る複数組のハーフブリッジインバータと、該複数組のハーフブリッジインバータの各交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータと、上記ハーフブリッジインバータの直流入力である上記直流電源電圧を分圧する２直列のコンデンサとを備え、
    上記各単相インバータの各出力端を系統の各相に接続すると共に、上記２直列のコンデンサの中間点を上記複数の単相インバータからの交流出力の中性点と接続し、
    系統電圧半周期に対して上記各ハーフブリッジインバータから、パルス幅をほぼ半周期とする１パルスの電圧を出力させ、上記系統電圧からの不足分を補うように上記各単相インバータをＰＷＭ制御することを特徴とする電力変換装置。
  2. 上記直流電源の正負端子間に接続された複数組のハーフブリッジインバータは３組のハーフブリッジインバータであり、上記各単相インバータの各出力端を接続する上記系統は３相系統であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 上記直流電源の正負端子間に接続された複数組のハーフブリッジインバータは２組のハーフブリッジインバータであり、上記系統は１相を接地した３相系統であって、上記各単相インバータの各出力端を該３相系統の接地しない２相に接続し、上記２直列のコンデンサの中間点を上記２相分の単相インバータからの交流出力の中性点と接続すると共に該中間点を上記３相系統の接地した１相に接続することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 上記直流電源の正負端子間に接続された複数組のハーフブリッジインバータは３組のハーフブリッジインバータであり、該３組のハーフブリッジインバータの各交流出力線に上記単相インバータがそれぞれ複数台直列接続され、
    上記各単相インバータの各出力端を３相系統の各相に接続すると共に、上記２直列のコンデンサの中間点を上記３相分の単相インバータからの交流出力の中性点と接続する第１の接続手段と、
    １相分の上記複数台の単相インバータを当該相から切り離して他の２相の交流出力線に同数ずつ直列接続させ、該２相の各出力端を、１相を接地した３相系統の他の２相に接続し、上記２直列のコンデンサの中間点を上記２相分の単相インバータからの交流出力の中性点と接続すると共に該中間点を上記３相系統の接地した１相に接続する第２の接続手段とを有して、
    上記第１の接続手段から上記第２の接続手段へ変更可能としたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 上記ハーフブリッジインバータを、上記系統電圧がゼロ近傍の期間でＰＷＭ運転させると共に、系統電圧半周期に対して上記ＰＷＭ運転期間を除く期間に相当するパルス幅の１パルスの電圧を出力させることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 系統電圧半周期に対して上記各ハーフブリッジインバータから、パルス幅が半周期に相当する１パルスの電圧を出力させ、上記系統電圧からの不足分を補うように上記各単相インバータをＰＷＭ制御する第１の制御モードと、
    上記各ハーフブリッジインバータを、上記系統電圧がゼロ近傍の期間でＰＷＭ運転させると共に、系統電圧半周期に対して上記ＰＷＭ運転期間を除く期間に相当するパルス幅の１パルスの電圧を出力させ、上記系統電圧からの不足分を補うように上記各単相インバータをＰＷＭ制御する第２の制御モードと、
    上記直流電源電圧が所定の電圧以下で上記第１の制御モードを選択し、該所定の電圧を超えると上記第２の制御モードを選択する手段とを備えたことを特徴とする１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 上記所定の電圧は、上記単相インバータの入力直流電圧の２倍値より低く設定することを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。
  8. 上記直流電源電圧が、上記系統の相電圧の最大値〜最小値であるピークツーピーク値よりも小さいことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 上記直流電源を太陽電池としたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  10. 上記系統電圧の半周期間における上記単相インバータの電力負担が、上記太陽電池の定格電圧点においてゼロとなるように、上記太陽電池の定格電圧を定めたことを特徴とする請求項９記載の電力変換装置。
  11. 上記各単相インバータの入力直流部と上記２直列のコンデンサとの間で双方向に電力移行するＤＣ／ＤＣコンバータを備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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