JPS635999B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、２相の第１及び第２の固定子コイル
の各相において電気角で180゜以上にわたつて一方
方向のトルクを形成すると共に、前記第１及び第
２の固定子コイルを交互に切換通電することによ
り連続した回転トルクを得るようにした２相ブラ
シレスモータの駆動回路に関するものである。

従来より、VTRやカセツトテープレコーダ等
においては、ワウ・フラツタ等の改善のために超
低速ブラシレスモータをリール台に直結してその
リール台を前記モータにて直接駆動するようにし
たものがある。上述の如きいわゆるダイレクト・
ドライブ方式を採用した場合には、装置の操作性
及び信頼性を改善できかつ小型化に有利である
が、ワウ・フラツタの低減のためトルクリツプル
が極めて小さいブラシレスモータを使用しなけれ
ばならない。このため、極めて高性能のブラシレ
スモータが必要であるが、そのモータに要求され
る性能の許容限界が非常に厳しいので、低トルク
リツプルのブラシレスモータの製作にコストがか
さみ実現が困難であつた。そこで従来では、トル
クリツプルを低減するために、コイルの巻き方や
形状を工夫したりマグネツトの着磁パターンを工
夫したりしていたが、これによるトルクリツプル
の低減化は或る程度までしか行なうことができず
充分なものではなかつた。

ところで、従来よりよく知られているブラシレ
スモータには次のような方式と問題点がある。

(1) ３相片方向通電方式 ３相のコイルに電流を片方向に順次供給する方
式であつて、回路構成は比較的簡単であるが、ト
ルクリツプルが可成り大きい欠点がある。

(2) ３相両方向通電方式 ３相のコイルのうち２つのコイルに電流を選択
的に順次供給して両方向に通電を行なう方式であ
つて、トルクリツプルは(1)の場合に比べて減少す
るが、回路構成が複雑になる欠点がある。

また、前記(1)，(2)の何れの場合にも、電流切換
えのタイミングと磁極反転のタイミングとが重な
つてしまうため、電流切換え時にトルクの落ち込
みが生じる欠点がある。

(3) 正弦波駆動方式 ２相の各コイルの鎖交磁束に比例した正弦波状
の駆動電流をこれらのコイルに供給し、各コイル
の駆動電流と鎖交磁束とによつて形成されるトル
クの和を回転角に無関係に一定とするようにした
方式である。この場合には、トルクリツプルを小
さく抑えることができるが、正確な回路調整が必
要であり、２電源効率に難点があるため小型化に
不向きである。

(4) ２相スイツチング方式 第１図は冒頭に述べたような２相スイツチング
方式のブラシレスモータの一例を示すものであつ
て、このモータは円筒状のアウターロータヨーク
１の内周面に４極のマグネツト２ａ，２ｂ，３
ａ，３ｂを装着し、その内側のステータコア４の
表面に２相の固定子コイル５Ａ，５Ｂ、５A′，
５B′が配置されている。なお固定子コイル５Ａ
と５A′とは電気的に同相であつて互に直列に結
合されている。同様に固定子コイル５Ｂと５
B′とが直列に結合されている。

各マグネツト２ａ，２ｂ，３ａ，３ｂは夫々電
気角で140゜であり、NS磁極の境界位置を0゜とす
ると、電気角で140゜〜220゜の角度範囲が空隙部分
６ａ，６ｂとなつている。また各コイル５Ａ，５
Ｂ、５A′，５B′の夫々の巻線ピツチ（径路と復
路との間隔）は、例えば電気角で100゜となつてい
る。

第２図はＡ相の固定子コイル５Ａ，５A′に
よつて発生するトルクを示している。このＡ相の
固定子コイルの往路Ｖに鎖交する磁束は第２図
の細線A′のようになる。即ち、電気角180゜の付近
の空隙部６ａ，６ｂにおける鎖交磁束は減少して
いる。Ａ相の固定子コイル５Ａ，５A′に連続電
流を流すと、往路Ｖによつて生ずるトルクは第２
図のA′のようになる。またＡ相の固定子コイ
ルの復路Ｕによつて生ずるトルクは、電流方向が
反対でかつ100゜の位相差があるから、第２図の
点線B′のようになる。従つて、Ａ相の固定子コ
イル５Ａ，５A′の往路Ｖと復路Ｕとによつて発
生する合成トルクは第２図の実線Ａのようにな
る。即ち、電気角で180゜以上にわたつて一方方向
のトルクが得られる。

従つて、電気角で180゜ずつＡ相とＢ相のコイル
５Ａ，５A′及び５Ｂ，５B′を所定のタイミング
で切換通電すれば、第２図のように電流切換え
時点の近傍以外では一定の連続した回転トルクを
発生させることができる。

しかしながら、上述の如きブラシレスモータで
は第３図に示すように電流切換え時（スイツチン
グ時）にトルクの落ち込みがあるため、トルクリ
ツプルが生じてしまう欠点がある。またこのブラ
シレスモータを例えばVTRのキヤプスタン駆動
用モータとして使用した場合には、特に周波数成
分の高いトルクリツプルによりワウ・フラツタが
生じ、これに伴なつてジツタが生じる不都合があ
つた。

本発明は上述のような２相スイツチング方式の
ブラシレスモータにおける上述の如き不都合を解
消するために発明されたものであつて、２相の第
１及び第２の固定子コイルの各々の通電期間を互
にオーバーラツプ通電することにより、電流切換
え時のトルクの落ち込みを低減するようにした２
相ブラシレスモータの駆動回路を提供しようとす
るものである。本発明のブラシレスモータ駆動回
路は、上述の目的を達成するために、２相の主
（第１、第２）スイツチング素子の夫々と並列に
補助（第３、第４）のスイツチング素子を備えて
いて、主スイツチング素子の通電切換え時点の近
傍で補助のスイツチング素子を通電して、トルク
補償を行つている。この構成によれば、補助のス
イツチング素子によるオーバーラツプ通電量を加
減することにより、トルク落込みに対する補償量
を調整して平坦な出力トルク波形を得ることがで
きる。

以下本発明の実施例に付き第３図〜第７図を参
照して説明する。

第３図は本発明の実施例を示す２相４極ブラシ
レスモータの駆動回路を示すものである。なお第
１図に示すブラシレスモータは、位置検出用のマ
グネツトをロータに備え、またこれと対向してホ
ール素子がステータに設けられている。第３図に
おいて、ホール素子１０の出力端子Ａ及びＢから
は、第４図に示すような交流出力信号A₁，B₁
が得られる。このような交流出力信号A₁，B₁が
差動増幅器１１に供給され、この差動増幅器１１
の出力端子Ｑからは第４図に示すように電気角
で180゜毎に高レベル及び低レベルになる電流切換
信号ａが得られ、出力端子からは電流切換信号
ａの反転信号ｂ（第４図）が得られる。そして
これらの出力信号ａ，ｂはトランジスタT_r1及び
T_r2のベースにそれぞれ供給され、これらのトラ
ンジスタT_r1及びT_r2が前記出力信号ａ，ｂによ
り交互にオン・オフされる。これによつて、Ａ相
の固定子コイル５Ａ，５A′及びＢ相の固定子コ
イル５Ｂ，５B′が、電気角で180゜の区間毎に間欠
的に通電され、この結果、モータが所定の回転方
向に駆動される。

一方、ホール素子１０の出力端子Ａ，Ｂから
は、第４図に示す如き交流出力信号A₁，B₁が、
一対の差動増幅器１３，１４にそれぞれ供給され
る。これらの差動増幅器１３，１４は所定のスレ
シヨールドレベル（第４図の仮想線）を有して
いるため、一方の差動増幅器１３からは、出力信
号A₁のレベルが出力信号B₁のレベルよりも大き
くかつその差が所定レベル以上であるときに高レ
ベルとなるような第４図に示す如き出力信号ｃ
が得られ、これと同様に他方の差動増幅器１４か
らは第４図に示す如き出力信号ｄが得られる。
そして出力信号ｃ，ｄはアンド回路１５に供給さ
れ、このアンド回路１５からは第４図に示すよ
うに前記電流切換信号ａ，ｂの立上がり及び立下
がり時点の近傍でかつその前後にわたつて高レベ
ルとなるパルス信号ｅが得られる。アンド回路１
５からのパルス信号ｅはオーバーラツプ通電用第
３、第４のトランジスタT_r3及びT_r4のベースに
それぞれ供給され、高レベルのパルス信号ｅが供
給されたときにこれらのトランジスタT_r3及び
T_r4がオン状態に切換えられるようになつてい
る。

従つてこのように構成したモータ駆動回路によ
れば、差動増幅器１１からの電流切換信号ａによ
り、トランジスタT_r1がオン状態に置かれている
期間にわたつて、Ａ相の固定子コイル５Ａ，５
A′が通電される（第５図参照）。そして前記電
流切換信号ａに基いてトランジスタT_r1がオン状
態からオフ状態に切換えられる直前に、パルス信
号ｅによりトランジスタT_r4がオン状態に切換え
られるため、Ｂ相の固定子コイル５Ｂ，５B′は、
第５図に示すように電流切換時の直前の所定期
間ｔにわたつて通電される。またトランジスタ
T_r1がオフ状態に切換えられかつトランジスタ
T_r2がオン状態に切換えられると、Ｂ相の固定子
コイル５Ｂ，５B′が電流切換信号ｂにより通電
されると共に、この電流切換時にはパルス信号ｅ
によりトランジスタT_r3がオン状態に置かれてい
るため、Ａ相の固定子コイル５Ａ，５A′は、第
５図に示すように電流切換時の直後の所定期間
ｔにわたつて通電される。

この結果、Ａ相からＢ相或いはＢ相からＡ相へ
の切換えが行なわれる時点の近傍であつて、かつ
その前後にわたつてＡ相の固定子コイル５Ａ，５
A′及びＢ相の固定子コイル５Ｂ，５B′が共にオ
ーバーラツプして通電されることになるため、モ
ータのトルクは第５図において仮想線で示すよ
うに、電流切換時のトルクの落ち込みが補償され
てトルクの特性が平坦化されることになる。

なおトルクの落ち込みの補償量は、トランジス
タT_r3及びT_r4のコレクタ抵抗R₁及びR₂の抵抗値
を変えることによつて任意に定めることができ
る。また例えば固定子コイル５Ａ，５A′が通電
されている場合を考えると、トランジスタT_r4が
オンになつたとき、トランジスタT_r3もオン状態
になるが、トランジスタT_r1がオンであるから、
トランジスタT_r3に電流は流れない。また他方の
固定子コイル５Ｂ，５B′の通電期間（T_r2がオ
ン）にトランジスタT_r4がオンになつても同様で
ある。

次に第６図及び第７図は本発明を磁気テープの
リールモータ駆動回路に適用した具体例を説明す
るためのものである。

先ずホール素子１０の出力端子Ａ，Ｂから得ら
れる第４図に示す如き交流出力信号A₁，B₁が、
トランジスタT_r5及びT_r6のベースにそれぞれ供
給されて差動増幅され、トランジスタT_r6のコレ
クタからは、第７図に示すようなパルス状の電
流切換信号ｆが得られる。この電流切換信号ｆは
トランジスタT_r7のベースに供給され、これによ
つてトランジスタT_r7及びT_r8が互いに電気角で
180゜ずつ交互にオン・オフされるようになつてい
る。

一方、トランジスタT_r9は電源端子２０から供
給される正逆転制御電圧に応じてオン・オフする
スイツチング素子であつて、供給リールモータの
正転時（巻戻し）には、電源端子２０から高レベ
ルの電圧がトランジスタT_r9のベースに供給され
てオン状態になり、逆転時（早送りのテープ送り
戻し）には電源端子２０から低レベルの電圧がト
ランジスタT_r9のベースに供給されてオフ状態に
切換えられる。

そこで先ず、モータの正転時（第６図に示すよ
うにスイツチSWが回転速度制御電圧端子V_s側に
接続され、トランジスタT_r9がオン状態の時）の
回路動作に付き述べる。なお制御電圧V_sはテー
プテンシヨンのサーボ電圧であつてよい。トラン
ジスタT_r7及びT_r8のコレクタからは、前記電流
切換信号ｆに応じたパルス信号が得られ、これら
の各パルス信号は、トランジスタT_r10〜T_r15、抵
抗R₁〜R₄及びコンデンサC₁〜C₃から成る電流切
換回路に供給される。即ち、前記各パルス信号は
トランジスタT_r11及びT_r12のベースにそれぞれ供
給される。そして例えばトランジスタT_r7のコレ
クタからトランジスタT_r11のベースに低レベルの
パルス信号が供給されると、このトランジスタ
T_r11がオン状態に切換わり、抵抗R₂、トランジ
スタT_r10及びT_r11をそれぞれ介して電流I_Bが流れ
る。このためトランジスタT_r15がオン状態にな
る。またトランジスタT_r8のコレクタからトラン
ジスタT_r12のベースに低レベルのパルス信号が供
給されると、トランジスタT_r12がオン、トランジ
スタT_r14がオンとなる。

このようにしてＡ相コイル５Ａ，５A′とＢ相
コイル５Ｂ，５B′とが交互に切換通電される。
なおコンデンサC₂，C₃はノイズ防止用コンデン
サである。

トランジスタT_r14及びT_r15の夫々のオン時のコ
レクタ電圧は、ダイオードD₁〜D₃によつて検出
され、検出電圧はトランジスタT_r13，T_r10及び抵
抗R₁，R₂から成るベース電流制御回路に供給さ
れる。これによつてトランジスタT_r14及びT_r15が
ほぼ飽和点で動作するように、夫々のベース電流
I_Bが制御されるようになつている。

即ち、第６図のＧ点の電圧は、トランジスタ
T_r14，T_r15のオン時のコレクタ電圧にダイオード
D₁またはD₃のオン電圧を加えた電圧になる。従
つて、ダイオードD₂のカソード（Ｈ点）の電圧
が、トランジスタT_r14，T_r15のコレクタ電圧とな
る。このコレクタ電圧は、トランジスタT_r13のベ
ースに供給されるので、これによつてトランジス
タT_r13のコレクタ電流が定まる。トランジスタ
T_r13のコレクタ電流は抵抗R₁に流れて、トラン
ジスタT_r10のベース電圧が形成される。このベー
ス電圧に応じて、トランジスタT_r10のコレクタ電
流が定まる。このコレクタ電流は、トランジスタ
T_r11及びT_r12のオン時に、スイツチングトランジ
スタT_r14及びT_r15のベース電流として流れる。

例えば、トランジスタT_r14及びT_r15の夫々のベ
ース電流が、夫々のトランジスタを最適に飽和さ
せる電流（コレクタ電流を直流増幅率で割つたも
の）に対して過剰であれば、Ｈ点の電圧（検出電
圧）は低くなり、トランジスタT_r13のコレクタ電
流は減少する。これによりトランジスタT_r10のコ
レクタ電流も減少する。従つて、スイツチングト
ランジスタT_r14，T_r15のベース電流は減少され
る。またベース電流が少ないときには増加するよ
うに制御される。平衡点は、Ｈ点の電圧（T_r14，
T_r15のコレクタ電圧）が、トランジスタT_r13のベ
ース―エミツタ電圧（0.7V程度）になる状態で
ある。この状態では、スイツチングトランジスタ
T_r14，T_r15のコレクタ―エミツタ電圧は、ほぼ飽
和電圧に近い0.7V程度になつている。即ち、コ
イル５Ａ，５A′，５Ｂ，５B′の供給電圧V_sの大
きさによつてコイル通電電流の大きさが変化して
も、トランジスタT_r14，T_r15が丁度飽和するよう
な必要最小限のベース電流が流される。従つてモ
ータ起動時に必要なベース電流をカバーし得ると
共に、モータが定格回転に達したときには、制御
された少ないベース電流で最適に駆動される。こ
れによつてモータの消費電力をより少なくするこ
とができる。

また本実施例においては、既述の実施例と同様
にＡ相及びＢ相の固定子コイル５Ａ，５A′及び
５Ｂ，５B′の各々の通電期間が電流切換時点の
近傍であつて、かつその前後にわたつてオーバー
ラツプするように構成されている。即ち、ホール
素子１０の出力端子Ａ，Ｂからの交流出力信号
A₁，B₁（第４図）がトランジスタT_r16及びT_r17
から成る差動増幅器のベースに供給され、これら
のコレクタからは、第７図においてｇ，ｈで示
すような増幅出力電圧が得られる。この出力電圧
はトランジスタT_r18，T_r19のベースに供給され
る。これらのトランジスタT_r18，T_r19は第７図
に示すようなオンレベル（スレツシヨールドレベ
ル）を有しているので、これらのトランジスタ
T_r18，T_r19のコレクタから、第７図，に示す
ような高レベル区間が互いにオーバーラツプして
いるパルス信号ｉ，ｊが得られる。これらのパル
ス信号ｉ，ｊは、信号ｉ，ｊがそれぞれスレツシ
ヨールドレベル以下になつたとき、高レベルにな
つている。パルス信号ｉ，ｊが共に高レベルにな
つたときにはダイオードD₅，D₄のカソード電位
が高くなるため、抵抗R₅→ダイオードD₅→抵抗
R₆及び抵抗R₅→ダイオードD₄→抵抗R₇の経路に
電流が流れない。この結果、トランジスタT_r20の
ベース電位が、第７図に示すように電流切換時
点の近傍であつてかつその前後にわたつて高くな
るため、このトランジスタT_r20がオフ状態にな
り、これに伴なつてトランジスタT_r21がオン状態
に切換わる。このトランジスタT_r21がオン状態に
切換わると、そのコレクタ電位が上がるため、オ
ーバーラツプ通電用トランジスタT_r22及びT_r23が
それぞれオン状態に切換わる。従つて、第７図
の電流切換信号ｆによつて例えばＡ相の固定子コ
イル５Ａ，５A′が通電されている場合、電流切
換時点の近傍で、Ｂ相の固定子コイル５Ｂ，５
B′にトルクリツプルを補償するための電流が流
れることになる。またこれとは逆に、Ｂ相の固定
子コイル５Ｂ，５B′が通電されている場合には、
電流切換時点の近傍で、Ａ相の固定子コイル５
Ａ，５A′にトルクリツプル補償電流が流れる。

この結果、非通電状態にあるべき他方の固定子
コイル５Ａ，５A′或いは５Ｂ，５B′に、オーバ
ーラツプ通電用トランジスタT_r22或いはT_r23を介
して補償電流を流すことにより、電流切換え時点
でのトルクの落ち込みを補償することができ、ト
ルク特性を平坦化することができる。なおトルク
の落ち込みの補償量はトランジスタT_r22及びT_r23
のコレクタ抵抗R₈及びR₉を調整することにより
任意に定めることができる。

以上が第６図のモータ駆動回路の正転モードの
動作で、このとき供給リールモータは、磁気テー
プの送り出し方向とは逆方向のトルクを形成し、
磁気テープには、トルクリツプルの極めて少ない
バツクテンシヨンが作用される。

次にモータの逆転時に付き述べると、先ずスイ
ツチS_Wが第６図において仮想線で示すように回
転速度制御電圧端子V_Sから逆転用電圧端子V_Rに
切換えられる。そして端子２０から低レベルの電
圧が前記端子V_Rを介して固定子コイル５Ａ，５
A′及び５Ｂ，５B′の一端に供給される。なお逆
転モードでは、供給リールモータは磁気テープの
送り出し方向に回転し、これによつて早送り時の
テープ走行負荷を軽減するようにしている。

端子２０の電圧は、トランジスタT_r9のベース
にも供給されて、このトランジスタT_r9がオフ状
態になる。この際トランジスタT_r7（或いはT_r8）
がオン状態になると、トランジスタT_r7（或いは
T_r8）のコレクタ電位が上がるため、第６図のＩ
点（或いはＪ点）の電位が上がつてトランジスタ
T_r24（或いはT_r25）がオン状態になる。このよう
にトランジスタT_r24及びT_r25が、前記電流切換信
号ｆに基いて等間隔で交互にオン・オフする。そ
してトランジスタT_r24がオン状態のときには、こ
のトランジスタT_r24及びダイオードD₆を介して、
またトランジスタT_r25がオン状態のときには、こ
のトランジスタT_r25及びダイオードD₇を介して、
電源電圧V_ccがＡ相の固定子コイル５Ａ，５A′及
びＢ相の固定子コイル５Ｂ，５B′に交互に供給
される。この結果、モータが逆回転駆動されるこ
とになる。

なおこの場合、トランジスタT_r9がオフ状態に
置かれているため、トランジスタT_r13及びT_r10が
オフ状態になり、トランジスタT_r11及びT_r12は共
にオフ状態になつている。従つて、トランジスタ
T_r14及びT_r15にはベース電流I_Bが供給されないた
め、Ａ相及びＢ相の固定子コイル５Ａ，５A′及
び５Ｂ，５B′へは既述の如き正転駆動用の電流
は供給されない。なおこれとは逆に正転時には、
上述の一対のトランジスタT_r24及びT_r25は共にオ
フ状態に置かれるので、逆転駆動用の電流は流れ
ない。

また第６図において、T_r26はスイツチングトラ
ンジスタであつて、供給リールモータが巻戻モー
ド（巻取りリールモータの場合には、早送りモー
ド）に切換えられて、端子２０に高レベルの電圧
が供給されたとき及びモータが逆転モードのとき
に、オーバーラツプ通電用トランジスタT_r22及び
T_r23を共にオフ状態にして、これらのトランジス
タT_r22及びT_r23の発熱防止を行ない得るようにな
つている。即ち、記録・再生モード時にモータト
ルクを供給リールのバツクテンシヨンとして作用
させている場合には、トランジスタT_r26はオフ状
態になつており、オーバーラツプ通電用トランジ
スタT_r22及びT_r23は既述の如く交互にオン・オフ
されてオーバーラツプ通電が行なわれる。

一方、テープ巻取りの際の供給リールモータの
高速正転時には、モータ供給電圧が高くなるので
第６図のＫ点及びＬ点の電位が上がる。またテー
プ早送り時の供給リールモータのテープ送り出し
のための逆転の際にも、Ｋ点及びＬ点が高レベル
になる。Ｋ点及びＬ点の電圧はダイオードD₈，
D₉によつて検出され、検出電圧でもつてトラン
ジスタT_r26がオン状態に切換わり、この結果、ト
ランジスタT_r20がオフ、トランジスタT_r21がオン
状態となる。従つて、オーバーラツプ通電用トラ
ンジスタT_r22及びT_r23が動作しなくなるためこれ
らトランジスタの発熱が軽減される。なおこの際
オーバーラツプ通電は行なわれなくなるが、巻取
り（正転）や早送り時の送出し（逆転）を行なう
際にはモータのトルクリツプルが大きくなつても
何ら支障を来たすおそれはない。

以上の如く本発明は、２相コイルを駆動する第
１、第２のスイツチング素子の夫々と並列に第
３、第４の補助スイツチ素子を設けて、これらの
補助スイツチング素子を主スイツチング素子の電
流切換え時点の近傍で通電して、２相の第１及び
第２の固定子コイルの各々の通電期間が電流切換
え時点の近傍でオーバーラツプするように構成し
たものである。故に本発明によれば、補助スイツ
チング素子の電流量を加減することにより、主ス
イツチング素子の電流切換え時点の近傍で生じる
トルクの落込みを確実に補償することができ、ト
ルクリツプルを大幅に低減することができる。ま
た主のスイツチング素子の通電切換ポイントをオ
ーバーラツプ通電とは無関係に最適に設定するこ
とができる。従つて、特に磁気テープリールのダ
イレクト・ドライブ方式のVTRやテープレコー
ダ等に本発明の駆動回路を用いれば、ワウ・フラ
ツタがジツタの低減化が可能になる。

また回転子の回転位置を検出する１つの検出素
子の出力信号のレベルを弁別して、略180゜交互の
電流切換信号及びこの電流切換信号の切換点の前
後近傍のパルス信号を夫々形成し、上記電流切換
信号でもつて上記第１、第２のスイツチング素子
を駆動すると共に、上記パルス信号で上記第３、
第４のスイツチング素子を駆動するようにしたの
で、オーバーラツプ通電のために回転検出素子を
追加する必要がなく、しかも共通の回転検出素子
を用いるので、主のスイツチング素子の切換点の
回転子に対する位相が設定されたら、オーバーラ
ツプ通電用のパルス信号の位置が切換点の前後近
傍において正確に定まり、オーバーラツプ通電の
タイミング調整を特に必要とせず、無調整でもオ
ーバーラツプ通電によるトルク補償が確実に行わ
れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を適用することができる従来か
ら知られている２相４極ブラシレスモータの横断
面図、第２図は第１図のモータの回転トルクを示
す波形図、第３図〜第５図は本発明の実施例を示
すものであつて、第３図はモータ駆動回路の回路
図、第４図及び第５図は第３図のモータ駆動回路
の動作を説明するための波形図、第６図及び第７
図は本発明を磁気テープの供給リールモータに適
用したときの実施例を示すものであつて、第６図
はモータ駆動回路の回路図、第７図は第６図のモ
ータ駆動回路の動作を説明するための波形図であ
る。 なお図面に用いられている符号において、１…
…アウターロータヨーク、２ａ，２ｂ，３ap３
ｂ……マグネツト、５Ａ，５A′，５Ｂ，５B′…
…固定子コイル、１０……ホール素子、１１，１
３，１４……差動増幅器、１５……アンド回路、
T_r1，T_r2……主スイツチングトランジスタ、
T_r3，T_r4……補助スイツチングトランジスタ、
ａ，ｂ……電流切換信号、ｅ……パルス信号であ
る。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ２相の第１及び第２の固定子コイルの各相に
   おいて電気角で180゜以上にわたつて一方方向のト
   ルクを形成すると共に、前記第１及び第２の固定
   子コイルを交互に切換通電することにより連続し
   た回転トルクを得るようにした２相ブラシレスモ
   ータの駆動回路において、 前記第１及び第２の固定子コイルの各々を駆動
   する第１、第２のスイツチング素子と、これらの
   スイツチング素子の夫々と並列接続された第３、
   第４のスイツチング素子と、回転子の回転位置を
   検出する１つの検出素子と、この検出素子の出力
   信号のレベルを弁別して略180゜交互の電流切換信
   号及びこの電流切換信号の切換点の前後近傍のパ
   ルス信号を夫々形成する回路とを具備し、 上記電流切換信号でもつて上記第１、第２のス
   イツチング素子を駆動すると共に、上記パルス信
   号で上記第３、第４のスイツチング素子を駆動し
   て、相切換点の近傍のトルクを補償した２相ブラ
   シレスモータの駆動回路。