JPH0527353B2 - - Google Patents
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- JPH0527353B2 JPH0527353B2 JP58013054A JP1305483A JPH0527353B2 JP H0527353 B2 JPH0527353 B2 JP H0527353B2 JP 58013054 A JP58013054 A JP 58013054A JP 1305483 A JP1305483 A JP 1305483A JP H0527353 B2 JPH0527353 B2 JP H0527353B2
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- amplifier
- transistor
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Links
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 11
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はテープレコーダ，コードプレーヤ，ビ
デオテープレコーダ等に使用できるブラシレスモ
ータに関するものである。
デオテープレコーダ等に使用できるブラシレスモ
ータに関するものである。
従来例の構成とその問題点
電機子電流をトランジスタで切換え、発生トル
クを指令入力で制御するブラシレスモータは上述
の産業分野で多く利用されている。３相電機子巻
線を用いた代表的な構成の従来例を第１図に示
す。第１図において多極着磁された永久磁石回転
子１と電機子巻線３のそれぞれの巻線L1〜L3と
の回転位置は位置検出器２で検出され、位置信号
切換回路５，７へ伝達される。位置信号切換回路
５，７はそれぞれ３差動構成で、それぞれのコレ
クタが対応する出力トランジスタ群６，８のそれ
ぞれのトランジスタQ1〜Q3，Q4〜Q6のベースへ
接続されている。出力トランジスタ群６，８はエ
ミツタがそれぞれ共通に接続され、コレクタはプ
ツシユプル構成となるように対応する相同志が接
続されて、電機子巻線３の対応する相の一端へそ
れぞれ接続されている。出力トランジスタ群６の
共通エミツタは電源１６へ接続され、出力トラン
ジスタ群８の共通エミツタは抵抗１３を介して接
地されている。抵抗１３の接地されていない端子
１４の電圧は電流出力型差動増幅器４の反転入力
（−）へ印加され、差動増幅回路４の非反転入力
（＋）へはトルク指令電圧１５が印加されて差動
増幅回路４の出力はカレントミラー形式で位置信
号切換回路７へ印加される。電機子巻線３の他端
は共通接続されて差動増幅回路９の反転入力１２
へ接続され、差動増幅回路９の非反転入力１１は
分圧器１０によつて電源１６の電圧の1/2が印加
されている。差動増幅回路９の出力はカレントミ
ラー形式で位置信号切換回路５へ印加される。
クを指令入力で制御するブラシレスモータは上述
の産業分野で多く利用されている。３相電機子巻
線を用いた代表的な構成の従来例を第１図に示
す。第１図において多極着磁された永久磁石回転
子１と電機子巻線３のそれぞれの巻線L1〜L3と
の回転位置は位置検出器２で検出され、位置信号
切換回路５，７へ伝達される。位置信号切換回路
５，７はそれぞれ３差動構成で、それぞれのコレ
クタが対応する出力トランジスタ群６，８のそれ
ぞれのトランジスタQ1〜Q3，Q4〜Q6のベースへ
接続されている。出力トランジスタ群６，８はエ
ミツタがそれぞれ共通に接続され、コレクタはプ
ツシユプル構成となるように対応する相同志が接
続されて、電機子巻線３の対応する相の一端へそ
れぞれ接続されている。出力トランジスタ群６の
共通エミツタは電源１６へ接続され、出力トラン
ジスタ群８の共通エミツタは抵抗１３を介して接
地されている。抵抗１３の接地されていない端子
１４の電圧は電流出力型差動増幅器４の反転入力
（−）へ印加され、差動増幅回路４の非反転入力
（＋）へはトルク指令電圧１５が印加されて差動
増幅回路４の出力はカレントミラー形式で位置信
号切換回路７へ印加される。電機子巻線３の他端
は共通接続されて差動増幅回路９の反転入力１２
へ接続され、差動増幅回路９の非反転入力１１は
分圧器１０によつて電源１６の電圧の1/2が印加
されている。差動増幅回路９の出力はカレントミ
ラー形式で位置信号切換回路５へ印加される。
いま、トランジスタQ3とQ4が導通状態にある
として第１図の動作説明を行う。電機子電流はト
ンンジスタQ3→巻線L1→巻線L3→トランジスタ
Q4→抵抗１３の経路で流れ、端子１４の電圧と
トルク指令入力電圧１５とが比較され、負帰還回
路によつて誤差がゼロとなるように制御される。
この結果、電機子電流はトルク指令電圧１５で制
御され、従つて、モータの発生トルクはトルク指
令電圧１５で制御される。一方、巻線L1，L2，
L3の共通接続点は差動増幅回路９による負帰還
回路によつて電源電圧の1/2に保持される。した
がつて電機子巻線３の電位は電源電圧の1/2の値
を中心にして変化し、トランジスタQ3，Q4はほ
ぼ同じコレクタ・エミツタ電圧で動作するため、
トルク指令電圧、或はモータ回転数の増加によつ
て巻線L1，L3の両端の電圧が増加した場合はト
ランジスタQ3及びQ4はほぼ同じ程度に飽和に達
し、電源電圧の利用率が良くなる。
として第１図の動作説明を行う。電機子電流はト
ンンジスタQ3→巻線L1→巻線L3→トランジスタ
Q4→抵抗１３の経路で流れ、端子１４の電圧と
トルク指令入力電圧１５とが比較され、負帰還回
路によつて誤差がゼロとなるように制御される。
この結果、電機子電流はトルク指令電圧１５で制
御され、従つて、モータの発生トルクはトルク指
令電圧１５で制御される。一方、巻線L1，L2，
L3の共通接続点は差動増幅回路９による負帰還
回路によつて電源電圧の1/2に保持される。した
がつて電機子巻線３の電位は電源電圧の1/2の値
を中心にして変化し、トランジスタQ3，Q4はほ
ぼ同じコレクタ・エミツタ電圧で動作するため、
トルク指令電圧、或はモータ回転数の増加によつ
て巻線L1，L3の両端の電圧が増加した場合はト
ランジスタQ3及びQ4はほぼ同じ程度に飽和に達
し、電源電圧の利用率が良くなる。
この電源電圧はモータ起動時及びモータ回転時
に必要な発生トルクを得るためトランジスタQ3
或はQ4が飽和しないよう十分高く設定されてい
る。ここでトランジスタQ3及びQ4のコレクタ・
エミツタ間には、電源電圧から抵抗１３の電圧降
下、巻線L1，L3の直流抵抗による電圧降下及び
モータの回転に伴う巻線L1，L3の逆起電圧の総
和を減じた電圧が加わる。しかるに、電機子電流
が小さい時、或はモータ回転数が低い場合は、ト
ランジスタQ3，Q4のコレクタ・エミツタ電圧は
高く、トランジスタQ3，Q4の消費電力は大きく
なり、電力損失が大きいという不都合がある。
に必要な発生トルクを得るためトランジスタQ3
或はQ4が飽和しないよう十分高く設定されてい
る。ここでトランジスタQ3及びQ4のコレクタ・
エミツタ間には、電源電圧から抵抗１３の電圧降
下、巻線L1，L3の直流抵抗による電圧降下及び
モータの回転に伴う巻線L1，L3の逆起電圧の総
和を減じた電圧が加わる。しかるに、電機子電流
が小さい時、或はモータ回転数が低い場合は、ト
ランジスタQ3，Q4のコレクタ・エミツタ電圧は
高く、トランジスタQ3，Q4の消費電力は大きく
なり、電力損失が大きいという不都合がある。
また、電源電圧を下げた場合はトランジスタ
Q3或はQ4が飽和することになり、その時、本来
非導通であるべきトランジスタQ1，Q2，Q5或は
Q6にも電流が流れるようベース電流が流れるた
め、モータ発生トルクに対して有害な電機子電流
が流れ、トルク損失或は異常振動を起こすという
不都合が生じる。
Q3或はQ4が飽和することになり、その時、本来
非導通であるべきトランジスタQ1，Q2，Q5或は
Q6にも電流が流れるようベース電流が流れるた
め、モータ発生トルクに対して有害な電機子電流
が流れ、トルク損失或は異常振動を起こすという
不都合が生じる。
以上の不都合はブラシレスモータが利用される
機器の小型化、低消費電力化に対して大きな欠点
となつている。
機器の小型化、低消費電力化に対して大きな欠点
となつている。
発明の目的
本発明は上記の従来例の欠点を除去するもので
あり、出力トランジスタの飽和を安定に防止する
とともに、出力トランジスタの消費電力を低減
し、不要なトルク損失及び異常をなくしたブラシ
レスモータを提供するものである。
あり、出力トランジスタの飽和を安定に防止する
とともに、出力トランジスタの消費電力を低減
し、不要なトルク損失及び異常をなくしたブラシ
レスモータを提供するものである。
発明の構成
本発明のブラシレスモータは多極着磁された永
久磁石回転子と、一端が共通接続された複数相の
電機子巻線と、前記回転子と前記電機子巻線との
回転位置を検出する位置検出器と、前記電機子巻
線の各相に接続された前記相数に等しい組数のプ
ツシユプル出力トランジスタ対と、前記電機子巻
線の電流路に直列に挿入された可変出力電圧のス
イツチングモード電源と、前記電機子巻線の電流
を検出する第１の電流検出手段と、前記第１の電
流検出手段の出力信号とモータトルク指令入力信
号との差を増幅する第１の増幅器と、前記第１の
増幅器の出力を前記位置検出器の出力に応じて切
換え、前記出力トランジスタ対の一方のトランジ
スタ群による前記電機子巻線の通電相を決定する
第１の位置信号切換手段と、前記一方のトランジ
スタ群のベース電流に応じた信号を出力する第２
の電流検出手段と、前記第１及び第２の電流検出
手段のそれぞれの出力信号の差を増幅する第２の
増幅器と、前記第２の増幅器の出力を前記位置検
出器の出力に応じて切換え前記出力トランジスタ
対の他方のトランジスタ群による前記電機子巻線
の通電相を決定する第２の位置信号切換手段と、
前記他方のトランジスタ群のベース電流に応じた
信号を出力する３の電流検出手段と、 前記第１及び第３の電流検出手段のそれぞれの
出力信号の差を増幅する第３の増幅器とを具備
し、前記一方のトランジスタ群のベース電流と前
記第１の電流検出手段に流れる電流の比を一定に
保つよう前記他方のトランジスタ群の導通状態を
前記第２の増幅器で制御するとともに、前記他方
のトランジスタ群のベース電流と前記第１の電流
検出手段に流れる電流の比をも一定に保つよう前
記スイツチングモード電源の出力電圧を前記第３
の増幅器の出力信号で制御して前記トルク指令入
力信号に応じたトルクを発生するように構成した
のもで、出力トランジスタの電力損失を必要最小
限に押さえ、かつ、その飽和を防止することによ
り不要なトルク損失や異常振動をなくすことがで
きるものである。
久磁石回転子と、一端が共通接続された複数相の
電機子巻線と、前記回転子と前記電機子巻線との
回転位置を検出する位置検出器と、前記電機子巻
線の各相に接続された前記相数に等しい組数のプ
ツシユプル出力トランジスタ対と、前記電機子巻
線の電流路に直列に挿入された可変出力電圧のス
イツチングモード電源と、前記電機子巻線の電流
を検出する第１の電流検出手段と、前記第１の電
流検出手段の出力信号とモータトルク指令入力信
号との差を増幅する第１の増幅器と、前記第１の
増幅器の出力を前記位置検出器の出力に応じて切
換え、前記出力トランジスタ対の一方のトランジ
スタ群による前記電機子巻線の通電相を決定する
第１の位置信号切換手段と、前記一方のトランジ
スタ群のベース電流に応じた信号を出力する第２
の電流検出手段と、前記第１及び第２の電流検出
手段のそれぞれの出力信号の差を増幅する第２の
増幅器と、前記第２の増幅器の出力を前記位置検
出器の出力に応じて切換え前記出力トランジスタ
対の他方のトランジスタ群による前記電機子巻線
の通電相を決定する第２の位置信号切換手段と、
前記他方のトランジスタ群のベース電流に応じた
信号を出力する３の電流検出手段と、 前記第１及び第３の電流検出手段のそれぞれの
出力信号の差を増幅する第３の増幅器とを具備
し、前記一方のトランジスタ群のベース電流と前
記第１の電流検出手段に流れる電流の比を一定に
保つよう前記他方のトランジスタ群の導通状態を
前記第２の増幅器で制御するとともに、前記他方
のトランジスタ群のベース電流と前記第１の電流
検出手段に流れる電流の比をも一定に保つよう前
記スイツチングモード電源の出力電圧を前記第３
の増幅器の出力信号で制御して前記トルク指令入
力信号に応じたトルクを発生するように構成した
のもで、出力トランジスタの電力損失を必要最小
限に押さえ、かつ、その飽和を防止することによ
り不要なトルク損失や異常振動をなくすことがで
きるものである。
実施例の説明
以下本発明の実施例を図面に基づいて説明す
る。第２図はその構成図である。
る。第２図はその構成図である。
永久磁石回転子１は８極に着磁され、３相電機
子巻線３は一端が共通接続された巻線L1，L2，
L3で構成されている。
子巻線３は一端が共通接続された巻線L1，L2，
L3で構成されている。
回転子１と電機子巻線３との回転位置は位置検
出器２で検出され、３相信号として位置信号切換
回路５，７へ印加される。位置信号切換回路５は
NPNトランジスタによる３差動構成で、出力ト
ランジスタ群６を駆動する。位置信号切換回路７
はPNPトランジスタによる３差動構成で、出力
トランジスタ群８を駆動する。出力トランジスタ
群６はエミツタが共通にスイツチングモード電源
２６の出力端子２７へ接続されたPNPトランジ
スタQ1，Q2，Q3から成り、出力トランジスタ群
８はエミツタが共通に電流検出抵抗１３へ接続さ
れたNPNトランジスタQ4，Q5，Q6から成る。ト
ランジスタQ1とQ4，Q2とQ5，Q3とQ6はそれぞれ
コレクタ同志が共通に巻線L3，L2，L1へ接続さ
れている。カレントミラーによる２つの電流出力
端子１８，１９を有する差動増幅回路４の非反転
入力（＋）はトルク指令電圧１５の供給端子へ接
続され、反転入力（−）は抵抗１３と出力トラン
ジスタ群８の共通エミツタとの接続点１４へ接続
されている。出力端子１９は位置信号切換回路７
の共通エミツタへ接続され、出力端子１８は一端
が接地された抵抗１７と共に差動増幅器２０の非
反転入力（＋）へ接続されている。差動増幅器２
０の反転入力（−）は抵抗１３とトランジスタ群
８との接続点１４へ接続され、出力はローパスフ
イルタ２１及びカレントミラートランジスタ
Q15，Q13をを介して位置信号切換回路５のエミ
ツタへ接続されている。トランジスタQ14は、ト
ランジスタQ15，Q13とともにカレントミラーを
構成し、トランジスタQ13，Q14は等しい電流を
出力する。トランジスタQ14のコレクタはトラン
ジスタQ16，Q17の共通ベースへ持続されている。
トランジスタQ16，Q17はエミツタが共通に電源
１６へ接続され、トランジスタQ17はダイオード
接続されて、カレントミラーを構成している。ト
ランジスタQ16のコレクタ２３は抵抗２２を介し
て接地されるとともに差動増幅器２４の非反転入
力（＋）へ接続されている。差動増幅器２４の反
転入力（−）は、抵抗１３とトランジスタ群８と
の接続点１４へ接続され、出力はフイルタ２５を
介してスイツチングモード電源２６の制御端子へ
接続されている。スイツチングモード電源２６の
電源端子は電源１６へ接続されている。
出器２で検出され、３相信号として位置信号切換
回路５，７へ印加される。位置信号切換回路５は
NPNトランジスタによる３差動構成で、出力ト
ランジスタ群６を駆動する。位置信号切換回路７
はPNPトランジスタによる３差動構成で、出力
トランジスタ群８を駆動する。出力トランジスタ
群６はエミツタが共通にスイツチングモード電源
２６の出力端子２７へ接続されたPNPトランジ
スタQ1，Q2，Q3から成り、出力トランジスタ群
８はエミツタが共通に電流検出抵抗１３へ接続さ
れたNPNトランジスタQ4，Q5，Q6から成る。ト
ランジスタQ1とQ4，Q2とQ5，Q3とQ6はそれぞれ
コレクタ同志が共通に巻線L3，L2，L1へ接続さ
れている。カレントミラーによる２つの電流出力
端子１８，１９を有する差動増幅回路４の非反転
入力（＋）はトルク指令電圧１５の供給端子へ接
続され、反転入力（−）は抵抗１３と出力トラン
ジスタ群８の共通エミツタとの接続点１４へ接続
されている。出力端子１９は位置信号切換回路７
の共通エミツタへ接続され、出力端子１８は一端
が接地された抵抗１７と共に差動増幅器２０の非
反転入力（＋）へ接続されている。差動増幅器２
０の反転入力（−）は抵抗１３とトランジスタ群
８との接続点１４へ接続され、出力はローパスフ
イルタ２１及びカレントミラートランジスタ
Q15，Q13をを介して位置信号切換回路５のエミ
ツタへ接続されている。トランジスタQ14は、ト
ランジスタQ15，Q13とともにカレントミラーを
構成し、トランジスタQ13，Q14は等しい電流を
出力する。トランジスタQ14のコレクタはトラン
ジスタQ16，Q17の共通ベースへ持続されている。
トランジスタQ16，Q17はエミツタが共通に電源
１６へ接続され、トランジスタQ17はダイオード
接続されて、カレントミラーを構成している。ト
ランジスタQ16のコレクタ２３は抵抗２２を介し
て接地されるとともに差動増幅器２４の非反転入
力（＋）へ接続されている。差動増幅器２４の反
転入力（−）は、抵抗１３とトランジスタ群８と
の接続点１４へ接続され、出力はフイルタ２５を
介してスイツチングモード電源２６の制御端子へ
接続されている。スイツチングモード電源２６の
電源端子は電源１６へ接続されている。
次に第２図の動作について説明する。電機子電
流は、スイツチングモード電源２６→出力トラン
ジスタ群６→巻線３→出力トランジスタ群８→抵
抗１３の経路で流れ、差動増幅回路４，位置信号
切換回路７，出力トランジスタ群８，抵抗１３で
構成される負帰還ループによつて差動増幅回路４
の差動入力がゼロになるように制御される。い
ま、回転子１と電機子巻線３との位置関係によつ
て出力トランジスタQ1〜Q6のうち、トランジス
タQ3とQ4だけが導通状態にあるとする。抵抗１
３にはトランジスタQ4のエミツタ電流だけが流
れる。トランジスタQ4のベース電流I4は差動増幅
回路４の電流出力端子１９から供給され、電流出
力端子１８からも同じ大きさの電流が抵抗１７へ
供給されている。抵抗１３と抵抗１７の値及び流
れている電流値をそれぞれR13，R17及びI13，I17
とすれば、差動増幅器２０の入力電圧V20は V20＝R17・I17−R13・I13 ……(1) となる。また、トランジスタQ4の電流増幅率hFE
は hFE＝I13／I4−１ ……(2) となり、I4＝I17であるから、式(1)は V20＝（R17／１＋hFE−R13）・I13 ……(3) となる。トランジスタQ4のhFEは第３図に示す様
にコレクタ・エミツタ電圧VCEに伴つて変化する
から、差動増幅器２０、ローパスフイルタ２１、
位置信号切換回路５、出力トランジスタQ3、巻
線L1及びL3、出力トランジスタQ4、抵抗１３で
構成される負帰還ループのループゲインが十分高
い時は入力電圧V20はゼロとなるようにトランジ
スタQ4のコレクタ・エミツタ動作電圧が自動的
に決まる。従つて式(3)より hFE＝R17／R13−１ ……(4) となる。式(4)の右辺は一定であるから、トランジ
スタQ4のhFEは一定になる。トルク指令電圧が変
わればトランジスタQ4のエミツタ電流も変わり、
第３図からトランジスタQ4のコレクタ・エミツ
タ電圧も自動的に変わる。言い換えれば、トラン
ジスタQ4は電流増幅率が一定に保たれるように
エミツタ電流に応じてコレクタ・エミツタ電圧が
自動制御されるから、巻線L1，L3の両端の電位
も電機子電流に対応して決まり、安定に動作す
る。
流は、スイツチングモード電源２６→出力トラン
ジスタ群６→巻線３→出力トランジスタ群８→抵
抗１３の経路で流れ、差動増幅回路４，位置信号
切換回路７，出力トランジスタ群８，抵抗１３で
構成される負帰還ループによつて差動増幅回路４
の差動入力がゼロになるように制御される。い
ま、回転子１と電機子巻線３との位置関係によつ
て出力トランジスタQ1〜Q6のうち、トランジス
タQ3とQ4だけが導通状態にあるとする。抵抗１
３にはトランジスタQ4のエミツタ電流だけが流
れる。トランジスタQ4のベース電流I4は差動増幅
回路４の電流出力端子１９から供給され、電流出
力端子１８からも同じ大きさの電流が抵抗１７へ
供給されている。抵抗１３と抵抗１７の値及び流
れている電流値をそれぞれR13，R17及びI13，I17
とすれば、差動増幅器２０の入力電圧V20は V20＝R17・I17−R13・I13 ……(1) となる。また、トランジスタQ4の電流増幅率hFE
は hFE＝I13／I4−１ ……(2) となり、I4＝I17であるから、式(1)は V20＝（R17／１＋hFE−R13）・I13 ……(3) となる。トランジスタQ4のhFEは第３図に示す様
にコレクタ・エミツタ電圧VCEに伴つて変化する
から、差動増幅器２０、ローパスフイルタ２１、
位置信号切換回路５、出力トランジスタQ3、巻
線L1及びL3、出力トランジスタQ4、抵抗１３で
構成される負帰還ループのループゲインが十分高
い時は入力電圧V20はゼロとなるようにトランジ
スタQ4のコレクタ・エミツタ動作電圧が自動的
に決まる。従つて式(3)より hFE＝R17／R13−１ ……(4) となる。式(4)の右辺は一定であるから、トランジ
スタQ4のhFEは一定になる。トルク指令電圧が変
わればトランジスタQ4のエミツタ電流も変わり、
第３図からトランジスタQ4のコレクタ・エミツ
タ電圧も自動的に変わる。言い換えれば、トラン
ジスタQ4は電流増幅率が一定に保たれるように
エミツタ電流に応じてコレクタ・エミツタ電圧が
自動制御されるから、巻線L1，L3の両端の電位
も電機子電流に対応して決まり、安定に動作す
る。
モータの回転数の増加に伴う電機子巻線逆起電
圧の増加、或は電機子電流の増加に伴う電機子巻
線直流電圧降下の増加によつて、トランジスタ
Q3のコレクタ・エミツタ電圧は減少する。第３
図に示したように、トランジスタのコレクタ・エ
ミツタ電圧が減少すると、電流増幅率も低下する
から、トランジスタQ3はコレクタ電流に比して
ベース電流が増加する。トランジスタQ3のベー
ス電流I3は位置信号切換回路５を介してトランジ
スタQ13から供給され、その大きさはトランジス
タQ14のコレクタ電流と等しい。又、トランジス
タQ14のコレクタ電流はカレントミラートランジ
スタQ17，Q16を介して抵抗２２へ印加されてい
る。従つて抵抗２２の電流値をI22とすれば I22＝I3 ……(5) である。
圧の増加、或は電機子電流の増加に伴う電機子巻
線直流電圧降下の増加によつて、トランジスタ
Q3のコレクタ・エミツタ電圧は減少する。第３
図に示したように、トランジスタのコレクタ・エ
ミツタ電圧が減少すると、電流増幅率も低下する
から、トランジスタQ3はコレクタ電流に比して
ベース電流が増加する。トランジスタQ3のベー
ス電流I3は位置信号切換回路５を介してトランジ
スタQ13から供給され、その大きさはトランジス
タQ14のコレクタ電流と等しい。又、トランジス
タQ14のコレクタ電流はカレントミラートランジ
スタQ17，Q16を介して抵抗２２へ印加されてい
る。従つて抵抗２２の電流値をI22とすれば I22＝I3 ……(5) である。
一方、トランジスタQ3のコレクタ電流IC3は、
巻線L1，L3を介してトランジスタQ4のコレクタ
電流となり、トランジスタQ4の電流増幅率hFEは
式(4)の値に保持されているから、 I13＝１＋hFE／hFE・IC3 ＝R17／R17−R13・IC3 ……(6) となる。
巻線L1，L3を介してトランジスタQ4のコレクタ
電流となり、トランジスタQ4の電流増幅率hFEは
式(4)の値に保持されているから、 I13＝１＋hFE／hFE・IC3 ＝R17／R17−R13・IC3 ……(6) となる。
トランジスタQ3の電流増巾率hFE′はhFE′≡IC3／I3
であるから、式(6)より
I3＝１／hFE′・R17−R13／R17I13 ……(7)
となる。
差動増幅器２４の入力電圧V24は、抵抗２２の
抵抗値をR22として、 V24＝R22・I3−R13・I13 ……(8) であり、式(7)，(8)より V24＝（R22／hFE′・R17−R13／R17−R13）・I13……
(9) となる。
抵抗値をR22として、 V24＝R22・I3−R13・I13 ……(8) であり、式(7)，(8)より V24＝（R22／hFE′・R17−R13／R17−R13）・I13……
(9) となる。
トランジスタQ3のhFE′はトランジスタQ4と同
様に第３図に示す様にコレクタ・エミツタ電圧に
伴つて変化するから、差動増幅器２４、ローパス
フイルタ２５、スイツチングモード電源２６、出
力トランジスタQ3、巻線L1及びL3、出力トラン
ジスタQ4、抵抗１３で構成される負帰還ループ
のループゲインが十分高い時は、入力電圧V24は
ゼロとなるようにトランジスタQ3のコレクタ・
エミツタ動作電圧が自動的に決まる。従つて式(9)
より hFE′＝R22R17−R13／R13・R17 ……(10) となる。式(10)の右辺は一定であるから、トランジ
スタQ3のhFE′は一定になる。
様に第３図に示す様にコレクタ・エミツタ電圧に
伴つて変化するから、差動増幅器２４、ローパス
フイルタ２５、スイツチングモード電源２６、出
力トランジスタQ3、巻線L1及びL3、出力トラン
ジスタQ4、抵抗１３で構成される負帰還ループ
のループゲインが十分高い時は、入力電圧V24は
ゼロとなるようにトランジスタQ3のコレクタ・
エミツタ動作電圧が自動的に決まる。従つて式(9)
より hFE′＝R22R17−R13／R13・R17 ……(10) となる。式(10)の右辺は一定であるから、トランジ
スタQ3のhFE′は一定になる。
ここで、スイツチングモード電源２６は制御入
力すなわち差動増幅器２４の出力電圧の高低に応
じて出力電圧が変化するようになつている。
力すなわち差動増幅器２４の出力電圧の高低に応
じて出力電圧が変化するようになつている。
トルク指令電圧１５が変われば、トランジスタ
Q4のエミツタ電流、さらにトランジスタQ3のエ
ミツタ電流も変わり、第３図から、トランジスタ
Q3，Q4のコレクタ・エミツタ電圧も自動的に変
わる。この電圧はトランジスタQ3，Q4の特性で
決まり、所定のエミツタ電流を流すために最低必
要な電圧である。更に、素子ばらつき、トランジ
スタの温度変化に応じて自動的に決まり、電流増
幅率が一定に保持されているからトランジスタ
Q3，Q4は飽和することなく最低の電力消費の動
作状態を維持する。スイツチングモード電源２６
の出力電圧は、トランジスタQ3のコレクタ・エ
ミツタ間電圧、巻線L1、L3の直流抵抗による電
圧降下、トランジスタQ4のコレクタ・エミツタ
間電圧、抵抗１３の電圧降下、及びモータ逆起電
圧の総和に等しくなり、電源１６との差はスイツ
チングモード電源２６の内部損失となる。しかる
に、スイツチングモード電源であるため、電圧変
換に係る電力効率は十分高く、電機子電流の変
化、或は、モータ回転数の変化による電力損失は
直列制御方式の電源を使用する場合に比べてはる
かに小さい。またフイルタ２５はローパスフイル
タであり、差動増幅器２４を含む負帰還ループの
安定性を改善する。
Q4のエミツタ電流、さらにトランジスタQ3のエ
ミツタ電流も変わり、第３図から、トランジスタ
Q3，Q4のコレクタ・エミツタ電圧も自動的に変
わる。この電圧はトランジスタQ3，Q4の特性で
決まり、所定のエミツタ電流を流すために最低必
要な電圧である。更に、素子ばらつき、トランジ
スタの温度変化に応じて自動的に決まり、電流増
幅率が一定に保持されているからトランジスタ
Q3，Q4は飽和することなく最低の電力消費の動
作状態を維持する。スイツチングモード電源２６
の出力電圧は、トランジスタQ3のコレクタ・エ
ミツタ間電圧、巻線L1、L3の直流抵抗による電
圧降下、トランジスタQ4のコレクタ・エミツタ
間電圧、抵抗１３の電圧降下、及びモータ逆起電
圧の総和に等しくなり、電源１６との差はスイツ
チングモード電源２６の内部損失となる。しかる
に、スイツチングモード電源であるため、電圧変
換に係る電力効率は十分高く、電機子電流の変
化、或は、モータ回転数の変化による電力損失は
直列制御方式の電源を使用する場合に比べてはる
かに小さい。またフイルタ２５はローパスフイル
タであり、差動増幅器２４を含む負帰還ループの
安定性を改善する。
第４図は可変出力電圧のスイツチングモード電
源の一実施例を示す。エミツタが電源端子２９に
接続されたスイツチングトランジスタQ18のコレ
クタはコイル３３を介して出力端子２７へ接続さ
れている。ダイオード３２はカソードがトランジ
スタQ18のコレクタへ接続され、アノードが接地
されている。出力端子２７は平滑コンデンサ３４
を介して接地されている。比較器３０のの反転入
力（−）は出力端子２７へ接続され、非反転入力
（＋）は制御端子２８へ接続されている。比較器
３０の出力は制御回路３１へ印加され、さらにス
イツチングトランジスタQ18のベースへ印加され
る。制御回路３１はトランジスタQ18のスイツチ
ング状態を制御し、ダイオード３２、コイル３
３、コンデンサ３４で構成される平滑回路を介し
て出力電圧が比較器３０へ帰還される。制御端子
２８へ印加される電圧と出力電圧との差がゼロに
なるように負帰還ループが動作し、出力電圧は制
御端子２８の電圧に追従する。
源の一実施例を示す。エミツタが電源端子２９に
接続されたスイツチングトランジスタQ18のコレ
クタはコイル３３を介して出力端子２７へ接続さ
れている。ダイオード３２はカソードがトランジ
スタQ18のコレクタへ接続され、アノードが接地
されている。出力端子２７は平滑コンデンサ３４
を介して接地されている。比較器３０のの反転入
力（−）は出力端子２７へ接続され、非反転入力
（＋）は制御端子２８へ接続されている。比較器
３０の出力は制御回路３１へ印加され、さらにス
イツチングトランジスタQ18のベースへ印加され
る。制御回路３１はトランジスタQ18のスイツチ
ング状態を制御し、ダイオード３２、コイル３
３、コンデンサ３４で構成される平滑回路を介し
て出力電圧が比較器３０へ帰還される。制御端子
２８へ印加される電圧と出力電圧との差がゼロに
なるように負帰還ループが動作し、出力電圧は制
御端子２８の電圧に追従する。
上記実施例において、モータの回転に伴つて回
転子１と電機子巻線３の回転位置が変つて、トラ
ンジスタQ1〜Q6のうち導通するトランジスタが
変化しても、上述と同様の動作でトランジスタ
Q1〜Q6の動作電位は巻線電流に対して安定に変
化する。
転子１と電機子巻線３の回転位置が変つて、トラ
ンジスタQ1〜Q6のうち導通するトランジスタが
変化しても、上述と同様の動作でトランジスタ
Q1〜Q6の動作電位は巻線電流に対して安定に変
化する。
なお、上記実施例は３相の場合について説明し
たが、本発明は３相に限る必然性はなく、また、
本発明の主旨を変えずに種々の変形（例えば、位
置信号切換回路５或は７の出力側に電流増幅回路
を挿入し、その増幅率に相当する分だけ抵抗１７
或は抵抗２２の値を大きくする方法、或は電流出
力端子１８，１９やカレントミラートランジスタ
Q13，Q14の電流比を１以外の値にして抵抗１７，
２２の値を変える方法等）、応用の存することは
言うまでもない。
たが、本発明は３相に限る必然性はなく、また、
本発明の主旨を変えずに種々の変形（例えば、位
置信号切換回路５或は７の出力側に電流増幅回路
を挿入し、その増幅率に相当する分だけ抵抗１７
或は抵抗２２の値を大きくする方法、或は電流出
力端子１８，１９やカレントミラートランジスタ
Q13，Q14の電流比を１以外の値にして抵抗１７，
２２の値を変える方法等）、応用の存することは
言うまでもない。
また、スイツチングモード電源についても種々
の方式が存するが、これらの方式によつて本発明
の主旨が損なわれないことは明白である。
の方式が存するが、これらの方式によつて本発明
の主旨が損なわれないことは明白である。
以上の説明より明らかなように、第１図に示し
た従来例では、モータの回転数、電源電圧により
出力トランジスタ群に飽和が発生し、この結果、
トルク損失、異常振動が生じていたが、本実施例
の如くブラシレスモータを構成すれば、出力トラ
ンジスタ群６，８の飽和を防止し、不要なトルク
損失およびモータの異常振動を解消することがで
きる。また、第１図に示した従来例においては、
直流制御により巻線印加電圧を調節していたた
め、出力トランジスタ群６，８の電力損失が大で
あつたが、本実施例の如く構成すれば、トランジ
スタＱ１〜Ｑ６のコレクタ・エミツタ電圧をスイ
ツチングモード電源２６で制御することにより、
出力トランジスタ群６，８の電力損失を必要最小
限に抑えることが可能となる。
た従来例では、モータの回転数、電源電圧により
出力トランジスタ群に飽和が発生し、この結果、
トルク損失、異常振動が生じていたが、本実施例
の如くブラシレスモータを構成すれば、出力トラ
ンジスタ群６，８の飽和を防止し、不要なトルク
損失およびモータの異常振動を解消することがで
きる。また、第１図に示した従来例においては、
直流制御により巻線印加電圧を調節していたた
め、出力トランジスタ群６，８の電力損失が大で
あつたが、本実施例の如く構成すれば、トランジ
スタＱ１〜Ｑ６のコレクタ・エミツタ電圧をスイ
ツチングモード電源２６で制御することにより、
出力トランジスタ群６，８の電力損失を必要最小
限に抑えることが可能となる。
発明の効果
以上説明した様に、本発明のブラシレスモータ
は、抵抗で予め決め得る常に一定の電流増幅率に
なるよう出力トランジスタのコレクタ・エミツタ
電圧をスイツチングモード電源で制御することに
よつて出力トランジスタの電力損失を必要最小限
に押さえ、かつ、出力トランジスタの飽和を防止
することによつて不要なトルク損失や異常振動を
なくすことができるものである。また、出力トラ
ンジスタのコレクタ・エミツタ動作電圧は素子ば
らつき、動作電流、或はトランジスタ温度に自動
的に追従するため、極めて安定した動作が得られ
る。したがつて、ブラシレスモータ使用機器の小
型化、低消費電力化に特に有効である。
は、抵抗で予め決め得る常に一定の電流増幅率に
なるよう出力トランジスタのコレクタ・エミツタ
電圧をスイツチングモード電源で制御することに
よつて出力トランジスタの電力損失を必要最小限
に押さえ、かつ、出力トランジスタの飽和を防止
することによつて不要なトルク損失や異常振動を
なくすことができるものである。また、出力トラ
ンジスタのコレクタ・エミツタ動作電圧は素子ば
らつき、動作電流、或はトランジスタ温度に自動
的に追従するため、極めて安定した動作が得られ
る。したがつて、ブラシレスモータ使用機器の小
型化、低消費電力化に特に有効である。
第１図はブラシレスモータの従来例の構成図、
第２図は本発明の一実施例の構成図、第３図はト
ランジスタのコレクタ・エミツタ電圧と電流増幅
率の関係を示すグラフ、第４図はスイツチングモ
ード電源の一実施例の構成図である。 １……回転子、２……位置検出器、３……電機
子巻線、４……差動増幅回路、５，７……位置信
号切換回路、６，８……出力トランジスタ群、１
３，１７，２２……抵抗、１５……トルク指令電
圧、２０，２４……差動増幅器、２１，２５……
フイルタ、２６……スイツチングモード電源、３
０……比較器、３１……制御回路、２７……出力
端子、２８……制御端子、２９……電源端子。
第２図は本発明の一実施例の構成図、第３図はト
ランジスタのコレクタ・エミツタ電圧と電流増幅
率の関係を示すグラフ、第４図はスイツチングモ
ード電源の一実施例の構成図である。 １……回転子、２……位置検出器、３……電機
子巻線、４……差動増幅回路、５，７……位置信
号切換回路、６，８……出力トランジスタ群、１
３，１７，２２……抵抗、１５……トルク指令電
圧、２０，２４……差動増幅器、２１，２５……
フイルタ、２６……スイツチングモード電源、３
０……比較器、３１……制御回路、２７……出力
端子、２８……制御端子、２９……電源端子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 多極着磁された永久磁石回転子と、一端が共
通接続された複数相の電機子巻線と、前記回転子
と前記電機子巻線との回転位置を検出する位置検
出器と、前記電機子巻線の各相に接続された前記
相数に等しい組数のプツシユプル出力トランジス
タ対と、前記電機子巻線の電流路に直列に挿入さ
れた可変出力電圧のスイツチングモード電源と、
前記電機子巻線の電流を検出する第１の電流検出
手段と、前記第１の電流検出手段の出力信号とモ
ータトルク指令入力信号との差を増幅する第１の
増幅器と、前記第１の増幅器の出力を前記位置検
出器の出力に応じて切換え、前記出力トランジス
タ対の一方のトランジスタ群による前記電機子巻
線の通電相を決定する第１の位置信号切換手段
と、前記一方のトランジスタ群のベース電流に応
じた信号を出力する第２の電流検出手段と、前記
第１及び第２の電流検出手段のそれぞれの出力信
号の差を増幅する第２の増幅器と、前記第２の増
幅器の出力を前記位置検出器の出力に応じて切換
え、前記出力トランジスタ対の他方のトランジス
タ群による前記電機子巻線の通電相を決定する第
２の位置信号切換手段と、前記他方のトランジス
タ群のベース電流に応じた信号を出力する３の電
流検出手段と、前記第１及び第３の電流検出手段
のそれぞれの出力信号の差を増幅する第３の増幅
器とを具備し、前記一方のトランジスタ群のベー
ス電流と前記第１の電流検出手段に流れる電流の
比を一定に保つよう前記他方のトランジスタ群の
導通状態を前記第２の増幅器で制御するととも
に、前記他方のトランジスタ群のベース電流と前
記第１の電流検出手段に流れる電流の比をも一定
に保つよう前記スイツチングモード電源の出力電
圧を前記第３の増幅器の出力信号で制御して、前
記トルク指令入力信号に応じたトルクを発生する
ようにしたブラシレスモータ。 ２ 第２の電流検出手段として、第１のカレント
ミラーと第１の抵抗を用い、第１の増幅器として
電流出力型の差動増幅器を用い、前記電流出力を
前記第１のカレントミラーで第１の位置信号切換
器と前記第１の抵抗とに分配し、前記第１の抵抗
の両端の電圧を前記第２の電流検出手段の出力と
することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
のブラシレスモータ。 ３ 第３の電流検出手段として、第２のカレント
ミラーと第２の抵抗を用い、第２の増幅器として
電流出力型の差動増幅器を用い、前記電流出力を
前記第２のカレントミラーで第２の位置信号切換
器と前記第２の抵抗とに分配し、前記第２の抵抗
の両端の電圧を前記第３の電流検出手段の出力と
することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
のブラシレスモータ。 ４ スイツチングモード電源は、電源端子と出力
端と制御端子とを具備し、前記制御端子に印加さ
れる第３の増幅器の出力電圧に応じた電圧を出力
することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
のブラシレスモータ。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58013054A JPS59139886A (ja) | 1983-01-28 | 1983-01-28 | ブラシレスモ−タ |
| US06/569,762 US4535276A (en) | 1983-01-12 | 1984-01-10 | Output circuit and brushless motor using the same |
| GB08400669A GB2135483B (en) | 1983-01-12 | 1984-01-11 | Output circuit and brushless motor using the same |
| DE19843401055 DE3401055A1 (de) | 1983-01-12 | 1984-01-12 | Treiberschaltung und diese verwendender buerstenloser motor |
| US06/728,801 US4608524A (en) | 1983-01-12 | 1985-04-29 | Output circuit and brushless motor using the same |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58013054A JPS59139886A (ja) | 1983-01-28 | 1983-01-28 | ブラシレスモ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59139886A JPS59139886A (ja) | 1984-08-10 |
| JPH0527353B2 true JPH0527353B2 (ja) | 1993-04-20 |
Family
ID=11822409
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58013054A Granted JPS59139886A (ja) | 1983-01-12 | 1983-01-28 | ブラシレスモ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59139886A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2018030495A1 (ja) | 2016-08-09 | 2018-02-15 | 日本ポリプロ株式会社 | 加飾フィルムおよびそれを用いた加飾成形体の製造方法 |
-
1983
- 1983-01-28 JP JP58013054A patent/JPS59139886A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2018030495A1 (ja) | 2016-08-09 | 2018-02-15 | 日本ポリプロ株式会社 | 加飾フィルムおよびそれを用いた加飾成形体の製造方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59139886A (ja) | 1984-08-10 |
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