JPS62222314A - 温度センサ用定電流回路 - Google Patents
温度センサ用定電流回路Info
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- JPS62222314A JPS62222314A JP61066424A JP6642486A JPS62222314A JP S62222314 A JPS62222314 A JP S62222314A JP 61066424 A JP61066424 A JP 61066424A JP 6642486 A JP6642486 A JP 6642486A JP S62222314 A JPS62222314 A JP S62222314A
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- mosfet
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- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 3
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- Measuring Temperature Or Quantity Of Heat (AREA)
- Metal-Oxide And Bipolar Metal-Oxide Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は絶縁ゲートを界効果型トランジスタ(以下MO
SFETと称す)を用いた半導体集積回路においてスレ
ッシwμド電圧の温度特性を利用した温度センサ用定電
流回路に関する。
SFETと称す)を用いた半導体集積回路においてスレ
ッシwμド電圧の温度特性を利用した温度センサ用定電
流回路に関する。
従来の電源電圧に依存しない定電流回路の例として第3
図、第4図のような回路がある。第5図の回路において
P型MOSFET 1o 1のコンダクタンス定数βを
βP11.スレッン1ルド電圧を−V T P oとし
、N型MOSFET102.103のコンダクタンス定
数βをそれぞれβNtttβ112またフレクシ−1〃
ド電圧をともにvtnとすれば、定電流源のMOSFE
T 1o sに流れる電流Iuは、 を表わされる。
図、第4図のような回路がある。第5図の回路において
P型MOSFET 1o 1のコンダクタンス定数βを
βP11.スレッン1ルド電圧を−V T P oとし
、N型MOSFET102.103のコンダクタンス定
数βをそれぞれβNtttβ112またフレクシ−1〃
ド電圧をともにvtnとすれば、定電流源のMOSFE
T 1o sに流れる電流Iuは、 を表わされる。
また第4図の回路においてP型MOSFET201.2
03のコンダクタンス定数βをそれぞれβP2】、βP
22、スレッショルド電圧をそれぞれVTP11V?P
2(!: L、’tfcNmMOS FET202゜2
04.205のコンダクタンス定数βをそれぞれβN2
1 tβ)+22 +βN21%スレッシNlvド電圧
をともにVTNとすれば定電流源のMOSFET 20
5に流れる電流I23は、 但し、 と表わされる。
03のコンダクタンス定数βをそれぞれβP2】、βP
22、スレッショルド電圧をそれぞれVTP11V?P
2(!: L、’tfcNmMOS FET202゜2
04.205のコンダクタンス定数βをそれぞれβN2
1 tβ)+22 +βN21%スレッシNlvド電圧
をともにVTNとすれば定電流源のMOSFET 20
5に流れる電流I23は、 但し、 と表わされる。
さて従来の定電流源の第1例である第5図の回路を温度
センサ用の定電流源として用いる場合は温度変化によっ
てコンダクタンス定数βもスレッショルド電圧も変化す
るが1.2の変化に対し2てはスレッショルド電圧の変
化が支配的であり、VTPDの微少な変化に対して定電
流回路としての電流値工□2は線形に変化するので温度
センサ用の定電流源とはなシうる。しかしながらvtp
oは経時変化によりて若干ながら変動する。このときこ
の変動は温度センサとして基準点に狂いを生じさせる。
センサ用の定電流源として用いる場合は温度変化によっ
てコンダクタンス定数βもスレッショルド電圧も変化す
るが1.2の変化に対し2てはスレッショルド電圧の変
化が支配的であり、VTPDの微少な変化に対して定電
流回路としての電流値工□2は線形に変化するので温度
センサ用の定電流源とはなシうる。しかしながらvtp
oは経時変化によりて若干ながら変動する。このときこ
の変動は温度センサとして基準点に狂いを生じさせる。
したがって第3図の従来回路は一時的には温度センサ用
電流回路となり得ても経時変化に弱いという欠点があっ
た。また第4図の従来回路例の場合にはスレッVヨルド
%1圧の差によって定電流値を決めているので、経時変
化によってスレッショルド電圧が若干変化しても相殺さ
れてしまうので経時変化には強いが、同時に温度変化に
よるスレッシN/L/ド電圧の変化も相殺されてしまい
、温度センサ用としては利用できない。
電流回路となり得ても経時変化に弱いという欠点があっ
た。また第4図の従来回路例の場合にはスレッVヨルド
%1圧の差によって定電流値を決めているので、経時変
化によってスレッショルド電圧が若干変化しても相殺さ
れてしまうので経時変化には強いが、同時に温度変化に
よるスレッシN/L/ド電圧の変化も相殺されてしまい
、温度センサ用としては利用できない。
以上、従来の回路では温度変化をスレッショルド電圧の
変化として促える場合にはセンサとしての役目と経時変
化の対策が両立しなかった。
変化として促える場合にはセンサとしての役目と経時変
化の対策が両立しなかった。
そこで本発明は以上の問題点を解決すべく、温度変化に
対してスレッシw/L’ド電圧の変化で電流値が変化す
る温室センサの役目と、スレッシv/L’ド電圧が経時
変化を起してもセンサとしての基準点が変動しない、も
しくは変動が非常に少ない温度センサ用の定電流回路を
提供することにある。
対してスレッシw/L’ド電圧の変化で電流値が変化す
る温室センサの役目と、スレッシv/L’ド電圧が経時
変化を起してもセンサとしての基準点が変動しない、も
しくは変動が非常に少ない温度センサ用の定電流回路を
提供することにある。
本発明の温度センサ用定電流回路は、
a)MOSFETを用いた半導体集積回路において、
b)コンダクタンス定数とPチャネルスレッショルド電
圧によって電流値が定まる第1のMOSFETと、 C)コンダクタンス定数とNチャネルスレッシv/レド
電圧によって電流値が定まる第2のMOSFETと、 d)前記第1のMO8FFJTと第2のMOSFETの
それぞれの電流値がコンダクタンス定数とそれぞれPチ
ャネルスレッシw/vドを圧、!:Nfヤネyスレッシ
!I/I/ド電圧によって定まるようにゲート電位を供
給するゲート電位供給回路からなり、e)前記第1のM
OSFETと第2のMOSFETが並列に接続されてい
ることを特徴とする。
圧によって電流値が定まる第1のMOSFETと、 C)コンダクタンス定数とNチャネルスレッシv/レド
電圧によって電流値が定まる第2のMOSFETと、 d)前記第1のMO8FFJTと第2のMOSFETの
それぞれの電流値がコンダクタンス定数とそれぞれPチ
ャネルスレッシw/vドを圧、!:Nfヤネyスレッシ
!I/I/ド電圧によって定まるようにゲート電位を供
給するゲート電位供給回路からなり、e)前記第1のM
OSFETと第2のMOSFETが並列に接続されてい
ることを特徴とする。
本発明の上記の構成によればPチャネpスレッシMルド
電圧によって電流がきまる第1のMOSFETとNチャ
ネルスレッシ!l IV l−″電圧によって電流がき
まる第2のMOSFETが互いに並列に接続されて定電
流源を構成しているので温度変化に対して&′iPチャ
ネμスレッシ:l)Vド電EEモN−F−ヤネルスレッ
シHIVド電圧もともに電流を増減する同方向に働き、
温度センサとしての役目を果たす。一方、経時変化はP
チャネμスレッシ!i)vド電圧とNチャネルスレッシ
ヲルド電圧は電流の増減に関しては一般に逆に作用する
方向に働くので経時変化に対して定電流回路の電流値の
変化は互いに打ち消し合う。したがって経時変化があっ
ても基準点の変化しないtM変度センサ定電流回路が実
現する。
電圧によって電流がきまる第1のMOSFETとNチャ
ネルスレッシ!l IV l−″電圧によって電流がき
まる第2のMOSFETが互いに並列に接続されて定電
流源を構成しているので温度変化に対して&′iPチャ
ネμスレッシ:l)Vド電EEモN−F−ヤネルスレッ
シHIVド電圧もともに電流を増減する同方向に働き、
温度センサとしての役目を果たす。一方、経時変化はP
チャネμスレッシ!i)vド電圧とNチャネルスレッシ
ヲルド電圧は電流の増減に関しては一般に逆に作用する
方向に働くので経時変化に対して定電流回路の電流値の
変化は互いに打ち消し合う。したがって経時変化があっ
ても基準点の変化しないtM変度センサ定電流回路が実
現する。
第1図は本発明の第1の実施例を示す回路図である。第
1図においてN型MOSFET17がコンダクタンス定
数とPチャネμスレッシw/L’ド電圧によって電流値
が定まる第1のMOSFETであシ、N型MOSFET
18がコンダクタンス定数とNチャネルスレッショル
ド電圧によりて電流値が定まる第2のMOSFETであ
り、破線20によって囲まれた中の回路が第1のMOS
FET17と第2のMOSFET18のゲート電極に電
位を供給するゲート電位供給回路である。破線21に囲
まれた中の回路はリングオシレータ回路であり、MOS
FET17.18からなる定電流源を電源としている。
1図においてN型MOSFET17がコンダクタンス定
数とPチャネμスレッシw/L’ド電圧によって電流値
が定まる第1のMOSFETであシ、N型MOSFET
18がコンダクタンス定数とNチャネルスレッショル
ド電圧によりて電流値が定まる第2のMOSFETであ
り、破線20によって囲まれた中の回路が第1のMOS
FET17と第2のMOSFET18のゲート電極に電
位を供給するゲート電位供給回路である。破線21に囲
まれた中の回路はリングオシレータ回路であり、MOS
FET17.18からなる定電流源を電源としている。
P型MOSFET11のゲートとソースは正極の電源電
位である+vDDに接続されている。N型MO8FFJ
T 12のソースは負極の電源電位である一V a g
に接続され、ゲートとドレインは互いに接続され、かつ
MOSFET11のドレインに接続されている。P型M
OSFET13のソースは+VooK接続され、ゲート
とドレインは互いに接続されている。N型MOSFET
14のソース及びゲートは−Vasに接続されドレイン
はMOSFET 15のドレインに接続されている。P
型MOSFETのソースは+VDDに接続され、ゲート
はMOSFET13のドレインに接続されている。N型
MOSFET16のソースは−Vssに接続され、ゲー
トとドレインは互いに接続され、かつMOSFET15
のドレインに接続されている。以上のMOSFET11
.12゜15.14115.16によってゲート電位供
給回路20が構成されている。N型MOS F E T
17゜18のソースはともに−V s mに接続され、
ドレインは互いに接続されている。つまりMOSFET
17.18は並列に接続されている。MOSFET17
のゲートはMOSFET12のドレインに接続され、M
OSFET 18のゲートはMOSFET16のドレイ
ンに接続されている。定電流源のMOSFET 17.
18のドレインはともにリングオンレータ回路21の電
源となっている。またリングオシレータ回路21の信号
は出力端子19に取り出されている。さてP型MOSF
ET11゜13.15のコンダクタンス定数βをそれぞ
れβPitβp2tβP3としXまたスレッシwlVド
電圧をそれぞれ−Vt p o 、Vt p +’Vt
p トすル、 −IN型M OS F E T 12
t 14 r 16 + 17 t 18のコンダク
タンス定数βをそれぞれβN11βN2.βN3゜β8
41βNSとし、またスレッショルド電圧をそれぞれV
t5t−VtNo−Vt*IVt**Vy* トfルo
?ニー?ニーチー VTPD 1−VTHDはデプv
sy、7型を5VTPIVtsハエンフアンスメント型
であることを意味している。またMOSFET 12
t 14 + 16*17t18に流れる電流をそれぞ
れ11−5.Is、It、Isとする。またMO8Ii
″ET12.13116のドレイン電極の電位をそれぞ
れVo 1 +Va ! Iv(13とする。また−v
gsをO電位にとると次式が成りたつ0 以上の式を解くことにより となる。また定電流源としての電流値ICはエ。−■。
位である+vDDに接続されている。N型MO8FFJ
T 12のソースは負極の電源電位である一V a g
に接続され、ゲートとドレインは互いに接続され、かつ
MOSFET11のドレインに接続されている。P型M
OSFET13のソースは+VooK接続され、ゲート
とドレインは互いに接続されている。N型MOSFET
14のソース及びゲートは−Vasに接続されドレイン
はMOSFET 15のドレインに接続されている。P
型MOSFETのソースは+VDDに接続され、ゲート
はMOSFET13のドレインに接続されている。N型
MOSFET16のソースは−Vssに接続され、ゲー
トとドレインは互いに接続され、かつMOSFET15
のドレインに接続されている。以上のMOSFET11
.12゜15.14115.16によってゲート電位供
給回路20が構成されている。N型MOS F E T
17゜18のソースはともに−V s mに接続され、
ドレインは互いに接続されている。つまりMOSFET
17.18は並列に接続されている。MOSFET17
のゲートはMOSFET12のドレインに接続され、M
OSFET 18のゲートはMOSFET16のドレイ
ンに接続されている。定電流源のMOSFET 17.
18のドレインはともにリングオンレータ回路21の電
源となっている。またリングオシレータ回路21の信号
は出力端子19に取り出されている。さてP型MOSF
ET11゜13.15のコンダクタンス定数βをそれぞ
れβPitβp2tβP3としXまたスレッシwlVド
電圧をそれぞれ−Vt p o 、Vt p +’Vt
p トすル、 −IN型M OS F E T 12
t 14 r 16 + 17 t 18のコンダク
タンス定数βをそれぞれβN11βN2.βN3゜β8
41βNSとし、またスレッショルド電圧をそれぞれV
t5t−VtNo−Vt*IVt**Vy* トfルo
?ニー?ニーチー VTPD 1−VTHDはデプv
sy、7型を5VTPIVtsハエンフアンスメント型
であることを意味している。またMOSFET 12
t 14 + 16*17t18に流れる電流をそれぞ
れ11−5.Is、It、Isとする。またMO8Ii
″ET12.13116のドレイン電極の電位をそれぞ
れVo 1 +Va ! Iv(13とする。また−v
gsをO電位にとると次式が成りたつ0 以上の式を解くことにより となる。また定電流源としての電流値ICはエ。−■。
+15
となる。さて温度が高くなると−Vtpo+−VtN。
はともに低くなるのでI4 、Isはともに電流値が増
加する。また温度が低くなるとその逆になもしだがって
温度変化に対し定電流源の電流値工。
加する。また温度が低くなるとその逆になもしだがって
温度変化に対し定電流源の電流値工。
は変化する。Icが変化するとリングオシレータ回路2
1の発振局波数が変化し、結局は温度変化をリングオシ
レータ回路21の出力端子19より周波数変化として検
出できることになる。さて経時変化によってスレッV
!l A/ド電圧が僅かに変化した場合であるが、一般
にスレッショルド電圧の経時変化はPチャネル側とNチ
ャネ/l/側では逆に作用するので電流値でみればI4
が増加すれば工。
1の発振局波数が変化し、結局は温度変化をリングオシ
レータ回路21の出力端子19より周波数変化として検
出できることになる。さて経時変化によってスレッV
!l A/ド電圧が僅かに変化した場合であるが、一般
にスレッショルド電圧の経時変化はPチャネル側とNチ
ャネ/l/側では逆に作用するので電流値でみればI4
が増加すれば工。
は減少し、またI4が減少すればIsは増加する方向に
働く。したがって定電流源の電流fi I cでみれば
経時変化は相殺され影響を受けない。また経時変化量が
PチャネルとNチャネルのスレッショルド電圧に与える
量が異なる場合には、I4゜Isを決定するコンダクタ
ンス定数の値、もしくは比を調整すれば経時変化を丁度
0にすることも出来る。
働く。したがって定電流源の電流fi I cでみれば
経時変化は相殺され影響を受けない。また経時変化量が
PチャネルとNチャネルのスレッショルド電圧に与える
量が異なる場合には、I4゜Isを決定するコンダクタ
ンス定数の値、もしくは比を調整すれば経時変化を丁度
0にすることも出来る。
第2図は本発明の第2の実施例を示す回路図である。第
2図において第1図の回路と異なるのは第2のMOSF
ETであるMOSFET25のゲート電位のとり方とス
レッシw IVド電圧である。
2図において第1図の回路と異なるのは第2のMOSF
ETであるMOSFET25のゲート電位のとり方とス
レッシw IVド電圧である。
MOSFET25のゲートは直ちに−VHに接続され、
そのかわりスレッシ!I /L’ド電圧はデデレシlン
である一V ? N Dとなっている。なおこの変更に
伴い第1図の回路におけるMOSFET 13 。
そのかわりスレッシ!I /L’ド電圧はデデレシlン
である一V ? N Dとなっている。なおこの変更に
伴い第1図の回路におけるMOSFET 13 。
14+15y16に相当する回路は第2図の回路におい
て存在しない。ゲート電位を−VllBに接続したこと
が、ゲート電位供給回路の役目を果している。また第2
図の回路においてM OS F ET22゜23.24
は第1図の回路におけるhiO8FET11t12,1
7にそれぞれ順に相当している。
て存在しない。ゲート電位を−VllBに接続したこと
が、ゲート電位供給回路の役目を果している。また第2
図の回路においてM OS F ET22゜23.24
は第1図の回路におけるhiO8FET11t12,1
7にそれぞれ順に相当している。
また第2図の回路における負荷26は第1図の回路のリ
ングオシレータ回路21に相当している。
ングオシレータ回路21に相当している。
さて、第2図の回路におけるN型MOSFET25に流
れる電流工5は で表わされる。またN型MOSFET24に流れる電流
は第1図の回路と同じであるので第2図の回路もまた温
度センサ用定電流回路として使え、かつ経時変化の影響
を受けない回路であることがわかる。第2図の回路は電
流値Isを決定する要因の自由度が少ないかわシに回路
構成が簡単になっている。
れる電流工5は で表わされる。またN型MOSFET24に流れる電流
は第1図の回路と同じであるので第2図の回路もまた温
度センサ用定電流回路として使え、かつ経時変化の影響
を受けない回路であることがわかる。第2図の回路は電
流値Isを決定する要因の自由度が少ないかわシに回路
構成が簡単になっている。
さて第1図、第2図の回路では定電流源となるMOSF
ETをN型MOSFETで構成したが、またP型MOS
FETでも構成できることは明らかである。
ETをN型MOSFETで構成したが、またP型MOS
FETでも構成できることは明らかである。
また第1図の回路では定電流源の負荷となる回路をリン
グオシレータ回路の場合を示したが、これは温度変化→
電流変化→周波数変化の場合の例を示したまでであって
、変換を周波数ではなく、例えば電圧に変換するような
回路であっても良いことは云うまでもない。
グオシレータ回路の場合を示したが、これは温度変化→
電流変化→周波数変化の場合の例を示したまでであって
、変換を周波数ではなく、例えば電圧に変換するような
回路であっても良いことは云うまでもない。
以上、本発明によればコンダクタンス定数とPチャネル
スレッシii/l/ド電圧で電流値が決まる第1のMO
SFETと、コンダクタンス定数とNチャネルスレッシ
菅ルド電圧で電流値が決まる第2のMOSFETとを並
列に用い九定寛流源としているので、スレッシ!l/L
/ド電圧の変化が支配的であってかつPチャネルスレッ
シ−1ルド電圧とNチャネ〃スレッシll/L/ド電圧
が同じ方向に変化する温度変化に対しては定電流値がそ
れに応じて変化して温度センサとして働き、かつ経時変
化に対してはPチャネルスレッシIl/I/ド電圧とN
チャネルスレッシH/L/ド電圧は相殺する方向に働く
。したがって経時変化の少ない温度センサ用定電流源を
提供するという効果がある。
スレッシii/l/ド電圧で電流値が決まる第1のMO
SFETと、コンダクタンス定数とNチャネルスレッシ
菅ルド電圧で電流値が決まる第2のMOSFETとを並
列に用い九定寛流源としているので、スレッシ!l/L
/ド電圧の変化が支配的であってかつPチャネルスレッ
シ−1ルド電圧とNチャネ〃スレッシll/L/ド電圧
が同じ方向に変化する温度変化に対しては定電流値がそ
れに応じて変化して温度センサとして働き、かつ経時変
化に対してはPチャネルスレッシIl/I/ド電圧とN
チャネルスレッシH/L/ド電圧は相殺する方向に働く
。したがって経時変化の少ない温度センサ用定電流源を
提供するという効果がある。
またPチャネルスレッシ11μド電圧とNチャネルレフ
91フ でも、コンダクタンス定数の調整により経時変化を相殺
することが出来るので様々な製造プロセスに適用できる
という効果がある。
91フ でも、コンダクタンス定数の調整により経時変化を相殺
することが出来るので様々な製造プロセスに適用できる
という効果がある。
第1図、第2図は本発明のそれぞれ第1.第2の実施例
を示す回路図、第3図、第4図は従来の定電流回路の例
を示す回路図である。 13 、15 、201 ・・・・・・P型N08FE
T11.22,101・・・・・・P型デプレMO8F
E203・・・・・・第2のスレッシM/L/ド電圧を
持った0SFET 12116.17118F25,24,102゜j O
3+ 202 + 204 + 205 =・=・Nm
no SET 14 、25−・・・・・N型デプレMO3FET20
・・・・・・ゲート電位供給回路 21・・・・・・リングオシレータ回路19・・・・・
・出力端子 26 、104 、206−・・・・・負荷以上 出願人 セイコーエプソン株式会社 第2の
を示す回路図、第3図、第4図は従来の定電流回路の例
を示す回路図である。 13 、15 、201 ・・・・・・P型N08FE
T11.22,101・・・・・・P型デプレMO8F
E203・・・・・・第2のスレッシM/L/ド電圧を
持った0SFET 12116.17118F25,24,102゜j O
3+ 202 + 204 + 205 =・=・Nm
no SET 14 、25−・・・・・N型デプレMO3FET20
・・・・・・ゲート電位供給回路 21・・・・・・リングオシレータ回路19・・・・・
・出力端子 26 、104 、206−・・・・・負荷以上 出願人 セイコーエプソン株式会社 第2の
Claims (1)
- (1)a)絶縁ゲート電界効果型トランジスタ(以下M
OSFETと称す)を用いた半導体集積回路において、 b)コンダクタンス定数とPチャネルスレッショルド電
圧によって電流値が定まる第1のMOSFETと、 c)コンダクタンス定数とNチャネルスレッショルド電
圧によって電流値が定まる第2のMOSFETと、 d)前記第1のMOSFETと第2のMOSFETのそ
れぞれの電流値がコンダクタンス定数とそれぞれPチャ
ネルスレッショルド電圧とNチャネルスレッショルド電
圧によつて定まるように、ゲート電位を供給するゲート
電位供給回路からなり、 e)前記第1のMOSFETと第2のMOSFETが並
列に接続されていることを特徴とする温度センサ用定電
流回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61066424A JPS62222314A (ja) | 1986-03-25 | 1986-03-25 | 温度センサ用定電流回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61066424A JPS62222314A (ja) | 1986-03-25 | 1986-03-25 | 温度センサ用定電流回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62222314A true JPS62222314A (ja) | 1987-09-30 |
Family
ID=13315393
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61066424A Pending JPS62222314A (ja) | 1986-03-25 | 1986-03-25 | 温度センサ用定電流回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS62222314A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02311723A (ja) * | 1989-05-23 | 1990-12-27 | Samsung Electron Co Ltd | 半導体温度検出回路 |
JP2004253541A (ja) * | 2003-02-19 | 2004-09-09 | Ricoh Co Ltd | 半導体装置 |
JP2008177594A (ja) * | 2008-02-21 | 2008-07-31 | Canon Inc | 不揮発磁気薄膜メモリ装置および記録方法 |
JPWO2007034542A1 (ja) * | 2005-09-21 | 2009-03-19 | 株式会社ルネサステクノロジ | 半導体装置 |
-
1986
- 1986-03-25 JP JP61066424A patent/JPS62222314A/ja active Pending
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPH02311723A (ja) * | 1989-05-23 | 1990-12-27 | Samsung Electron Co Ltd | 半導体温度検出回路 |
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JP4669518B2 (ja) * | 2005-09-21 | 2011-04-13 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体装置 |
US8031511B2 (en) | 2005-09-21 | 2011-10-04 | Renesas Electronics Corporation | Semiconductor device |
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JP4739360B2 (ja) * | 2008-02-21 | 2011-08-03 | キヤノン株式会社 | 不揮発磁気薄膜メモリ装置 |
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