JPS6175610A

JPS6175610A - トランジスタ回路

Info

Publication number: JPS6175610A
Application number: JP19791184A
Authority: JP
Inventors: Juichi Hitomi; 寿一人見
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1984-09-21
Filing date: 1984-09-21
Publication date: 1986-04-18

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕この発明は、トランジスタ回路に関し、電流増幅率βの
ばらつきに影響を受けず低出力インピーダンスを得られ
るように改善した回路である。

〔発明の技術的背景〕

反転出力を得るトランジスタ回路として、従来第４図に
示すような公開実用新案公報（昭５７−７８１１６号）
に記載された回路がある。この回路は、ベースを入力端
とするトランジスタＱ１を有し、トランジスタＱ１のエ
ミッタは、抵抗Ｒ１を介して接地され、コレクタは抵抗
（Ｒ，？＝＝ｎＲＩ）およびｎ個のダイオードＤ１〜Ｄ
ｎを介して電圧ｖｃｃの電源に接続されている。

トランジスタＱ１のコレクタを出力部とすると、この回
路の利得Ｇは、抗 β　；エミッタ接地電流増幅率１ｅ；エミッタ電流ｌｃ；コレクタ電流ｒＤ；ダイオードの交流インピーダンスＲｚｐＲｚ：各抵抗の値と表わせる。

ここで、Ｒ２＝ａＲ１であ’）　、ｒ　ｏとｒ、は等し
いためとなる。

〔背景技術の問題点〕

上述したトランジスタ回路によると、その利得がエミッ
タ接地電流増幅率βに依存し、また出力インピーダンス
が高いという問題がある。

〔発明の目的〕

この発明は上記の事情に艦みてなされたもので、利得が
βのばらつき、変動に依存せず、高精度であシ、同時に
出力インピーダンスも低くし得るトランジスタ回路を提
供することを目的とする。

〔発明の概要〕

この発明は、例えば第１図に示すように、反転出力を得
る回路において、第１のトランジスタＱｌｌのコレクタ
電流Ｉ・１と、電流源を構成するトランジスタＱ１２の
出力電流（１・２　＝　１ｅＪ）とが等しくなるように
、トランジスタＱ１３を設け、トランジスタＱｌｌのβ
のばらつキニよる利得の誤差を、トランジスタＱ１３の
ペース電流ｉｂ、ｔによって補償できるようにした回路
である。

〔発明の実施例〕

以下この発明の一実施例を図面を参照して説明する。

第１図はこの発明の一実施例であシ、久方端子１ノは、
トランジスタＱｌｌ　、Ｑ１２のベースに接続されてい
る。トランジスタＱｌｌのエミッタは、抵抗Ｒ１１を介
して接地され、コレクタは、抵抗Ｒ１２（ｎ−１）個の
ダイオードＤｎ−１＝ＤＩを直列に介して電圧ｖｃｃの
電源に接続される。また、トランジスタＱ１２のエミッ
タは、抵抗Ｒ１３を介して接地され、コレクタはトラン
ジスタＱ１３のエミ、りに接続されている。そして、ト
ランジスタＱＺ＆のペースは、トランジスタＱｌｌのコ
レクタに接続され、コレクタは、電源に接続される。出
力端子１２はトランジスタＱ１３のエミッタから導出さ
れている。

ここで、抵抗Ｒ１１〜ＲＺｊの値をそれぞれＲＪ、Ｒ２
，Ｒｊとすると、Ｒ２＝ｎＲ１＋　Ｒ３＝Ｒ１に設定さ
れている。また、トランジスタＱ１２は電流源として動
作する。

次に上記の回路の動作及び利得について説明する。

まず、１段目のトランジスタＱｌ１部の利得Ｇ１は、抵
抗Ｒｆ２を流れる電流をｉＲとすると但し、ｌｅｌ；ト
ランジスタＱｌｌのエミ、り電流となる。

次に、ｉＲ＝　１０　Ｚ　＋ｉｂ　Ｊ　　　　　　　　””（
４）また、ｉ＊３＝ｉｃ２＝１ｃｌより、但しｉｃＪ：）ランジスタＱｌｌのコレクタ電流ｌ・３
；トランジスタＱ１３のエミッタ電流ｉｃ２；　トラン
ジスタＱ１２のコレクタ電流ｉｂに）ランジスタＱ１３
のペース電流が成立する。

よって、（４）　Ｉ　（５）式より、となる。

一般にβの２次の項は無視できｔＲ＝　ｉｓ　Ｊ　　　　　　　　　　　　＝　（７）
と表わせる。

よって、（３ン、（７）式よシとなる。

２段目のトランジスタＱ１３．Ｑ１２部の利得Ｇ２につ
いては、但し、ｒ、２・・・トランジスタＱ１２のエミ、り抵抗
ｒ０３・・・トランジスタＱ１３のエミッタ抵抗となる
。

よって、この回路全体の利得Ｇは、・・・αＱここで、ｒ＠１　＝”＠２　””　＠３＝ｒＤＲ３＝Ｒ
１、Ｒ２＝ｎＲＪであるためＧ＝ｎとな）、βに関係し
なくなる。

また、出力インピーダンスについて考えると、第３図に
示す回路では、ＲＪ−）−ｎｒＤとなるのに対し、第１
図に示す回路ではｒ、３となる。

特別な場合として、利得が１の場合の回路を第２図に示
す。この場合、第１図の回路と比べた場合、抵抗Ｒ１２
と直列に接続されるダイオード９が不要である。その他
は先の実施例と同じである＠なお、上述の例においてはｎはダイオード９の個数と一
致しているため整数値となるが、ｎは元来抵抗Ｒ１１と
ＲＪ２の値の比を示すものであシ、その比の値は整数に
限らない。よって、αＱ弐に示す利得Ｇを整数値に限ら
ずある定数に定めたい場合には、第１図゛の構成におい
て、ダイオードの直列接続回路の代シに、ダイオードの
順方向バイアス電圧の定数倍の電圧を発生させる回路を
用いればよい。第３図に示す回路４０はこの種の回路の
一例である。回路４０はトランジスタＱ４と抵抗ＲＡＩ
　Ｒ，からなシ、トランジスタＱ４の＝レクタ、エミッ
タの各々は抵抗ＲＡＩ　Ｒ，を介して接続されている。

ここで抵抗ＲＡ、　Ｒ，の抵抗値をそれぞれＲ，、Ｒｂ
とすると、α１式中の（ｎ−１）との関係において、が
成シ立つ。よって、第４図に示したトランジスタ回路に
よれば、抵抗ＲＡＩ　ＲＢの値を適宜設定することによ
シ、利得Ｇ（＝！Ｌ）の値を整数値に限らず選ぶことが
できる。

〔発明の効果〕

以上説明したこの発明のトランジスタ回路によれば、利
得Ｇが、トランジスタのβのばらつき、変動に依存する
ことがない。また、出力インピーダンスの低い反転増幅
器とすることができる。この結果集積回路化にも適し、
負荷インピーダンスの低い回路に対しても新たにインピ
ーダンス変換回路を用いることなく直結できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図、第
３図はそれぞれこの発明の他の実施例を示す回路図、第
４図は従来の反転増幅器を示す回路図である。Ｑｌｌ〜Ｑ１３・・・トランジスタ、Ｒ１１〜ＲＺＪ・
・・抵抗、Ｄ１〜Ｄｎ−１・・・ダイオード。

Claims

【特許請求の範囲】

ベースが入力部とされ、エミッタが第１の抵抗を介して
接地され、コレクタが少なくとも第２の抵抗を介して電
源に接続される第１のトランジスタと、前記第１のトラ
ンジスタのコレクタにベースが接続され、コレクタが前
記電源に接続され、エミッタが電流源を介して接地され
る第２のトランジスタを有し、前記電流源の出力電流を
前記第１のトランジスタのエミッタ電流に等しくしたこ
とを特徴とするトランジスタ回路。