JPS6093962A - 電子スイツチの過電流検出回路 - Google Patents
電子スイツチの過電流検出回路Info
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- JPS6093962A JPS6093962A JP58203053A JP20305383A JPS6093962A JP S6093962 A JPS6093962 A JP S6093962A JP 58203053 A JP58203053 A JP 58203053A JP 20305383 A JP20305383 A JP 20305383A JP S6093962 A JPS6093962 A JP S6093962A
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- transistor
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- collector
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- Testing Of Short-Circuits, Discontinuities, Leakage, Or Incorrect Line Connections (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は電子スイッチたとえば近接スイッチの過電流
検出回路に関するものである。
検出回路に関するものである。
従来この種の過電流検出回路は第１図および第２図に示
すように出力トランジスタＴｒｌのエミツタにエミッタ
抵抗Ｒ１を挿入し、この両端の電圧Ｖｒ１を過電流検出
用のトランジスタＴｒｙによって検出し、これにより過
電流を検出するのがもつとも簡単な方法であり、かつひ
じように多くの用徐に使用されている。この方法は簡単
に実現しつる反面ＯＮ時の出力端子残り電圧がひじよう
に大きくなってしまう欠点を有していた。すなわちトラ
ンジスタＴｒ、の０８時残り電圧Ｖｏｎは出力電流値と
トランジスタＴｒ、の出力電流容量によるが、今仮にＶ
ｏｎをＶｏｎ ＝ ０．２ （’Ｖ 、） 、出力電流
Ｉｔ＝１５０（ｍＡ）とし、これに過電流検出回路を含
め２００（ｍＡ）以上の電流が流れたとき、これを過電
流とする。そしてトランジスタＴｒ２のベース−エミッ
タ間電圧Ｖｂｅが０．７（Ｖ）以りを検出されるとエミ
ッタ抵抗Ｒ７の値は となる。また出力電流Ｉ＋＝１５０ （： ｍ入〕の時
のエミッタ抵抗Ｒ１の両端の電圧ＶｒｌはＶｒｌ ＝
３５ Ｘ Ｏ，１５”ｑ ０．５２５ （Ｖ ）となり
、したがってトランジスタＴｒｌとエミッタ抵抗Ｒ１の
直列回路の電圧Ｖｘは Ｖｘ ＝Ｖｏｎ ＋ Ｖｒｌ＝０．２ ＋ ０．５２５
＝ （１，７２５（：Ｖ）となる。このように過電流
検出回路が挿入されたことにより、電子スイッチとして
のＯＮ時出力残り電圧は３倍以上となり、計算式から明
らかなように出力トランジスタＴｒｌの出力電力容量を
大危くして、そのＯＮ時出力残り電圧Ｖｏｎをいくら小
さくしても過電流検出回路を含めたＯＮ時出力残り電圧
はほとんど低下したいという欠点があったまた従来の過
電流検出回路においてはトランジスタＴｒｌのベースー
エｊツタ間電圧が過電流検出電圧であったために大きな
負の温度係数を有していた。
すように出力トランジスタＴｒｌのエミツタにエミッタ
抵抗Ｒ１を挿入し、この両端の電圧Ｖｒ１を過電流検出
用のトランジスタＴｒｙによって検出し、これにより過
電流を検出するのがもつとも簡単な方法であり、かつひ
じように多くの用徐に使用されている。この方法は簡単
に実現しつる反面ＯＮ時の出力端子残り電圧がひじよう
に大きくなってしまう欠点を有していた。すなわちトラ
ンジスタＴｒ、の０８時残り電圧Ｖｏｎは出力電流値と
トランジスタＴｒ、の出力電流容量によるが、今仮にＶ
ｏｎをＶｏｎ ＝ ０．２ （’Ｖ 、） 、出力電流
Ｉｔ＝１５０（ｍＡ）とし、これに過電流検出回路を含
め２００（ｍＡ）以上の電流が流れたとき、これを過電
流とする。そしてトランジスタＴｒ２のベース−エミッ
タ間電圧Ｖｂｅが０．７（Ｖ）以りを検出されるとエミ
ッタ抵抗Ｒ７の値は となる。また出力電流Ｉ＋＝１５０ （： ｍ入〕の時
のエミッタ抵抗Ｒ１の両端の電圧ＶｒｌはＶｒｌ ＝
３５ Ｘ Ｏ，１５”ｑ ０．５２５ （Ｖ ）となり
、したがってトランジスタＴｒｌとエミッタ抵抗Ｒ１の
直列回路の電圧Ｖｘは Ｖｘ ＝Ｖｏｎ ＋ Ｖｒｌ＝０．２ ＋ ０．５２５
＝ （１，７２５（：Ｖ）となる。このように過電流
検出回路が挿入されたことにより、電子スイッチとして
のＯＮ時出力残り電圧は３倍以上となり、計算式から明
らかなように出力トランジスタＴｒｌの出力電力容量を
大危くして、そのＯＮ時出力残り電圧Ｖｏｎをいくら小
さくしても過電流検出回路を含めたＯＮ時出力残り電圧
はほとんど低下したいという欠点があったまた従来の過
電流検出回路においてはトランジスタＴｒｌのベースー
エｊツタ間電圧が過電流検出電圧であったために大きな
負の温度係数を有していた。
この発明はこのようか従来の欠点を解消しようとするも
ので、この発明の第１の目的はトランジスタのベース−
エミッタ間電圧により過電流を検出するものに比し、検
出電圧を小すくシ、これによって電子スイッチの過電流
検出用抵抗を小さくし、いきおい電子スイッチとしての
０８時残り電圧を小さくしようとするものである。
ので、この発明の第１の目的はトランジスタのベース−
エミッタ間電圧により過電流を検出するものに比し、検
出電圧を小すくシ、これによって電子スイッチの過電流
検出用抵抗を小さくし、いきおい電子スイッチとしての
０８時残り電圧を小さくしようとするものである。
以下図によってこの発明の一実施例について説明する。
第３図はこの発明における過電流検出回路を近接スイッ
チに適用したばあいの回路図で、この近接スイッチ１０
は近接センサ用ＩＯ回路１と、このＩＯ回路の出力電流
容量を補うための電流スイッチング素子２６たとえば出
力トランジスタとで構成される。そしてそのＩＣ回路１
は内部に発振回路２．コンパレータ３、積分回路４、コ
ンパレータ５、出力回路６．定電圧回路７、電源リセッ
ト回路８、出力コントローラ１４および過電流検出回路
１６を有しており、出力回路６、電源リセット回路８お
よび出力コントローラ１４により電子スイッチコントロ
ーラ１７が構成される。検出コイルＬ、、共振コンデン
サＣ３、感度調整用可変抵抗も１、側路コンデンサＣｔ
ａ、積分コンデンサＯｕ、電源リセット用コンデンサａ
！ｓおよび負荷９などが外付けされる。
チに適用したばあいの回路図で、この近接スイッチ１０
は近接センサ用ＩＯ回路１と、このＩＯ回路の出力電流
容量を補うための電流スイッチング素子２６たとえば出
力トランジスタとで構成される。そしてそのＩＣ回路１
は内部に発振回路２．コンパレータ３、積分回路４、コ
ンパレータ５、出力回路６．定電圧回路７、電源リセッ
ト回路８、出力コントローラ１４および過電流検出回路
１６を有しており、出力回路６、電源リセット回路８お
よび出力コントローラ１４により電子スイッチコントロ
ーラ１７が構成される。検出コイルＬ、、共振コンデン
サＣ３、感度調整用可変抵抗も１、側路コンデンサＣｔ
ａ、積分コンデンサＯｕ、電源リセット用コンデンサａ
！ｓおよび負荷９などが外付けされる。
したがって検出コイルし、に対して金属体が接近または
離間することにより発振回路２が発振を開始または停止
し、出力回路６より論理りまたはＨの出力が得られる。
離間することにより発振回路２が発振を開始または停止
し、出力回路６より論理りまたはＨの出力が得られる。
そして過電流検出回路１６は電流スイッチング素子２６
と出力コントローラ１４との間に設けられている。
と出力コントローラ１４との間に設けられている。
第４図はこの発明の要部を示す回路図で、過電流検出回
路１６は電流検出用のトランジスタ２５と、電流源１２
と、電流値比較用基準電圧発生回路１１とにより構成さ
れる。そしてトランジスタ２５のコレクタは第１の電流
源１２を介して電源１９の一方の端子に、また、そのエ
ミッタは電源１９の他方の端子にそれぞれ接続されてい
る。基準電圧発生回路１１は電源１９間に接続され、か
つこの回路の出力端はトランジスタ２５のベースに接続
されている。負荷９と、この負荷に流れる電流を制御す
る電流スイッチング素子２６と、過電流検出抵抗Ｒ７は
順次直列に接続された状態で電源間に接続される。また
トランジスタ２５のコレクタは電流スイッチング素子２
６を制御する電子スイッチコントローラ１７の入力端に
接続され、このコントローラの出力端は電流スイッチン
グ素子２６の入力端すなわちこの実施例においてはベー
スに接続される。また基準電圧発生回路１１は第５図に
さらに具体的に示すように第１の電流源１２とは別の第
２の電流源２０とトランジスタ２１とにより構成される
。そしてこのトランジスタのコレクタは第２の電流源２
０を介して電源１９の一方の端子に、またそのエミッタ
は電流スイッチング紫芋２６のエミッタと過電流検出抵
抗Ｒ５との接続点に接続される。さらにトランジスタ２
１は第２の電流源２０に対しダイオード接続、すなわち
そのコレクタとベースがたがいに接続されている。した
がってトランジスタ２１とトランジスタ２５とはカレン
トミラー回路を形成している。
路１６は電流検出用のトランジスタ２５と、電流源１２
と、電流値比較用基準電圧発生回路１１とにより構成さ
れる。そしてトランジスタ２５のコレクタは第１の電流
源１２を介して電源１９の一方の端子に、また、そのエ
ミッタは電源１９の他方の端子にそれぞれ接続されてい
る。基準電圧発生回路１１は電源１９間に接続され、か
つこの回路の出力端はトランジスタ２５のベースに接続
されている。負荷９と、この負荷に流れる電流を制御す
る電流スイッチング素子２６と、過電流検出抵抗Ｒ７は
順次直列に接続された状態で電源間に接続される。また
トランジスタ２５のコレクタは電流スイッチング素子２
６を制御する電子スイッチコントローラ１７の入力端に
接続され、このコントローラの出力端は電流スイッチン
グ素子２６の入力端すなわちこの実施例においてはベー
スに接続される。また基準電圧発生回路１１は第５図に
さらに具体的に示すように第１の電流源１２とは別の第
２の電流源２０とトランジスタ２１とにより構成される
。そしてこのトランジスタのコレクタは第２の電流源２
０を介して電源１９の一方の端子に、またそのエミッタ
は電流スイッチング紫芋２６のエミッタと過電流検出抵
抗Ｒ５との接続点に接続される。さらにトランジスタ２
１は第２の電流源２０に対しダイオード接続、すなわち
そのコレクタとベースがたがいに接続されている。した
がってトランジスタ２１とトランジスタ２５とはカレン
トミラー回路を形成している。
捷た第６図に示すものはトランジスタ２５のエミッタを
抵抗３０を介して電源１９の他方の端子に接続したもの
である。
抵抗３０を介して電源１９の他方の端子に接続したもの
である。
なお第４図ないし第６図において過電流検出回路１６が
ＩＣ化される。
ＩＣ化される。
また上記実施例の説明においてカレントミラー回路は第
７図（８）に示すものについて説明したが、この回路は
一般に第７図１ｂｌおよびｆｃｌに示すように必要に応
じて変形される。
７図（８）に示すものについて説明したが、この回路は
一般に第７図１ｂｌおよびｆｃｌに示すように必要に応
じて変形される。
次に上記構成における動作について説明する。
今、第４図において、初期状態すなわち負荷９゜電流ス
イッチング素子２６および過電流検出抵抗Ｒ１に流れる
電流ムが４＝ｏの状態においては基準電圧発生回路１１
は、トランジスタ２５に流れる電流Ｉｃ２５が電流源１
２の電流■、より本大きく、すなわちＩｃｕ ） Ｉｔ
で、かつ出力ノード４６がカレントシンクの状態になる
ような基準電出島を発生する。
イッチング素子２６および過電流検出抵抗Ｒ１に流れる
電流ムが４＝ｏの状態においては基準電圧発生回路１１
は、トランジスタ２５に流れる電流Ｉｃ２５が電流源１
２の電流■、より本大きく、すなわちＩｃｕ ） Ｉｔ
で、かつ出力ノード４６がカレントシンクの状態になる
ような基準電出島を発生する。
電子スイッチコントローラ１７の状態により電流スイッ
チング素子２６がオンすると電源１９より負荷９、電流
スイッチング素子２６および過電流検出抵抗ａ、に電流
■。が流れる。この電流■。の値は抵抗Ｒ１に生じる電
圧降下Ｅ、に比例する。そしてこの電圧降下が所定値よ
り大きくなると、トランジスタ２５のベース−エミッタ
間電圧ＶｂｅすなわちＥ。−Ｅ、が所定値より小さくな
り、トランジスタ２５のコレクタ電流Ｉｃ４５が電流源
１２の電流■、より小さくなるので、出力ノード４６は
カレントシンクからカレントソースに変り、この変化が
電子スイッチコントローラ１７に入力される。するとこ
のコントローラはその変化を受けて電流スイッチング素
子２６に流れるＩ。を小さくするように制御信号を出力
する。
チング素子２６がオンすると電源１９より負荷９、電流
スイッチング素子２６および過電流検出抵抗ａ、に電流
■。が流れる。この電流■。の値は抵抗Ｒ１に生じる電
圧降下Ｅ、に比例する。そしてこの電圧降下が所定値よ
り大きくなると、トランジスタ２５のベース−エミッタ
間電圧ＶｂｅすなわちＥ。−Ｅ、が所定値より小さくな
り、トランジスタ２５のコレクタ電流Ｉｃ４５が電流源
１２の電流■、より小さくなるので、出力ノード４６は
カレントシンクからカレントソースに変り、この変化が
電子スイッチコントローラ１７に入力される。するとこ
のコントローラはその変化を受けて電流スイッチング素
子２６に流れるＩ。を小さくするように制御信号を出力
する。
上記現象をさらに詳細に説明すると次のようになる。
スナわちトランジスタのコレクタ電流Ｉｃの飽和値は一
般に次式で与えられる。
般に次式で与えられる。
ここでβ：電流増幅率
■ｓ：飽和電流
■重：ポルツマン電圧（ｋＴ／ｑ ： ％温で約２６ｍ
Ｖ ）Ｖｂｅ ：ペースーエミツタ間電圧 したがってトランジスタ２５においては着たＥｌは Ｅｌ−Ｉｏ Ｒ＋ （ｃｌ で与えられる。なぜならば基準電圧発生回路１１より抵
抗Ｒ１に流れ込む電流は■。に比べひじように小さいと
考えられ、よって抵抗Ｒ１１に流れる電流はＴｏのみと
考えてよいからである。
Ｖ ）Ｖｂｅ ：ペースーエミツタ間電圧 したがってトランジスタ２５においては着たＥｌは Ｅｌ−Ｉｏ Ｒ＋ （ｃｌ で与えられる。なぜならば基準電圧発生回路１１より抵
抗Ｒ１に流れ込む電流は■。に比べひじように小さいと
考えられ、よって抵抗Ｒ１１に流れる電流はＴｏのみと
考えてよいからである。
（ｂ）および（ｃｌ式において”ｔｓ ”” ＩＩとな
るような基準電圧Ｅ８、負荷電流Ｉ。をそれぞれＥ、＋
、Ｔ−とすると（ｂ１式より また（ｄｌおよび（ｃｌ式より となり、これらｇ、ｔ、Ｉｏｔがそれぞれ過電流検出電
圧および過電流検出電流のスレッシュホールドとなる。
るような基準電圧Ｅ８、負荷電流Ｉ。をそれぞれＥ、＋
、Ｔ−とすると（ｂ１式より また（ｄｌおよび（ｃｌ式より となり、これらｇ、ｔ、Ｉｏｔがそれぞれ過電流検出電
圧および過電流検出電流のスレッシュホールドとなる。
（ｄｌおよびｌｅ１式において、Ｅ、＋、ｒｏｌが温度
に対して安定である必要があるが、ｖｌ、β、 Ｉｓは
温度依存性が強く、とくにβ、 Ｉｓはこの傾向が顕著
で挙動も複雑であることが知られている。そこで（ｄ）
およびｉｅ１式において右辺箱１の項Ｅ。より第２の項
ｖｔ Ｉｎ （１１／βＩｓ）が所定の温度範囲におい
てつねに大きく、かつその差が安定していることが必要
である。すなわちＥ。がＶｔ Ｉｎ （Ｉ＋／βＩｓ）
の変動に応じて同様に追随することがめられる。
に対して安定である必要があるが、ｖｌ、β、 Ｉｓは
温度依存性が強く、とくにβ、 Ｉｓはこの傾向が顕著
で挙動も複雑であることが知られている。そこで（ｄ）
およびｉｅ１式において右辺箱１の項Ｅ。より第２の項
ｖｔ Ｉｎ （１１／βＩｓ）が所定の温度範囲におい
てつねに大きく、かつその差が安定していることが必要
である。すなわちＥ。がＶｔ Ｉｎ （Ｉ＋／βＩｓ）
の変動に応じて同様に追随することがめられる。
そこで第５図に示すように第１の電流源１２とは別に第
２の電流源２０を電源１９の一方の端子とトランジスタ
２１のコレクタ間に接続し、このトランジスタのエミッ
タを電源１９の他方の端子に、さらにそのベースをトラ
ンジスタ２５のペースにミラー回路を形成するように接
続して基準電圧発生回路１１を構成し、これによって基
準電圧Ｅｏを発生させたとすると、基準電圧Ｅ。の値が
温度に対して変動するため＋ｄ＋および（ｅ１式におい
てトランジスタＩｓ、βの複雑な挙動がＥ−および工。
２の電流源２０を電源１９の一方の端子とトランジスタ
２１のコレクタ間に接続し、このトランジスタのエミッ
タを電源１９の他方の端子に、さらにそのベースをトラ
ンジスタ２５のペースにミラー回路を形成するように接
続して基準電圧発生回路１１を構成し、これによって基
準電圧Ｅｏを発生させたとすると、基準電圧Ｅ。の値が
温度に対して変動するため＋ｄ＋および（ｅ１式におい
てトランジスタＩｓ、βの複雑な挙動がＥ−および工。
首に現われなくなる。
この現象を第５図についてさらに詳細に説明すると、（
８）式より ＩＣ！！１ ：ｎβＩｓ ｅｘｐ （−Ｋｎ−±」、ｓ
−） ！ｇｌＶ重 となる。ここでｎはトランジスタ２１とトランジスタ２
５の大きさの比を表わしている。オたＩＯ回路において
はトランジスタ２３とトランジスタ２５のβ、 Ｉｓ、
Ｖｒなどのベアリティが良いことが知られている。
８）式より ＩＣ！！１ ：ｎβＩｓ ｅｘｐ （−Ｋｎ−±」、ｓ
−） ！ｇｌＶ重 となる。ここでｎはトランジスタ２１とトランジスタ２
５の大きさの比を表わしている。オたＩＯ回路において
はトランジスタ２３とトランジスタ２５のβ、 Ｉｓ、
Ｖｒなどのベアリティが良いことが知られている。
次に’ｆｓ ” ＩＩとなるＥ、の値Ｅ１１をめてみる
と（ｇ１式より また（ｆｌおよび（ｈ１式より となり、（Ｃ）式に比べ簡単になっている。すなわち（
ｅ１式におけるβおよびＩｓが消えている。
と（ｇ１式より また（ｆｌおよび（ｈ１式より となり、（Ｃ）式に比べ簡単になっている。すなわち（
ｅ１式におけるβおよびＩｓが消えている。
また温度依存性はＩ、／ Ｉｚを一定とすると、ｖ＋の
温度特性となる。たとえばＩ、＝１０μ人、ｌ２＝２μ
Ａ、ｎ：１とすると、常温でＶｔ’９２６ｍＶであるか
らＢ、ｔ−＝４２ｍＶとなる。またＲ、、＝１Ω、０．
２Ωとすると過電流検出スレッシュホールドは０００
Ｐ Ｐ Ｍ前後となる。
温度特性となる。たとえばＩ、＝１０μ人、ｌ２＝２μ
Ａ、ｎ：１とすると、常温でＶｔ’９２６ｍＶであるか
らＢ、ｔ−＝４２ｍＶとなる。またＲ、、＝１Ω、０．
２Ωとすると過電流検出スレッシュホールドは０００
Ｐ Ｐ Ｍ前後となる。
なお第５図においては依然としてＶｔ項があるので温度
依存性は完全に消えていない。もつともこのＶｔの項は
実用上はとんど問題にはならないものである。
依存性は完全に消えていない。もつともこのＶｔの項は
実用上はとんど問題にはならないものである。
第６図に示す回路はさらに温度特性を改良したもので、
トランジスタ２５のエミッタと電源１９の他方の端子間
に抵抗３０を接続したものであるすなわちこの図におい
て （ｊｌおよび＋ｋＪ式よりＩｃ４Ｂ ” ｒ、、Ｅ、＝
＝ ｇ、ｔとしてＥ、ｔをめてみると となる。今、ｎ Ｉ２／ Ｉ、＝ １とすれば１１１式
よりＥ、ｔ ： Ｉ、Ｒ２１ｍｌ となる。
トランジスタ２５のエミッタと電源１９の他方の端子間
に抵抗３０を接続したものであるすなわちこの図におい
て （ｊｌおよび＋ｋＪ式よりＩｃ４Ｂ ” ｒ、、Ｅ、＝
＝ ｇ、ｔとしてＥ、ｔをめてみると となる。今、ｎ Ｉ２／ Ｉ、＝ １とすれば１１１式
よりＥ、ｔ ： Ｉ、Ｒ２１ｍｌ となる。
また工、の温度に対する変化を正、負、零とするような
公知の回路は多く、よってＥＩｔの温度に対する挙動も
自由にデザインできることになる。
公知の回路は多く、よってＥＩｔの温度に対する挙動も
自由にデザインできることになる。
また
すなわち過電流検出スレッシュホール゛ド電流工。電の
温度特性は自由にデザインできることになる。
温度特性は自由にデザインできることになる。
次に第４図ないし第５図における０８時残り電圧につい
て、従来回路における０８時残り電圧と比較してみる。
て、従来回路における０８時残り電圧と比較してみる。
今、電流スイッチング素子２６に流れる電流値■ｏが２
００ｍＡ以上のとき、これを過電流とし。
００ｍＡ以上のとき、これを過電流とし。
また抵抗島に生じる電圧Ｖｒｌが工。＝ ２００ ｍ
ｋのときＶｒｌ：５０ｍＶとし、この電圧を検出する過
電流検出回路を考えると、抵抗ＲＩは となり、したがって出力電流Ｉｔ＝１５０（：ｍＡ）に
おける出力端子における０８時残り電圧ＶｘはＶｘ ：
Ｖｏｎ ＋ Ｖｒｌ ：０．２ ＋ ０．２５ Ｘ
０．１５＝ ０．２ ＋ ０．０３７５ ：０．２３７
［５（Ｖ）と々す、従来のものに比し大きな改善が見ら
れるこの計算例から明らかなように従来例ではトランジ
スタＴｒ、のＯＮ時残り電圧Ｖｏｎに比し抵抗島の両端
電圧Ｖｒｌがかなり大きかったが、この発明によれば抵
抗Ｒ２の両端電圧Ｖｒ、の方がトランジスタ２６のＯＮ
時残り電圧Ｖｏｎに比しかなり小さくなり、したがって
ＯＮ時残り電圧Ｖｏｎを小さくするように容量の大きな
トランジスタを使用すればさらに出力端子ＯＮ時残り電
圧Ｖｘを小さくすることも可能である。
ｋのときＶｒｌ：５０ｍＶとし、この電圧を検出する過
電流検出回路を考えると、抵抗ＲＩは となり、したがって出力電流Ｉｔ＝１５０（：ｍＡ）に
おける出力端子における０８時残り電圧ＶｘはＶｘ ：
Ｖｏｎ ＋ Ｖｒｌ ：０．２ ＋ ０．２５ Ｘ
０．１５＝ ０．２ ＋ ０．０３７５ ：０．２３７
［５（Ｖ）と々す、従来のものに比し大きな改善が見ら
れるこの計算例から明らかなように従来例ではトランジ
スタＴｒ、のＯＮ時残り電圧Ｖｏｎに比し抵抗島の両端
電圧Ｖｒｌがかなり大きかったが、この発明によれば抵
抗Ｒ２の両端電圧Ｖｒ、の方がトランジスタ２６のＯＮ
時残り電圧Ｖｏｎに比しかなり小さくなり、したがって
ＯＮ時残り電圧Ｖｏｎを小さくするように容量の大きな
トランジスタを使用すればさらに出力端子ＯＮ時残り電
圧Ｖｘを小さくすることも可能である。
第１図および第２図は従来の過電流検出回路を示す回路
図、第３図はこの発明における過電流検出回路を近接ス
イッチに適用したばあいのブロック図、第４図はこの発
明における過電流検出回路の基本的な構成を示す回路図
、第５図はこの発明における過電流検出回路の一実施例
を示す回路図、第６図は過電流検出回路の他の実施例を
示す回路図、第７図はカレントミラー回路の基本的な回
路図である。 １・・・ＩＣ回路、２・・・発振回路、３・・・コンパ
レータ、４・・・積分回路、５・・・コンパレータ、６
・・・出力回路、７・・・定電圧回路、８・・・電源リ
セット回路、９・・・負荷、１０・・・スイッチ、１１
・・・基準電圧発生回路、１２・・・電流源、１４・・
・出力コントローラ、ＬＩ・・・検出コイル、ａｔｔ・
・・可変抵抗、Ｃ１・・・共振コンデンサ、Ｃ１４・・
・積分コンデンサｓ Ｃ１！１・・・コンデンサ、１６
・・・過電流検出回路、１７・・・電子スイッチコント
ローラ、１９・・・電源、２０・・・電流源、２１．２
５・・・トランジスタ、２６・・・電流スイッチング紫
芋、３０・・・抵抗、Ｒ１・・・抵抗、４６・・・出力
ノード。 特許出願人 山武ハネウェル株式会社 代理人 弁理士 １） 澤 博 昭 同 同 石 橋 信 離 開 同 加 藤 公 延 第５図 １１Ｐ 第６図
図、第３図はこの発明における過電流検出回路を近接ス
イッチに適用したばあいのブロック図、第４図はこの発
明における過電流検出回路の基本的な構成を示す回路図
、第５図はこの発明における過電流検出回路の一実施例
を示す回路図、第６図は過電流検出回路の他の実施例を
示す回路図、第７図はカレントミラー回路の基本的な回
路図である。 １・・・ＩＣ回路、２・・・発振回路、３・・・コンパ
レータ、４・・・積分回路、５・・・コンパレータ、６
・・・出力回路、７・・・定電圧回路、８・・・電源リ
セット回路、９・・・負荷、１０・・・スイッチ、１１
・・・基準電圧発生回路、１２・・・電流源、１４・・
・出力コントローラ、ＬＩ・・・検出コイル、ａｔｔ・
・・可変抵抗、Ｃ１・・・共振コンデンサ、Ｃ１４・・
・積分コンデンサｓ Ｃ１！１・・・コンデンサ、１６
・・・過電流検出回路、１７・・・電子スイッチコント
ローラ、１９・・・電源、２０・・・電流源、２１．２
５・・・トランジスタ、２６・・・電流スイッチング紫
芋、３０・・・抵抗、Ｒ１・・・抵抗、４６・・・出力
ノード。 特許出願人 山武ハネウェル株式会社 代理人 弁理士 １） 澤 博 昭 同 同 石 橋 信 離 開 同 加 藤 公 延 第５図 １１Ｐ 第６図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （１）電源に対して負荷と、この負荷に流れる電流を制
鄭する電流スイッチング素子と、過電流検出抵抗を順次
直列に接続し、また電源の一方の端子に対して電流検出
用のトランジスタのコレクタを第１の電流源を介して、
かつそのエミッタを上記電源の他方の端子にそれぞれ接
続し、また電源の一方の端子と、上記電流スイッチング
素子と上記過電流検出抵抗との接続点に電流値比較用基
準電圧発生回路を接続するとともに、この回路の出力端
を上記電流検出用のトランジスタのベースに接続し、か
つそのエミッタとベースとをたがいに接続し、さらに上
記電流検出用のトランジスタのコレクタを上記電流スイ
ッチング素子を制御するコントローラの入力端：て接続
し、ヒ紀電流検出用のトランジスタのベース−エミッタ
間の電圧差に応じて生じるコレクタ電流と上記電流源と
の値に応じて上記コントローラの出力状態を制御するこ
とを特徴とする電子スイッチの過電流検出回路。 （２１上記基準電圧発生回路は電源の一方に接続された
電流源と、この電流源にコレクタを、またエミッタを上
記電流スイッチング素子と過電流検出抵抗との接続点に
、かつベースを上記電流検出用のトランジスタのベース
にそれぞれ接続するとともにこの電流検出用のトランジ
スタに対しカレントミラー回路を構成するように接続さ
れたトランジスタによφ構成した特許請求の範囲第１項
記載の電子スイッチの過電流検出回路。 （３）上記電流検出用トランジスタのエミッタは電源の
他方の端子に対して抵抗を介して接続した特許請求の範
囲第２項記載の電子スイッチの過電流検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58203053A JPS6093962A (ja) | 1983-10-28 | 1983-10-28 | 電子スイツチの過電流検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58203053A JPS6093962A (ja) | 1983-10-28 | 1983-10-28 | 電子スイツチの過電流検出回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6093962A true JPS6093962A (ja) | 1985-05-25 |
Family
ID=16467559
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58203053A Pending JPS6093962A (ja) | 1983-10-28 | 1983-10-28 | 電子スイツチの過電流検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6093962A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01131177U (ja) * | 1988-03-01 | 1989-09-06 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5287649A (en) * | 1976-01-16 | 1977-07-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Constant current bias circuit |
| JPS5323056A (en) * | 1976-08-17 | 1978-03-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Constant current biasing circuit |
| JPS5688513A (en) * | 1979-12-20 | 1981-07-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Constant-current driving circuit |
| JPS5717226A (en) * | 1980-07-07 | 1982-01-28 | Fujitsu Ltd | Integrated circuit |
-
1983
- 1983-10-28 JP JP58203053A patent/JPS6093962A/ja active Pending
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5287649A (en) * | 1976-01-16 | 1977-07-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Constant current bias circuit |
| JPS5323056A (en) * | 1976-08-17 | 1978-03-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Constant current biasing circuit |
| JPS5688513A (en) * | 1979-12-20 | 1981-07-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Constant-current driving circuit |
| JPS5717226A (en) * | 1980-07-07 | 1982-01-28 | Fujitsu Ltd | Integrated circuit |
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|---|---|---|---|---|
| JPH01131177U (ja) * | 1988-03-01 | 1989-09-06 |
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