JP3299551B2 - 集積回路 - Google Patents
集積回路Info
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- JP3299551B2 JP3299551B2 JP18287291A JP18287291A JP3299551B2 JP 3299551 B2 JP3299551 B2 JP 3299551B2 JP 18287291 A JP18287291 A JP 18287291A JP 18287291 A JP18287291 A JP 18287291A JP 3299551 B2 JP3299551 B2 JP 3299551B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- connection point
- integrated circuit
- internal
- supply voltage
- Prior art date
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/625—Regulating voltage or current wherein it is irrelevant whether the variable actually regulated is ac or dc
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
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- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は外部給電接続点および内
部給電接続点並びにこれら接続点間に接続された電圧変
換器を有し、ＭＯＳトランジスタの回路に給電力を供給
する内部給電接続点に前記外部接続点の供給電圧よりも
低い内部供給電圧を供給する回路に関するものである。
部給電接続点並びにこれら接続点間に接続された電圧変
換器を有し、ＭＯＳトランジスタの回路に給電力を供給
する内部給電接続点に前記外部接続点の供給電圧よりも
低い内部供給電圧を供給する回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】この種回路はオランダ国特許出願第８７
０１４７２号明細書に記載されている。集積回路のトラ
ンジスタおよびその他の回路部品の寸法は更に小さくな
ってきているため、給電源の電圧が発生する距離も徐々
に短くなってきている。この結果電界強度が高くなり、
これにより例えば電界効果トランジスタに“ホットキャ
リアストレス”と通常称される現象が発生する。信頼性
の理由から、例えば１μｍ以下のチャネル長さを有する
ＭＯＳ構成素子（いわゆるサブミクロン構成素子）に対
し標準５Ｖ供給電圧以下の供給電圧を用いる必要があ
る。従来の集積回路は外部給電接続点（５Ｖ）および内
部給電接続点を有し、これら接続点間に電圧変換器を配
列し、これにより内部給電接続点に並列に接続された寄
生コンデンサを繰返し充電する。このコンデンサは集積
回路に対する電流供給源として用いる。この電圧変換器
は検出回路を具え、これにより内部給電接続点の電圧お
よび或るヒステリシスに依存してこれら内部給電接続点
および外部給電接続点間に配列した電子スイッチのオン
・オフを制御する。
０１４７２号明細書に記載されている。集積回路のトラ
ンジスタおよびその他の回路部品の寸法は更に小さくな
ってきているため、給電源の電圧が発生する距離も徐々
に短くなってきている。この結果電界強度が高くなり、
これにより例えば電界効果トランジスタに“ホットキャ
リアストレス”と通常称される現象が発生する。信頼性
の理由から、例えば１μｍ以下のチャネル長さを有する
ＭＯＳ構成素子（いわゆるサブミクロン構成素子）に対
し標準５Ｖ供給電圧以下の供給電圧を用いる必要があ
る。従来の集積回路は外部給電接続点（５Ｖ）および内
部給電接続点を有し、これら接続点間に電圧変換器を配
列し、これにより内部給電接続点に並列に接続された寄
生コンデンサを繰返し充電する。このコンデンサは集積
回路に対する電流供給源として用いる。この電圧変換器
は検出回路を具え、これにより内部給電接続点の電圧お
よび或るヒステリシスに依存してこれら内部給電接続点
および外部給電接続点間に配列した電子スイッチのオン
・オフを制御する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】この従来の集積回路は
回路のスイッチング速度およびホットキャリアストレス
の騒乱発生が温度によって著しく変化する欠点がある。
回路のスイッチング速度およびホットキャリアストレス
の騒乱発生が温度によって著しく変化する欠点がある。
【０００４】本発明の目的は作動モード（スイッチング
速度および特にホットキャリアに対する感度）が温度に
殆ど依存しない集積回路を提供せんとするにある。
速度および特にホットキャリアに対する感度）が温度に
殆ど依存しない集積回路を提供せんとするにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は外部給電接続点
と、ＭＯＳトランジスタの回路に結合されこのＭＯＳト
ランジスタ回路に電力を供給する内部給電接続点と、前
記両接続点間に接続され前記外部接続点の供給電圧より
も低い内部供給電圧を供給する電圧変換器とを有する集
積回路において、前記電圧変換器は正の温度係数を有す
る内部供給電圧を発生するように配置し、該電圧変換器
は、前記接続点間に接続され、前記内部給電接続点に接
続された集積化回路コンデンサを周期的に充電する電子
スイッチと、集積回路の温度が上昇する際に増大する基
準電圧を発生する手段と、２つの入力端子が前記基準電
圧を発生する手段および前記内部給電接続点にそれぞれ
結合され、出力端子が前記電子スイッチに結合され、前
記内部供給電圧の前記基準電圧以下への低下に応答して
前記スイッチをスイッチングオンするとともに前記内部
供給電圧の前記基準電圧以上への上昇に応答して前記ス
イッチをスイッチングオフする検出回路とを具えるよう
にしたことを特徴とする。
と、ＭＯＳトランジスタの回路に結合されこのＭＯＳト
ランジスタ回路に電力を供給する内部給電接続点と、前
記両接続点間に接続され前記外部接続点の供給電圧より
も低い内部供給電圧を供給する電圧変換器とを有する集
積回路において、前記電圧変換器は正の温度係数を有す
る内部供給電圧を発生するように配置し、該電圧変換器
は、前記接続点間に接続され、前記内部給電接続点に接
続された集積化回路コンデンサを周期的に充電する電子
スイッチと、集積回路の温度が上昇する際に増大する基
準電圧を発生する手段と、２つの入力端子が前記基準電
圧を発生する手段および前記内部給電接続点にそれぞれ
結合され、出力端子が前記電子スイッチに結合され、前
記内部供給電圧の前記基準電圧以下への低下に応答して
前記スイッチをスイッチングオンするとともに前記内部
供給電圧の前記基準電圧以上への上昇に応答して前記ス
イッチをスイッチングオフする検出回路とを具えるよう
にしたことを特徴とする。
【０００６】基本的には、本発明は、回路のスイッチン
グ速度およびホットキャリアストレスは温度が増大する
につれて減少するが、回路のスイッチング速度およびホ
ットキャリアストレスは内部供給電圧が増大するにつれ
て増大すると云う事実を認識してなしたものである。従
って、温度の増大時に内部供給電圧が増大する本発明集
積回路は温度の変化時にほぼ一定のスイッチング速度お
よびほぼ一定のホットキャリアストレスが発生し得るよ
うになる。上述した効果はほぼ互いに打消し合うが、内
部供給電圧が負の温度係数を有する場合にはこれらは互
いに実際上強めあうようになる。温度係数としては＋1.
5 ｍＶ／Ｋ〜＋６ｍＶ／Ｋの値を有するものが有利であ
ることを確かめた。
グ速度およびホットキャリアストレスは温度が増大する
につれて減少するが、回路のスイッチング速度およびホ
ットキャリアストレスは内部供給電圧が増大するにつれ
て増大すると云う事実を認識してなしたものである。従
って、温度の増大時に内部供給電圧が増大する本発明集
積回路は温度の変化時にほぼ一定のスイッチング速度お
よびほぼ一定のホットキャリアストレスが発生し得るよ
うになる。上述した効果はほぼ互いに打消し合うが、内
部供給電圧が負の温度係数を有する場合にはこれらは互
いに実際上強めあうようになる。温度係数としては＋1.
5 ｍＶ／Ｋ〜＋６ｍＶ／Ｋの値を有するものが有利であ
ることを確かめた。
【０００７】
【実施例】図面につき本発明の実施例を説明する。実施
例の説明の前に本発明の背景を説明する。信頼性の理由
から例えば１μｍ以下のチャネル長さを有するＭＯＳ構
成素子に対する標準供給電圧（５Ｖ）以下の供給電圧
（例えば3.3 Ｖ）を用いる必要がある。特に、メモリマ
トリックスに配列され、0.7 μｍ以下のチャネル長さを
有する６個のＣＭＯＳトランジスタにより形成されたメ
モリセルを用いる２５６ｋビットまでの大型スタティッ
クランダムアクセスメモリ（ＳＲＡＭ）では、共に集積
化された供給電圧を低減する必要がある。
例の説明の前に本発明の背景を説明する。信頼性の理由
から例えば１μｍ以下のチャネル長さを有するＭＯＳ構
成素子に対する標準供給電圧（５Ｖ）以下の供給電圧
（例えば3.3 Ｖ）を用いる必要がある。特に、メモリマ
トリックスに配列され、0.7 μｍ以下のチャネル長さを
有する６個のＣＭＯＳトランジスタにより形成されたメ
モリセルを用いる２５６ｋビットまでの大型スタティッ
クランダムアクセスメモリ（ＳＲＡＭ）では、共に集積
化された供給電圧を低減する必要がある。
【０００８】図１において、外部給電接続点（例えば５
Ｖの電圧ＶＤを有する）をＡで示し、内部給電接続点
（例えば3.3 Ｖの電圧ＶＩを有する）をＢで示す。これ
ら接続点間には電子スイッチ、本例ではＰＭＯＳ電力ス
イッチングトランジスタ１および検出回路、特に検出増
幅器２より成る電圧変換器を設け、この検出増幅器２は
その検出入力端子を内部給電接続点Ｂに接続し、その出
力端子を電子スイッチの制御入力端子、図１ではトラン
ジスタ１の制御電極に接続する。集積化（寄生）回路コ
ンデンサ４は例えば２５６ｋビットＳＲＡＭの場合には
３ｎＦの値を有し、これを、特に内部給電接続点Ｂの電
圧ＶＩが所定スレシホルド値以下に減少することを検出
増幅器２が検出する場合には、トランジスタ１を経て繰
返し再充電する。次いでトランジスタ１をターンオン
し、電圧ＶＩが他のスレシホルド値以上に増大したこと
を検出増幅器２が検出するまでコンデンサ４を再充電す
る。これらスレシホルド値の差は検出増幅器２のヒステ
リシスに対応する。かようにして、不可避の寄生コンデ
ンサ（即ち、集積化回路コンデンサ）４を用いてサブミ
クロン単位の構成素子３に電流を供給する。
Ｖの電圧ＶＤを有する）をＡで示し、内部給電接続点
（例えば3.3 Ｖの電圧ＶＩを有する）をＢで示す。これ
ら接続点間には電子スイッチ、本例ではＰＭＯＳ電力ス
イッチングトランジスタ１および検出回路、特に検出増
幅器２より成る電圧変換器を設け、この検出増幅器２は
その検出入力端子を内部給電接続点Ｂに接続し、その出
力端子を電子スイッチの制御入力端子、図１ではトラン
ジスタ１の制御電極に接続する。集積化（寄生）回路コ
ンデンサ４は例えば２５６ｋビットＳＲＡＭの場合には
３ｎＦの値を有し、これを、特に内部給電接続点Ｂの電
圧ＶＩが所定スレシホルド値以下に減少することを検出
増幅器２が検出する場合には、トランジスタ１を経て繰
返し再充電する。次いでトランジスタ１をターンオン
し、電圧ＶＩが他のスレシホルド値以上に増大したこと
を検出増幅器２が検出するまでコンデンサ４を再充電す
る。これらスレシホルド値の差は検出増幅器２のヒステ
リシスに対応する。かようにして、不可避の寄生コンデ
ンサ（即ち、集積化回路コンデンサ）４を用いてサブミ
クロン単位の構成素子３に電流を供給する。
【０００９】チャネル長さ（サブミクロン範囲）が短
く、酸化物の厚さが薄いＭＯＳトランジスタを集積回路
に用いる場合には“ホットキャリアストレス”の発生す
る危険性がある。即ち、トランジスタのチャネル長さを
減少すると、ドレイン−ソース通路の最大許容電圧差が
少なくなる。供給電圧（例えば５Ｖ〜3.3 Ｖ）が減少す
ると、ホットキャリアストレスに対する感度が減少する
が、回路のスイッチング速度が低くなる。即ち、ＭＯＳ
トランジスタの供給電圧が減少すると、このトランジス
タはホットキャリアストレスに対する感度が減少する。
く、酸化物の厚さが薄いＭＯＳトランジスタを集積回路
に用いる場合には“ホットキャリアストレス”の発生す
る危険性がある。即ち、トランジスタのチャネル長さを
減少すると、ドレイン−ソース通路の最大許容電圧差が
少なくなる。供給電圧（例えば５Ｖ〜3.3 Ｖ）が減少す
ると、ホットキャリアストレスに対する感度が減少する
が、回路のスイッチング速度が低くなる。即ち、ＭＯＳ
トランジスタの供給電圧が減少すると、このトランジス
タはホットキャリアストレスに対する感度が減少する。
【００１０】一般に、内部供給電圧はできるだけ一定に
し、特に、温度に無関係とする必要がある。温度が増大
すると、回路のスイッチング速度が減少し、ホットキャ
リアストレスのマイナス要因となる効果も減少する（プ
ロセッシングＶＳＬＩ−シンポジュウム、1985年、第２
−５頁にイー・タケダにより発表された論文“ホットキ
ャリア アンド ウエア−アウト フェノメナ イン
サブミクロン ＶＳＬＩ”参照）。しかし、内部電圧が
増大すると、回路のスイッチング速度が増大し、ホット
キャリアストレスにより生じる騒乱も増大する。零前後
または負の温度係数を有する内部供給電圧を用いる場合
には温度がスイッチング速度に及ぼす影響および回路の
ホットキャリアストレスに対する感度が補償されず、負
の温度係数の場合に補償されない程度が増大されること
さえもある。
し、特に、温度に無関係とする必要がある。温度が増大
すると、回路のスイッチング速度が減少し、ホットキャ
リアストレスのマイナス要因となる効果も減少する（プ
ロセッシングＶＳＬＩ−シンポジュウム、1985年、第２
−５頁にイー・タケダにより発表された論文“ホットキ
ャリア アンド ウエア−アウト フェノメナ イン
サブミクロン ＶＳＬＩ”参照）。しかし、内部電圧が
増大すると、回路のスイッチング速度が増大し、ホット
キャリアストレスにより生じる騒乱も増大する。零前後
または負の温度係数を有する内部供給電圧を用いる場合
には温度がスイッチング速度に及ぼす影響および回路の
ホットキャリアストレスに対する感度が補償されず、負
の温度係数の場合に補償されない程度が増大されること
さえもある。
【００１１】オランダ国特許出願第８７０１４７２号明
細書に記載された電圧変換器はトランジスタのスレシホ
ルド電圧および電圧スイングの数倍に依存する内部供給
電圧を有する。このスレシホルド電圧は温度の増大とと
もに減少し、これは内部供給電圧に対する負の温度係数
にもあてはまる。従ってこの電圧変換器を経て給電され
る回路はそのスイッチング速度およびホットキャリアス
トレスにより生じる騒乱に関し温度に著しく感応するよ
うになる。
細書に記載された電圧変換器はトランジスタのスレシホ
ルド電圧および電圧スイングの数倍に依存する内部供給
電圧を有する。このスレシホルド電圧は温度の増大とと
もに減少し、これは内部供給電圧に対する負の温度係数
にもあてはまる。従ってこの電圧変換器を経て給電され
る回路はそのスイッチング速度およびホットキャリアス
トレスにより生じる騒乱に関し温度に著しく感応するよ
うになる。
【００１２】図２は本発明集積回路の例を示す。図１に
示す回路部品と同一部分には同一符号を付して示す。図
２Ａに示す基準電流源６は外部供給電圧源に接続し、こ
の基準電流源はこれによって定電流を発生するとともに
抵抗７を経て接地する。この電流源は接続点Ｃを経て比
較回路５の入力端子に接続し、この比較回路５は既知の
型のものとするとともにその他方の入力端子を接続点Ｄ
に接続し、この接続点Ｄを電圧低減器９を経て接続点Ｂ
に接続する。比較回路５の一方の出力端子（非反転出力
端子）Ｑを反転素子１０、例えば標準ＣＭＯＳインバー
タを経てスイッチ１の制御電極に接続し、他方の出力端
子（反転出力端子）ＱＢは他の反転素子１１およびヒス
テリシスを付加するトランジスタ８を経て接続点Ｄにフ
ィードバック接続する。前記比較回路５としては差動増
幅器、即ち、例えばｐ−チャネル増幅段に直列に配列さ
れたｎ−チャネル増幅段を用いることができる。抵抗７
は例えば３つのｎ−チャネルＭＯＳトランジスタを直列
に配列して得ることができ、これらトランジスタのゲー
トは接続点Ｃに接続し、この接続点Ｃは第１トランジス
タのドレインにも接続し、第３トランジスタのソースを
接地する。電流源６は、ダイジェスト オブ ＥＳＳＣ
ＩＲＣ、１９８７年、第１２５−１２８頁にダブリュー
・サンセン、エフ・オプト・アインド、およびエム・ス
チュアートが発表した論文“アーキテクチュア ニュー
ＣＭＯＳ カレント レファレンス”に記載されてい
るように、ＰＴＡＴ（プロポーショナル トウ アブソ
リュート テンパラチュア）電圧源に基づくものであ
る。かかる特に既知の電流源を用いることにより、例え
ば4.5 ｍＶ／Ｋの正の温度係数を有する基準電圧ＶＲが
接続点Ｃに発生する。この接続点Ｃの基準電圧ＶＲの値
は内部供給電圧ＶＩよりも低い１スレシホルド電圧に選
定して電流源６および比較回路５をその最適の動作範囲
で機能せしめるようにする。また、この目的のため、電
圧低減器９を用いて接続点Ｄの電圧を内部供給電圧ＶＩ
に対し１スレシホルド電圧だけ低減する。図２Ｂに示す
ように、例えば電圧低減器９はｐ−チャネルＭＯＳトラ
ンジスタの形状とし、そのソースを接続点Ｂに接続し、
ゲートおよびドレインを相互接続し、このドレインをｎ
−チャネルＭＯＳトランジスタに接続し、そのゲートを
外部供給電圧源に接続し、ソースを接地する。正の温度
係数を有する基準電圧ＶＲを比較回路５に供給し、この
比較回路５は接続点Ｄへのフィードバック接続を行うこ
とにより図２Ａにつき説明したところと同様に正の温度
係数を有する電圧を誘起し、従って、接続点Ｂの内部供
給電圧ＶＩは前述した全ての利点を有する例えば3.2 ｍ
Ｖ／Ｋの正の温度係数を得ることができる。
示す回路部品と同一部分には同一符号を付して示す。図
２Ａに示す基準電流源６は外部供給電圧源に接続し、こ
の基準電流源はこれによって定電流を発生するとともに
抵抗７を経て接地する。この電流源は接続点Ｃを経て比
較回路５の入力端子に接続し、この比較回路５は既知の
型のものとするとともにその他方の入力端子を接続点Ｄ
に接続し、この接続点Ｄを電圧低減器９を経て接続点Ｂ
に接続する。比較回路５の一方の出力端子（非反転出力
端子）Ｑを反転素子１０、例えば標準ＣＭＯＳインバー
タを経てスイッチ１の制御電極に接続し、他方の出力端
子（反転出力端子）ＱＢは他の反転素子１１およびヒス
テリシスを付加するトランジスタ８を経て接続点Ｄにフ
ィードバック接続する。前記比較回路５としては差動増
幅器、即ち、例えばｐ−チャネル増幅段に直列に配列さ
れたｎ−チャネル増幅段を用いることができる。抵抗７
は例えば３つのｎ−チャネルＭＯＳトランジスタを直列
に配列して得ることができ、これらトランジスタのゲー
トは接続点Ｃに接続し、この接続点Ｃは第１トランジス
タのドレインにも接続し、第３トランジスタのソースを
接地する。電流源６は、ダイジェスト オブ ＥＳＳＣ
ＩＲＣ、１９８７年、第１２５−１２８頁にダブリュー
・サンセン、エフ・オプト・アインド、およびエム・ス
チュアートが発表した論文“アーキテクチュア ニュー
ＣＭＯＳ カレント レファレンス”に記載されてい
るように、ＰＴＡＴ（プロポーショナル トウ アブソ
リュート テンパラチュア）電圧源に基づくものであ
る。かかる特に既知の電流源を用いることにより、例え
ば4.5 ｍＶ／Ｋの正の温度係数を有する基準電圧ＶＲが
接続点Ｃに発生する。この接続点Ｃの基準電圧ＶＲの値
は内部供給電圧ＶＩよりも低い１スレシホルド電圧に選
定して電流源６および比較回路５をその最適の動作範囲
で機能せしめるようにする。また、この目的のため、電
圧低減器９を用いて接続点Ｄの電圧を内部供給電圧ＶＩ
に対し１スレシホルド電圧だけ低減する。図２Ｂに示す
ように、例えば電圧低減器９はｐ−チャネルＭＯＳトラ
ンジスタの形状とし、そのソースを接続点Ｂに接続し、
ゲートおよびドレインを相互接続し、このドレインをｎ
−チャネルＭＯＳトランジスタに接続し、そのゲートを
外部供給電圧源に接続し、ソースを接地する。正の温度
係数を有する基準電圧ＶＲを比較回路５に供給し、この
比較回路５は接続点Ｄへのフィードバック接続を行うこ
とにより図２Ａにつき説明したところと同様に正の温度
係数を有する電圧を誘起し、従って、接続点Ｂの内部供
給電圧ＶＩは前述した全ての利点を有する例えば3.2 ｍ
Ｖ／Ｋの正の温度係数を得ることができる。
【図１】 従来の集積回路の構成を示す接続配置図であ
る。
る。
【図２】 本発明集積回路の構成を示す接続配置図であ
る。
る。
１ ＰＭＯＳ電力スイッチングトランジスタ ２ 検出増幅器 ３ サブミクロン構成素子 ４ 寄生コンデンサ ５ 比較回路 ６ 基準電圧源 ７ 抵抗 ８ ヒステリシスを付加するトランジスタ ９ 電圧低減器 １０ 反転素子 １１ 反転素子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (73)特許権者 590000248 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １, 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔ ｈｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ (72)発明者 レオナルダス クリティーン マテウス ジーラウムス フェニングス オランダ国 6137 シー アール シッ タードアレックス シャエプケンストラ ート ３
Claims (3)
- 【請求項１】 外部給電接続点と、ＭＯＳトランジスタ
の回路に結合されこのＭＯＳトランジスタ回路に電力を
供給する内部給電接続点と、前記両接続点間に接続され
前記外部接続点の供給電圧よりも低い内部供給電圧を供
給する電圧変換器とを有する集積回路において、前記電
圧変換器は正の温度係数を有する内部供給電圧を発生す
るように配置し、該電圧変換器は、前記接続点間に接続
され、前記内部給電接続点に接続された集積化回路コン
デンサを周期的に充電する電子スイッチと、集積回路の
温度が上昇する際に増大する基準電圧を発生する手段
と、２つの入力端子が前記基準電圧を発生する手段およ
び前記内部給電接続点にそれぞれ結合され、出力端子が
前記電子スイッチに結合され、前記内部供給電圧の前記
基準電圧以下への低下に応答して前記スイッチをスイッ
チングオンするとともに前記内部供給電圧の前記基準電
圧以上への上昇に応答して前記スイッチをスイッチング
オフする検出回路とを具えるようにしたことを特徴とす
る集積回路。 - 【請求項２】 前記ＭＯＳトランジスタの回路をＳＲＡ
Ｍとすることを特徴とする請求項１に記載の集積回路。 - 【請求項３】 前記内部供給電圧の温度係数の値を＋1.
5 ｍＶ／Ｋ〜＋６ｍＶ／Ｋに位置させるようにしたこと
を特徴とする請求項１〜２の何れかの項に記載の集積回
路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL9001493A NL9001493A (nl) | 1990-06-29 | 1990-06-29 | Geintegreerde schakeling met meegeintegreerde voedingsspanningsverlaging. |
| NL9001493 | 1990-06-29 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0549237A JPH0549237A (ja) | 1993-02-26 |
| JP3299551B2 true JP3299551B2 (ja) | 2002-07-08 |
Family
ID=19857338
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18287291A Expired - Fee Related JP3299551B2 (ja) | 1990-06-29 | 1991-06-29 | 集積回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0464909B1 (ja) |
| JP (1) | JP3299551B2 (ja) |
| KR (1) | KR100196592B1 (ja) |
| DE (1) | DE69116451T2 (ja) |
| NL (1) | NL9001493A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19734410A1 (de) * | 1997-08-08 | 1999-02-11 | Bosch Gmbh Robert | Schaltungsanordnung mit einem Schalttransistor |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4298835A (en) * | 1979-08-27 | 1981-11-03 | Gte Products Corporation | Voltage regulator with temperature dependent output |
| US4723108A (en) * | 1986-07-16 | 1988-02-02 | Cypress Semiconductor Corporation | Reference circuit |
| NL8701472A (nl) * | 1987-06-24 | 1989-01-16 | Philips Nv | Geintegreerde schakeling met meegeintegreerde, voedingsspanningsverlagende spanningsregelaar. |
-
1990
- 1990-06-29 NL NL9001493A patent/NL9001493A/nl not_active Application Discontinuation
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