JPS6093961A - 電子スイツチの過電流検出回路 - Google Patents
電子スイツチの過電流検出回路Info
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- JPS6093961A JPS6093961A JP58203052A JP20305283A JPS6093961A JP S6093961 A JPS6093961 A JP S6093961A JP 58203052 A JP58203052 A JP 58203052A JP 20305283 A JP20305283 A JP 20305283A JP S6093961 A JPS6093961 A JP S6093961A
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- Japan
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- current
- transistor
- circuit
- electronic switch
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は電子スイッチたとえば近接スイッチの過電流
検出回路に関するものである。
検出回路に関するものである。
従来この種の過電流検出回路は第１図および第２図に示
すように出力トランジスタ１゛ｒ１のエミッタにエミッ
タ抵抗Ｒ１を挿入し、この両端の電圧Ｖｒｌを過電流検
出用のトランジスタＴｒ２によって検出し、これにより
過電流を検出するのがもつとも簡単な方法であり、かつ
ひじように多くの用達に使用されている。この方法は簡
単に実現しつる反面ＯＮ時の出力端子残り電圧がひじよ
うに大きく力ってしまう欠点を有していた。すなわちト
ランジスタＴｒｉのＯＮ時残り電圧Ｖｏｎは出力電流値
とトランジスタＴｒｉの出力電流容量によるが、今仮に
ＶａｎをＶｏｎ ＝ ０．２ （Ｖ ） 、出力電流１
ｔ＝１５０（ｍＡ）とし、これに過電流検出回路を含め
２００（ｍＡ）以上の電流が流れたとき、これを過電流
とする。そしてトランジスタＴｒ２のベース−エミッタ
間電圧Ｖｂｅが０．７（Ｖ）以上を検出されるとエミッ
タ抵抗Ｒ１の値は となる。また出力電流Ｉｔ＝１５０（ｍＡ）の時のエミ
ッタ抵抗Ｒ，ｌの両端の電圧ＶｒｌはＶｒｌ：３，５
Ｘ Ｏ，１５”＝ ０．５２５ （Ｖ ）となり、した
がってトランジスタＴｒ１トエミツタ抵抗Ｒ１の直列回
路の１！田Ｖｘは Ｖｘ ＝Ｖｏｎ ＋ Ｖｒｌ ＝ ０．２ ＋ ０．５
２５ ＝ ０．７２５ （Ｖ）となる。このように過電
流検出回路が挿入されたことにより、電子スイッチとし
てのＯＮ時出力残り電圧は３倍以りとなり、計算式から
明らかなように出力トランジスタＴｒｌの出力電流容量
を大角くして、そのＯＮ時出力残り電圧Ｙｏｎをいくら
小さくしても過電流検出回路を含めたＯＮ時出力残り電
圧はほとんど低下しかいという欠点があったまた従来の
過電流検出回路においてはトランジスタＴｒ１ノベース
ーエミツタ間亀田が過電流検出電圧であったために大き
な負の温度係数を有していた。
すように出力トランジスタ１゛ｒ１のエミッタにエミッ
タ抵抗Ｒ１を挿入し、この両端の電圧Ｖｒｌを過電流検
出用のトランジスタＴｒ２によって検出し、これにより
過電流を検出するのがもつとも簡単な方法であり、かつ
ひじように多くの用達に使用されている。この方法は簡
単に実現しつる反面ＯＮ時の出力端子残り電圧がひじよ
うに大きく力ってしまう欠点を有していた。すなわちト
ランジスタＴｒｉのＯＮ時残り電圧Ｖｏｎは出力電流値
とトランジスタＴｒｉの出力電流容量によるが、今仮に
ＶａｎをＶｏｎ ＝ ０．２ （Ｖ ） 、出力電流１
ｔ＝１５０（ｍＡ）とし、これに過電流検出回路を含め
２００（ｍＡ）以上の電流が流れたとき、これを過電流
とする。そしてトランジスタＴｒ２のベース−エミッタ
間電圧Ｖｂｅが０．７（Ｖ）以上を検出されるとエミッ
タ抵抗Ｒ１の値は となる。また出力電流Ｉｔ＝１５０（ｍＡ）の時のエミ
ッタ抵抗Ｒ，ｌの両端の電圧ＶｒｌはＶｒｌ：３，５
Ｘ Ｏ，１５”＝ ０．５２５ （Ｖ ）となり、した
がってトランジスタＴｒ１トエミツタ抵抗Ｒ１の直列回
路の１！田Ｖｘは Ｖｘ ＝Ｖｏｎ ＋ Ｖｒｌ ＝ ０．２ ＋ ０．５
２５ ＝ ０．７２５ （Ｖ）となる。このように過電
流検出回路が挿入されたことにより、電子スイッチとし
てのＯＮ時出力残り電圧は３倍以りとなり、計算式から
明らかなように出力トランジスタＴｒｌの出力電流容量
を大角くして、そのＯＮ時出力残り電圧Ｙｏｎをいくら
小さくしても過電流検出回路を含めたＯＮ時出力残り電
圧はほとんど低下しかいという欠点があったまた従来の
過電流検出回路においてはトランジスタＴｒ１ノベース
ーエミツタ間亀田が過電流検出電圧であったために大き
な負の温度係数を有していた。
この発明はこのような従来の欠点を解消しようとするも
ので、この発明の第１の目的はトランジスタのベース−
エミッタ間電圧により過電流を検出するものに比し、検
出電圧を小さくし、これによって電子スイッチの過電流
検出用抵抗を小さくし、いきおい電子スイッチとしての
ＯＮ時残り電圧を小さくしようとするものである。
ので、この発明の第１の目的はトランジスタのベース−
エミッタ間電圧により過電流を検出するものに比し、検
出電圧を小さくし、これによって電子スイッチの過電流
検出用抵抗を小さくし、いきおい電子スイッチとしての
ＯＮ時残り電圧を小さくしようとするものである。
以下図によってこの発明の一実施例について説明する。
第３図はこの発明における過電流検出回路を近接スイッ
チに適用したばあいの回路図で、この近接スイッチ１０
は近接センサ用ＩＣ回路１と、このＩＯ回路の出力電流
容量を補うための電流スイッチング素子２６たとえば出
力トランジスタとで構成される。そしてそのＩＯ０回路
は内部に発振回路２、コンパレータ３ ｓ 積分回路４
、 ：ｌ１７ ハレータ５、出力回路６、定電圧回路
７、電源リセット回路８．出力コントローラ１４および
過電流検出回路１６を有しており、出力回路６．電源リ
セット回路８および出力コントローラ１４に！ ｔ）［
子スイッチコントローラ１７が構成される。また検出コ
イルＬＸ、共振コンデンサ０１．感度調整用可変抵抗Ｒ
２２、側路コンデンサ０２３．Ｍ分コンデンサ０２４％
電源リセット用コンデンサＣ２５および負荷９などが外
付けされる。
チに適用したばあいの回路図で、この近接スイッチ１０
は近接センサ用ＩＣ回路１と、このＩＯ回路の出力電流
容量を補うための電流スイッチング素子２６たとえば出
力トランジスタとで構成される。そしてそのＩＯ０回路
は内部に発振回路２、コンパレータ３ ｓ 積分回路４
、 ：ｌ１７ ハレータ５、出力回路６、定電圧回路
７、電源リセット回路８．出力コントローラ１４および
過電流検出回路１６を有しており、出力回路６．電源リ
セット回路８および出力コントローラ１４に！ ｔ）［
子スイッチコントローラ１７が構成される。また検出コ
イルＬＸ、共振コンデンサ０１．感度調整用可変抵抗Ｒ
２２、側路コンデンサ０２３．Ｍ分コンデンサ０２４％
電源リセット用コンデンサＣ２５および負荷９などが外
付けされる。
したがって検出コイルＬ１に対して金属体が接近または
離間することにより発振回路２が発振を開始または停止
し、出力回路６より論理１．またはＨの出力が得られる
。
離間することにより発振回路２が発振を開始または停止
し、出力回路６より論理１．またはＨの出力が得られる
。
そして過電流検出回路１６は電流スイッチング素子２６
と出力コントローラ１４との間に設けられている。
と出力コントローラ１４との間に設けられている。
第４図はこの発明の要部を示す回路図で、過電流検出回
路１６は電流検出用のトランジスタ２５と、電流源１２
と、電流値比較用基準電圧発生回路１１とにより構成さ
れる。そしてトランジスタ２５のコレクタは電流源１２
を介して電源１９の一方の端子に接続されている。基準
電圧発生回路１１は電源１９間に接続され、かつこの回
路の出力端はトランジスタ２５のベースに接続されてい
る。負荷９と、この負荷に流れるＮ１流をｌ！１ｕ１１
！Ｉｌｌする電流スイッチング素子２６と、過電流検出
抵抗■１は順次直列に接続された状態で電源間に接続さ
れる。またトランジスタ２５のエミッタは電流スイッチ
ング素子２６と過電流検出抵抗Ｒ１との接続点に接続さ
れる。さらにトランジスタ２５のコレクタには出力ノー
ド４６が設けられ、この出力ノードは電流スイッチング
素子２６を制御する電子スイッチコントローラ１７の入
力端に接続され、このコントローラの出力端は電流スイ
ッチング素子２６の入力端すなわちこの実施例において
はベースに接続される。
路１６は電流検出用のトランジスタ２５と、電流源１２
と、電流値比較用基準電圧発生回路１１とにより構成さ
れる。そしてトランジスタ２５のコレクタは電流源１２
を介して電源１９の一方の端子に接続されている。基準
電圧発生回路１１は電源１９間に接続され、かつこの回
路の出力端はトランジスタ２５のベースに接続されてい
る。負荷９と、この負荷に流れるＮ１流をｌ！１ｕ１１
！Ｉｌｌする電流スイッチング素子２６と、過電流検出
抵抗■１は順次直列に接続された状態で電源間に接続さ
れる。またトランジスタ２５のエミッタは電流スイッチ
ング素子２６と過電流検出抵抗Ｒ１との接続点に接続さ
れる。さらにトランジスタ２５のコレクタには出力ノー
ド４６が設けられ、この出力ノードは電流スイッチング
素子２６を制御する電子スイッチコントローラ１７の入
力端に接続され、このコントローラの出力端は電流スイ
ッチング素子２６の入力端すなわちこの実施例において
はベースに接続される。
また基準電圧発生回路１１は第５図にさらに具体的に示
すように第１の電流源１２とは別の第２の電流源２０と
トランジスタ２１とにより構成される。そしてトランジ
スタ２１のコレクタは電流源２０を介して電源１９の一
方の端子に、またそのエミッタは電源１９の他方の端子
に、かつそのベースハ電流検出用のトランジスタ２５の
ベースにそれぞれ接続され、さらにトランジスタ２１は
電流源２０に対しダイオード接続、すなわちそのコレク
タとベースがたがいに接続されている。したがってトラ
ンジスタ２１とトランジスタ２５とはカレントミラー回
路を形成している。
すように第１の電流源１２とは別の第２の電流源２０と
トランジスタ２１とにより構成される。そしてトランジ
スタ２１のコレクタは電流源２０を介して電源１９の一
方の端子に、またそのエミッタは電源１９の他方の端子
に、かつそのベースハ電流検出用のトランジスタ２５の
ベースにそれぞれ接続され、さらにトランジスタ２１は
電流源２０に対しダイオード接続、すなわちそのコレク
タとベースがたがいに接続されている。したがってトラ
ンジスタ２１とトランジスタ２５とはカレントミラー回
路を形成している。
さらに第６図に示すものはトランジスタ２１のエミッタ
と電源１９の他方の端子間に抵抗３０を接続したもので
ある。
と電源１９の他方の端子間に抵抗３０を接続したもので
ある。
なお第４図ないし第６図において過電流検出回路１６が
ＩＣ化される。
ＩＣ化される。
また上記実施例の説明においてカレントミラー回路は第
７図ｆａｔに示すものについて説明したが、この回路は
一般に第７図ｆｂｌおよび（ｃｌに示すように必要に応
じて変形される。
７図ｆａｔに示すものについて説明したが、この回路は
一般に第７図ｆｂｌおよび（ｃｌに示すように必要に応
じて変形される。
次に上記構成における動作についてｉｌＲ明する。
今、第４図において、初期状態すなわち負荷９、電流ス
イッチング素子２６および過電流検出抵抗Ｒ１に流れる
電流ＩＯがｒ ｏ＝ｏの状態においては基準電圧発生回
路１１は、トランジスタ２５に流れる電流Ｉ ｃ２５
が電流源１２の電流Ｉ］よりも大きく、すなわちＩｃ２
５ ：＞ Ｉ １で、かつ出力ノード４６がカレントシ
ンクの状態になるような基準電子スイッチコントローラ
１７の状態により電流スイッチング素子２６がオンする
と電源１９より負荷９、電流スイッチング素子２６およ
び過電流検出抵抗Ｒ１に電流■０が流れる。この電流■
０の値は抵抗Ｒ，１に生じる電圧降下Ｅ１に比例する。
イッチング素子２６および過電流検出抵抗Ｒ１に流れる
電流ＩＯがｒ ｏ＝ｏの状態においては基準電圧発生回
路１１は、トランジスタ２５に流れる電流Ｉ ｃ２５
が電流源１２の電流Ｉ］よりも大きく、すなわちＩｃ２
５ ：＞ Ｉ １で、かつ出力ノード４６がカレントシ
ンクの状態になるような基準電子スイッチコントローラ
１７の状態により電流スイッチング素子２６がオンする
と電源１９より負荷９、電流スイッチング素子２６およ
び過電流検出抵抗Ｒ１に電流■０が流れる。この電流■
０の値は抵抗Ｒ，１に生じる電圧降下Ｅ１に比例する。
そしてこの電圧降下が所定値より大きくなると、トラン
ジスタ２５のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅすなわちｇ
Ｏ−Ｅｌが所定値より小さくなり、トランジスタ２５の
コレクタ電流Ｉｃ２５が電流源１２の電流■１より小さ
くなるので、出力ノード４６はカレントシンクからカレ
ントソースに変す、この変化が電子スイッチコントロー
ラ１７に入力される。するとこのコントローラはその変
化を受けて電流スイッチング素子２６に流れる電流■０
を小さくするように制御信号を出力する。
ジスタ２５のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅすなわちｇ
Ｏ−Ｅｌが所定値より小さくなり、トランジスタ２５の
コレクタ電流Ｉｃ２５が電流源１２の電流■１より小さ
くなるので、出力ノード４６はカレントシンクからカレ
ントソースに変す、この変化が電子スイッチコントロー
ラ１７に入力される。するとこのコントローラはその変
化を受けて電流スイッチング素子２６に流れる電流■０
を小さくするように制御信号を出力する。
上記現象をさらに詳細に説明すると次のようになる。
すなわちトランジスタのコレクタ電流Ｉｃの飽和値は一
般に次式で与えられる。
般に次式で与えられる。
ここでβ：電流増幅率
工ｓ：飽和電流
ｋＴ 。
ｖｔ：ボルツマン電圧（−！常温で約２６ｍＶ ）Ｖｂ
ｅ：ペースーエミツタ間電圧 したがってトランジスタ２５においてはまたＥｌは Ｅ、＝（Ｉｏ十Ｉ、 ） Ｉ’１．、”ｔＴｏＲ，ｔｃ
＋で与えられる。かぜならば一般に■０）■１で、たと
えばＩ Ｏ） ２０ ｍ Ａ、Ｉ ｌ＝５ Ｉｔ Ａ：
０．００５ｍＡであるからである。
ｅ：ペースーエミツタ間電圧 したがってトランジスタ２５においてはまたＥｌは Ｅ、＝（Ｉｏ十Ｉ、 ） Ｉ’１．、”ｔＴｏＲ，ｔｃ
＋で与えられる。かぜならば一般に■０）■１で、たと
えばＩ Ｏ） ２０ ｍ Ａ、Ｉ ｌ＝５ Ｉｔ Ａ：
０．００５ｍＡであるからである。
（ｂｌおよび（Ｃ１式においてＩｃ２５： Ｔ Ｉとな
るような基準電圧Ｅ１、負荷電流ＩＯをそれぞれｒｃｌ
ｔ 、 ＩＯｔとするとｔｂ１式より またｌｄ）および（ｃｌ式より 電圧および過電流検出電流のスレッシュホールドとなる
。
るような基準電圧Ｅ１、負荷電流ＩＯをそれぞれｒｃｌ
ｔ 、 ＩＯｔとするとｔｂ１式より またｌｄ）および（ｃｌ式より 電圧および過電流検出電流のスレッシュホールドとなる
。
ｆｄｌおよびｔｅ１式においてＥｌｔ、ｒｏｔが温度に
対して安定である必要があるが、Ｖｔ、 β、Ｉｓは温
度依存性が強く、とくにβ、Ｉｓはこの傾向が顕著で挙
動も複雑であることが知られている。そこで岨およびｌ
ｅ１式において右辺第１の項ＥＯより第２の項Ｖｔ Ｉ
ｎ （Ｉ １ ／βＩｓ）が所定の温度範囲においてつ
ねに小さく、かつその差が安定していることが必要であ
る。すなわちＥＯがＶｔ１ｎｒＩ１．／βＩｓｌの変動
に応じて同様に追随することがめられる。
対して安定である必要があるが、Ｖｔ、 β、Ｉｓは温
度依存性が強く、とくにβ、Ｉｓはこの傾向が顕著で挙
動も複雑であることが知られている。そこで岨およびｌ
ｅ１式において右辺第１の項ＥＯより第２の項Ｖｔ Ｉ
ｎ （Ｉ １ ／βＩｓ）が所定の温度範囲においてつ
ねに小さく、かつその差が安定していることが必要であ
る。すなわちＥＯがＶｔ１ｎｒＩ１．／βＩｓｌの変動
に応じて同様に追随することがめられる。
そこで第５図に示すように第１の電流源１２とは別に第
２の電流源２０を電源１９の一方の端子とトランジスタ
２１のコレクタ間に接続し、このトランジスタのエミッ
タを電源１９の他方の端子に、さらにそのベースをトラ
ンジスタ２５のペースにミラー回路を形成するように接
続して基帛電圧発生回路１１を構成し、これによって基
準電圧ＥＯを発生させたとすると、基準電圧ＥＯの値が
温度に対して変動するためｆｄｌおよび（ｅ１式におい
てトランジスタＩｓ、βの複雑な挙動がｐｌｔおよびＩ
Ｏｔに現われなくなる。
２の電流源２０を電源１９の一方の端子とトランジスタ
２１のコレクタ間に接続し、このトランジスタのエミッ
タを電源１９の他方の端子に、さらにそのベースをトラ
ンジスタ２５のペースにミラー回路を形成するように接
続して基帛電圧発生回路１１を構成し、これによって基
準電圧ＥＯを発生させたとすると、基準電圧ＥＯの値が
温度に対して変動するためｆｄｌおよび（ｅ１式におい
てトランジスタＩｓ、βの複雑な挙動がｐｌｔおよびＩ
Ｏｔに現われなくなる。
この現象を第５図についてさらに卵細に説明すると、（
ａ）式より となる。ここでｎはトランジスタ２工とトランジスタ２
５の大きさの比を表わしている。゛また］Ｃ回路におい
てはトランジスタ２３とトランジスタ２５のβ、Ｉｓ、
Ｖｔなどのベアリティが良いことが知られている。
ａ）式より となる。ここでｎはトランジスタ２工とトランジスタ２
５の大きさの比を表わしている。゛また］Ｃ回路におい
てはトランジスタ２３とトランジスタ２５のβ、Ｉｓ、
Ｖｔなどのベアリティが良いことが知られている。
次にＩｃ２５ ： ＩＩとなるＥｌの値Ｅｌｌをめてみ
ると、（ｇ）式より また（ｆ）およびｌｈ１式より となり、（ｅ）式に比べ簡単になっている。すかわち壕
だ温度依存性はＩ ２／Ｉ １を一定とすると、ｖ電の
温度特性となる。たとえば■１＝２μＡ、Ｉ２：１０μ
Ａ、ｎ：：１とすると、常温でＶｔ！＝ｉ２６ｍＶであ
るから、Ｒ］、ｆ ＝ ４２ ｍ Ｖとなる。またＲ、
１ ＝ １Ω、０．２Ωとすると過電流検出スレッシ
ュホールドは となる。さらに温度係数はＶｔだけとすると、＋３．０
００ Ｐ Ｐ Ｍ前後となる。
ると、（ｇ）式より また（ｆ）およびｌｈ１式より となり、（ｅ）式に比べ簡単になっている。すかわち壕
だ温度依存性はＩ ２／Ｉ １を一定とすると、ｖ電の
温度特性となる。たとえば■１＝２μＡ、Ｉ２：１０μ
Ａ、ｎ：：１とすると、常温でＶｔ！＝ｉ２６ｍＶであ
るから、Ｒ］、ｆ ＝ ４２ ｍ Ｖとなる。またＲ、
１ ＝ １Ω、０．２Ωとすると過電流検出スレッシ
ュホールドは となる。さらに温度係数はＶｔだけとすると、＋３．０
００ Ｐ Ｐ Ｍ前後となる。
なお第５図においては依然としてＶｔ項があるので温度
依存性は完全に消えていない。もつともこのＶｒの項は
実用上はとんど問題にはならないものである。
依存性は完全に消えていない。もつともこのＶｒの項は
実用上はとんど問題にはならないものである。
第６図に示す回路はさらに温度特性を改良したもので、
トランジスタ２１のエミッタと電源１９の他方の端子間
に抵抗３０を接続したものである。すなわちこの図にお
いて （ｊｌおよび（ｋ１式よりＩｃ２５：Ｉ １ 、Ｅｌ：
ｇｔ管としてＥｌｔをめてみると となる。今ｎ Ｉ ２ ／ Ｉ １ ＝ １とすれば（
１）式よりＥ、ｔ ： Ｉ、Ｒ，［＋ｎｌ とがる。
トランジスタ２１のエミッタと電源１９の他方の端子間
に抵抗３０を接続したものである。すなわちこの図にお
いて （ｊｌおよび（ｋ１式よりＩｃ２５：Ｉ １ 、Ｅｌ：
ｇｔ管としてＥｌｔをめてみると となる。今ｎ Ｉ ２ ／ Ｉ １ ＝ １とすれば（
１）式よりＥ、ｔ ： Ｉ、Ｒ，［＋ｎｌ とがる。
またＩ２の温度に対する炭化を正、負、零とするような
公知の回路は多く、よってＦｉｔの？７Ｍ麿に対する挙
動も自由にデザインできることになる。
公知の回路は多く、よってＦｉｔの？７Ｍ麿に対する挙
動も自由にデザインできることになる。
また
すなわち過電流検出スレッシュホールド電流ＩＯｔ ’
の温度特性は自由にデザインできることになる。
の温度特性は自由にデザインできることになる。
次に第４図ないし第５図におけるＯＮ時残り電圧につい
て、従来回路におけるＣ１ Ｎ時残り電圧と比較してみ
る。
て、従来回路におけるＣ１ Ｎ時残り電圧と比較してみ
る。
今、電流スイッチング素子２６に流れる電流値ＩＯが２
００ｍＡ以上のとき、これを過−電流とし、また抵抗Ｒ
１に生じる電圧ＶｒｌがＴ Ｏ＝２００する過電流検出
回路を考えると、抵抗Ｒ１はとなり、したがって出力電
流Ｔ ＋＝１５０ ［ｍＡ］における出力端子における
０８時残り電圧Ｖｘは Ｖｘ ： Ｖｏｎ ＋ Ｖｒｌ：０．２ ＋０．２５
Ｘ ００１５＝ ０．２ ＋ ０．０３７５二〇、 ２
３７５ （Ｖ ）となり、従来のものに比し大きな改善
が見られるこの計算例から明らかなように従来例ではト
ランジスタＴｒｉの０８時残り電圧Ｖｏｎに比し抵抗凡
１の両端電圧Ｖ ｒ １がかなり大きかったが、この発
明によれば抵抗Ｒ１の両端電圧Ｖｒｌの方がトランジス
タ２６の０８時残り電圧Ｖｏｎに比しかなゆ小さくなり
、したがって０８時残り電圧Ｖａｎを小さくするように
容量の大きなトランジスタを使用すればさらに出力端子
ＯＮ時残り［工Ｖｘを小さくすることも可能である。
００ｍＡ以上のとき、これを過−電流とし、また抵抗Ｒ
１に生じる電圧ＶｒｌがＴ Ｏ＝２００する過電流検出
回路を考えると、抵抗Ｒ１はとなり、したがって出力電
流Ｔ ＋＝１５０ ［ｍＡ］における出力端子における
０８時残り電圧Ｖｘは Ｖｘ ： Ｖｏｎ ＋ Ｖｒｌ：０．２ ＋０．２５
Ｘ ００１５＝ ０．２ ＋ ０．０３７５二〇、 ２
３７５ （Ｖ ）となり、従来のものに比し大きな改善
が見られるこの計算例から明らかなように従来例ではト
ランジスタＴｒｉの０８時残り電圧Ｖｏｎに比し抵抗凡
１の両端電圧Ｖ ｒ １がかなり大きかったが、この発
明によれば抵抗Ｒ１の両端電圧Ｖｒｌの方がトランジス
タ２６の０８時残り電圧Ｖｏｎに比しかなゆ小さくなり
、したがって０８時残り電圧Ｖａｎを小さくするように
容量の大きなトランジスタを使用すればさらに出力端子
ＯＮ時残り［工Ｖｘを小さくすることも可能である。
第１図および第２図は従来の過電流検出回路を示す回路
図、第３図はこの発明における過電流検出回路を近接ス
イッチに適用したげあいのブロック図、第４図はこの発
明における過電流検出回路の基本的な構成を示す回路図
、第５図はこの発明における過電流検出回路の一実施例
を示す回路図、第６図は過電流検出回路の他の実施例を
示す回路図、第７図はカレントミラー回路の基本的ガ回
路図である。 １・・・ＩＣ回路、２・・・発振回路、３・・・コンパ
レータ、４・・・積分回路、５・・・コンパレータ、６
・・・出力回路、７・・・定電圧回路、８・・・電ｍ
ＩＪ上セツト路、９・・・負荷、１０・・・スイッチ、
１１・・・基準電圧発生回路、１２・・・電流源、１４
・・・出力コントローラ。 Ｌｌ・・・検出コイル、Ｒ，２２・・・可変抵抗、Ｃ１
・・・共振コンデンサ、０２４・・・積分コン、デンサ
、０２５・・・コンデンサ、１６・・・過電流検出回路
、１７・・・電子スイッチコントローラ、１９・・・電
源、２０・・・電流源、２１．２５・・・トランジスタ
、２６・・・電流スイッチング素子、３０・・・抵抗、
Ｒ１・・・抵抗、４６・・・出力ノード。 第６図 １や 第７図 （ｂ） ＋Ｃｌ
図、第３図はこの発明における過電流検出回路を近接ス
イッチに適用したげあいのブロック図、第４図はこの発
明における過電流検出回路の基本的な構成を示す回路図
、第５図はこの発明における過電流検出回路の一実施例
を示す回路図、第６図は過電流検出回路の他の実施例を
示す回路図、第７図はカレントミラー回路の基本的ガ回
路図である。 １・・・ＩＣ回路、２・・・発振回路、３・・・コンパ
レータ、４・・・積分回路、５・・・コンパレータ、６
・・・出力回路、７・・・定電圧回路、８・・・電ｍ
ＩＪ上セツト路、９・・・負荷、１０・・・スイッチ、
１１・・・基準電圧発生回路、１２・・・電流源、１４
・・・出力コントローラ。 Ｌｌ・・・検出コイル、Ｒ，２２・・・可変抵抗、Ｃ１
・・・共振コンデンサ、０２４・・・積分コン、デンサ
、０２５・・・コンデンサ、１６・・・過電流検出回路
、１７・・・電子スイッチコントローラ、１９・・・電
源、２０・・・電流源、２１．２５・・・トランジスタ
、２６・・・電流スイッチング素子、３０・・・抵抗、
Ｒ１・・・抵抗、４６・・・出力ノード。 第６図 １や 第７図 （ｂ） ＋Ｃｌ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （１１電源に対して負荷と、この負荷に流れる電流を制
御する電流スイッチング素子と、過電流検出抵抗を順次
直列に接続し、また電源の一方の端子に対して電流検出
用のトランジスタのコレクタを電流源を介して、かつそ
のエミッタを上記電流スイッチング紫芋と上記過電流検
出抵抗との接続点にそれぞれ接続し、また電源間に電流
値比較用基準電圧発生回路を接続するとともにこの回路
の出力端を上記電流検出用のトランジスタのベースに接
続し、さらにこのトランジスタのコレクタを上記電流ス
イッチング素子を制御するコントローラの入力端に接続
し、上記電流検出用のトランジスタのベース−エミッタ
間の電圧差に応じて生じるコレクタ電流と上記電流源と
の値に応じて上記コントローラの出力状態を制御するこ
とを特徴とする電子スイッチの過電流検出回路。 （２）上記基準電圧発生回路は電源の一方に接続された
電流源と、この電流源にコレクタを、またエミッタを電
源の他方の端子に、かつベースを上記電流検出用のトラ
ンジスタのベースにそれぞれ接続するとともにこの電流
検出用のトランジスタに対し、カレントミラー回路を構
成するように接続した特許請求の範囲第１項記載の電子
スイッチの過電流検出回路。 （３）上記基準電圧発生回路は電源の一方に接続された
電流源と、この１！流源にコレクタを、オたエミッタを
電流の他方の端子に、かつベースを上記電流検出用のト
ランジスタのベースにそれぞれ接続するとともに、この
電流検出用のトランジスタに対しカレントミラー回路を
構成するように接続されたトランジスタと、このトラン
ジスタのエンツタと電源の他方の端子間に接続された抵
抗とにより構成した特許請求の範囲第１項記載の電子ス
イッチの過電流検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58203052A JPS6093961A (ja) | 1983-10-28 | 1983-10-28 | 電子スイツチの過電流検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58203052A JPS6093961A (ja) | 1983-10-28 | 1983-10-28 | 電子スイツチの過電流検出回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6093961A true JPS6093961A (ja) | 1985-05-25 |
Family
ID=16467541
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58203052A Pending JPS6093961A (ja) | 1983-10-28 | 1983-10-28 | 電子スイツチの過電流検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6093961A (ja) |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5287649A (en) * | 1976-01-16 | 1977-07-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Constant current bias circuit |
| JPS5323056A (en) * | 1976-08-17 | 1978-03-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Constant current biasing circuit |
| JPS5688513A (en) * | 1979-12-20 | 1981-07-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Constant-current driving circuit |
| JPS5717226A (en) * | 1980-07-07 | 1982-01-28 | Fujitsu Ltd | Integrated circuit |
-
1983
- 1983-10-28 JP JP58203052A patent/JPS6093961A/ja active Pending
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5287649A (en) * | 1976-01-16 | 1977-07-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Constant current bias circuit |
| JPS5323056A (en) * | 1976-08-17 | 1978-03-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Constant current biasing circuit |
| JPS5688513A (en) * | 1979-12-20 | 1981-07-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Constant-current driving circuit |
| JPS5717226A (en) * | 1980-07-07 | 1982-01-28 | Fujitsu Ltd | Integrated circuit |
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