JPH08211955A - 基準電圧回路 - Google Patents
基準電圧回路Info
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- JPH08211955A JPH08211955A JP7014110A JP1411095A JPH08211955A JP H08211955 A JPH08211955 A JP H08211955A JP 7014110 A JP7014110 A JP 7014110A JP 1411095 A JP1411095 A JP 1411095A JP H08211955 A JPH08211955 A JP H08211955A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は基準電圧回路に関し、消費電流を増
加させることなく、電源投入時の立ち上がり時間を速く
することができることを目的とする。 【構成】 一端が電源電圧ＶINの電源端子ＴVIに接続さ
れた電流源２１は、電流ＩZ を基準電圧生成部２２に供
給する。基準電圧生成部２２は、分圧回路３０，誤差増
幅器３１，及び制御用トランジスタＱ12からなり、安定
化した出力電圧Ｖ Z を出力端子ＴO より生成する。電源
投入時に、出力電圧ＶZ が定常値に達する前は、充電停
止回路２４のトランジスタＱ13がオフで、充電回路２３
のトランジスタＱ14から出力される充電電流ＩC により
外付けコンデンサＣZ が充電される。出力電圧ＶZ が定
常値に達した後は、トランジスタＱ13がオンで、トラン
ジスタＱ14がオフとなり、充電電流ＩC が停止される。
加させることなく、電源投入時の立ち上がり時間を速く
することができることを目的とする。 【構成】 一端が電源電圧ＶINの電源端子ＴVIに接続さ
れた電流源２１は、電流ＩZ を基準電圧生成部２２に供
給する。基準電圧生成部２２は、分圧回路３０，誤差増
幅器３１，及び制御用トランジスタＱ12からなり、安定
化した出力電圧Ｖ Z を出力端子ＴO より生成する。電源
投入時に、出力電圧ＶZ が定常値に達する前は、充電停
止回路２４のトランジスタＱ13がオフで、充電回路２３
のトランジスタＱ14から出力される充電電流ＩC により
外付けコンデンサＣZ が充電される。出力電圧ＶZ が定
常値に達した後は、トランジスタＱ13がオンで、トラン
ジスタＱ14がオフとなり、充電電流ＩC が停止される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は基準電圧回路に係り、特
に、低消費電流で、かつ、立ち上がり時間が速いことが
必要とされる基準電圧回路に関する。
に、低消費電流で、かつ、立ち上がり時間が速いことが
必要とされる基準電圧回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３は、従来の一例の基準電圧回路１３
の回路図を示す。基準電圧回路１３は、例えば、同一半
導体チップ上に集積回路として形成される。基準電圧回
路１３の接地端子ＴG は接地され、電源端子ＴVIには電
源電圧ＶINが供給され、出力端子ＴO からは基準電圧と
して他の回路に供給される出力電圧ＶZ が出力される。
基準電圧回路１３は、電流源２１と基準電圧生成部２２
から構成されている。
の回路図を示す。基準電圧回路１３は、例えば、同一半
導体チップ上に集積回路として形成される。基準電圧回
路１３の接地端子ＴG は接地され、電源端子ＴVIには電
源電圧ＶINが供給され、出力端子ＴO からは基準電圧と
して他の回路に供給される出力電圧ＶZ が出力される。
基準電圧回路１３は、電流源２１と基準電圧生成部２２
から構成されている。
【０００３】電流源２１は、カレントミラー回路を構成
するＰＮＰ型トランジスタＱ1 ，Ｑ 2 と抵抗Ｒ4 ，Ｒ7
から構成されている。トランジスタＱ1 のエミッタは電
源端子ＴVIに接続され、ベースとコレクタが共通接続さ
れて、抵抗Ｒ4 を介して接地されている。トランジスタ
Ｑ2 のベースはトランジスタＱ1 のベースに接続され、
エミッタは抵抗Ｒ7 を介して電源端子ＴVIに接続されて
いる。電流源２１は、電流ＩZ をトランジスタＱ2 のコ
レクタから出力して、基準電圧生成部２２に供給する。
するＰＮＰ型トランジスタＱ1 ，Ｑ 2 と抵抗Ｒ4 ，Ｒ7
から構成されている。トランジスタＱ1 のエミッタは電
源端子ＴVIに接続され、ベースとコレクタが共通接続さ
れて、抵抗Ｒ4 を介して接地されている。トランジスタ
Ｑ2 のベースはトランジスタＱ1 のベースに接続され、
エミッタは抵抗Ｒ7 を介して電源端子ＴVIに接続されて
いる。電流源２１は、電流ＩZ をトランジスタＱ2 のコ
レクタから出力して、基準電圧生成部２２に供給する。
【０００４】基準電圧生成部２２は、トランジスタＱ4
〜Ｑ12と抵抗Ｒ1 〜Ｒ3 ，Ｒ5 ，Ｒ 6 から構成されてい
る。抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 、ダイオード接続のＮＰＮ型
トランジスタＱ4 が直列接続された分圧回路３０が、出
力端子ＴO と接地端子ＴG 間に接続されている。ＮＰＮ
型のトランジスタＱ9 とトランジスタＱ10は、差動対ト
ランジスタ３２を構成する。トランジスタＱ9 ，Ｑ10の
エミッタは共通接続され、トランジスタＱ9のベース
は、抵抗Ｒ2 と抵抗Ｒ3 の接続点に接続され、トランジ
スタＱ10のベースは抵抗Ｒ1 と抵抗Ｒ2 の接続点に接続
されている。トランジスタＱ9 とトランジスタＱ10のエ
ミッタ面積比は、Ｎ対１（例えば、Ｎ＝８）に設定され
ている。
〜Ｑ12と抵抗Ｒ1 〜Ｒ3 ，Ｒ5 ，Ｒ 6 から構成されてい
る。抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 、ダイオード接続のＮＰＮ型
トランジスタＱ4 が直列接続された分圧回路３０が、出
力端子ＴO と接地端子ＴG 間に接続されている。ＮＰＮ
型のトランジスタＱ9 とトランジスタＱ10は、差動対ト
ランジスタ３２を構成する。トランジスタＱ9 ，Ｑ10の
エミッタは共通接続され、トランジスタＱ9のベース
は、抵抗Ｒ2 と抵抗Ｒ3 の接続点に接続され、トランジ
スタＱ10のベースは抵抗Ｒ1 と抵抗Ｒ2 の接続点に接続
されている。トランジスタＱ9 とトランジスタＱ10のエ
ミッタ面積比は、Ｎ対１（例えば、Ｎ＝８）に設定され
ている。
【０００５】ベースとコレクタが接続されたＰＮＰ型の
トランジスタＱ7 とＰＮＰ型のトランジスタＱ8 は、カ
レントミラー負荷３３を構成する。トランジスタＱ7 ，
Ｑ8のベースは共通接続され、エミッタは共に出力端子
ＴO に接続されている。トランジスタＱ7 のコレクタ
は、トランジスタＱ9 のコレクタに接続され、トランジ
スタＱ8 のコレクタはトランジスタＱ10のコレクタに接
続されている。トランジスタＱ7 とトランジスタＱ8 の
エミッタ面積比は、例えば１対１に設定されている。
トランジスタＱ7 とＰＮＰ型のトランジスタＱ8 は、カ
レントミラー負荷３３を構成する。トランジスタＱ7 ，
Ｑ8のベースは共通接続され、エミッタは共に出力端子
ＴO に接続されている。トランジスタＱ7 のコレクタ
は、トランジスタＱ9 のコレクタに接続され、トランジ
スタＱ8 のコレクタはトランジスタＱ10のコレクタに接
続されている。トランジスタＱ7 とトランジスタＱ8 の
エミッタ面積比は、例えば１対１に設定されている。
【０００６】ＮＰＮ型のトランジスタＱ4 ，トランジス
タＱ5 と抵抗Ｒ5 は、カレントミラー構成の電流源３４
を構成する。トランジスタＱ5 のベースは、トランジス
タＱ 4 のベースに接続され、エミッタは抵抗Ｒ5 を介し
て接地され、コレクタはトランジスタＱ9 ，Ｑ10の共通
エミッタに接続されている。トランジスタＱ5 のコレク
タ電流Ｉ5 が差動対トランジスタ３２にエミッタ電流と
して供給される。トランジスタＱ4 とトランジスタＱ5
のエミッタ面積比は、例えば１対１に設定されている。
タＱ5 と抵抗Ｒ5 は、カレントミラー構成の電流源３４
を構成する。トランジスタＱ5 のベースは、トランジス
タＱ 4 のベースに接続され、エミッタは抵抗Ｒ5 を介し
て接地され、コレクタはトランジスタＱ9 ，Ｑ10の共通
エミッタに接続されている。トランジスタＱ5 のコレク
タ電流Ｉ5 が差動対トランジスタ３２にエミッタ電流と
して供給される。トランジスタＱ4 とトランジスタＱ5
のエミッタ面積比は、例えば１対１に設定されている。
【０００７】ＮＰＮ型のトランジスタＱ4 ，トランジス
タＱ6 と抵抗Ｒ6 は、カレントミラー構成の電流源３５
を構成し、トランジスタＱ6 のコレクタ電流Ｉ6 を生成
する。トランジスタＱ6 のベースは、トランジスタＱ4
のベースに接続され、エミッタは抵抗Ｒ6 を介して接地
されている。トランジスタＱ4 とトランジスタＱ6 のエ
ミッタ面積比は、例えば１対１に設定されている。
タＱ6 と抵抗Ｒ6 は、カレントミラー構成の電流源３５
を構成し、トランジスタＱ6 のコレクタ電流Ｉ6 を生成
する。トランジスタＱ6 のベースは、トランジスタＱ4
のベースに接続され、エミッタは抵抗Ｒ6 を介して接地
されている。トランジスタＱ4 とトランジスタＱ6 のエ
ミッタ面積比は、例えば１対１に設定されている。
【０００８】ＰＮＰ型トランジスタＱ11のベースはトラ
ンジスタＱ10のコレクタに接続され、エミッタは出力端
子ＴO に接続され、コレクタはトランジスタＱ6 のコレ
クタに接続されている。前記の差動対トランジスタ３
２、カレントミラー負荷３３、電流源３４，３５、トラ
ンジスタＱ11により、誤差増幅器３１を構成している。
ンジスタＱ10のコレクタに接続され、エミッタは出力端
子ＴO に接続され、コレクタはトランジスタＱ6 のコレ
クタに接続されている。前記の差動対トランジスタ３
２、カレントミラー負荷３３、電流源３４，３５、トラ
ンジスタＱ11により、誤差増幅器３１を構成している。
【０００９】ＮＰＮ型トランジスタＱ12のエミッタは接
地され、ベースはトランジスタＱ11のコレクタに接続さ
れ、コレクタは電源端子ＴO に接続されている。トラン
ジスタＱ12は、出力電圧ＶZ を安定化させるための制御
用トランジスタである。次に、基準電圧回路１３の出力
電圧ＶZ が定常値で、安定状態にある場合の動作につい
て説明する。
地され、ベースはトランジスタＱ11のコレクタに接続さ
れ、コレクタは電源端子ＴO に接続されている。トラン
ジスタＱ12は、出力電圧ＶZ を安定化させるための制御
用トランジスタである。次に、基準電圧回路１３の出力
電圧ＶZ が定常値で、安定状態にある場合の動作につい
て説明する。
【００１０】分圧回路３０の抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 に流
れる電流をＩ2 とすると、トランジスタＱ4 には、電流
Ｉ2 にほぼ等しいコレクタ電流が流れる。トランジスタ
Ｑ4とカレントミラー接続のトランジスタＱ5 には、抵
抗Ｒ5 があるため電流Ｉ2 より幾分小さな値のコレクタ
電流Ｉ5 が流れる。トランジスタＱ9 とトランジスタＱ
10のコレクタ電流Ｉ9 ，Ｉ10の和が電流Ｉ5 となる。
れる電流をＩ2 とすると、トランジスタＱ4 には、電流
Ｉ2 にほぼ等しいコレクタ電流が流れる。トランジスタ
Ｑ4とカレントミラー接続のトランジスタＱ5 には、抵
抗Ｒ5 があるため電流Ｉ2 より幾分小さな値のコレクタ
電流Ｉ5 が流れる。トランジスタＱ9 とトランジスタＱ
10のコレクタ電流Ｉ9 ，Ｉ10の和が電流Ｉ5 となる。
【００１１】トランジスタＱ9 とトランジスタＱ10のコ
レクタ電流Ｉ9 ，Ｉ10は下記(1) ，(2) 式で表せる。 Ｉ9 ＝Ｎ・ＩS ・ｅｘｐ（（ｑ／（ｋ・Ｔ））・ＶBE9 ） (1) Ｉ10＝ ＩS ・ｅｘｐ（（ｑ／（ｋ・Ｔ））・ＶBE10） (2) ここで、ＶBE9 ，ＶBE10は、夫々、トランジスタＱ9 ，
Ｑ10のベース・エミッタ間電圧である。また、ＩS は逆
方向コレクタ飽和電流、ｑは電子の電荷、ｋはボルツマ
ン定数、Ｔは絶対温度である。
レクタ電流Ｉ9 ，Ｉ10は下記(1) ，(2) 式で表せる。 Ｉ9 ＝Ｎ・ＩS ・ｅｘｐ（（ｑ／（ｋ・Ｔ））・ＶBE9 ） (1) Ｉ10＝ ＩS ・ｅｘｐ（（ｑ／（ｋ・Ｔ））・ＶBE10） (2) ここで、ＶBE9 ，ＶBE10は、夫々、トランジスタＱ9 ，
Ｑ10のベース・エミッタ間電圧である。また、ＩS は逆
方向コレクタ飽和電流、ｑは電子の電荷、ｋはボルツマ
ン定数、Ｔは絶対温度である。
【００１２】基準電圧回路１３が安定状態にある場合、
トランジスタＱ9 とトランジスタＱ 10のコレクタ電流Ｉ
9 ，Ｉ10は等しくなり、Ｉ9 ＝Ｉ10となる。このため、
上記(1) ，(2) 式より、下記(3) 式が成立する。 （Ｉ10／Ｉ9 ）・Ｎ＝Ｎ ＝ｅｘｐ（（ｑ／（ｋ・Ｔ））・（ＶBE10−ＶBE9 ）） (3) (3) 式の両辺の自然対数をとると、下記(4) 式となる。
トランジスタＱ9 とトランジスタＱ 10のコレクタ電流Ｉ
9 ，Ｉ10は等しくなり、Ｉ9 ＝Ｉ10となる。このため、
上記(1) ，(2) 式より、下記(3) 式が成立する。 （Ｉ10／Ｉ9 ）・Ｎ＝Ｎ ＝ｅｘｐ（（ｑ／（ｋ・Ｔ））・（ＶBE10−ＶBE9 ）） (3) (3) 式の両辺の自然対数をとると、下記(4) 式となる。
【００１３】 ｌｎＮ＝（ｑ／（ｋ・Ｔ））・（ＶBE10−ＶBE9 ） (4) ここで、ΔＶBE＝ＶBE10−ＶBE9 とおくと、上記(4) 式
より下記(5) 式が成立する。 ΔＶBE＝（（ｋ・Ｔ）／ｑ）・ｌｎＮ (5) 上記(5) 式より、差動対トランジスタ３２に流れる電流
Ｉ5 の値に関係なく、ΔＶBEは一定になることが分か
る。
より下記(5) 式が成立する。 ΔＶBE＝（（ｋ・Ｔ）／ｑ）・ｌｎＮ (5) 上記(5) 式より、差動対トランジスタ３２に流れる電流
Ｉ5 の値に関係なく、ΔＶBEは一定になることが分か
る。
【００１４】分圧回路３０の抵抗Ｒ2 の両端の電圧（＝
Ｒ2 ・Ｉ2 ）がΔＶBEであるので、出力電圧ＶZ は、下
記(6) 式で表せる。 ＶZ ＝（（Ｒ1 ＋Ｒ2 ＋Ｒ3 ）／Ｒ2 ）・ΔＶBE＋ＶBE4 (6) 基準電圧回路１３が安定状態で、Ｉ9 ＝Ｉ10の場合は、
前記(5) 式より、(6)式は、下記(7) 式となる。
Ｒ2 ・Ｉ2 ）がΔＶBEであるので、出力電圧ＶZ は、下
記(6) 式で表せる。 ＶZ ＝（（Ｒ1 ＋Ｒ2 ＋Ｒ3 ）／Ｒ2 ）・ΔＶBE＋ＶBE4 (6) 基準電圧回路１３が安定状態で、Ｉ9 ＝Ｉ10の場合は、
前記(5) 式より、(6)式は、下記(7) 式となる。
【００１５】 ＶZ ＝（（Ｒ1 ＋Ｒ2 ＋Ｒ3 ）／Ｒ2 ）・（（ｋ・Ｔ）／ｑ）・ｌｎＮ ＋ＶBE4 (7) ここで、ＶZ の温度特性は、(7) 式を温度Ｔで偏微分し
て、下記(8) 式が得られる。
て、下記(8) 式が得られる。
【００１６】 ∂ＶZ ／∂Ｔ＝（（Ｒ1 ＋Ｒ2 ＋Ｒ3 ）／Ｒ2 ）・（ｋ／ｑ）・ｌｎＮ ＋∂ＶBE4 ／∂Ｔ (8) ＶBE4 の温度特性は、−２ｍＶ／℃であるので、(8) 式
の第１項を２ｍＶ／℃にすれば、∂ＶZ ／∂Ｔ＝０，即
ち、ＶZ の温度特性を０とすることができる。
の第１項を２ｍＶ／℃にすれば、∂ＶZ ／∂Ｔ＝０，即
ち、ＶZ の温度特性を０とすることができる。
【００１７】Ｎ＝８の場合で(8) 式で∂ＶZ ／∂Ｔ＝０
として、(7) 式により計算すると、ＶZ ≒１．２５Ｖと
なる。以下に、他の各部の状態について記す。カレント
ミラー負荷３３のトランジスタＱ7 のコレクタ電流Ｉ7
とトランジスタＱ8 のコレクタ電流Ｉ8 は等しくなる。
トランジスタＱ7 ，Ｑ8 のベース電流の合計値をＩB7と
すると、Ｉ9 ＝Ｉ7 ＋ＩB7となり、Ｉ8 ＝Ｉ7 ＝Ｉ9 −
ＩB7となる。Ｉ9 ＝Ｉ10の安定状態では、Ｉ8＝Ｉ7 ＝
Ｉ10−ＩB7となる。このＩ10−Ｉ8 ＝ＩB7が、トランジ
スタＱ11にベース電流として供給される。これにより、
トランジスタＱ11には、コレクタ電流Ｉ 11が流れる。
として、(7) 式により計算すると、ＶZ ≒１．２５Ｖと
なる。以下に、他の各部の状態について記す。カレント
ミラー負荷３３のトランジスタＱ7 のコレクタ電流Ｉ7
とトランジスタＱ8 のコレクタ電流Ｉ8 は等しくなる。
トランジスタＱ7 ，Ｑ8 のベース電流の合計値をＩB7と
すると、Ｉ9 ＝Ｉ7 ＋ＩB7となり、Ｉ8 ＝Ｉ7 ＝Ｉ9 −
ＩB7となる。Ｉ9 ＝Ｉ10の安定状態では、Ｉ8＝Ｉ7 ＝
Ｉ10−ＩB7となる。このＩ10−Ｉ8 ＝ＩB7が、トランジ
スタＱ11にベース電流として供給される。これにより、
トランジスタＱ11には、コレクタ電流Ｉ 11が流れる。
【００１８】トランジスタＱ4 とカレントミラー接続の
トランジスタＱ6 のコレクタ電流Ｉ 6 は、抵抗Ｒ6 によ
りトランジスタＱ4 のコレクタ電流Ｉ4 に対して幾分小
さな値に設定されている。回路が安定状態のときには、
電流Ｉ11が電流Ｉ6 より僅かに大きくなる。このＩ11−
Ｉ6 がトランジスタＱ12にベース電流として供給され
て、トランジスタＱ 12にコレクタ電流Ｉ12が流れる。
トランジスタＱ6 のコレクタ電流Ｉ 6 は、抵抗Ｒ6 によ
りトランジスタＱ4 のコレクタ電流Ｉ4 に対して幾分小
さな値に設定されている。回路が安定状態のときには、
電流Ｉ11が電流Ｉ6 より僅かに大きくなる。このＩ11−
Ｉ6 がトランジスタＱ12にベース電流として供給され
て、トランジスタＱ 12にコレクタ電流Ｉ12が流れる。
【００１９】出力端子ＴO から流出する電流が０とした
場合は、電流源２１の電流ＩZ は、ＩZ ＝Ｉ2 ＋Ｉ7 ＋
Ｉ8 ＋Ｉ11＋Ｉ12 となる。今、仮に、出力電圧ＶZ が
定常値より高くなったとすると、Ｉ2 が大きくなり、Δ
ＶBEが前記(5) 式の値より大きくなる。これにより、ト
ランジスタＱ10のコレクタ電流Ｉ10がトランジスタＱ9
のコレクタ電流Ｉ9 より大きくなり、トランジスタＱ11
のベース電流とコレクタ電流Ｉ11が増加して、トランジ
スタＱ12のコレクタ電流Ｉ12が増加する。コレクタ電流
Ｉ12が増加することにより、分圧回路の電流Ｉ2 は、Δ
ＶBEが(5) 式の値となる定常状態の値に制御される。こ
のようにして、出力電圧ＶZ が安定化される。
場合は、電流源２１の電流ＩZ は、ＩZ ＝Ｉ2 ＋Ｉ7 ＋
Ｉ8 ＋Ｉ11＋Ｉ12 となる。今、仮に、出力電圧ＶZ が
定常値より高くなったとすると、Ｉ2 が大きくなり、Δ
ＶBEが前記(5) 式の値より大きくなる。これにより、ト
ランジスタＱ10のコレクタ電流Ｉ10がトランジスタＱ9
のコレクタ電流Ｉ9 より大きくなり、トランジスタＱ11
のベース電流とコレクタ電流Ｉ11が増加して、トランジ
スタＱ12のコレクタ電流Ｉ12が増加する。コレクタ電流
Ｉ12が増加することにより、分圧回路の電流Ｉ2 は、Δ
ＶBEが(5) 式の値となる定常状態の値に制御される。こ
のようにして、出力電圧ＶZ が安定化される。
【００２０】逆に、出力電圧ＶZ が定常値より低くなっ
たとすると、Ｉ2 が小さくなり、ΔＶBEが前記(5) 式の
値より小さくなる。これにより、トランジスタＱ10のコ
レクタ電流Ｉ10がトランジスタＱ9 のコレクタ電流Ｉ9
より小さくなり、トランジスタＱ11のベース電流，コレ
クタ電流Ｉ11が減少して、トランジスタＱ12のコレクタ
電流Ｉ12が減少する。コレクタ電流Ｉ12が減少すること
により、分圧回路の電流Ｉ2 は、ΔＶBEが(5) 式の値と
なる定常状態の値に制御される。このようにして、出力
電圧ＶZ が安定化される。
たとすると、Ｉ2 が小さくなり、ΔＶBEが前記(5) 式の
値より小さくなる。これにより、トランジスタＱ10のコ
レクタ電流Ｉ10がトランジスタＱ9 のコレクタ電流Ｉ9
より小さくなり、トランジスタＱ11のベース電流，コレ
クタ電流Ｉ11が減少して、トランジスタＱ12のコレクタ
電流Ｉ12が減少する。コレクタ電流Ｉ12が減少すること
により、分圧回路の電流Ｉ2 は、ΔＶBEが(5) 式の値と
なる定常状態の値に制御される。このようにして、出力
電圧ＶZ が安定化される。
【００２１】次に、電源がオフで電源電圧ＶIN＝０の状
態から、電源がオンとなり電源電圧ＶINが規定値まで変
化するときの動作について考える。基準電圧回路１３外
部からのノイズの影響の低減、出力電圧ＶZ の安定化等
のため、出力端子ＴO と接地端子ＴG 間には、コンデン
サＣZ を付加して使用されることがある。この場合、電
源をオンにしたときは、電流源２１の出力電流ＩZによ
りコンデンサＣZ が充電される。コンデンサＣZ の充電
電圧，即ち、出力電圧ＶZ が定常値に達した時点で、基
準電圧回路１３は定常状態になる。
態から、電源がオンとなり電源電圧ＶINが規定値まで変
化するときの動作について考える。基準電圧回路１３外
部からのノイズの影響の低減、出力電圧ＶZ の安定化等
のため、出力端子ＴO と接地端子ＴG 間には、コンデン
サＣZ を付加して使用されることがある。この場合、電
源をオンにしたときは、電流源２１の出力電流ＩZによ
りコンデンサＣZ が充電される。コンデンサＣZ の充電
電圧，即ち、出力電圧ＶZ が定常値に達した時点で、基
準電圧回路１３は定常状態になる。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】従来の基準電圧回路１
３では、低消費電流化のために、電流源２１の電流ＩZ
は小さな値に抑えている。このため、出力端子ＴO にコ
ンデンサＣZ が付加された場合、電源オン時のコンデン
サＣZ の充電時間が長くなり、出力電圧ＶZ が定常値に
達するまでの立ち上がり時間が遅くなるという問題があ
る。
３では、低消費電流化のために、電流源２１の電流ＩZ
は小さな値に抑えている。このため、出力端子ＴO にコ
ンデンサＣZ が付加された場合、電源オン時のコンデン
サＣZ の充電時間が長くなり、出力電圧ＶZ が定常値に
達するまでの立ち上がり時間が遅くなるという問題があ
る。
【００２３】特に、消費電力の低減のために、基準電圧
回路１３の電源を間欠的にオン，オフさせるような用途
では、立ち上がり時間が遅いことが大きな問題となる。
本発明は、上記の点に鑑みてなされたもので、消費電流
を増加させることなく、電源投入時の立ち上がり時間を
速くすることができる基準電圧回路を提供することを目
的とする。
回路１３の電源を間欠的にオン，オフさせるような用途
では、立ち上がり時間が遅いことが大きな問題となる。
本発明は、上記の点に鑑みてなされたもので、消費電流
を増加させることなく、電源投入時の立ち上がり時間を
速くすることができる基準電圧回路を提供することを目
的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、電源
電圧が供給される電源端子に一端が接続された電流源と
前記電流源から電流を供給される基準電圧生成部とから
なり、前記基準電圧生成部が定常値に安定化した出力電
圧を基準電圧として出力端子より出力する基準電圧回路
において、前記電源端子と前記出力端子間に接続されて
おり、前記電流源の電流値より大きな値の充電電流を、
前記出力端子に接続されている外付けコンデンサに供給
する充電回路と、前記出力電圧が定常値に達した時点
で、前記充電回路の充電電流を停止させる充電停止回路
とを有する構成とする。
電圧が供給される電源端子に一端が接続された電流源と
前記電流源から電流を供給される基準電圧生成部とから
なり、前記基準電圧生成部が定常値に安定化した出力電
圧を基準電圧として出力端子より出力する基準電圧回路
において、前記電源端子と前記出力端子間に接続されて
おり、前記電流源の電流値より大きな値の充電電流を、
前記出力端子に接続されている外付けコンデンサに供給
する充電回路と、前記出力電圧が定常値に達した時点
で、前記充電回路の充電電流を停止させる充電停止回路
とを有する構成とする。
【００２５】請求項２の発明は、請求項１の基準電圧回
路において、前記基準電圧生成部は、前記出力電圧の定
常値からの誤差分を増幅した出力信号を生成する誤差増
幅器と、前記誤差増幅器の出力信号により制御され、前
記出力電圧が定常値の場合に導通して、前記出力電圧を
安定化させるように制御する制御用トランジスタとを有
し、前記充電回路は、導通時に充電電流を出力する充電
電流出力トランジスタと、前記充電電流出力トランジス
タにベース電流を供給するベース電流供給回路とからな
り、前記充電停止回路は、前記制御用トランジスタとカ
レントミラー接続されており、前記出力電圧が定常値に
達したとき導通する電圧検出トランジスタを有してお
り、前記電圧検出トランジスタが導通したときに、前記
充電電流出力トランジスタのベース電流を制御して充電
電流を停止させる構成とする。
路において、前記基準電圧生成部は、前記出力電圧の定
常値からの誤差分を増幅した出力信号を生成する誤差増
幅器と、前記誤差増幅器の出力信号により制御され、前
記出力電圧が定常値の場合に導通して、前記出力電圧を
安定化させるように制御する制御用トランジスタとを有
し、前記充電回路は、導通時に充電電流を出力する充電
電流出力トランジスタと、前記充電電流出力トランジス
タにベース電流を供給するベース電流供給回路とからな
り、前記充電停止回路は、前記制御用トランジスタとカ
レントミラー接続されており、前記出力電圧が定常値に
達したとき導通する電圧検出トランジスタを有してお
り、前記電圧検出トランジスタが導通したときに、前記
充電電流出力トランジスタのベース電流を制御して充電
電流を停止させる構成とする。
【００２６】
【作用】請求項１の発明では、電流源の電流に比べて大
きな値の充電電流で外付けコンデンサを充電することが
できる。このため、電流源の電流により外付けコンデン
サを充電する構成の従来の基準電圧回路に比べて、外付
けコンデンサの充電時間を短縮することができる。か
つ、出力電圧が定常値に達した後は充電電流を停止させ
ることができる。従って、消費電流をほとんど増加させ
ることなく、電源投入時に出力電圧が定常値に達するま
での立ち上がり時間を速くすることを可能とする。
きな値の充電電流で外付けコンデンサを充電することが
できる。このため、電流源の電流により外付けコンデン
サを充電する構成の従来の基準電圧回路に比べて、外付
けコンデンサの充電時間を短縮することができる。か
つ、出力電圧が定常値に達した後は充電電流を停止させ
ることができる。従って、消費電流をほとんど増加させ
ることなく、電源投入時に出力電圧が定常値に達するま
での立ち上がり時間を速くすることを可能とする。
【００２７】請求項２の発明では、基準電圧生成部が、
誤差増幅器と出力電圧が定常値の場合に導通する制御用
トランジスタとを有する構成である場合に、簡略な回路
で充電回路と充電停止回路を構成することを可能とす
る。
誤差増幅器と出力電圧が定常値の場合に導通する制御用
トランジスタとを有する構成である場合に、簡略な回路
で充電回路と充電停止回路を構成することを可能とす
る。
【００２８】
【実施例】図１は本発明の第１実施例の基準電圧回路１
１の回路図を示す。図１において、図３と同一構成部分
には、同一符号を付し、適宜説明を省略する。基準電圧
回路１１は、例えば、同一半導体チップ上に集積回路と
して形成される。基準電圧回路１１の接地端子ＴG は接
地され、電源端子ＴVIには電源電圧ＶINが供給され、出
力端子ＴO からは基準電圧としての出力電圧ＶZ が出力
される。
１の回路図を示す。図１において、図３と同一構成部分
には、同一符号を付し、適宜説明を省略する。基準電圧
回路１１は、例えば、同一半導体チップ上に集積回路と
して形成される。基準電圧回路１１の接地端子ＴG は接
地され、電源端子ＴVIには電源電圧ＶINが供給され、出
力端子ＴO からは基準電圧としての出力電圧ＶZ が出力
される。
【００２９】基準電圧回路１１は、電流源２１，基準電
圧生成部２２、充電回路２３、及び充電停止回路２４と
から構成されている。基準電圧生成部２２は、分圧回路
３０、誤差増幅器３１、及び制御用トランジスタＱ12か
ら構成されている。誤差増幅器３１は差動対トランジス
タ３２、カレントミラー負荷３３、電流源３４，３５、
トランジスタＱ11により構成されている。
圧生成部２２、充電回路２３、及び充電停止回路２４と
から構成されている。基準電圧生成部２２は、分圧回路
３０、誤差増幅器３１、及び制御用トランジスタＱ12か
ら構成されている。誤差増幅器３１は差動対トランジス
タ３２、カレントミラー負荷３３、電流源３４，３５、
トランジスタＱ11により構成されている。
【００３０】充電回路２３は、ＰＮＰ型のトランジスタ
Ｑ1 とトランジスタＱ3 からなるカレントミラー回路
（ベース電流供給回路）と、ＮＰＮ型トランジスタＱ14
（充電電流出力トランジスタ）から構成されている。ト
ランジスタＱ3 のベースとエミッタは、トランジスタＱ
1 のベースとエミッタに共通接続され、コレクタはトラ
ンジスタＱ14のベースに接続されている。トランジスタ
Ｑ14のコレクタは電源端子ＴVIに接続され、エミッタは
出力端子ＴO に接続されている。
Ｑ1 とトランジスタＱ3 からなるカレントミラー回路
（ベース電流供給回路）と、ＮＰＮ型トランジスタＱ14
（充電電流出力トランジスタ）から構成されている。ト
ランジスタＱ3 のベースとエミッタは、トランジスタＱ
1 のベースとエミッタに共通接続され、コレクタはトラ
ンジスタＱ14のベースに接続されている。トランジスタ
Ｑ14のコレクタは電源端子ＴVIに接続され、エミッタは
出力端子ＴO に接続されている。
【００３１】充電停止回路２４は、ＮＰＮ型トランジス
タＱ13（電圧検出トランジスタ）で構成されている。ト
ランジスタＱ13は、トランジスタＱ12とベース及びエミ
ッタが共通接続されてカレントミラー接続されている。
トランジスタＱ13のコレクタは、充電回路２３のトラン
ジスタＱ14のベースに接続されている。
タＱ13（電圧検出トランジスタ）で構成されている。ト
ランジスタＱ13は、トランジスタＱ12とベース及びエミ
ッタが共通接続されてカレントミラー接続されている。
トランジスタＱ13のコレクタは、充電回路２３のトラン
ジスタＱ14のベースに接続されている。
【００３２】基準電圧回路１１外部からのノイズの影響
の低減、出力電圧ＶZ の安定化等のため、出力端子ＴO
と接地端子ＴG 間には、コンデンサＣZ が付加されてい
る。次に、基準電圧回路１１の動作について説明する。
ここでは、電源がオフで電源電圧ＶIN＝０の状態で電源
がオンとなり、電源電圧ＶINが０Ｖから規定値まで立ち
上がるときの動作について考える。
の低減、出力電圧ＶZ の安定化等のため、出力端子ＴO
と接地端子ＴG 間には、コンデンサＣZ が付加されてい
る。次に、基準電圧回路１１の動作について説明する。
ここでは、電源がオフで電源電圧ＶIN＝０の状態で電源
がオンとなり、電源電圧ＶINが０Ｖから規定値まで立ち
上がるときの動作について考える。
【００３３】電源がオンとなった後、出力電圧ＶZ が定
常値付近に達する前は、分圧回路３０の電流Ｉ2 が定常
値より小さいため、トランジスタＱ10のコレクタ電流Ｉ
10は、トランジスタＱ9 のコレクタ電流Ｉ9 より小さく
なり、トランジスタＱ11はオフとなる。これにより、ト
ランジスタＱ12及び充電停止回路２４のトランジスタＱ
13はオフ状態となる。
常値付近に達する前は、分圧回路３０の電流Ｉ2 が定常
値より小さいため、トランジスタＱ10のコレクタ電流Ｉ
10は、トランジスタＱ9 のコレクタ電流Ｉ9 より小さく
なり、トランジスタＱ11はオフとなる。これにより、ト
ランジスタＱ12及び充電停止回路２４のトランジスタＱ
13はオフ状態となる。
【００３４】一方、電源電圧ＶINが上昇して０．６Ｖを
越える値に達した時点から電流源２１が動作状態とな
り、充電回路２３のトランジスタＱ3 がオンとなる。上
記のように出力電圧ＶZ が定常値付近に達する前は、ト
ランジスタＱ13がオフであるので、トランジスタＱ3 の
コレクタ電流がそのままトランジスタＱ14にベース電流
として供給される。これによりトランジスタＱ14がオン
となり、エミッタから充電電流ＩC が出力される。この
充電電流ＩC により、コンデンサＣZ が充電される。
越える値に達した時点から電流源２１が動作状態とな
り、充電回路２３のトランジスタＱ3 がオンとなる。上
記のように出力電圧ＶZ が定常値付近に達する前は、ト
ランジスタＱ13がオフであるので、トランジスタＱ3 の
コレクタ電流がそのままトランジスタＱ14にベース電流
として供給される。これによりトランジスタＱ14がオン
となり、エミッタから充電電流ＩC が出力される。この
充電電流ＩC により、コンデンサＣZ が充電される。
【００３５】充電電流ＩC は、電流源２１の電流ＩZ に
比べて、２桁程度大きな値に設定されている。コンデン
サＣZ の充電に伴い出力電圧ＶZ が上昇して定常値付近
に達すると、トランジスタＱ11とトランジスタＱ12がオ
ンとなり、出力電圧ＶZ を安定化できる状態となる。こ
のとき、充電停止回路２４のトランジスタＱ13がオンと
なり、トランジスタＱ3 のコレクタ電流をコレクタ電流
Ｉ13として吸い込む。これにより、トランジスタＱ14に
ベース電流が供給されなくなり、トランジスタＱ14がオ
フとなる。
比べて、２桁程度大きな値に設定されている。コンデン
サＣZ の充電に伴い出力電圧ＶZ が上昇して定常値付近
に達すると、トランジスタＱ11とトランジスタＱ12がオ
ンとなり、出力電圧ＶZ を安定化できる状態となる。こ
のとき、充電停止回路２４のトランジスタＱ13がオンと
なり、トランジスタＱ3 のコレクタ電流をコレクタ電流
Ｉ13として吸い込む。これにより、トランジスタＱ14に
ベース電流が供給されなくなり、トランジスタＱ14がオ
フとなる。
【００３６】従って、出力電圧ＶZ が定常値に達した後
は、充電回路２３の充電電流ＩC が０となり、充電回路
２３と充電停止回路２４の消費電流は、トランジスタＱ
3 のコレクタ電流（＝トランジスタＱ13のコレクタ電
流）の微小な電流のみとなる。このため、定常状態にお
いて、充電回路２３と充電停止回路２４は、極わずかし
か消費電流を増加させなくてすむ。
は、充電回路２３の充電電流ＩC が０となり、充電回路
２３と充電停止回路２４の消費電流は、トランジスタＱ
3 のコレクタ電流（＝トランジスタＱ13のコレクタ電
流）の微小な電流のみとなる。このため、定常状態にお
いて、充電回路２３と充電停止回路２４は、極わずかし
か消費電流を増加させなくてすむ。
【００３７】出力電圧ＶZ が定常値に達した後は、図３
の基準電圧回路１３と同様に、基準電圧生成部２２によ
り出力電圧ＶZ が定常値に安定化される。定常状態での
出力電圧ＶZ は、前記(7) 式で与えられる。また、ＶZ
の温度特性を０，Ｎ＝８とした場合、前記(8) 式と(7)
式より、ＶZ ＝１．２５Ｖとなる。
の基準電圧回路１３と同様に、基準電圧生成部２２によ
り出力電圧ＶZ が定常値に安定化される。定常状態での
出力電圧ＶZ は、前記(7) 式で与えられる。また、ＶZ
の温度特性を０，Ｎ＝８とした場合、前記(8) 式と(7)
式より、ＶZ ＝１．２５Ｖとなる。
【００３８】電源電圧ＶINは、ＶZ ＝１．２５Ｖの場
合、２Ｖ以上の値に設定される。また、電流源２１の電
流ＩZ は、数μＡ〜数十μＡ程度に設定される。外付け
のコンデンサＣZ は、必要に応じて、例えば数μＦ〜数
十μＦのものが使用される。出力電圧ＶZ の立ち上がり
時間に比べて、電源電圧ＶINの立ち上がり時間が十分短
い場合は、充電電流ＩC はほぼ一定値となり、充電時
間，即ち、立ち上がり時間ＴR は、ＴR ＝ＶZ ・ＣZ ／
ＩC となる。
合、２Ｖ以上の値に設定される。また、電流源２１の電
流ＩZ は、数μＡ〜数十μＡ程度に設定される。外付け
のコンデンサＣZ は、必要に応じて、例えば数μＦ〜数
十μＦのものが使用される。出力電圧ＶZ の立ち上がり
時間に比べて、電源電圧ＶINの立ち上がり時間が十分短
い場合は、充電電流ＩC はほぼ一定値となり、充電時
間，即ち、立ち上がり時間ＴR は、ＴR ＝ＶZ ・ＣZ ／
ＩC となる。
【００３９】本実施例では、前記のようにコンデンサの
充電電流ＩC を電流源２１の電流Ｉ Z に比べて２桁程度
大きな値とすることができるため、従来の基準電圧回路
１３に比べて、コンデンサＣZ の充電時間を２桁程度短
くすることができる。従って、電源投入時にＶZ が定常
値に達するまでのＶZ の立ち上がり時間を大幅に速くす
ることができる。特に電源の間欠的に基準電圧回路１１
の電源をオン，オフさせるような用途では、立ち上がり
時間の問題が生じることがなく有効である。
充電電流ＩC を電流源２１の電流Ｉ Z に比べて２桁程度
大きな値とすることができるため、従来の基準電圧回路
１３に比べて、コンデンサＣZ の充電時間を２桁程度短
くすることができる。従って、電源投入時にＶZ が定常
値に達するまでのＶZ の立ち上がり時間を大幅に速くす
ることができる。特に電源の間欠的に基準電圧回路１１
の電源をオン，オフさせるような用途では、立ち上がり
時間の問題が生じることがなく有効である。
【００４０】また、出力電圧ＶZ が定常値に達した後
は、充電電流ＩC を０とすることができるため、消費電
流をほとんど増加させることがない。また、前記のよう
に、充電回路２３と充電停止回路２４は、極簡単な回路
で構成することができる。
は、充電電流ＩC を０とすることができるため、消費電
流をほとんど増加させることがない。また、前記のよう
に、充電回路２３と充電停止回路２４は、極簡単な回路
で構成することができる。
【００４１】なお、トランジスタＱ14は、単独のトラン
ジスタではなく、ダーリントン接続のトランジスタを用
いてもよい。図２は本発明の第２実施例の基準電圧回路
１２の回路図を示す。図２において、図１と同一構成部
分には、同一符号を付し、適宜説明を省略する。基準電
圧回路１２は、例えば、同一半導体チップ上に集積回路
として形成される。
ジスタではなく、ダーリントン接続のトランジスタを用
いてもよい。図２は本発明の第２実施例の基準電圧回路
１２の回路図を示す。図２において、図１と同一構成部
分には、同一符号を付し、適宜説明を省略する。基準電
圧回路１２は、例えば、同一半導体チップ上に集積回路
として形成される。
【００４２】基準電圧回路１２は、電流源２１，基準電
圧生成部２２、充電回路２５、及び充電停止回路２６と
から構成されている。充電回路２５は、電源端子ＴVIと
接地端子ＴG 間に接続された抵抗Ｒ11と抵抗Ｒ12の直列
回路（ベース電流供給回路）とＰＮＰ型トランジスタＱ
17（充電電流出力トランジスタ）から構成されている。
トランジスタＱ17のエミッタは電源端子ＴVIに接続さ
れ、コレクタは出力端子ＴO に接続され、ベースは、抵
抗Ｒ11と抵抗Ｒ12の接続点に接続されている。
圧生成部２２、充電回路２５、及び充電停止回路２６と
から構成されている。充電回路２５は、電源端子ＴVIと
接地端子ＴG 間に接続された抵抗Ｒ11と抵抗Ｒ12の直列
回路（ベース電流供給回路）とＰＮＰ型トランジスタＱ
17（充電電流出力トランジスタ）から構成されている。
トランジスタＱ17のエミッタは電源端子ＴVIに接続さ
れ、コレクタは出力端子ＴO に接続され、ベースは、抵
抗Ｒ11と抵抗Ｒ12の接続点に接続されている。
【００４３】充電停止回路２６は、ＮＰＮ型トランジス
タＱ15（電圧検出トランジスタ）とＰＮＰ型トランジス
タＱ16及び抵抗Ｒ13で構成されている。トランジスタＱ
15は、トランジスタＱ12とベース及びエミッタが共通接
続されてカレントミラー接続されている。トランジスタ
Ｑ15のコレクタは、抵抗Ｒ13を介して電源端子ＴVIに接
続されている。トランジスタＱ16のエミッタは、電源端
子ＴVIに接続され、ベースはトランジスタＱ15のコレク
タに接続され、コレクタはトランジスタＱ17のベースに
接続されている。
タＱ15（電圧検出トランジスタ）とＰＮＰ型トランジス
タＱ16及び抵抗Ｒ13で構成されている。トランジスタＱ
15は、トランジスタＱ12とベース及びエミッタが共通接
続されてカレントミラー接続されている。トランジスタ
Ｑ15のコレクタは、抵抗Ｒ13を介して電源端子ＴVIに接
続されている。トランジスタＱ16のエミッタは、電源端
子ＴVIに接続され、ベースはトランジスタＱ15のコレク
タに接続され、コレクタはトランジスタＱ17のベースに
接続されている。
【００４４】次に、電源がオフで電源電圧ＶIN＝０の状
態で電源がオンとなり、電源電圧Ｖ INが０Ｖから規定値
まで立ち上がるときの動作について考える。電源がオン
となった後、出力電圧ＶZ が定常値付近に達する前は、
分圧回路３０の電流Ｉ2 が定常値より小さいため、トラ
ンジスタＱ10のコレクタ電流Ｉ10は、トランジスタＱ9
のコレクタ電流Ｉ9 より小さくなり、トランジスタＱ11
はオフとなる。これにより、トランジスタＱ12及び充電
停止回路２５のトランジスタＱ15はオフ状態となり、ト
ランジスタＱ16もオフとなる。
態で電源がオンとなり、電源電圧Ｖ INが０Ｖから規定値
まで立ち上がるときの動作について考える。電源がオン
となった後、出力電圧ＶZ が定常値付近に達する前は、
分圧回路３０の電流Ｉ2 が定常値より小さいため、トラ
ンジスタＱ10のコレクタ電流Ｉ10は、トランジスタＱ9
のコレクタ電流Ｉ9 より小さくなり、トランジスタＱ11
はオフとなる。これにより、トランジスタＱ12及び充電
停止回路２５のトランジスタＱ15はオフ状態となり、ト
ランジスタＱ16もオフとなる。
【００４５】このように、トランジスタＱ16からトラン
ジスタＱ17のベースに電流が供給されないため、電源電
圧ＶINが上昇して０．６Ｖを越える値に達した時点から
トランジスタＱ17がオンとなる。これによりトランジス
タＱ17のコレクタから充電電流ＩC が出力される。この
充電電流ＩC により、コンデンサＣZ が充電される。
ジスタＱ17のベースに電流が供給されないため、電源電
圧ＶINが上昇して０．６Ｖを越える値に達した時点から
トランジスタＱ17がオンとなる。これによりトランジス
タＱ17のコレクタから充電電流ＩC が出力される。この
充電電流ＩC により、コンデンサＣZ が充電される。
【００４６】図１の基準電圧回路１１と同様に、充電電
流ＩC は、電流源２１の電流ＩZ に比べて、２桁程度大
きな値に設定されている。コンデンサＣZ の充電に伴い
出力電圧ＶZ が上昇して定常値付近に達すると、トラン
ジスタＱ11とトランジスタＱ12がオンとなり、出力電圧
ＶZ を安定化できる状態となる。このとき、充電停止回
路２５のトランジスタＱ15がオンとなり、コレクタ電流
Ｉ15が流れて、トランジスタＱ16のベース電位が低下す
る。これにより、トランジスタＱ16がオンとなり、トラ
ンジスタＱ16からトランジスタＱ17のベースに電流が供
給されて、トランジスタＱ17のベース電位が上昇する。
このため、トランジスタＱ17がオフとなる。
流ＩC は、電流源２１の電流ＩZ に比べて、２桁程度大
きな値に設定されている。コンデンサＣZ の充電に伴い
出力電圧ＶZ が上昇して定常値付近に達すると、トラン
ジスタＱ11とトランジスタＱ12がオンとなり、出力電圧
ＶZ を安定化できる状態となる。このとき、充電停止回
路２５のトランジスタＱ15がオンとなり、コレクタ電流
Ｉ15が流れて、トランジスタＱ16のベース電位が低下す
る。これにより、トランジスタＱ16がオンとなり、トラ
ンジスタＱ16からトランジスタＱ17のベースに電流が供
給されて、トランジスタＱ17のベース電位が上昇する。
このため、トランジスタＱ17がオフとなる。
【００４７】従って、出力電圧ＶZ が定常値に達した後
は、充電回路２５の充電電流ＩC が０となり、充電回路
２５と充電停止回路２６の消費電流は、トランジスタＱ
16のコレクタ電流とトランジスタＱ15のコレクタ電流を
合わせた微小な電流のみとなる。このため、定常状態で
は、充電回路２５と充電停止回路２６は、極わずかしか
消費電流を増加させなくてすむ。
は、充電回路２５の充電電流ＩC が０となり、充電回路
２５と充電停止回路２６の消費電流は、トランジスタＱ
16のコレクタ電流とトランジスタＱ15のコレクタ電流を
合わせた微小な電流のみとなる。このため、定常状態で
は、充電回路２５と充電停止回路２６は、極わずかしか
消費電流を増加させなくてすむ。
【００４８】出力電圧ＶZ が定常値に達した後は、図３
の基準電圧回路１３と同様に、基準電圧生成部２２によ
り出力電圧ＶZ が定常値に安定化される。出力電圧ＶZ
の立ち上がり時間に比べて、電源電圧ＶINの立ち上がり
時間が十分短い場合は、充電電流ＩC はほぼ一定値とな
り、充電時間，即ち、立ち上がり時間ＴR は、ＴR ＝Ｖ
Z ・ＣZ ／ＩC となる。
の基準電圧回路１３と同様に、基準電圧生成部２２によ
り出力電圧ＶZ が定常値に安定化される。出力電圧ＶZ
の立ち上がり時間に比べて、電源電圧ＶINの立ち上がり
時間が十分短い場合は、充電電流ＩC はほぼ一定値とな
り、充電時間，即ち、立ち上がり時間ＴR は、ＴR ＝Ｖ
Z ・ＣZ ／ＩC となる。
【００４９】第２実施例は、第１実施例と同様に、コン
デンサの充電電流ＩC を電流源２１の電流ＩZ に比べて
２桁程度大きな値とすることができるため、従来の基準
電圧回路１３に比べて、コンデンサＣZ の充電時間を２
桁程度短くすることができる。従って、電源投入時にＶ
Z が定常値に達するまでのＶZ の立ち上がり時間を大幅
に速くすることができる。かつ、出力電圧ＶZ が定常値
に達した後は、充電電流ＩC を０とするため、消費電流
をほとんど増加させることがない。
デンサの充電電流ＩC を電流源２１の電流ＩZ に比べて
２桁程度大きな値とすることができるため、従来の基準
電圧回路１３に比べて、コンデンサＣZ の充電時間を２
桁程度短くすることができる。従って、電源投入時にＶ
Z が定常値に達するまでのＶZ の立ち上がり時間を大幅
に速くすることができる。かつ、出力電圧ＶZ が定常値
に達した後は、充電電流ＩC を０とするため、消費電流
をほとんど増加させることがない。
【００５０】また、前記のように、充電回路２５と充電
停止回路２６は、極簡単な回路で構成することができ
る。
停止回路２６は、極簡単な回路で構成することができ
る。
【００５１】
【発明の効果】上述の如く、請求項１の発明によれば、
電流源の電流に比べて大きな値の充電電流で外付けコン
デンサを充電することができるため、電流源の電流によ
り外付けコンデンサを充電する構成の従来の基準電圧回
路に比べて、外付けコンデンサの充電時間を短縮するこ
とができ、かつ、出力電圧が定常値に達した後は充電電
流を停止させることができる。従って、消費電流をほと
んど増加させることなく、電源投入時に出力電圧が定常
値に達するまでの立ち上がり時間を速くすることがで
き、特に間欠的に電源をオン、オフさせる用途で有効で
ある。
電流源の電流に比べて大きな値の充電電流で外付けコン
デンサを充電することができるため、電流源の電流によ
り外付けコンデンサを充電する構成の従来の基準電圧回
路に比べて、外付けコンデンサの充電時間を短縮するこ
とができ、かつ、出力電圧が定常値に達した後は充電電
流を停止させることができる。従って、消費電流をほと
んど増加させることなく、電源投入時に出力電圧が定常
値に達するまでの立ち上がり時間を速くすることがで
き、特に間欠的に電源をオン、オフさせる用途で有効で
ある。
【００５２】請求項２の発明によれば、基準電圧生成部
が、誤差増幅器と出力電圧が定常値の場合に導通する制
御用トランジスタとを有する構成である場合に、簡略な
回路で充電回路と充電停止回路を構成することができ
る。
が、誤差増幅器と出力電圧が定常値の場合に導通する制
御用トランジスタとを有する構成である場合に、簡略な
回路で充電回路と充電停止回路を構成することができ
る。
【図１】本発明の第１実施例の基準電圧回路の回路図で
ある。
ある。
【図２】本発明の第２実施例の基準電圧回路の回路図で
ある。
ある。
【図３】従来の一例の基準電圧回路の回路図である。
１１，１２ 基準電圧回路 ２１ 電流源 ２２ 基準電圧生成部 ２３，２５ 充電回路 ２４，２６ 充電停止回路 ３０ 分圧回路 ３１ 誤差増幅器 ３２ 差動対トランジスタ ３３ カレントミラー負荷 ３４，３５ 電流源 ＴVI 電源端子 ＴG 接地端子 ＴO 出力端子 ＶIN 電源電圧 ＶZ 出力電圧 ＣZ 外付けコンデンサ
Claims (2)
- 【請求項１】 電源電圧が供給される電源端子に一端が
接続された電流源と前記電流源から電流を供給される基
準電圧生成部とからなり、前記基準電圧生成部が定常値
に安定化した出力電圧を基準電圧として出力端子より出
力する基準電圧回路において、 前記電源端子と前記出力端子間に接続されており、前記
電流源の電流値より大きな値の充電電流を、前記出力端
子に接続されている外付けコンデンサに供給する充電回
路と、 前記出力電圧が定常値に達した時点で、前記充電回路の
充電電流を停止させる充電停止回路とを有することを特
徴とする基準電圧回路。 - 【請求項２】 前記基準電圧生成部は、 前記出力電圧の定常値からの誤差分を増幅した出力信号
を生成する誤差増幅器と、 前記誤差増幅器の出力信号により制御され、前記出力電
圧が定常値の場合に導通して、前記出力電圧を安定化さ
せるように制御する制御用トランジスタとを有し、 前記充電回路は、 導通時に充電電流を出力する充電電流出力トランジスタ
と、 前記充電電流出力トランジスタにベース電流を供給する
ベース電流供給回路とからなり、 前記充電停止回路は、 前記制御用トランジスタとカレントミラー接続されてお
り、前記出力電圧が定常値に達したとき導通する電圧検
出トランジスタを有しており、前記電圧検出トランジス
タが導通したときに、前記充電電流出力トランジスタの
ベース電流を制御して充電電流を停止させることを特徴
とする請求項１記載の基準電圧回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7014110A JPH08211955A (ja) | 1995-01-31 | 1995-01-31 | 基準電圧回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7014110A JPH08211955A (ja) | 1995-01-31 | 1995-01-31 | 基準電圧回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08211955A true JPH08211955A (ja) | 1996-08-20 |
Family
ID=11851986
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7014110A Pending JPH08211955A (ja) | 1995-01-31 | 1995-01-31 | 基準電圧回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08211955A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102006044662A1 (de) * | 2006-09-21 | 2008-04-03 | Infineon Technologies Ag | Referenzspannungserzeugungsschaltung |
-
1995
- 1995-01-31 JP JP7014110A patent/JPH08211955A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102006044662A1 (de) * | 2006-09-21 | 2008-04-03 | Infineon Technologies Ag | Referenzspannungserzeugungsschaltung |
| DE102006044662B4 (de) * | 2006-09-21 | 2012-12-20 | Infineon Technologies Ag | Referenzspannungserzeugungsschaltung |
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