DE102006044662A1

DE102006044662A1 - Referenzspannungserzeugungsschaltung

Info

Publication number: DE102006044662A1
Application number: DE200610044662
Authority: DE
Inventors: Stephan Drebinger
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2006-09-21
Filing date: 2006-09-21
Publication date: 2008-04-03
Anticipated expiration: 2026-09-22
Also published as: DE102006044662B4

Abstract

Referenzspannungserzeugungsschaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung mit einem Transistor (M1) mit einem Steueranschluss und zwei Laststreckenanschlüssen, einer Widerstandskette (R) mit einem ersten und einem zweiten Anschluss und zwei Abgriffen, einem Bauelement mit mindestens einem pn-Übergang (D) mit einem ersten und einem zweiten Anschluss, einen Verstärker (A) mit einem Versorgungsanschluss, einem ersten und einem zweiten Eingang und einem Ausgang, der einen temperaturabhängigen Offset zwischen seinem ersten Eingang und seinem zweiten Eingang aufweist, wobei der Ausgang des Verstärkers (A) mit dem Steueranschluss des Transistors (M1) gekoppelt ist, der erste Laststreckenanschluss des Transistors (M1) mit dem ersten Anschluss der Widerstandskette (R) gekoppelt ist, der zweite Anschluss der Widerstandskette (R) mit dem ersten Anschluss des Bauelements mit mindestens einem pn-Übergang (D) gekoppelt ist, der erste Eingang des Verstärkers (A) mit dem ersten Abgriff der Widerstandskette gekoppelt ist, der zweite Eingang des Verstärkers (A) mit dem zweiten Abgriff der Widerstandskette gekoppelt ist.

Description

Die Erfindung betrifft eine Referenzspannungserzeugungsschaltung zur Erzeugung einer Referenzspannung. Referenzspannungen in Halbleiterschaltungen können durch das Ausnutzen von Durchbruchspannungen oder Durchlassspannungen von Halbleiterbauelementen bereitgestellt werden. Als Referenzspannung kann beispielsweise die Zenerdurchbruchspannung eines PN-Übergangs genutzt werden. Diese einfachen Referenzspannungen, die durch Durchbruchspannungen oder Durchlassspannungen definiert sind, haben einige Nachteile. Nachteilig bei dieser Art der Referenzspannungserzeugung ist die große Abhängigkeit von externen Einflüssen. So ist die Durchbruchspannung an einer Zenerdiode abhängig von der Temperatur und von der Belastung der Zenerdiode. Die Durchbruchspannung selbst ist mit starken Toleranzen behaftet, die abhängig sind von den Dotierungen des pn-Überganges und der Prozessführung bei der Herstellung eines Halbleiterbauelementes.
Als physikalische Größe zur Erzeugung einer Referenzspannung kann außerdem der Bandabstand eines Halbleitermaterials verwendet werden. Schaltungsanordnungen die diesen Bandabstand nutzen, werden als Bandabstandreferenzschaltungen oder Bandgapschaltungen, bezeichnet.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Referenzspannungserzeugungsschaltung zur Erzeugung einer Referenzspannung zur Verfügung zu stellen, die die Referenzspannung wenigstens annähernd unabhängig von der Temperatur erzeugt, die eine geringe Stromaufnahme erzeugt und die wenige hochspannungsfeste Halbleiterbauelemente aufweist.
Diese Aufgabe wird durch eine Referenzspannungserzeugungsschaltung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand der Unteransprüche.
Eine erfindungsgemäße Referenzspannungserzeugungsschaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung umfasst einen Regeltransistor mit einem Steueranschluss und zwei Laststreckenanschlüssen, eine Widerstandskette mit einem ersten und einem zweiten Anschluss und zwei Abgriffen, ein Bauelement mit mindestens einem pn-Übergang mit einem ersten und einem zweiten Anschluss, einen Verstärker mit einem Versorgungsanschluss, einem ersten und einem zweiten Eingang und einem Ausgang, der einen temperaturabhängigen Offset zwischen seinem ersten Eingang und seinem zweiten Eingang aufweist.
Der Ausgang des Verstärkers ist mit dem Steueranschluss des Transistors gekoppelt, der erste Laststreckenanschluss des Transistors ist mit dem ersten Anschluss der Widerstandskette gekoppelt, der zweite Anschluss der Widerstandskette ist mit dem ersten Anschluss der Diode gekoppelt, der erste Eingang des Verstärkers ist mit dem ersten Abgriff der Widerstandskette gekoppelt und der zweite Eingang des Verstärkers ist mit dem zweiten Abgriff der Widerstandskette gekoppelt.
Ausführungsformen der Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert, in denen
1 ein Ausführungsbeispiel einer Referenzspannungserzeugungsschaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung zeigt,
2 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Referenzspannungserzeugungsschaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung zeigt,
3 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Referenzspannungserzeugungsschaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung zeigt,
4 ein detailliertes Ausführungsbeispiel einer Referenzspannungserzeugungsschaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung zeigt.
In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche Schaltungskomponenten und Signale mit gleicher Bedeutung.
1 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Referenzspannungserzeugungsschaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung. Die Referenzspannungserzeugungsschaltung weist einen Regeltransistor M1 mit einem Steueranschluss und zwei Laststreckenanschlüssen auf. Der Regeltransistor M1 ist in dem Ausführungsbeispiel als NMOS-Transistor realisiert, dessen Gateanschluss den Steueranschluss bildet, dessen Sourceanschluss den ersten Laststreckenanschluss bildet und dessen Drainanschluss den zweiten Laststreckenanschluss bildet.
Der Drainanschluss des Regeltransistors M1 ist mit einem Eingangsspannungsanschluss V_S gekoppelt, der Sourceanschluss des Regeltransistors M1 ist mit einem Ausgang, dem Referenzspannungsanschluss V_bg der Referenzspannungserzeugungsschaltung gekoppelt. Eine Widerstandskette R ist mit dem Referenzspannungsanschluss Vbg der Referenzspannungserzeugungsschaltung gekoppelt. Ein zweiter Anschluss der Widerstandskette ist mit einem Anodenanschluss eines Bauelementes D mit mindestens einem pn-Übergang, in diesem Ausführungsbeispiel eine Diode, gekoppelt. Der Kathodenanschluss der Diode D ist mit einem Bezugspotentialanschluss Gnd der Referenzspannungserzeugungsschaltung gekoppelt. Die Widerstandskette R besteht in dem Beispiel aus drei Teilwiderständen R1, R2, R3, wobei zwischen den Widerständen R1 und R2 und zwischen den Widerständen R2 und R3 ein Abgriff vorgesehen ist. Der erste Abgriff der Widerstandskette R und der zweite Abgriff der Widerstandskette R sind mit Eingängen eines Verstärkers A gekoppelt. Ein Ausgang des Verstärkers A ist mit dem Gateanschluss des Regeltransistors M1 gekoppelt. An dem Gateanschluss des Regeltransistors M1 bildet sich eine Zwischenspannung V_S1. Eine positive Versorgungsspannung des Verstärkers A wird über den Zwischenspannunganschluss VS1 bereitgestellt. Eine negative Versorgungsspannung des Verstärkers A wird durch den Bezugspotentialanschluss Gnd bereitgestellt. Der Verstärker A regelt die Zwischenspannung V_S1 derart, dass durch die Laststrecke des Regeltransistors M1, das heißt zwischen dem Drainanschluss und dem Sourceanschluss des Regeltransistors M1, ein Strom mit einem positiven Temperaturkoeffizienten fließt. Dieser Strom erzeugt über der Widerstandskette R und über der Diode D eine Spannung, die nahezu unabhängig von der Temperatur ist. Damit diese Spannung nahezu unabhängig von der Temperatur ist, muss die Spannung zwischen den Abgriffen der Widerstandkette R der Bedingung ΔV_BE = V_T·ln(n) genügen. Diese Bedingung bezeichnet die Differenz zweier Basisemitterspannungen von Bipolartransistoren, wobei n der Koeffizient der Emitterflächen der Bipolartransistoren ist. Werden beide Bipolartransistoren mit den unterschiedlichen Emitterflächen vom selben Strom durchflossen, so ergibt sich auf Grund der unterschiedlichen Stromdichte in den Emittern der Transistoren eine Differenz der Emitterspannungen. Diese Spannung ΔV_BE enthält noch die temperaturabhängige Spannung V_t _, welche sich lediglich aus Naturkonstanten zusammensetzt, Vt = kT/q (1)
T bezeichnet in dieser Formel die absolute Temperatur, k ist die Bolzmannkonstante und q ist die Elementarladung. Der Spannungsabfall über die gesamte Widerstandskette R ergibt sich zu
Die Spannung über der gesamten Widerstandskette R ist derart ausgebildet, dass sie mit ihren positiven Temperaturkoeffizenten, der sich aus der Formel ΔV_BE ergibt, den negativen Temperaturkoeffizenten der Diode D genau kompensiert. Die Referenzspannungserzeugungsschaltung stellt damit, mit dem Spannungsabfall über der Widerstandskette R und der Diode D, eine temperaturunabhängige Referenzspannung an dem Referenzspannungsanschluss V_bg der Referenzspannungerzeugungsschaltung bereit.
Der Eingang des Verstärkers A ist mit einem temperaturabhängigen Offset versehen, der einer Spannung ΔV_BE entspricht. Auf Grund dessen regelt der Verstärker A mit seinem Ausgang das Gate des Regeltransistors M1 so, dass über die geschlossene Regelschleife die temperaturunabhängige Spannung an dem Referenzspannungsanschluss Vbg bereitgestellt wird.
Die Referenzspannungserzeugungsschaltung zum Bereitstellen einer Referenzspannung umfasst einen Regeltransistor M1 mit einem Steueranschluss und zwei Laststreckenanschlüssen, eine Widerstandskette R mit einem ersten und einem zweiten Anschluss und zwei Abgriffen, ein Bauelement D mit mindestens einen pn-Übergang, mit einem ersten und einem zweiten Anschluss, einen Verstärker A mit einem Versorgungsanschluss, einem ersten und einem zweiten Eingang und einem Ausgang der einen temperaturabhängigen Offset zwischen seinem ersten und seinem zweiten Eingang aufweist. Der Ausgang des Verstärkers A ist mit dem Steueranschluss, dem Gate des Regeltransistors M1 gekoppelt. Der erste Laststreckenanschluss des Regeltransistors M1, der Sourceanschluss ist mit dem ersten Anschluss der Widerstandskette R gekoppelt, der zweite Laststreckenanschluss des Regeltransistors M1 ist mit einer Klemme VS des Eingangsklemmenpaars gekoppelt. Der zweite Anschluss der Widerstandskette R ist mit einem ersten Anschluss des Bauelements mit mindestens einen pn-Übergang D gekoppelt. Der zweite Anschluss des Bauelements mit mindestens einem pn-Übergang ist mit dem Bezugspotentialsanschluss Gnd gekoppelt. Der erste Eingang des Verstärkers A ist mit dem ersten Abgriff der Widerstandskette gekoppelt, der zweite Eingang des Verstärkers A ist mit dem zweiten Abgriff der Widerstandskette gekoppelt. Die Abgriffe der Widerstandskette sind so zu wählen, dass die Spannung zwischen den beiden Abgriffen im eingeschwungenen Zustand ΔV_BE = V_t·ln (n) beträgt.
Die relative Lage der Abgriffe kann bei dieser Schaltungsanordnung frei gewählt werden. Der Abgriff ist also sowohl auf einer oberen Position der Widerstandkette als auch auf einer unteren Position oder auf einer beliebigen Zwischenposition der Widerstandskette möglich. Der Abgriff ist so zu wählen, dass die Eingangsstufe des Verstärkers A mit einer möglichst niedrigen Spannung betrieben werden kann. Unter der Annahme, dass die Differenzstufe des Verstärkers A mit vertikalen npn-Transistoren ausgebildet ist und dass die Stromquelle zum Betreiben der Differenzstufe als NMOS-Transistor oder als NPN-Transistor ausgebildet ist, ergibt sich die Forderung, dass die Stromquellentransistoren, ein NMOS-Transistor oder ein NPN-Transistor, noch in ihrem Stromquellenbereich arbeiten müssen. Beispielsweise ergibt sich für einen NPN-Transistor als Stromquellentransistor eine Basisemitterspannung zwischen 200 und 300 mVolt, bevor dieser Transistor in die Sättigung gerät und somit nicht mehr als Stromquelle arbeiten kann. Unter Berücksichtigung des pn-Übergangs, der die Widerstandskette R an den Bezugspotentialanschluss Gnd koppelt, ergibt sich ein Spannungsabfall von 200–300 mVolt über dem Widerstand R3.
Ein Vorteil ergibt sich, wenn der Steueranschluss, der Gateanschluss des Regeltransistors M1 mit dem Versorgungsanschluss des Verstärkers gekoppelt ist. Dieser Kopplungspunkt, der Zwischenspannungsanschluss VS1, hat den Vorteil, dass diese Spannung zum einen die Versorgungsspannung für den Verstärker A darstellt und zum anderen die Eingangsspannung des Regeltransistors M1. Von dem Referenzspannungsanschluss V_BG aus betrachtet, stellt der Regeltransistor M1 einen Impedanzwandler dar. Das heißt, dass die Zwischenspannung VS1 abzüglich der Schwell- oder Thresholdspannung des Regeltransistors M1 niederohmig am Referenzspannungsanschluss VBG bereitgestellt wird.
Die Zwischenspannung Vsi selbst ist über den Spannungsabfall zwischen den Gateanschluss und Sourceanschluss des Regeltransistors M1 definiert. Sie stellt damit eine vorgeregelte Versorgungsspannung für den Verstärker A dar. Durch die vorgeregelte Zwischenspannung Vsi haben Spannungsänderungen an dem Eingangsspannungsanschluss Vs nur einen geringen Einfluss auf den regelnden Verstärker A und damit einen nur geringen Einfluss auf die Referenzspannung an dem Referenzspannungsanschluss Vbg.
Anstelle des MOS-Regeltransistors M1 kann ein bipolarer NPN-Transistor verwendet werden, die Erläuterungen gelten analog dazu.
2 zeigt ein weiters Ausführungsbeispiel einer Referenzspannungserzeugungsschaltung. Die Referenzspannungserzeugungsschaltung weist einen Regeltransistor M1 mit einem Steueranschluss und zwei Laststreckenanschlüssen auf. Der Regeltransistor M1 ist in dem Ausführungsbeispiel als NMOS-Transistor realisiert, dessen Gateanschluss den Steueranschluss bildet, dessen Sourceanschluss den ersten Laststreckenanschluss bildet und dessen Drainanschluss den zweiten Laststreckenanschluss bildet. Die Referenzspannungserzeugungsschaltung umfasst neben den NMOS-Regeltransistor M1, der Widerstandskette R, des Bauelements mit mindestens einem pn-Übergang, hier eine Diode D, den Verstärker A1, einen weiteren NMOS-Transistor, den Zwischenspannungsregeltransistor M2 und eine Stromquelle I1. Der Gateanschluss des Zwischenspannungsregeltransistors M2 ist mit dem Ausgang eines Verstärker A1 gekoppelt. Der Sourceanschluss des Zwischenspannungsregeltransistors M2 ist mit dem Bezugspotentialanschluss Gnd gekoppelt. Der Drainanschluss des Zwischenspannungsregeltransistors M2 ist mit dem Zwischenspannungsanschluss Vsi gekoppelt. Die Stromquelle I1 ist mit dem Zwischenspannungsanschluss V_S1 gekoppelt. Ein zweiter Anschluss der Stromquelle I1 ist mit einem Anschluss gekoppelt, an der eine Stromquellenspeisespannung Vsi2 bereitgestellt wird, die derart gestaltet ist, dass die Stromquelle einen Strom in den Zwischenspannungsanschluss Vsi einspeisen kann.
Diese Stromquellenspeisespannung Vsi2 kann zum Beispiel dadurch bereitgestellt werden, indem der Anschluss der Stromquellenspeisespannung Vsi2 mit dem Eingangsspannungsanschluss Vs gekoppelt wird.
Die Stromquellenspeisespannung kann auch durch eine Ladungspumpe bereitgestellt werden. Bei der Verwendung einer Ladungspumpe zur Bereitstellung, ergibt sich der Vorteil, dass die Zwischenspannung Vsi von der Eingangsspannung Vs entkoppelt ist.
3 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Referenzspannungserzeugungsschaltung. Die Referenzspannungserzeugungsschaltung weist einen Regeltransistor M1 mit einem Steueranschluss und zwei Laststreckenanschlüssen auf. Der Regeltransistor M1 ist in dem Ausführungsbeispiel als NMOS-Transistor realisiert, dessen Gateanschluss den Steueranschluss bildet, dessen Sourceanschluss den ersten Laststreckenanschluss bildet und dessen Drainanschluss den zweiten Laststreckenanschluss bildet.
Die Referenzspannungserzeugungsschaltung umfasst einen Regeltransistor M1, eine Widerstandskette R, ein Bauelement mit mindestens einem pn-Übergang, hier ein npn-Transistor TD, einen Verstärker A. Der Verstärker A umfasst einen inneren Verstärker A2, zwei PMOS-Transistoren M4, M3 in einer Stromspiegelkonfiguration und einen Zwischenspannungsregeltransistor M2. Die Stromquelle I1 ist in diesem Ausführungsbeispiel durch zwei PMOS-Transistoren M4 und M3 ausgebildet. Der Drainanschluss des PMOS-Transistors M4 bildet den Ausgangsanschluss der Stromquelle I1 und ist mit dem Gateanschluss des Regeltransistors M1 gekoppelt. Der Sourceanschluss des PMOS-Transistors M4 ist mit dem Eingangsspannungsanschluss V_S gekoppelt. Der PMOS-Transistor M3, dessen Sourceanschluss mit der Eingangsspannungsanschluss VS gekoppelt ist, dessen Gateanschluss und Drainanschluss gekoppelt sind, dessen Gateanschluss mit dem Gateanschluss des PMOS-Transistors M3 gekoppelt ist und dessen Drainanschluss den Steuereingang der Stromquelle I1 bildet. Die Ausführung einer Stromquelle mit lediglich zwei Transistoren, stellt eine einfache Ausführungsform einer Stromquelle dar. Selbstverständlich kann die Stromquelle auch in einer anderen Art und Weise realisiert werden. Die PMOS-Transistoren M4 und M3 können als hochspannungsfeste Transistoren, kurz Hochvolttransistoren, ausgebildet sein. Ist auch der Regeltransistor M1 ein Hochvolttransistor, so stellt die Kombination des Stromquellentransistors M4 mit dem Regeltransistor M1 eine wirkungsvolle Kombination dar, um den Referenzspannungsanschluss V_BG vor hohen Spannungen zu schützen. In dem Ausführungsbeispiel in 3 ist der Steuereingang der Stromquelle I1, das heißt der Drainanschluss des PMOS-Transistors M3, mit dem Kollektoranschluss eines npn-Transistors T2 gekoppelt. Der Basisanschluss und Kollektoranschluss des Transistors TD sind miteinander gekoppelt. Der Emitteranschluss des Transistors TD ist mit dem Bezugspotentialanschluss GND gekoppelt. Der Basisanschluss des Transistors TD ist mit dem Basisanschluss des Transistors T2 gekoppelt. Diese Anordnung bewirkt, dass der Strom durch die Widerstandskette oder ein Vielfaches dessen in den Steuereingang der Stromquelle I1 gespiegelt wird. Der PMOS-Transistor M4 der Stromquelle I1 prägt damit einen Strom in den Zwischenspannunganschluss V_S1 ein, der proportional ist zum Strom der durch die Widerstandskette R fließt. Die Proportionalität des Stroms der Stromquelle I1 zum Strom durch die Widerstandskette R hat den Vorteil, dass diese enge Beziehung die Dimensionierung der Bauelemente des Verstärkers erheblich vereinfacht. Diese Proportionalität hat den Vorteil, dass aufgrund der sich ergebenen engeren Toleranzen die Ströme kleiner als üblich gewählt werden können.
In dem Ausführungsbeispiel in 3 ist ein weiterer Transistor T1 mit seinem Basisanschluss an den Basisanschluss des Transistors TD gekoppelt. Der Kollektoranschluss des Transistors T1 ist mit dem Verstärker A2 gekoppelt.
Dieser Strom des Transistors T1 wird im Verstärker A2 dazu verwendet, Arbeitspunkte im Verstärker A2 so einzustellen, dass auch die Arbeitspunkte des Verstärker A2 in enger Beziehung zum Strom durch die Widerstandskette R stehen. Mit diesem Strom aus dem Transistor T1 kann beispielsweise der Strom durch die Eingangsdifferenzstufe des Verstärkers A2 eingestellt werden. Ebenso können mit diesem Strom andere wichtige Arbeitspunkte im Verstärker A2 eingestellt werden. Ein Vorteil des in 3 dargestellten Ausführungsbeispiels ist es, dass lediglich die Transistoren der Stromquelle I1 und der Regeltransistor M1 als Hochvoltbauelemente ausgeführt werden müssen. Der Verstärker A2, der Zwischenspannungsregeltransistor M2, die Bipolartransistoren TD, T1, T2 und die Widerstandskette R können dagegen mit einfachen Niedervolt-Bauelementen ausgebildet werden. Der Transistor T2 kann beispielsweise vor hohen Spannungen geschützt werden, indem ein weiterer Hochvolt-NMOS-Transistor verwendet wird, dessen Gateanschluss mit der Zwischenspannung V_S1 gekoppelt wird und dessen Laststreckenanschlüsse den Kollektoranschluss des Transistors T2 mit dem Eingang der Stromspiegelanordnung I1 koppeln.
Die Widerstandskette R kann auch ausgeführt werden, indem der Widerstand R1 entfällt und damit ein Abgriff des Verstärkers A mit dem Referenzspannungsanschluss V_bg zusammenfällt. Ebenso kann ein Abgriff der Widerstandkette R so ausgeführt werden, dass der Widerstand R3 entfällt. In diesem Falle fällt ein Abgriff der Widerstandskette R mit dem Kathodenanschluss der Diode D zusammen.
In 3 ist die Widerstandskette aus drei widerständen R1, R2 und R3 aufgebaut. Zur Erreichung einer höheren Genauigkeit ist es zweckmäßig, die Widerstandskette R so aufzubauen, dass sie trimmbar ist.
Es ist zweckmäßig, dass die Widerstandskette R in einer integrierten Schaltung aus sehr vielen gleichartigen Widerständen, Einheitswiderständen besteht. Die Widerstände R1, R2 und R3 werden dann aus einer Serien- oder Parallelschaltung dieser Einheitswiderstände aufgebaut.
4 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Referenzspannungserzeugungsschaltung. Die Referenzspannungserzeugungsschaltung weist einen Regeltransistor M1 mit einem Steueranschluss und zwei Laststreckenansclüssen auf. Der Regeltransistor M1 ist in dem Ausführungsbeispiel als NMOS-Transistor realisiert, dessen Gateanschluss den Steueranschluss bildet, dessen Sourceanschluss den ersten Laststreckenanschluss bildet und dessen Drainanschluss den zweiten Laststreckenanschluss bildet.
Der Verstärker A umfasst eine Differenzeingangsstufe B1, eine Stromspiegelanordnung B2, eine Kaskodenanordnung B3, eine Stromquellenanordnung B4, einen Zwischenspannungsregeltransistor M2, eine Spannungsquelle V2 und eine Stromquelle I1.
Die Eingangsdifferenzstufe ist mit zwei npn-Transistoren mit einem Emitterflächenverhältnis n ausgebildet. Die Basis des ersten npn-Transistors T21 ist mit dem ersten Spannungsabgriff der Widerstandskette R gekoppelt. Der Basisanschluss des zweiten npn-Transistors T22 ist mit dem zweiten Abgriff der Widerstandskette R gekoppelt. Die Emitteranschlüsse der Transistoren T21 und T22 sind miteinander gekoppelt und bilden so den Stromeingang der Differenzeingangstufe B1 des Verstärkers A. In den Stromeingang der Differenzeingangsstufe B1 wird durch die Kopplung des Kollektoranschlusses des npn-Transistors T1 ein Strom eingespeist. Der temperaturabhängige Offset der Differenzeingangsstufe ergibt sich aus der unterschiedlichen Emittergröße der Transistoren T21 und T22. Die unterschiedlichen Emitterflächen der Transistoren T21 und T22 sind als Koeffizient n darstellbar. Es ergibt sich als temperaturabhängiger Offset ΔV_BE = V_T·ln (n). Das heißt, dass durch diesen temperaturabhängigen Offset die Ströme in den beiden Transistoren T21 und T22 nur dann gleich sind, wenn an den Eingängen, den Basen der Transistoren T21 und T22 die Spannung ΔV_BE anliegt. Die Ausgänge dieser Differenzeingangsstufe, die Kollektoranschlüsse, sind mit den Anschlüssen der Stromquellenanordnung B4 und der Kaskodenanordnung B3 gekoppelt.
Ist die Eingangsstufe des Verstärkers A mit PNP-Transistoren ausgebildet, so ergibt sich daraus die Forderung, dass der Spannungsabfall der Differenzstufe und der benötigte Spannungsabfall für die treibende Stromquelle gleich dem Spannungsabfall über der Widerstandskette und der Schwell- oder Thresholdspannung des Regeltransistors M1 sein muss. Ist die Eingangsdifferenzstufe des Verstärkers A mit PNP-Transistoren ausgebildet, sind auch Stromspiegelanordnung B2, die Kaskodenanordnung B3 und die Stromquellenanordnung B4 entsprechend anzuordnen.
Werden für das Bauelement TD mit mindestens einem pn-Übergang und für die Eingangsdifferenzstufe des Verstärkers A3 Transistoren vom selben Bauelementtyp verwendet, so ergibt sich der Vorteil, dass bei der Kalkulation des Abgriffs auf die Widerstandskette lediglich der Spannungsabfall der Stromquelle berücksichtigt werden muss.
Die Stromquellenanordnung B4 besteht aus den Transistoren M41, M42 und M43. Die Gateanschlüsse der Transistoren M41, M42 und M43 sind miteinander gekoppelt. Der Gateanschluß des Transistors M41 ist mit dem Drainanschluß des Transistors M41 gekoppelt. Die Transistoren M42 und M43 sind somit als einfache Stromquellen ausgebildet. Der Strom in den Transistoren M42 und M43 ist somit bestimmt durch den Strom, der in den Transistor M41 eingeprägt wird. Es ist zweckmäßig, wenn alle in dem Verstärker und in der Referenzspannungserzeugungsschaltung verwendeten Ströme dieselbe Beziehung aufweisen. In diesem Fall ist es zweckmäßig wenn sämtliche Ströme die Beziehung V_t·ln (n)/R aufweisen. Dieses wird dadurch erreicht, indem in den Transistor M41 ein Strom eingeprägt wird, der proportional ist zu dem Strom durch den Transistor TD. Der Kollektoranschluss von T21 ist mit dem Drainanschluss des Transistors M42 gekoppelt, der Kollektoranschluss von T22 ist mit dem Drainanschluss des Transistors M43 gekoppelt. Ist sichergestellt, dass der Strom der Transistoren M42 und M43 immer größer ist als der Strom durch die Transistoren T21 und T22, so spricht man von einer Faltung des Differenzeingangssignales. Die Auskopplung des Differenzsignales erfolgt durch die Kaskodenanordnung B3. Die Gateanschlüsse der Kaskodentransistoren M44 und M45 sind miteinander gekoppelt. Die Gatesourcespannungen der Transistoren M44 und M45 werden durch eine Spannungsquelle V2 derart eingestellt, dass sich die Transistoren M42 und M43 im Sättigungsbereich befinden. Die Kaskodentransistoren M44 und M45 können durch die Spannungsquelle V2 auch so eingestellt werden, dass sich die Stromquellentransistoren M42 und M43 im Triodenbereich befinden. Es können, statt der Stromquellentransistoren M42 und M43, auch Widerstände verwendet werden.
Die Kaskodenanordnung B3 ist mit der Stromspiegelanordnung B2 gekoppelt.
Die Stromspiegelanordnung 32 besteht aus den NMOS-Transistoren M46, M47, M48 und M49. Die Sourceanschlüsse von M48 und M49 sind mit dem Bezugspotentialanschluss Gnd gekoppelt. Der Sourceanschluss des Transistors M46 ist mit dem Drainanschluss des Transistors M48 gekoppelt, der Sourceanschluss des Transistors M47 ist mit dem Drainanschluss des Transistors M49 gekoppelt. Die Gateanschlüsse der Transistoren M46, M47, M48 und M49 sind miteinander gekoppelt. Der Gateanschluß des Transistors M47 ist mit dem Drainanschluß des Transistors M47 gekoppelt und bildet damit den Eingang der Stromspiegelanordnung B2. Der Ausgang der Stromspiegelanordnung 32 wird gebildet durch den Drainanschluss des Transistors M46. Der Eingang der Stromspiegelanordnung, der Drainanschluss des Transistors M47 ist mit einem Anschluß der Kaskodenanordnung 33, dem Drainanschluss von M45 gekoppelt. Der Ausgang der Stromspiegelanordnung 32, gebildet durch den Drainanschluss des Transistors M46 ist mit einem Ausgang der Kaskodenanordnung 33, gebildet durch den Drainanschluss des Transistors M44 gekoppelt. Durch die Kopplung der Kaskodenanordnung 33 und der Stromspiegelanordnung 32, wird das differenzielle Eingangssignal in ein einfaches Signal umgewandelt. Dieses Signal liegt im Knoten X1 an, welcher gebildet wird durch die Kopplung des Drainanschlusses des Transistors M44 und des Drainanschlusses des Transistors M46. Dieser Knoten X1 ist mit dem Gateanschluss des Zwischenspannungsregeltransistor M2 gekoppelt. Der Drainanschluss des Zwischenspannungsregeltransistor M2 ist mit dem Gateanschluss des Regeltransistors M1 gekoppelt. Zur Verbesserung der Stabilität der gesamten Regelanordnung kann eine Kapazität C10 zwischen dem Gateanschluss und dem Drainanschluss des Zwischenspannungsregeltransistor M2 gekoppelt werden.
Die Schaltungsanordnung bestehend aus der Stromquellenanordnung 34, der Kaskodenanordnung 33 und der Stromspiegelanordnung 32 wird aus „Folded Cascode"-Anordnung bezeichnet. Folded-Cascode-Anordnungen werden dazu genutzt, um den Innenwiderstand einer Schaltungsanordnung zu erhöhen. Die Verstärkung einer Schaltungsanordnung bestimmt sich aus dem Produkt des Innenwiderstandes und der Stromsteilheit des eingeprägten Signales. Die Erhöhung des Innenwiderstands einer Schaltungsanordnung hat damit immer eine Erhöhung der Verstärkung dieser Schaltungsanordnung zur Folge. In Serie geschaltete Transistoren verursachen einen zusätzlichen Spannungsabfall zwischen der positiven und der negativen Spannungsversorgung. Dieser zusätzliche Spannungsabfall der Transistoren steht als Signalhub für die Signalverarbeitung nicht mehr zur Verfügung. Das heißt, dass bei der Verwendung von Kaskodetransistoren entweder der Signalhub reduziert werden muss, oder bei Beibehaltung des Signalhubes die Versorgungsspannung erhöht werden muss. Dieser Nachteil der Kaskodeschaltung wird mit der Faltung des Signales durch eine Stromquellenanordnung umgangen.
Der Wert Versorgungsspannung des Verstärker A der Referenzspannungserzeugungsschaltung wird bestimmt durch die Referenzspannung zwischen dem Referenzspannungsanschluss VBG und dem Bezugspotentialanschluss GND und der Einsatzspannung des Regeltransistors M1.
Die Referenzspannung an dem Referenzspannungsanschluss VBG beträgt ungefähr 1.2 Volt. Die Einsatzspannung eines Hochvolt-NMOS-Transistors kann zwischen 0.7 und 1.8 Volt liegen. Somit ergibt sich als Versorgungsspannung für den Verstärker A, welche zwischen dem Zwischenspannungsanschluss V_S1 und Bezugspotentialanschluss Gnd bereitgestellt wird, eine Spannung von 1.9 bis 3.0 Volt. Durch die Faltung des Signalpfades ist es möglich einen Verstärker auszubilden, der geeignet ist ein Signal bei einer solchen niedrigen Versorgungsspannung auszubilden.

Claims

Referenzspannungserzeugungsschaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung mit – einem Regeltransistor (M1) mit einem Steueranschluss und zwei Laststreckenanschlussen, – einer Widerstandskette (R) mit einem ersten und einem zweiten Anschluss und zwei Abgriffen, – einem Bauelement mit mindestens einem pn-Übergang (D) mit einem ersten und einem zweiten Anschluss, – einem Verstärker (A) mit einem Versorgungsanschluss, einem ersten und einem zweiten Eingang und einem Ausgang, der einen temperaturabhängigen Offset zwischen seinem ersten Eingang und seinem zweiten Eingang aufweist, wobei der Ausgang des Verstärkers (A) mit dem Steueranschluss des Regeltransistors (M1) gekoppelt ist, der erste Laststreckenanschluss des Regeltransistors (M1) mit dem ersten Anschluss der Widerstandskette (R) gekoppelt ist, der zweite Anschluss der Widerstandskette (R) mit dem ersten Anschluss des Bauelements mit mindestens einem pn-Übergang (D) gekoppelt ist, der erste Eingang des Verstärkers (A) mit dem ersten Abgriff der Widerstandskette (R) gekoppelt ist und der zweite Eingang des Verstärkers (A) mit dem zweiten Abgriff der Widerstandskette (R) gekoppelt ist.
Referenzspannungserzeugungsschaltung nach Anspruch 1, wobei der Steueranschluss des Regeltransistors (M1) mit dem Versorgungsanschluss des Verstärkers (A) gekoppelt ist.
Referenzspannungserzeugungsschaltung nach Anspruch 2, wobei der Steueranschluss des Regeltransistors (M1) mit einer Stromquelle (I1) gekoppelt ist.
Referenzspannungserzeugungsschaltung nach Anspruch 3 mit einem Zwischenspannungsregeltransistor (M2), der einen Laststreckenanschluss und einen Steueranschluss aufweist, wobei der Steueranschluss des Zwischenspannungsregeltransistor (M2) mit dem Ausgang des Verstärker (A) gekoppelt ist und der Laststreckenanschluss des Zwischenspannungsregeltransistor (M2) mit dem Steueranschluss des Regeltransistors (M1) gekoppelt ist.
Referenzspannungserzeugungsschaltung nach Anspruch 4, wobei der Verstärker (A) als „folded cascode"-Verstärker ausgebildet ist.
Referenzspannungserzeugungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei Eingangstransistoren des Verstärkers (A) als Bipolartransistoren ausgebildet sind.
Referenzspannungserzeugungsschaltung nach Anspruch 4 oder 6, wobei die Emitterflächen der Eingangstransistoren sich um einen Faktor n unterscheiden.
Referenzspannungserzeugungsschaltung nach einen der vorhergehenden Ansprüche, wobei der temperaturabhängige Offset einen positiven Temperaturkoeffizienten aufweist.
Referenzspannungserzeugungsschaltung nach einen der vorhergehenden Ansprüchen, wobei der temperaturabhängige Offset proportional zu k·T/q ist, wobei k die Boltzmann-Konstante ist, q die Elementarladung ist und T die Temperatur ist.
Referenzspannungserzeugungsschaltung nach einen der vorhergehenden Ansprüche, wobei der temperaturabhängige Offset proportional zu ln(n) ist.