JPS6059830B2 - 変換信号同期装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はサイリスタ制御のための変換信号同期装置に係
り、特に入力周波数に大幅な変動が生じるサイリスタ変
換器に用いる好適な変換信号同期装置に関する。

第１図は本発明の対象となるサイリスタ変換制御装置を
示す図で、サイリスタ変換器２のゲート制御により負荷
３に流れる電流を制御する場合、サイリスタ変換器のゲ
ート信号は交流電源１の電圧位相に同期していなければ
ならない。

そのため、ゲート制御回路５に交流電源１の電圧位相に
同期した信号を与える同期位相検出器４を必要とする。
また、サイリスタ変換器で負荷の電流制御等を行なうと
サイリスタの転流時に発生する電源短絡現象により、電
源の電圧波形は第２図Ａに示すように歪んだ波形となる
。一方、サイリスタ変換器を制御するための同期信号は
交流電圧波形が歪む前の零点をクロスする点の位相が必
要である。ところが、交流電圧の零点をクロスする点を
歪んだ交流電圧よりそのまま検出すると、第２図Ｂに示
すような、零点のずれた、かつ１サイクルの間に数点も
零点があるような信号を検出してしまう。この対策とし
て、従来の同期位相検出器４ては、交流電圧波形の歪み
を平滑するためのフィルタ（この遅れ時間Ｔは、サイリ
スタの電流重なり角より長く選んてある）を挿入し、第
２図Ｃに示したような歪みを取り去つた正弦波波形の零
点を検出し、第２図Ｄに示すような検出信号を得ていた
。

この方法によると、サイリスタの転流による歪みにもと
すく誤動作は除去され、電源周波数をＪｆ、としたとき
、常にＴＸ２ｆ、×１８００の遅れで基準位相を検出で
きる。しかし、このようにフィルタを挿入する方式は電
源周波数が変化しない場合は良いが、たとえば一第２図
Ｅのように周波数力古に変化すると、フィルタの遅れ時
間はＴと一定のため、検出信号の位相（電気角）として
はＴｘｆ、×１８０度と、周波数ｆ、の時に比べ１１２
になつてしまう。

そのため、同期電源の周波数が変化する用途には、周波
数が変動しても検出位相が変化しない回路が必要である
。このため、周波数変動がある場合には、第３図に示す
ような同期信号発生器を用いる方法がある。すなわち交
流電源を発生する発電機７に発電機７の出力交流電圧と
同期した信号を発生する同期信号発生器６を直結する方
式である。この方法によればサイリスタの転流による歪
みは交流電圧波形に影響するが、同期信号発生器６の出
力には影響しないため、歪みを平滑するフィルタを挿入
する必要がなく、電源の交流電圧の位相に同期した同期
信号を周波数にかかわらず検出することができる。しか
し、従来のこの方式では、交流電源を発生する発電機に
、同期信号を発生する同期信号発生器を直結しなければ
ならないという欠点、および、発電機の出力交流電圧と
同期信号発生器６との位相関係は、無負荷時は同位相と
することはできるが、発電機の力率角のため、負荷時に
は位相関係がずれるという欠点があつた。本発明の目的
は、上記した従来技術の欠点をなくし、電源周波数なら
びに負荷の変動にかかわりなく、電源に確実に位相同期
した変換信号を得られるような変換信号同期装置を提供
するにある。

上記の目的を達成するために、本発明においては、電源
の波形歪みをフィルタにより除去すると−ともに、該フ
ィルタにより生じる周波数に応じた遅れ位相を補正して
丁度１８０度の位相遅れを常に生じるような位相補正手
段を設けたことを特徴としている。以下本発明の詳細な
説明例により説明する。

第．４図は本発明の一実施例を示す図、第５図は第４図
の実施例の動作説明図である。第４図および第５図にお
いて、今電源の周波数をｆ１とすると、第５図Ａのよう
な歪みを有している。

これをフィルタ１０にて平滑すると波形Ｂ（７）．１．
ようになめらかな波形が得られ、零検出回路１１の出力
は第５図Ｃのようになる。この検出信号Ｃの遅れ位相θ
Ａ１は、フィルタ１０の時定数Ｔが一定のためと周波数
に比例した値となる。

周波数変動補正回路１２はこれを一定位相角に補正する
ものでその動作は以下のようである。三角波信号発生回
路１３は検出信号Ｃが高から低レベルへ移るとき零とな
り低から高レベルへ移るとき最大値Ｖとなるような三角
波Ｄを発生する。

一方、周波数電圧変換回路１４は電源周波数ｆ１に比例
した電圧Ｋｆｌを発生し、減算回路１５はＶ−Ｋｆｌの
電圧を発生する。選択回路１６は検出信号Ｃが高レベル
のとき周波数電圧変換回路１４の出力Ｋｆｌを出力し、
検出信号Ｃが低レベルのとき減算回路１５の出力Ｖ−Ｋ
ｆｌを出力する。比較回路１７は選択回路１６の出力の
方が三角波信号ノ発生回路１３の出力より大きいとき高
レベルの信号を発生し、逆のとき低レベルの信号を発生
する。以上のような動作によると、第５図のθＢ１およ
びθＢｌｌは次式のように等しくなる。

そこで周波数電圧変換回路１４の係数ｋを、次式が満さ
れるように設定する；すなわち とする。

そうすると第５図Ｅの波形、すなわち比較回路１７の出
力は、図から明らかなように電源より丁度１８０度遅れ
た同期信号となり、しかも以上の説明の過程から明らか
なようにこれは周波数ｆ１の値に関係なく一定位相だけ
遅れたものである。第６図は本発明の他の実施例を示す
もので、第４図と異なるのは周波数変動補正回路１２を
ディジタル回路で構成することである。

図において、周波数逓倍回路２２は入力周波数の加倍の
周波数を出力する。アップダウンカウンタ２１は零検出
回路１１の出力が高のとき周波数逓倍回路２２出力のパ
ルスごとに計数値を１づつダウンし、零検出回路１１の
出力が低のとき周波数逓倍回路２２の出力のパルスごと
に計数値を１づつアップする。周波数値変換回路２３は
周波数に比例したデータを出力し、演算回路２４はアッ
プダウン・カウンタ２１の最大出力値ｎより周波数値変
換回路２３の出力を減じる。選択回路２５は零検出回路
１１の出力が高のときは周波数値変換回路２３の出力を
選択出力し、低のときは減算回路２４の出力を選択出力
する。比較回路２６はアップダウンカウンタ２１の計数
値と選択回路２５の出力を比較し、選択回路２５の出力
の方が大きいとき高レベル、小さいとき低レベルの信号
を発生する。第７図は第６図の実施例説明図で、零検出
回路１１の出力Ｃまでは第５図の場合と全く同じである
。周波数逓倍回路２２では電源の半周期１１２ｆの間に
第７図Ｄに示すようなｎ個のパルスを発生するので、ア
ップダウンカウンタ２１は最大値ｎの三角波信号Ｅを発
生する。いま周波数値変換回路２３の係数ｋがを満すよ
うに、すなわち となるように設定すれば、比較回路２６の出力Ｆは、周
波数ｆに関りなくつねに電源より１８０度遅れた同期信
号となる。

以上の説明から明らかなように、本発明によれば、電源
の発電機に同期信号発生機を直結することなく、交流電
圧の基本波波形と同期した位相の信号を検出でき、従来
問題となつた周波数変動、負荷変動時の検出位相の変化
をなくすことができ、サイリスタ変換器のゲート信号の
位相を確実に制御できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の対象となるサイリスタ変換制”御装置
を示す図、第２図は従来の方法によつた場合の動作説明
図、第３図は従来の一例を示す図、第４図〜第７図は本
発明の実施例とその動作説明図である。 １０・・・・フィルタ、１１・・・・“・・零検出回路
、１２・・・周波数変動補正回路、１３・・・・・三角
波信号発生回路、１４・・・・・・周波数電圧変換回路
、１５・・減算回路、１６・・・・・選択回路、１７・
・・・・比較回路、２１・・・・・・アップダウンカウ
ンタ、２２・・・・・・周波数逓倍回路、２３・・・・
・・周波数値変換回路、２４）・・・・・・減算回路、
２５・・・・・選択回路、２６・・・・・・比較回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 交流電源の電圧位相に同期したサイリスタ変換器用
   同期信号を得るための変換信号同期装置において、前記
   交流電源電圧を平滑して検出するフィルタと、該フィル
   タで平滑した平滑電圧の正期間と負期間を検出する零検
   出手段と、前記交流電源の周波数に比例して勾配で増加
   あるいは減少し、前記平滑電圧に同期してその半サイク
   ル毎に最大値あるいは最小値をとる三角波信号を発生す
   る三角波信号発生手段と、前記交流電源の周波数に比例
   したレベル信号と前記三角波信号を比較し、前記フィル
   タの検出遅れ位相角をθ＿Ａとするとき（１８０゜−θ
   ＿Ａ）の位相角を求める比較手段とを備え、前記交流電
   源の電圧位相より１８０゜位相遅れの同期信号を得るよ
   うにしたことを特徴とする変換信号同期装置。