JPS618678A - 直流値検出装置 - Google Patents
直流値検出装置Info
- Publication number
- JPS618678A JPS618678A JP12866084A JP12866084A JPS618678A JP S618678 A JPS618678 A JP S618678A JP 12866084 A JP12866084 A JP 12866084A JP 12866084 A JP12866084 A JP 12866084A JP S618678 A JPS618678 A JP S618678A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- controller
- ripple
- frequency
- values
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は、電力変換装置における直流値検出装置に関
するものである。
するものである。
従来のこの種電力変換装置における直流値検出装置とし
ては次の方法が提案されている。すなわち、サイリスタ
で構成されたコンバータの該サイリスタをスイッチング
−して直流変換した後、そのリップルを含んだ前記直流
出力電圧を極力低リップル化するための平滑化手段とし
て電圧・周波数変換（以後ｖｈ変換と略称する）する方
法及びアナログ・ディジタル変換（以後め変換と略称す
る）する方法で、夫々ディジタル化された上記直流信号
をサンプリングして最終的に直流値を検出するものであ
る。
ては次の方法が提案されている。すなわち、サイリスタ
で構成されたコンバータの該サイリスタをスイッチング
−して直流変換した後、そのリップルを含んだ前記直流
出力電圧を極力低リップル化するための平滑化手段とし
て電圧・周波数変換（以後ｖｈ変換と略称する）する方
法及びアナログ・ディジタル変換（以後め変換と略称す
る）する方法で、夫々ディジタル化された上記直流信号
をサンプリングして最終的に直流値を検出するものであ
る。
しかし、上述の如き検出方法では”／Ｆ変換、あるいは
’／Ｄ変換にしろディジタル変換されたサンプリングデ
ータはサイリスタのゲートパルスによって決まるリッグ
ル周期とは無関係にある一定周期毎にサンプリング値の
平均化を行う必要がある。
’／Ｄ変換にしろディジタル変換されたサンプリングデ
ータはサイリスタのゲートパルスによって決まるリッグ
ル周期とは無関係にある一定周期毎にサンプリング値の
平均化を行う必要がある。
そのため、サンプリング周期を固定して平均化計算を行
ったのでは原理的にどうしてもリップル周期が変動し、
そのリップル周期がサンプリング周期と同期しなくなる
と直流値の検出精度が極端に低下する等の欠点があった
。
ったのでは原理的にどうしてもリップル周期が変動し、
そのリップル周期がサンプリング周期と同期しなくなる
と直流値の検出精度が極端に低下する等の欠点があった
。
この発明は、上記のような従来のものの欠点を除去する
ためになされたもので、直流出力に含まれるリップルの
１周期にわたる複数サンプル値を算術的に平均化するこ
とによって検出遅れが少なく、かつ、リップル周波数に
対応して電力変換装置の出力値を高精度で検出できる直
流値検出装置を提供することを目的としている。
ためになされたもので、直流出力に含まれるリップルの
１周期にわたる複数サンプル値を算術的に平均化するこ
とによって検出遅れが少なく、かつ、リップル周波数に
対応して電力変換装置の出力値を高精度で検出できる直
流値検出装置を提供することを目的としている。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。まず
第１図はサイリスタコンバータ装置の回路構成図を示す
もので、図において、１はサイリスタコンバータ、２は
前記サイリスタコンバータ１の三相交流電源、３はサイ
リスタゲート（−夕１の直流出力側に接続された負荷、
２０は直流電流！を交流入力側で検出する交流電流検出
器、２１は整流回路で負荷抵抗ＲＬにより電流源を電圧
源に変換している。また、３０は直流出力電圧Ｖを検出
する直流電圧検出器である。この様に構成されたサイリ
スタコンバータ１の負荷３の電圧Ｖ及び電流Ｉの出力波
形は夫々第２図（、）及び（ｂ）のようになり、同図（
ｄ）のサイリスタゲートパルスにより決まるリップル周
期を含む波形となる。さらに第２図はサイリスタコンバ
ータ１の位相制御角αをα＝３０°からα＝６０°に制
御した時の電圧Ｖ、電流工の出力波形及びゲートパルス
の遷移Ｃを示している。
第１図はサイリスタコンバータ装置の回路構成図を示す
もので、図において、１はサイリスタコンバータ、２は
前記サイリスタコンバータ１の三相交流電源、３はサイ
リスタゲート（−夕１の直流出力側に接続された負荷、
２０は直流電流！を交流入力側で検出する交流電流検出
器、２１は整流回路で負荷抵抗ＲＬにより電流源を電圧
源に変換している。また、３０は直流出力電圧Ｖを検出
する直流電圧検出器である。この様に構成されたサイリ
スタコンバータ１の負荷３の電圧Ｖ及び電流Ｉの出力波
形は夫々第２図（、）及び（ｂ）のようになり、同図（
ｄ）のサイリスタゲートパルスにより決まるリップル周
期を含む波形となる。さらに第２図はサイリスタコンバ
ータ１の位相制御角αをα＝３０°からα＝６０°に制
御した時の電圧Ｖ、電流工の出力波形及びゲートパルス
の遷移Ｃを示している。
また、第３図は本発明の一実施例を示す電流値検出装置
の構成を示すブロック図で、第３図において、４はサイ
リスタコンバータ１の各サイリスタの位相制御角を決定
し、電圧Ｖや電流Ｉを制御するためのコントローラで、
マイクロプロセッサ（ＣＰＵ）などの演算装置から構成
されている。５はアナログ信号の電圧Ｖ及び電流Ｉのい
ずれかを選択するマルチプレクサ、６は前記マルチプレ
クサ５の選択スイッチにより選択されたアナログ信号を
ディジタル値に変換し前記コントローラ４に供給するア
ナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器である。
の構成を示すブロック図で、第３図において、４はサイ
リスタコンバータ１の各サイリスタの位相制御角を決定
し、電圧Ｖや電流Ｉを制御するためのコントローラで、
マイクロプロセッサ（ＣＰＵ）などの演算装置から構成
されている。５はアナログ信号の電圧Ｖ及び電流Ｉのい
ずれかを選択するマルチプレクサ、６は前記マルチプレ
クサ５の選択スイッチにより選択されたアナログ信号を
ディジタル値に変換し前記コントローラ４に供給するア
ナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器である。
次に信号７は上記第１図に示した三相交流電源２のうち
の一相の電流信号である。８は位相ロック回路（以下Ｐ
Ｉ、Ｌ回路と称する）で、三相交流電源２の周波数情報
をコントローラ４に与えるべく、前記信号７に同期した
整数倍周波数の出力パルス９を発生し、周期的な割込信
号としてコントローラ４へ信号供給する。
の一相の電流信号である。８は位相ロック回路（以下Ｐ
Ｉ、Ｌ回路と称する）で、三相交流電源２の周波数情報
をコントローラ４に与えるべく、前記信号７に同期した
整数倍周波数の出力パルス９を発生し、周期的な割込信
号としてコントローラ４へ信号供給する。
１０はコントローラ４により演算されたサイリスタ点弧
位相基準１１を入力して、実際に各サイリスタゲートに
ゲートパルスを与える点弧パルスを発生する点弧パルス
発生回路（以後ＧＰＧと称する）である。
位相基準１１を入力して、実際に各サイリスタゲートに
ゲートパルスを与える点弧パルスを発生する点弧パルス
発生回路（以後ＧＰＧと称する）である。
また、１３は前記ＧＰＧ １０が発生する各サイリスタ
ゲートに与える個別パルスの論理和を取りパルス列１４
（第２図（ｄ））を入力として前記ＧＰＧパルス列に同
期した割シ込みパルス１２を発生する割込パルス発生回
路である。
ゲートに与える個別パルスの論理和を取りパルス列１４
（第２図（ｄ））を入力として前記ＧＰＧパルス列に同
期した割シ込みパルス１２を発生する割込パルス発生回
路である。
次に本発明の動作について説明する。まず、電力である
三相交流電源２のうち任意の一相が信号Ｔとして第３図
の位相ロック回路（ＰＬＬ） ８へ供給される。ＰＬＬ
回路回路前記信号７（周波数ｆ）に対して、位相同期し
た６Ｎｆ（Ｎは１以上の整数）なる周波数をもつ出力パ
ルス９を発生する。サイリスタコンバータ１の出力電圧
や電流のリップル周波数は全波整流されることによって
当然６ｆであるからこのようなリップル周波数６ｆに対
して同期したＮ倍の周波数６Ｎｆの出力パルス９を前記
ＰＬＬ回路８で作成する。
三相交流電源２のうち任意の一相が信号Ｔとして第３図
の位相ロック回路（ＰＬＬ） ８へ供給される。ＰＬＬ
回路回路前記信号７（周波数ｆ）に対して、位相同期し
た６Ｎｆ（Ｎは１以上の整数）なる周波数をもつ出力パ
ルス９を発生する。サイリスタコンバータ１の出力電圧
や電流のリップル周波数は全波整流されることによって
当然６ｆであるからこのようなリップル周波数６ｆに対
して同期したＮ倍の周波数６Ｎｆの出力パルス９を前記
ＰＬＬ回路８で作成する。
次にコントローラ４は、通常はサイリスタコンバータ１
の制御演算を行っている。そこで、第２図に示すように
サイリスタの位相制御角（α）を（以後αと称する）α
＝３０°又はα＝６０°に安定している領域は、サイリ
スタコンバータ１で決まる。
の制御演算を行っている。そこで、第２図に示すように
サイリスタの位相制御角（α）を（以後αと称する）α
＝３０°又はα＝６０°に安定している領域は、サイリ
スタコンバータ１で決まる。
６０°（電気角）のリップル周期を持つがα＝３０から
６０°へ遷移している時は、リップル周期は６０゜から
外れることになる（第２図（ｄ）の０１〜θ１１）。そ
こで、常に精度の良い検出を行うためには第２図のゲー
トパルスｄに同期してサンプリングの平均を取る必要が
ある。
６０°へ遷移している時は、リップル周期は６０゜から
外れることになる（第２図（ｄ）の０１〜θ１１）。そ
こで、常に精度の良い検出を行うためには第２図のゲー
トパルスｄに同期してサンプリングの平均を取る必要が
ある。
次にその詳細の一例を第２図のととくＮ＝４の場合の出
力パルス９について説明する。
力パルス９について説明する。
コントローラ４は通常はサイリスタコンバータ１の直流
出力制御演算を行っているが出力パルス９が到来するご
とにあらかじめプログラムされた第４図（、）の割込″
１”のフローチャート図に示す手順に動作し電流・電圧
のサンプリングを行い、その終了後もとの制御演算に復
帰する。また、ゲートパルスに同期した割込パルス１２
が到来するとあらかじめプログラムされた第４図（ｆ）
の割込″０”のフローチャートに示す手順に従って動作
し、サンプリングしたＭ個のデータの平均を取る。
出力制御演算を行っているが出力パルス９が到来するご
とにあらかじめプログラムされた第４図（、）の割込″
１”のフローチャート図に示す手順に動作し電流・電圧
のサンプリングを行い、その終了後もとの制御演算に復
帰する。また、ゲートパルスに同期した割込パルス１２
が到来するとあらかじめプログラムされた第４図（ｆ）
の割込″０”のフローチャートに示す手順に従って動作
し、サンプリングしたＭ個のデータの平均を取る。
すなわち、α＝３０°又はα＝６００に安定している時
はゲートパルス間で４回のサンプリング割込１１１が発
生しサンプリングを行なう。また、ゲートパルスごとに
平均値を計算する割込″０″が発生し、前記４個のサン
プリングデータの平均値を計算しメモリに格納する。位
相制御角αが一定値でない時には第２図のゲートパルス
θ２ （ＴＩ−ｘ〜Ｔ１）の期間では、サンプリング割
込°１”が６回（ｔｌ〜ｔ６）発生し、電圧ｖ１〜ｖ６
．電流１１〜Ｉ６のサンプリングを行なう。
はゲートパルス間で４回のサンプリング割込１１１が発
生しサンプリングを行なう。また、ゲートパルスごとに
平均値を計算する割込″０″が発生し、前記４個のサン
プリングデータの平均値を計算しメモリに格納する。位
相制御角αが一定値でない時には第２図のゲートパルス
θ２ （ＴＩ−ｘ〜Ｔ１）の期間では、サンプリング割
込°１”が６回（ｔｌ〜ｔ６）発生し、電圧ｖ１〜ｖ６
．電流１１〜Ｉ６のサンプリングを行なう。
次にゲートパルスＴＩが到来して平均値を計算すいメモ
リに格納する。前記割込“０”は平均値計算を行なうと
次の平均化のためにサンプルカウンタＭをリセットして
プログラム動作を終了する。
リに格納する。前記割込“０”は平均値計算を行なうと
次の平均化のためにサンプルカウンタＭをリセットして
プログラム動作を終了する。
以上のように、この発明によればサイリスタ・コンバー
タの直流出力側のリップルを含む直流値の検出において
リップル周期に同期して、サンプル値の平均化計算を行
ない、刻々の演算結果をコントローラのメモリに格納し
その時々の電圧及び電流検出値として扱うようにしたの
で常に高精度の直流値の平均演算が行なえ直流値の検出
が可能となる効果がある。
タの直流出力側のリップルを含む直流値の検出において
リップル周期に同期して、サンプル値の平均化計算を行
ない、刻々の演算結果をコントローラのメモリに格納し
その時々の電圧及び電流検出値として扱うようにしたの
で常に高精度の直流値の平均演算が行なえ直流値の検出
が可能となる効果がある。
第１図はサイリスタコンバータ装置の回路構成図、第２
図はサイリスタのゲートパルスとコンバータの電圧及び
電流のリップル波形図、第３図は本発明の一実施例を示
す検出回路の回蕗構成図、第４図はこの発明の検出方法
によるフローチャート図である。 １・・・サイリスタコンバータ、２・・・三相交流電源
、３・・・負荷、４・・・コントローラ、５・・・マル
チプレクサ、６・・・Ａ１０変換器、８・・・位相ロッ
ク回路、１０・・・点弧パルス発生回路、１３・・・割
込パルス発生回路。
図はサイリスタのゲートパルスとコンバータの電圧及び
電流のリップル波形図、第３図は本発明の一実施例を示
す検出回路の回蕗構成図、第４図はこの発明の検出方法
によるフローチャート図である。 １・・・サイリスタコンバータ、２・・・三相交流電源
、３・・・負荷、４・・・コントローラ、５・・・マル
チプレクサ、６・・・Ａ１０変換器、８・・・位相ロッ
ク回路、１０・・・点弧パルス発生回路、１３・・・割
込パルス発生回路。
Claims (1)
- 交流電源整流後のリツプル成分を含有するサイリスタ変
換装置の直流出力側の直流値を検出する直流値検出装置
において、位相ロツク回路により前記直流出力のリツプ
ル成分の基本周波数を整数倍の出力周波数に変換し、前
記変換した直流出力を前記リツプル成分の出力周波数に
同期してコントローラによつてサンプリングし、前記サ
ンプリングした電圧及び電流の直流値をＡ／Ｄ変換器に
よりデイジタル・データに変換した後、前記リツプル成
分の周期に同期したゲートパルス間に前記サンプリング
した前記デイジタル・データの複数個の平均値を前記コ
ントローラによつてデイジタル的に算出するようにした
ことを特徴とする直流値検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12866084A JPS618678A (ja) | 1984-06-22 | 1984-06-22 | 直流値検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12866084A JPS618678A (ja) | 1984-06-22 | 1984-06-22 | 直流値検出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS618678A true JPS618678A (ja) | 1986-01-16 |
Family
ID=14990294
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12866084A Pending JPS618678A (ja) | 1984-06-22 | 1984-06-22 | 直流値検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS618678A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0283459A (ja) * | 1988-09-20 | 1990-03-23 | Fujitsu General Ltd | 電流検出回路 |
| JPH0371068A (ja) * | 1989-08-09 | 1991-03-26 | Daikin Ind Ltd | インバータの過電流検出装置 |
| EP0825699A2 (en) * | 1996-08-01 | 1998-02-25 | Benchmarq Microelectronics, Inc. | Phase controlled switching regulator power switch |
| JP2010276386A (ja) * | 2009-05-26 | 2010-12-09 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 電圧検出器および電源装置および点灯装置および電力計測システム |
-
1984
- 1984-06-22 JP JP12866084A patent/JPS618678A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0283459A (ja) * | 1988-09-20 | 1990-03-23 | Fujitsu General Ltd | 電流検出回路 |
| JPH0371068A (ja) * | 1989-08-09 | 1991-03-26 | Daikin Ind Ltd | インバータの過電流検出装置 |
| EP0825699A2 (en) * | 1996-08-01 | 1998-02-25 | Benchmarq Microelectronics, Inc. | Phase controlled switching regulator power switch |
| EP0825699A3 (en) * | 1996-08-01 | 1999-04-14 | Benchmarq Microelectronics, Inc. | Phase controlled switching regulator power switch |
| US6072708A (en) * | 1996-08-01 | 2000-06-06 | Benchmarq Microelectronics, Inc. | Phase controlled switching regulator power supply |
| JP2010276386A (ja) * | 2009-05-26 | 2010-12-09 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 電圧検出器および電源装置および点灯装置および電力計測システム |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5481451A (en) | AC-to-AC power inverter apparatus functioning without smoothing capacitor, and control method thereof | |
| US6134127A (en) | PWM harmonic control | |
| CA1292770C (en) | Apparatus and method for controlling a force commutated inverter | |
| US4878163A (en) | Pulse width modulated inverter with high-to-low frequency output converter | |
| US4449087A (en) | Flux feedback firing control for a load commutated inverter | |
| US4562396A (en) | Phase-locked loop control of an induction motor drive | |
| JPS618678A (ja) | 直流値検出装置 | |
| EP1204198B1 (en) | Method and system for detecting a zero current level in a line commutated converter | |
| US4122516A (en) | Inverter control apparatus | |
| Olivier et al. | Microprocessor controller for a thyristor converter with an improved power factor | |
| JP2969767B2 (ja) | サイリスタレオナード装置制御方法 | |
| US4797833A (en) | Microprocessor based controller for a three phase bridge rectifier | |
| JPH11271366A (ja) | 電圧低下検出装置 | |
| JPS618679A (ja) | 直流電圧値検出装置 | |
| JP2000217371A (ja) | 電力回生装置 | |
| JPS5875472A (ja) | スイツチングレギユレ−タ | |
| JP2676070B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JP2745728B2 (ja) | インバータの制御方法 | |
| KR100210449B1 (ko) | 펄스폭변조(pwm) 컨버터를 이용한 유도전동기 구동시스템의 전원전압 제로크로싱 검출 및 위상 판별 방법 | |
| JPH04262272A (ja) | 三相入力状態判定装置 | |
| JPH01311286A (ja) | 交流電圧計測方法 | |
| JPH08105921A (ja) | 交流電圧検出回路 | |
| JPS59224571A (ja) | 直流値検出方法 | |
| JP3252625B2 (ja) | Ｐｗｍインバータのオン遅延時間補償方法 | |
| JPH05103482A (ja) | 電力変換器の制御装置 |