JPS6056397B2 - 無整流子電動機 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はヒート補償をなす無整流子電動機に関するも
ので、ヒート現象によるトルク脈動あるいは電動機回転
速度のふらつきを低減するようにしたものである。

従来一般に、無整流子電動機においてはヒート現象が
存在し、電源から低周波脈動電流をとるほか電動機発生
トルクが脈動するために回転速度のふらつきを生ずる。

この回転速度のふらつきは通常の用途ではさほど問題に
なるものではないが、精密な速度制御を行なう場合には
一つの障害をなすものであつた。 ヒート現象は、電源
ないしは電動機の相数を増すことにより、あるいは極め
て大なるリアクタンスを有する電流平滑リアクトルを挿
入することにより、低減させることが可能であるがいず
れも実用的でない。

本発明は上述したような点にかんがみて、電力変換器
の点弧位相制御方法を改良することによリピート現象を
低減すべくなされたものであり、比較的簡単な構成の電
子回路を従来の制御装置に追加するのみて、上記諸問題
を解決する実用的な方式の無整流子電動機を提供するも
のてある。

以下本発明を図面にもとづいて説明する。 第１図は無
整流子電動機の基本的な構成例を示＝ すもので１は三
相交流電源、２は三相交流電源１から可変直流電圧を得
るためのレオナード装置、３は電流平滑リアクトル、４
は前記可変直流電圧を第２の三相交流に変換するための
インバータ装置、５は三相同期電動機、６は三相同期電
動機５に装着された回転子位置検出器である。

回転子位置検出器６は三相同期電動機５の回転子位置す
なわち内部誘起電圧位相を検出し、位相信号６１をゲー
ト制御回路９に送り、インバータ装置４の点弧進み角γ
を制御する。インバータ装置４は進み角制御のため三相
同期電動機５の誘起電圧を利用して転流を行なうもので
あるが、始動および低回転数運転時、三相同期電動機５
の誘起電圧が零もしくは転流に不充分な値のときは、転
流補助回路７により転流する。なお転流補助回路７もま
た位相信号６１により制御されている。８はレオナード
装置２の点弧遅れ角αを制御する点弧遅れ角制御回路で
、図示されていない制御情報の処理結果から得られたα
角指令１０により制御される。

前記図示されていない制御情報とは電動機回転数一定制
御における回転速度指令および回転速度帰還、あるいは
自動電流制御における電流指令および電流帰還量等を示
すものであるが、すでによく知られた技術であるから説
明は省略する。第２図は第１図装置に生ずるヒート現象
を説明するための動作波形を示し、第２図ａはレオナー
ト装置２の直流出力電圧Ｅｓを示し、電源周波数をＦｓ
とすれば前記直流出力電圧Ｅｓは６ｆｓなる周波数を基
本とする脈動を含む。

また第２図ｂはインバータ装置４により逆変換された三
相同期電動機５の誘起電圧の直流変換値Ｅ．ｎを示し、
電動機周波数をＦ．．とすれば前記直流変換値Ｅ．．は
６ｆ．なる周波数を基本とする脈動を含む。第２図ｃは
上記直流出力電圧Ｅｓおよび直流変換値Ｅ．．の差電圧
Ｅｄ（＝Ｅｓ−Ｅ．．）、第２図ｄは直流リアクトル３
を通過しインバータ装置４に流入する入力直流電流１ｄ
、第２図ｅは電動機発生トルクτ、をそれぞれ示す。な
お以上の波形は転流重なり角を無視しているが簡単のた
め以下の説明もすべて転流重なり角は無視する。いま電
動機電子回路の１相分の抵抗ＲｍｌインダクタンスをＬ
ｍとし直流リアクトル３の抵抗をＲｄｌインダクタンス
をＬｄとすれば、上記直流出力電圧ＥＳｌ直流変換値Ｅ
ｎ，、入力直流電流１ｄの関係は また直流電流１ｄと
電動機発生トルクγィとの関係は、電動機回転速度が一
定ならばそのときの角周波数をωとすると定常状態では
直流変換値Ｅｍｌ角周波数ω．は定数と考えてよいから
式（２）より電動機発生トルクτ．は入力直流電流１ｄ
に比例する。

またヒートのような低周波脈動に対してはＤｌｄ／Ｄｔ
＝ｏであるから式（１）にてＤｉｄ／Ｄｔ＝ｏとおくと
＝Ｅｄ ｌ・２Ｒ．＋Ｒ６゛゜゜゛（３） すなわち差電圧Ｅｄのヒートが入力直流電流１，、電動
機発生トルクτ．にも現われることがわかる。

さて第２図において時刻ｔ＝ｏから時刻ｔ＝Ｔ２までが
ヒートの１周期にあたり、時刻ｔ＝ｏでレオナード装置
２の直流出力電圧Ｅｓの転流と、インバータ装置４によ
る三相同期電動機５の誘起電圧の直流変換値Ｅｍの転流
とが一致しており、このとき入力直流電流１ｄおよび電
動機発生トルクτ、は極大となる。

中間の時刻ｔ＝Ｔ，では前記転流が最も遠くに互いに隔
離し、このとき入力直流電流１ｄおよび電動機発生トル
クτ．は極小となる。時刻ｔ＝Ｔ２になると直流出力電
圧Ｅ５、直流変換値Ｅｍは相対的に基本脈動１個分たけ
すなわち電気角６０相ずれるため、再び時刻ｔ＝ｏと同
じ状態にもどる。したがつてヒートを抑制するためには
時刻ｔ＝ｏ、Ｔ２では、レオナード装置２の点弧遅れ角
αを大きくするかまたはインバータ装置４の点弧進み角
γを小さくして差電圧Ｅｄを小さくし、また時刻ｔ＝ｔ
１ではこれと反対に点弧遅れ角αを小さく点弧進み角γ
を大きくして差電圧Ｅ，を大きくなる如くに制御すれば
よい。点弧遅れ角α、点弧進み角γのいずれかを制御す
るかあるいは両者を同時に制御してもよいが、ここでは
比較的構成の簡単な点弧遅れ角αを制御する方法を説明
し、実施例を示す。第３図はヒートを補償するのに適し
た一つの信号波形の例を示す図てあり、第３図ａは電動
機誘起電圧、第３図Ｂ，ｃ，ｄは回転子位置検出器６の
出力信号で、それぞれＵ、■、Ｗ相の信号てある。第３
図ｅは前記第３図Ｂ，ｃ，ｄの信号の論理演算から得ら
れる信号で６００ごとに高レベル、低レベルをくりかえ
す信号である。第３図ｆは第３図ｅの位相に同期しかつ
周波数が２倍の信号であり、第３図ｇは三角波てあり第
３図ｆの波形を積分したものである。また第３図ｈ−ｍ
は前記回転子位置検出器６の出力信号第３図Ｂ，ｃ，ｄ
から合成されるインバータ装置４の各サイリスタ４１〜
４６の通電信号で、それぞれ順に第１図のサイリスタ４
１〜４６に与えられる。さて第３図ｇの波形は６０〜を
周期としてくりかえし、しかも極小点が各サイリスタ４
１〜４６の転流位相に一致し、極大点が丁度転流の中間
にきている。この第３図ｇの波形をレオナード装置２の
点弧遅れ角αの入力信号に重畳して加えればα角がイン
バータ装置４の転流に接近するような位相ではα角を大
きくして直流電圧Ｅ５を小さくするように作用し、また
インバータ装置４の転流から遠ざかつた位相てはα角を
小さくして直流出力電圧Ｅｓを大きくするように作用す
る。第４図は第３図ｇの補償波形によりレオナード装置
２の直流出力電圧Ｅｓおよび差電圧Ｅｄが破線のように
矯正された様子を図解している。

第４図ａはレオナード装置２の直流出力電圧ＥＳｌ第４
図ｂは三相同期電動機５の誘起電圧の直流変換値Ｅ．．
．第４図ｃは補償波形、第４図ｄは第４図ａおよびｂの
差代圧Ｅｄ＝Ｅｒｅｍである。このようにしてインバー
タ装置４の転流位相に一致した極小値をもつ三角波を、
レオナード装置２の点弧信号に重畳することによリピー
トを抑制することができるが、第２図、第４図の波形図
は直流出力電圧ＥＳｌ直流変換値Ｅ．ｎの周波数Ｆｓ，
ｆｎ，がほぼ等しい場合について示したものである。

この他のヒートは周波数Ｌ，ｆ．．が簡単な整数比とな
るような点の近傍でも生ずるが、本発明による手段はこ
のような場合にも有効な補償を行なうことができる。た
だしそのためには第３図ｇの三角波の振巾を、電動機の
回転速度に関りなく略一定値に保つ必要がある。次にこ
のような補償波形発生のための回路構成例を示す。第５
図は本発明のヒート補償方式の構成を示す簡略ブロック
図で、第１図と共通の部分には同一番号を付してある。

第１図との相違はヒート補償装置１１を設け、回転子位
置検出器６から三相信号６２を受けヒート補償信号出力
１２をα角指令１０に加算重畳している点である。第６
図は前記ヒート補償装置１１の構成を示す。ヒート補償
装置１１は図示の破線にて区切られている論理回路１３
、周波数てい倍回路１５および三角波発生回路１７の３
つのブロックより成る。回転子位置検出器６より与えら
れる位置検出信号６２は６２ｕ，６２ｖ，６２ｗで示さ
れる三相信号として入力される。これは第３図Ｂ，ｃ，
ｄに示されるものである。１３１，１３２，１３３はＡ
ＮＤ回路、１３４は０Ｒ回路であるから論理ノ回路１３
の出力信号１４は第３図ｅに示される波形となる。

周波数てい倍回路１５は一般にフエイズロツクトループ
もしくはＰＬＬと呼ばれているもので、１５１は位相弁
別器、１５２はローパスフィルタ、１５３は電圧制御形
矩形波発振器、１５４は分周器でνの分周率を有する。
ＰＬＬの原理はすでに公知であるから説明省略するが、
その出力の信号１６には第３図ｆに示すように入力信号
第３図ｅの２倍周波数の同期した矩形波が得られフる。
次に１８４はＦ／Ｖ変換器と呼ばれるもので入力の信号
１６の周波数に比例した正の直流電圧１７０を発生する
。１７１は信号１６の論理を反転させるためのＮＯＴ回
路、１７２および１８０は電界効果トランジスタでアナ
ログ●スイッチの役目をするもの、１７５および１７８
は演算増巾器で図示の＋、一記号がそれぞれ非反転・反
転入力端子をあられすもの、１７３，１７４，１７６，
１７７はいずれも抵抗値の相等しい抵抗器、１７９は積
分コンデンサである。

また１８１は抵抗器、１８２はダイオード、１８３はコ
ンデンサで、これらは信号１６の立ち上がりを微分し、
積分コンデンサ１７９のリセット信号を電界効果トラン
ジスタ１８０のゲート端子に供給する。さて信号１６が
高レベル電位にあるとき、ＮＯＴ回路１７１により電界
効果トランジスタ１７２はオフ状態となり、演算増巾器
１７５は利得１の反転増巾器として作動し信号１６の周
波数に比例した直流電圧１７０を負の値に反転し次段の
積分器に供給する。

電界効果トランジスタ１８０は信号１６が高レベルに転
じた瞬間、前記微分回路（抵抗器１８１、ダイオード１
８２、コンデンサ１８３）を介して付勢された積分コン
デンサ１７９を短絡して電荷を完全に放電させる。電界
効果トランジスタ１８０は前記微分回路のコンデンサが
充電されるとカットオフとなり積分コンデンサ１７９は
零から正の値に充電される。次に信号１６が低レベルに
転すると、電界効果トランジスタ１７２はオン状態とな
り、演算増巾器１７５は利得１の非反転増巾器あるいは
電圧ホロワとして作動し、正の直流電圧１７０をそのま
ま積分器１７８に供給する。積分コンデンサ１７９は正
の値に充電されたときと同一の時定数で放電し、端子電
圧は零に向つて減少する。再び信号１６が高レベルに転
するとすでに述べたように電界効果トラ．ンジスタ１８
０が付勢され積分コンデンサ１７９を完全に放電させる
。信号１６が高レベル、低レベルに変化するに伴なつて
以上の動作がくりかえされ、第３図ｇに示すような三角
波のヒート補償信号出力１２を発生する。このとき被積
分電圧て．ある正の直流電圧１７０と積分時間とは逆比
例の関係にあるため三角波は定振巾となり、電動機回転
速度によらず一定のヒート補償波形を発生する。上述し
た本発明の実施例ではヒート補償に三角・波を用いてい
るが、必らずしも三角波にこだわらずともよい。

たとえば第６図において１５３を電圧制御正弦波発振器
を用いれは三角波発生器は用いすとも１５３の出力信号
１６をそのままヒート補償信号となし得る。ただしこの
場合にも補償信号の極小点がインバータ装置４の転流と
つねに一致させるような作用をなす補助手段が必要であ
ることはいうまでもない。なお本発明の実施例では積分
器は正電圧の三角波を出力し、第３図ｇ中に示すような
直流Ｖｃが存在するので、α角指令１０に加算するとき
には直流分■。

を打ち消すバイアス電圧を与えるか、交流結合にすれば
よい。とくに本発明の方式はビ１−ト補償信号周波数が
高いので交流結合が容易である。ヒート信号を別に合成
し、これを点弧角信号に加算する公式は公知であるが、
ヒート周期が長い場合には交流結合が困難である。以上
は点弧遅れ角αを制御することによリピート現象を抑制
する方法であつたが、点弧進み角γを制御することによ
つてもほぼ同等な効果が得られる。

第７図はかかる方法を実現するためのブロック図てあり
、第５図と同一要素は同一番号を付してある。

１１Ａはサイリスタの点弧遅れ角制御回路８の出力から
ヒートを補償するための三角波信号を発生する回路で、
すでに述べた第６図の回路と同様な原理で作動するもの
てあるが、点弧信号周波数は電源周波数できまる一定値
なので第６図のＦ／■変換器１８４は省略され、一定電
圧値をこれに代えることができる。

かくして得られたヒート補償信号１２Ａはレオナード装
置の点弧位相にて極小値をとり、レオナード装置の点弧
位相の中間で極大値をとる三角波である。このヒート補
償信号１２Ａは直流バイアス信号２２と加算され後述す
るコンパレータ２３に加えられる。１９は点弧進み角γ
信号を発生させるための一定振巾鋸歯状波発生回路て、
鋸歯状波発生回路１９の入力端子の入力信号６２ｕ，６
２ｖ，６２ｗにはそれぞれ第３図Ｂ，ｃ，ｄに対応する
α角信号が入力される。

以下、Ｕ相１相分について説明すると、この回路１９は
回転子位置検出器６の出力信号６２ｕをＦ／Ｖ変換して
得られる直流信号電圧を積分するとともに該信号６２ｕ
の立ち上りと立ち下りで積分器をリセットすることによ
り鋸歯状波を発生する。第８図は鋸歯状波発生回路１９
の詳細図で、１９０はＦ／Ｖ変換器を示すブロック、演
算増巾器２００、積分コンデンサ２０２、入力抵抗２０
１は積分回路で、前記Ｆ／■変換器１９０の出力電圧を
積分する。コンデンサ１９１、抵抗１９２、ダイオード
１９３は微分回路で、入力矩形波６２ｕの立ち上りを微
分し０Ｒゲート１９８を介して前記積分コンデンサ２０
２の放電用電界効果トランジスタ１９９のゲートを付勢
する。ＮＯＴ回路１９４を通してもう１組の微分回路（
コンデンサ１９５、抵抗１９６、ダイオード１９７）が
あり、入力６２ｕの立ち下りを微分して０Ｒゲート１９
８を介して前記電界効果トランジスタ１９９を付勢し、
積分コンデンサ２０２を放電させる。このとき演算増巾
器２００の出力端子には一定振巾鋸歯状波出力信号１９
Ａが発生する。該鋸歯状波出力信号１９Ａはコンパレー
タ２３に供給され、すでに述べたヒート補償信号１２Ａ
と直流バイアス信号２２とを加算して得られるγ角制御
信号１２１と比較され、出力信号１９Ａがγ角制御信号
１２１より高レベルになつたとき、高レベルになる信号
２３１ｕを発生する。上述ては鋸歯状波発生回路１９と
コンパレータ２３はＵ相１相分について述べたが、同じ
構成の回路が他のＶ．Ｗ相にも各１組づつ設けられる。
３相信号２３１（２３１ｕ，２３１ｖ，２３１ｗ）はゲ
ート制御回路２１に加えられインバータ装置４の各サイ
リスタ点弧信号として配分される。

以上の構成により、インバータ装置４の点弧位相がレオ
ナード装置２の点弧位相に接近すると、点弧進み角γを
小さくしてインバータ装置４の直流入力端子に現われる
電動機逆起電力を大ならしめ、また両者の点弧位相が遠
ざかると、該γ角を大きくして前記電動機逆起電力を小
ならしめるごとく作用し、ヒート現象を抑制することが
でき以上詳細に説明したように本発明によれば、ヒート
によるトルク脈動あるいは電動機回転速度のふらつきを
低減することができ、精密な速度制御を実現することが
できる。またさらに前述した第１図の構成例はレオナー
ド装置とインバータ装置とに分離されたいわゆる直流式
無整流子電動機を示すが、ヒートの発生機構はサイクロ
コンバータを用いる交流式無整流子電動機でも同様であ
るため、本ヒート補償原理はそのまま交流式に適用し得
ることはいうまでもない。

【図面の簡単な説明】

第１図は直流式無整流子電動機の簡略されたブロック図
、第２図は第１図の装置に生ずるヒート現象を説明する
波形図、第３図は本発明の係るヒート補償信号を説明す
る波形図、第４図は本発明の適用によリピートが抑制さ
れる様子を説明する波形図、第５図は本発明の構成を示
す簡略されたブロック図、第６図は本発明の詳細な説明
構成を示す接続図兼ブロック図、第７図は本発明の別の
実施例を示す簡略フロック図、第８図はγ角制御信号を
得るための一定振巾鋸歯状波を発生するための回路図で
ある。 ２・・・・・ルオナード装置、４・・・・・・インバー
タ装置、５・・・・・・三相同期電動機、６・・・・・
・回転子位置検出器、７・・・・・・転流補助回路、８
・・・・・・点弧遅れ角制御回路、９・・・・・・ゲー
ト制御回路、１１・・・・・・ヒート補償装置、１２・
・・・・・ヒート補償信号出力、１３・・・・・論理回
路、１５・・・・・・周波数てい倍回路、１７・・・ノ
・・・三角波発生回路、１９・・・・・・鋸歯状波発生
回路、２１・・・・・ゲート制御回路、２２・・・・・
・直流バイアス信号、２３・・・・コンパレータ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 三相同期電動機と、該三相同期電動機に電力を供給
   する交流電源と前記三相同期電動機との中間にあつて交
   流電源から直流可変電圧を得るレオナード装置と、該レ
   オナード装置と前記三相同期電動機との中間にあつてレ
   オナード装置の出力電圧を変流に変換するインバータ装
   置と、該インバータ装置の通電信号を発生するために前
   記三相同期電動機に装着された回転子位置検出器と、該
   回転子位置検出信号から前記インバータ装置のすべての
   サイリスタの点弧位相にて極小値をとり、該インバータ
   装置の点弧から次の点弧の中間位相で極大値をとる交流
   信号を発生するビート補償装置とを備え、該ビート補償
   装置出力信号を前記レオナード装置の点弧遅れ角αの制
   御信号に加算することにより、該レオナード装置の点弧
   位相が前記インバータ装置の点弧位相に接近すると前記
   α角を大きくして出力直流電圧を小ならしめ、また両者
   の点弧が遠ざかると該α角を小さくして出力直流電圧を
   大ならしめるごとくなし、前記レオナード装置およびイ
   ンバータ装置の点弧周波数差に起因するビート現象を抑
   制することを特徴とする無整流子電動機。 ２ 三相同期電動機と、該三相同期電動機に電力を供給
   する交流電源と前記三相同期電動機との中間にあつて交
   流電源から直流可変電圧を得るレオナード装置と、該レ
   オナード装置と前記三相同期電動機との中間にあつてレ
   オナード装置の出力電圧を交流に変換するインバータ装
   置と、該インバータ装置の通電信号を発生するために前
   記三相同期電動機に装着された回転子位置検出器と、前
   記レオナード装置のサイリスタ通電信号から該レオナー
   ド装置のすべてのサイリスタの点弧位相にて極小値をと
   り、該レオナード装置の点弧位相の中間位相で極大値を
   とる交流信号を発生するビート補償装置とを備え、該ビ
   ート補償装置出力信号を前記インバータ装置の点弧進み
   角γの制御信号に加算することにより、該インバータ装
   置の点弧位相が前記レオナード装置の点弧位相に接近す
   ると前記γ角を小さくしてインバータ直流入力端子に現
   われる逆起電力を大ならしめ、また両者の点弧位相が遠
   ざかると該γ角を大きくして前記逆電力を小ならしめる
   ごとくなし、前記レオナード装置およびインバータの点
   弧周波数差に起因するビート現象を抑制することを特徴
   とする無整流子電動機。