JPH0417037B2 - - Google Patents
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- JPH0417037B2 JPH0417037B2 JP60086260A JP8626085A JPH0417037B2 JP H0417037 B2 JPH0417037 B2 JP H0417037B2 JP 60086260 A JP60086260 A JP 60086260A JP 8626085 A JP8626085 A JP 8626085A JP H0417037 B2 JPH0417037 B2 JP H0417037B2
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 4
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
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- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 238000003079 width control Methods 0.000 description 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P1/00—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters
- H02P1/16—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters
- H02P1/26—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters for starting an individual polyphase induction motor
- H02P1/30—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters for starting an individual polyphase induction motor by progressive increase of frequency of supply to primary circuit of motor
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2201/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the converter used
- H02P2201/11—Buck converter, i.e. DC-DC step down converter decreasing the voltage between the supply and the inverter driving the motor
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Stopping Of Electric Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、PAM制御方式のインバータ装置に
係り、特に誘導電動機などの交流電動機駆動用イ
ンバータ装置の制御方式に関する。
係り、特に誘導電動機などの交流電動機駆動用イ
ンバータ装置の制御方式に関する。
インバータ装置によれば、可変周波数、可変電
圧の多相交流電力が容易に得られるため、従来か
ら誘導電動機などの交流電動機の駆動用に広く用
いられている。
圧の多相交流電力が容易に得られるため、従来か
ら誘導電動機などの交流電動機の駆動用に広く用
いられている。
ところで、周知のように、このインバータ装置
の交流出力電圧を制御する方式としては、大別し
てPAM制御方式（パルス振幅変調制御方式）と
PWM制御方式（パルス幅変調制御方式）との２
種の方式のものが知られている。
の交流出力電圧を制御する方式としては、大別し
てPAM制御方式（パルス振幅変調制御方式）と
PWM制御方式（パルス幅変調制御方式）との２
種の方式のものが知られている。
このうち、PAM制御方式では、インバータ主
回路の逆変換部に入力される直流電圧を制御する
ことにより出力交流電圧を制御するようにしたも
ので、逆変換部の主スイツチング素子のスイツチ
ング周波数が交流出力周波数と同じで済むため、
交流出力周波数がかなり高い場合でも適応可能
で、かつ低騒音であるという特長があり、このた
め、比較的大容量の電動機駆動用に広く用いられ
ている。
回路の逆変換部に入力される直流電圧を制御する
ことにより出力交流電圧を制御するようにしたも
ので、逆変換部の主スイツチング素子のスイツチ
ング周波数が交流出力周波数と同じで済むため、
交流出力周波数がかなり高い場合でも適応可能
で、かつ低騒音であるという特長があり、このた
め、比較的大容量の電動機駆動用に広く用いられ
ている。
そこで、このようなPAM制御方式によるイン
バータ制御装置の従来例を第２図によつて説明す
る。
バータ制御装置の従来例を第２図によつて説明す
る。
この第２図において、１はインバータの順変換
器、３は同じく逆変換器で、これらはインバータ
装置の主回路を構成するもので、例えば第３図、
又は第４図のように構成されている。なお、これ
らの図において、第３図はチヨツパー素子TCを
用い、チヨツパー制御により直流出力電圧VDを
制御し、第４図はサイリスタTHを用い、位相制
御により直流出力電圧VDを制御するようになつ
ているものであり、かつ、これらの図において、
４は交流電動機を表わしている。
器、３は同じく逆変換器で、これらはインバータ
装置の主回路を構成するもので、例えば第３図、
又は第４図のように構成されている。なお、これ
らの図において、第３図はチヨツパー素子TCを
用い、チヨツパー制御により直流出力電圧VDを
制御し、第４図はサイリスタTHを用い、位相制
御により直流出力電圧VDを制御するようになつ
ているものであり、かつ、これらの図において、
４は交流電動機を表わしている。
第２図に戻り、５は周波数設定器で、その出力
信号ａがインバータの出力周波数及び出力電圧を
制御する速度信号となる。６は電圧−周波数変換
器で、速度信号ａの電圧に比例した周波数のパル
ス信号ｂを発生する。７はリングカウンタであ
り、パルス信号ｂから三相交流信号ｃを発生す
る。そして、この交流信号ｃにより逆変換器３の
主回路素子TU〜TZが駆動され、インバータ装
置の出力周波数を制御している。８は直流電圧制
御回路であり、順変換器１を制御して速度信号ａ
に比例した直流電圧を発生させる。なお、ｄは順
変換器１に対する制御信号を表わす。
信号ａがインバータの出力周波数及び出力電圧を
制御する速度信号となる。６は電圧−周波数変換
器で、速度信号ａの電圧に比例した周波数のパル
ス信号ｂを発生する。７はリングカウンタであ
り、パルス信号ｂから三相交流信号ｃを発生す
る。そして、この交流信号ｃにより逆変換器３の
主回路素子TU〜TZが駆動され、インバータ装
置の出力周波数を制御している。８は直流電圧制
御回路であり、順変換器１を制御して速度信号ａ
に比例した直流電圧を発生させる。なお、ｄは順
変換器１に対する制御信号を表わす。
このように、従来のPAM制御方式のインバー
タ装置では、順変換器１の直流出力電圧VDを制
御してインバータ装置から交流電動機４に供給さ
れる交流電力の電圧制御が行なわれ、逆変換器３
でのスイツチングにより交流電力の周波数制御が
行なわれるようになつており、これにより上記し
たような特長が得られるのである。
タ装置では、順変換器１の直流出力電圧VDを制
御してインバータ装置から交流電動機４に供給さ
れる交流電力の電圧制御が行なわれ、逆変換器３
でのスイツチングにより交流電力の周波数制御が
行なわれるようになつており、これにより上記し
たような特長が得られるのである。
しかしながら、このPAM制御方式のインバー
タ装置では、逆変換部での主スイツチング素子の
スインチングが出力交流の半サイクルごとに行な
われるだけなので、出力交流が矩形波状になつて
波形率が悪く、このため、始動時及び直流制動に
よる停止時での交流電動機の突入電流を抑えるの
が困難であるという問題点がある。特に、インピ
ーダンスの低い交流電動機の場合には、この突入
電流がかなり大きくなり、従つて、従来のPAM
制御方式のインバータ装置では、このような突入
電流を見こしてインバータ装置の容量を増加させ
ておかなければならず、このためコストアツプが
著しいという欠点があつた。
タ装置では、逆変換部での主スイツチング素子の
スインチングが出力交流の半サイクルごとに行な
われるだけなので、出力交流が矩形波状になつて
波形率が悪く、このため、始動時及び直流制動に
よる停止時での交流電動機の突入電流を抑えるの
が困難であるという問題点がある。特に、インピ
ーダンスの低い交流電動機の場合には、この突入
電流がかなり大きくなり、従つて、従来のPAM
制御方式のインバータ装置では、このような突入
電流を見こしてインバータ装置の容量を増加させ
ておかなければならず、このためコストアツプが
著しいという欠点があつた。
なお、従来からPAM制御方式とPWM制御方
式とを併用したインバータ装置については特公昭
56−162978号公報に開示されている。しかし、こ
の公報の開示では、PAM制御方式のインバータ
装置における交流電動機始動時での突入電流の増
大についての問題を認識していない。
式とを併用したインバータ装置については特公昭
56−162978号公報に開示されている。しかし、こ
の公報の開示では、PAM制御方式のインバータ
装置における交流電動機始動時での突入電流の増
大についての問題を認識していない。
本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を除
き、交流電動機の始動に際しての突入電流が充分
に抑えられ、インバータ容量の増加が最小限で済
むようにしたインバータ制御装置を提供するにあ
る。
き、交流電動機の始動に際しての突入電流が充分
に抑えられ、インバータ容量の増加が最小限で済
むようにしたインバータ制御装置を提供するにあ
る。
この目的を達成するため、本発明は、PAM制
御方式のインバータ装置にPWM制御手段と、第
１と第２のタイマー手段を設け、始動時と直流制
動による停止時に逆変換部の主スイツチング素子
をPWM制御して交流出力を得るようにした点を
特徴とする。
御方式のインバータ装置にPWM制御手段と、第
１と第２のタイマー手段を設け、始動時と直流制
動による停止時に逆変換部の主スイツチング素子
をPWM制御して交流出力を得るようにした点を
特徴とする。
すなわち、PWM制御方式によれば、交流出力
電圧を細かく制御することができ、交流電動機の
始動突入電流の抑圧が可能になる。しかしなが
ら、このPWM制御方式では、主スイツチング素
子の許容スイツチング周波数を高くしなければな
らない。
電圧を細かく制御することができ、交流電動機の
始動突入電流の抑圧が可能になる。しかしなが
ら、このPWM制御方式では、主スイツチング素
子の許容スイツチング周波数を高くしなければな
らない。
そこで、本発明では、インバータ装置の出力周
波数が定格運転時よりもかなり低くなつている、
交流電動機の始動時と直流制動による停止時にだ
けPWM制御方式にし、これにより出力電圧の制
御を改善して突入電流を抑えると共に、始動時と
直流制動による停止時以外ではPWM制御を行な
わないようにして主スイツチング素子の許容スイ
ツチング周波数を上げなくても済むようにしたも
のである。
波数が定格運転時よりもかなり低くなつている、
交流電動機の始動時と直流制動による停止時にだ
けPWM制御方式にし、これにより出力電圧の制
御を改善して突入電流を抑えると共に、始動時と
直流制動による停止時以外ではPWM制御を行な
わないようにして主スイツチング素子の許容スイ
ツチング周波数を上げなくても済むようにしたも
のである。
以下、本発明によるインバータ制御装置につい
て、図示の実施例により詳細に説明する。
て、図示の実施例により詳細に説明する。
第１図は本発明の一実施例で、図において、９
は比較器で、内部に基準電圧をもち、速度信号ａ
が電圧値が所定値に達しない間は、たとえそれが
有限な値になつても無視し、これによりノイズな
どによる影響を除き、正しく運転指令が行なわれ
たときだけ、運転停止信号ｅを出力する働きをす
る。
は比較器で、内部に基準電圧をもち、速度信号ａ
が電圧値が所定値に達しない間は、たとえそれが
有限な値になつても無視し、これによりノイズな
どによる影響を除き、正しく運転指令が行なわれ
たときだけ、運転停止信号ｅを出力する働きをす
る。
１０はPWM制御からPAM制御への切換を制
御する制御回路、１１はタイマー回路、１２は積
分器、１３は比較器、１４はゲート回路、１５は
PWM制御を行なうための波形合成回路であり、
これらの回路の機能については後述する。
御する制御回路、１１はタイマー回路、１２は積
分器、１３は比較器、１４はゲート回路、１５は
PWM制御を行なうための波形合成回路であり、
これらの回路の機能については後述する。
なお、この第１図で、上記した以外の構成要素
については第２図の従来例と同じで主回路につい
ても第３図及び第４図で示したとおりである。
については第２図の従来例と同じで主回路につい
ても第３図及び第４図で示したとおりである。
また、第５図は制御回路１０の具体的な一実施
例で、ランプ回路１６、比較器１７、それに不一
致回路１８で構成されている。
例で、ランプ回路１６、比較器１７、それに不一
致回路１８で構成されている。
次に、この実施例の動作を第６図のタイムチヤ
ートによつて説明する。
ートによつて説明する。
いま、時刻t0でインバータ装置に速度指令が与
えられたとする。
えられたとする。
そうすると、これに応じて周波数設定器５は与
えられた速度指令値に対応する電圧まで上昇して
ゆくランプ電圧からなる速度信号ａを発生し始め
る。そして、この信号ａの電圧値が比較器９の基
準電圧に達すると、比較器９は運転停止信号ｅを
立ち上げる（時刻t1）。
えられた速度指令値に対応する電圧まで上昇して
ゆくランプ電圧からなる速度信号ａを発生し始め
る。そして、この信号ａの電圧値が比較器９の基
準電圧に達すると、比較器９は運転停止信号ｅを
立ち上げる（時刻t1）。
一方、速度信号ａは電圧−周波数変換器６と直
流電圧制御回路８にも供給されており、従つて、
この時刻t1では、比較器９の基準電圧に対応した
周波数のパルス信号ｂと直流電圧制御信号ｄが出
力され、この結果、インバータ主回路の順変換器
１は上記基準電圧に対応した直流電圧VD（例えば
定格出力電圧が200Vの場合にはVD＝10V）を発
生し、逆変換器３はこの直流電圧VDを入力とし
て、同じく基準電圧に対応した周波数（例えば定
格周波数を50Hzとした場合には2.5Hz）の三相交
流電力を発生するというPAM制御方式により動
作に入る。
流電圧制御回路８にも供給されており、従つて、
この時刻t1では、比較器９の基準電圧に対応した
周波数のパルス信号ｂと直流電圧制御信号ｄが出
力され、この結果、インバータ主回路の順変換器
１は上記基準電圧に対応した直流電圧VD（例えば
定格出力電圧が200Vの場合にはVD＝10V）を発
生し、逆変換器３はこの直流電圧VDを入力とし
て、同じく基準電圧に対応した周波数（例えば定
格周波数を50Hzとした場合には2.5Hz）の三相交
流電力を発生するというPAM制御方式により動
作に入る。
しかしながら、この実施例では、この時刻t1か
ら制御回路１０で予じめ設定されている期間は、
PWM制御方式による動作が行なわれるようにな
つており、このため、まず、時刻t1で運転停止信
号ｅが立ち上ると、制御回路１０の中のランプ回
路１６がランプ信号ｆを発生し始める。一方、こ
のときには比較器１７（第５図）は、まだ出力信
号ｈを発生していないから、このときには不一致
回路１８による周波数固定信号ｇが運転停止信号
ｅに応じて立ち上り、これが周波数設定器５に入
力され、その速度信号ａの電圧上昇を停止させ
る。なお、この上昇停止期間がPWM制御が行な
われる期間となる。また、このとき、周波数固定
信号ｇを発生させている理由は、PWM制御が行
なわれている期間中、インバータ装置の出力周波
数が上昇して主スイツチング素子のスイツチング
周波数が高くなり過ぎないようにし、かつ、
PWMからPAMへの切り換りの円滑化を図るた
めである。
ら制御回路１０で予じめ設定されている期間は、
PWM制御方式による動作が行なわれるようにな
つており、このため、まず、時刻t1で運転停止信
号ｅが立ち上ると、制御回路１０の中のランプ回
路１６がランプ信号ｆを発生し始める。一方、こ
のときには比較器１７（第５図）は、まだ出力信
号ｈを発生していないから、このときには不一致
回路１８による周波数固定信号ｇが運転停止信号
ｅに応じて立ち上り、これが周波数設定器５に入
力され、その速度信号ａの電圧上昇を停止させ
る。なお、この上昇停止期間がPWM制御が行な
われる期間となる。また、このとき、周波数固定
信号ｇを発生させている理由は、PWM制御が行
なわれている期間中、インバータ装置の出力周波
数が上昇して主スイツチング素子のスイツチング
周波数が高くなり過ぎないようにし、かつ、
PWMからPAMへの切り換りの円滑化を図るた
めである。
ところで、電圧−周波数変換器６のパルス信号
ｂは積分器１２に入力されており、このため、こ
の積分器１２からはパルス信号ｂを積分して得ら
れた三角波信号ｉが出力されている。そこで、こ
の三角波信号ｉを比較器１３に入力し、ランプ信
号ｆと比較してランプ信号ｆが三角波信号ｉより
もレベルが大になつているときに出力を発生させ
ると、三角波信号ｉをPWM制御の搬送波とする
パルス幅信号ｊが得られる。そして、このパルス
幅信号ｊのパルス幅はランプ信号ｆの電圧レベル
に比例したものとなる。
ｂは積分器１２に入力されており、このため、こ
の積分器１２からはパルス信号ｂを積分して得ら
れた三角波信号ｉが出力されている。そこで、こ
の三角波信号ｉを比較器１３に入力し、ランプ信
号ｆと比較してランプ信号ｆが三角波信号ｉより
もレベルが大になつているときに出力を発生させ
ると、三角波信号ｉをPWM制御の搬送波とする
パルス幅信号ｊが得られる。そして、このパルス
幅信号ｊのパルス幅はランプ信号ｆの電圧レベル
に比例したものとなる。
このパルス幅信号ｊは周知の波形合成回路１５
に入力され、リングカウンタ７から出力されてい
る三相交流信号ｃに合成されてPWM制御信号ｋ
になり、逆変換器３を駆動してPWM制御方式に
よる制御を行なう。
に入力され、リングカウンタ７から出力されてい
る三相交流信号ｃに合成されてPWM制御信号ｋ
になり、逆変換器３を駆動してPWM制御方式に
よる制御を行なう。
ここで、このパルス幅信号ｊについてみると、
この信号のパルス幅は時刻t1からランプ信号ｆの
レベルが上昇してゆくにつれ、ゼロから順次増加
してゆき、最終的には無限大になる。
この信号のパルス幅は時刻t1からランプ信号ｆの
レベルが上昇してゆくにつれ、ゼロから順次増加
してゆき、最終的には無限大になる。
従つて、この実施例によれば、時刻t0で速度指
令が与えられたあと、時刻t1からランプ信号ｆの
レベルが上昇してゆくにつれ、逆変換器３から交
流電動機４に与えられている交流電力は、周波数
が一定の、例えば2.5Hzのままで電圧がPWM制御
されてゼロから所定の早さで上昇してゆくことに
なり、交流電動機４に突入電流をほとんど生じさ
せることなく、始動を行なわせることができる。
令が与えられたあと、時刻t1からランプ信号ｆの
レベルが上昇してゆくにつれ、逆変換器３から交
流電動機４に与えられている交流電力は、周波数
が一定の、例えば2.5Hzのままで電圧がPWM制御
されてゼロから所定の早さで上昇してゆくことに
なり、交流電動機４に突入電流をほとんど生じさ
せることなく、始動を行なわせることができる。
一方、このようにしてランプ信号ｆのレベルが
上昇してゆくと、やがてそのレベルが比較器１７
に設定してある比較レベルに達し、これにより出
力信号ｈがハイレベルに立ち上る。この時刻をt2
とする。そうすると、この時刻t2で不一致回路１
８の出力である周波数固定信号ｇはローレベルに
立ち下る。
上昇してゆくと、やがてそのレベルが比較器１７
に設定してある比較レベルに達し、これにより出
力信号ｈがハイレベルに立ち上る。この時刻をt2
とする。そうすると、この時刻t2で不一致回路１
８の出力である周波数固定信号ｇはローレベルに
立ち下る。
この結果、時刻t2以降は再び周波数設定器５に
よる速度信号ａが所定の時定数で上昇を開始し、
PAM制御方式の動作によりインバータ装置の交
流出力の周波数と電圧が速度指令に対応した値に
向つて上昇してゆく制御が得られることになる。
よる速度信号ａが所定の時定数で上昇を開始し、
PAM制御方式の動作によりインバータ装置の交
流出力の周波数と電圧が速度指令に対応した値に
向つて上昇してゆく制御が得られることになる。
なお、このことから明らかなように、制御回路
１０のランプ回路１６と比較器１７、それに不一
致回路１８は、第６図における時刻t1からt2まで
の第１の所定の期間Ｔを定める第１のタイマー手
段として機能することになる。
１０のランプ回路１６と比較器１７、それに不一
致回路１８は、第６図における時刻t1からt2まで
の第１の所定の期間Ｔを定める第１のタイマー手
段として機能することになる。
そして、このとき、ランプ信号ｆのレベルが三
角波信号ｉのレベルを超すときと、比較器１７の
比較レベルを超すときとが同じになるようにして
おけば、第６図でPWM制御が行なわれている期
間と周波数固定信号ｇがハイになつている期間Ｔ
とを一致させことができ、PWM制御からPAM
制御への移行を切れ目なくスムースに行なわせる
ことができる。
角波信号ｉのレベルを超すときと、比較器１７の
比較レベルを超すときとが同じになるようにして
おけば、第６図でPWM制御が行なわれている期
間と周波数固定信号ｇがハイになつている期間Ｔ
とを一致させことができ、PWM制御からPAM
制御への移行を切れ目なくスムースに行なわせる
ことができる。
また、この期間Ｔは、交流電動機４の始動特性
に合わせて所定値に定めてやればよく、そのため
にはランプ回路１６によるランプ信号ｆの上昇特
性を所定の状態に設定してやればよい。
に合わせて所定値に定めてやればよく、そのため
にはランプ回路１６によるランプ信号ｆの上昇特
性を所定の状態に設定してやればよい。
ところで、この実施例では、PWM制御を利用
して交流電動機４を停止させるときに発電制動が
与えられ、停止時間の短縮が得られるようになつ
ており、そのためにタイマー回路１１が設けてあ
る。
して交流電動機４を停止させるときに発電制動が
与えられ、停止時間の短縮が得られるようになつ
ており、そのためにタイマー回路１１が設けてあ
る。
そこで、以下、この停止時での動作を第７図の
タイムチヤートと共に説明する。
タイムチヤートと共に説明する。
いま、インバータ装置への速度指令がゼロにな
つたとすると、その時点から速度信号ａは減少し
てゆく。そして、この信号ａが比較器９の基準電
圧以下になると運転停止信号ｅが立ち下がる（第
７図の信号ｅの矢印部）。この信号ｅの変化によ
り制御回路１０は直ちにリセツトされ、ランプ信
号ｆはローレベルに落ちる。同時に、同じく信号
ｅの立ち下りによりタイマー回路１１が動作を開
始する。なお、このタイマー回路１１は直流制動
制御を行なう働きをするもので、信号ｅの立ち下
りエツジによりタイマーカウントを開始し、一定
時間経過後リセツトされる。そして、タイマー回
路１１の出力のうち、信号ｌは、周波数設定器５
から出力される速度信号ａの固定と、リングカウ
ンタ７の停止の２つの役割をもつた信号であり、
もう一つの信号ｍは、直流制動時に比較器１３か
らパルス信号ｊを発生させるための信号である。
つたとすると、その時点から速度信号ａは減少し
てゆく。そして、この信号ａが比較器９の基準電
圧以下になると運転停止信号ｅが立ち下がる（第
７図の信号ｅの矢印部）。この信号ｅの変化によ
り制御回路１０は直ちにリセツトされ、ランプ信
号ｆはローレベルに落ちる。同時に、同じく信号
ｅの立ち下りによりタイマー回路１１が動作を開
始する。なお、このタイマー回路１１は直流制動
制御を行なう働きをするもので、信号ｅの立ち下
りエツジによりタイマーカウントを開始し、一定
時間経過後リセツトされる。そして、タイマー回
路１１の出力のうち、信号ｌは、周波数設定器５
から出力される速度信号ａの固定と、リングカウ
ンタ７の停止の２つの役割をもつた信号であり、
もう一つの信号ｍは、直流制動時に比較器１３か
らパルス信号ｊを発生させるための信号である。
こうしてタイマー回路１１から信号ｌが発生す
ると、速度信号ａが始動時と同一レベルに固定さ
れる。なお、これは、直流電圧制御信号ｄと搬送
波となる三角波信号ｉを簡単に得る為であり、こ
れに代えて、タイマー回路１１から直接、電圧−
周波数変換器６と直流電圧制御回路８に信号を与
える事によつても同等の動作となるが、ここで
は、回路簡略化の為この様な方法を取つた。
ると、速度信号ａが始動時と同一レベルに固定さ
れる。なお、これは、直流電圧制御信号ｄと搬送
波となる三角波信号ｉを簡単に得る為であり、こ
れに代えて、タイマー回路１１から直接、電圧−
周波数変換器６と直流電圧制御回路８に信号を与
える事によつても同等の動作となるが、ここで
は、回路簡略化の為この様な方法を取つた。
一方、この信号ｌはNANDゲート回路１４に
も供給され、これまでパルス信号ｂと同じ信号と
なつていたゲート回路１４の出力信号ｎをハイレ
ベルに固定し、これによりパルス信号ｂはリング
カウンタ７に伝送されなくなり、従つて、リング
カウンタ７は出力信号ｎがハイレベルになつた瞬
間の状態で保持される。この保持状態は三相交流
信号ｃのBU、BV、BWの３つの内の１つと、
BX、BY、BZの３つの内の１つをONとしたま
まの状態となつている。つまり、逆変換器３の主
スイツチング素子の上側のTU、TV、TWのど
れか１つの素子と、下側のTX、TY、TZのどれ
かの１つの素子をONした状態となる。そして、
この時には、始動時と同じ電圧指令が直流電圧制
御回路８に入力されている為、インバータ装置の
出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗのいずれか１つの相間に直流
電圧が発生し、直流制動作用が得られるが、この
ままでは、逆変換器３の主スイツチング素子は
ONしたままの状態なので、交流電動機４に過大
な直流電流が流れ、逆変換器主素子及び、交流電
動機４が過熱して危険な状態となる。そこで、
PWM制御機能を利用してパルス信号を発生さ
せ、直流電流の抑制を行なう。前述の様にタイマ
ー回路１１が動作しているときには電圧−周波数
変換器６は始動時と同じ周波数のパルス信号ｂを
出力しているので、積分器１２からは始動時と同
じ周波数の三角波信号ｉが得られている。従つて
比較器１３に対して適当な電圧レベルの信号ｍを
与えてやれば、始動時のPWM制御と同じ原理で
インバータ出力にパルス信号が発生し、これによ
り交流電動機４に流れる直流電流の大きさを適当
な値に制御することができる。これが直流制動の
動作である。
も供給され、これまでパルス信号ｂと同じ信号と
なつていたゲート回路１４の出力信号ｎをハイレ
ベルに固定し、これによりパルス信号ｂはリング
カウンタ７に伝送されなくなり、従つて、リング
カウンタ７は出力信号ｎがハイレベルになつた瞬
間の状態で保持される。この保持状態は三相交流
信号ｃのBU、BV、BWの３つの内の１つと、
BX、BY、BZの３つの内の１つをONとしたま
まの状態となつている。つまり、逆変換器３の主
スイツチング素子の上側のTU、TV、TWのど
れか１つの素子と、下側のTX、TY、TZのどれ
かの１つの素子をONした状態となる。そして、
この時には、始動時と同じ電圧指令が直流電圧制
御回路８に入力されている為、インバータ装置の
出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗのいずれか１つの相間に直流
電圧が発生し、直流制動作用が得られるが、この
ままでは、逆変換器３の主スイツチング素子は
ONしたままの状態なので、交流電動機４に過大
な直流電流が流れ、逆変換器主素子及び、交流電
動機４が過熱して危険な状態となる。そこで、
PWM制御機能を利用してパルス信号を発生さ
せ、直流電流の抑制を行なう。前述の様にタイマ
ー回路１１が動作しているときには電圧−周波数
変換器６は始動時と同じ周波数のパルス信号ｂを
出力しているので、積分器１２からは始動時と同
じ周波数の三角波信号ｉが得られている。従つて
比較器１３に対して適当な電圧レベルの信号ｍを
与えてやれば、始動時のPWM制御と同じ原理で
インバータ出力にパルス信号が発生し、これによ
り交流電動機４に流れる直流電流の大きさを適当
な値に制御することができる。これが直流制動の
動作である。
ここでタイマー回路１１は、第６図における第
１の期間Ｔを定める第１のタイマー手段との対比
において、第２のタイマー手段を構成し、第７図
におけるタイマー時間Tm、つまり第２の所定の
時間Tmを設定する働きをするものとなる。
１の期間Ｔを定める第１のタイマー手段との対比
において、第２のタイマー手段を構成し、第７図
におけるタイマー時間Tm、つまり第２の所定の
時間Tmを設定する働きをするものとなる。
なおこのタイマー回路１１によるタイマー時間
Tmは、任意に設定できるものとしたが、交流電
動機４の回転が停止したことを検出し、速度信号
ｅが立ち下つたときから交流電動機４が停止する
までの時間をタイマー時間Tmとなるようにして
もよい。また、信号ｍの電圧レベルをインバータ
装置の出力電流により自動設定する事も可能であ
る。なお、タイマー回路１１のタイマーカウント
が終了すると信号ｌ、ｍは解除され、停止状態に
戻る。
Tmは、任意に設定できるものとしたが、交流電
動機４の回転が停止したことを検出し、速度信号
ｅが立ち下つたときから交流電動機４が停止する
までの時間をタイマー時間Tmとなるようにして
もよい。また、信号ｍの電圧レベルをインバータ
装置の出力電流により自動設定する事も可能であ
る。なお、タイマー回路１１のタイマーカウント
が終了すると信号ｌ、ｍは解除され、停止状態に
戻る。
従つて、この実施例によれば、交流電動機を停
止制御したときの空転時間を充分に短縮させるこ
とができるから、作業の待ち時間が短くて済み、
かつ安全性の向上も期待できる。
止制御したときの空転時間を充分に短縮させるこ
とができるから、作業の待ち時間が短くて済み、
かつ安全性の向上も期待できる。
なお、以上の実施例では、電圧−周波数変換器
６から出力されるパルス信号ｂを積分して搬送波
用の三角波信号ｉを得るようになつており、これ
により構成の簡略化が得られているが、別に独立
したパルス発生器を設け、これの出力を積分器１
２に入力するようにしてもよく、或いは別に三角
波発生器を用いるようにしてもよい。
６から出力されるパルス信号ｂを積分して搬送波
用の三角波信号ｉを得るようになつており、これ
により構成の簡略化が得られているが、別に独立
したパルス発生器を設け、これの出力を積分器１
２に入力するようにしてもよく、或いは別に三角
波発生器を用いるようにしてもよい。
また、上記実施例では、切換回路１０による
PWM制御時間Ｔの設定が、ランプ信号ｆを用い
たタイマ制御によつて行なわれているが、この時
間Ｔの終了時点を交流電動機４に流れる電流が所
定値にまで収斂したときによつて定めるようにし
てもよい。
PWM制御時間Ｔの設定が、ランプ信号ｆを用い
たタイマ制御によつて行なわれているが、この時
間Ｔの終了時点を交流電動機４に流れる電流が所
定値にまで収斂したときによつて定めるようにし
てもよい。
さらに、上記実施例では、直流制動を単相で行
なつているが、多相で行なうようにしてもよい。
なつているが、多相で行なうようにしてもよい。
PWM制御方式についても同様で、上記実施例
のように等パルス幅制御方式に限らず、不等パル
ス幅制御方式として実施してもよいのはいうまで
もない。
のように等パルス幅制御方式に限らず、不等パル
ス幅制御方式として実施してもよいのはいうまで
もない。
以上説明したように、本発明によれば、PAM
制御方式のインバータ装置で交流電動機を駆動し
たときでの、始動時及び直流制動による停止時で
の突入電流を充分に抑圧することができるから、
従来技術の欠点を除き、PAM制御方式インバー
タの優位性が発揮される高周波域でのインバータ
容量選定が、交流電動機の始動特性の知識がなく
ても、交流電動機の定格出力で行なえる様になり
汎用性を高めた。さらに組み合わせ交流電動機の
適用範囲が広くなり高周波インバータの市場拡大
が期待できる。
制御方式のインバータ装置で交流電動機を駆動し
たときでの、始動時及び直流制動による停止時で
の突入電流を充分に抑圧することができるから、
従来技術の欠点を除き、PAM制御方式インバー
タの優位性が発揮される高周波域でのインバータ
容量選定が、交流電動機の始動特性の知識がなく
ても、交流電動機の定格出力で行なえる様になり
汎用性を高めた。さらに組み合わせ交流電動機の
適用範囲が広くなり高周波インバータの市場拡大
が期待できる。
さらに、従来のPAM制御回路にPWM制御回
路を加える事により、本発明によれば、従来にな
い始動特性と、制動特性が得られるようになりか
なりの性能向上が期待できる。
路を加える事により、本発明によれば、従来にな
い始動特性と、制動特性が得られるようになりか
なりの性能向上が期待できる。
第１図は本発明によるインバータ制御装置の一
実施例を示すブロツク図、第２図はインバータ制
御装置の従来例を示すブロツク図、第３図及び第
４図はそれぞれインバータ装置の主回路の一例を
示す回路図、第５図は切換回路の一実施例を示す
回路図、第６図及び第７図はそれぞれ動作説明用
のタイムチヤートである。 １……順変換器、３……逆変換器、４……交流
電動機、５……周波数設定器、６……電圧−周波
数変換器、７……リングカウンタ、８……直流電
圧制御回路、９……比較器、１０……制御回路、
１１……タイマー回路、１２……積分器、１３…
…比較器、１４……ゲート回路、１５……波形合
成回路。
実施例を示すブロツク図、第２図はインバータ制
御装置の従来例を示すブロツク図、第３図及び第
４図はそれぞれインバータ装置の主回路の一例を
示す回路図、第５図は切換回路の一実施例を示す
回路図、第６図及び第７図はそれぞれ動作説明用
のタイムチヤートである。 １……順変換器、３……逆変換器、４……交流
電動機、５……周波数設定器、６……電圧−周波
数変換器、７……リングカウンタ、８……直流電
圧制御回路、９……比較器、１０……制御回路、
１１……タイマー回路、１２……積分器、１３…
…比較器、１４……ゲート回路、１５……波形合
成回路。
Claims (1)
- １ 順変換部と逆変換部からなる主回路と、この
主回路から交流電力が供給される交流電動機とを
備え、上記順変換部の制御により上記交流電力の
電圧制御を行ない、上記逆変換部の制御により上
記交流電力の周波数制御を行なうPAM制御方式
の交流電動機駆動用インバータ装置において、上
記逆変換部のスイツチング素子をPWM制御して
上記交流電力の電圧制御を行なうPWM制御手段
と、上記交流電動機に対する始動制御の開始時点
から第１の所定時間が経過するまで計時動作を行
なう第１のタイマー手段と、上記交流電動機に対
する直流制動による停止制御の開始時点から第２
の所定時間が経過するまで計時動作を行なう第２
のタイマー手段とを設け、これら第１と第２のタ
イマー手段が計時動作中、上記PWM制御手段を
動作させるように構成したことを特徴とするイン
バータ装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60086260A JPS61247292A (ja) | 1985-04-24 | 1985-04-24 | インバ−タ制御装置 |
| DE19863613918 DE3613918A1 (de) | 1985-04-24 | 1986-04-24 | Verfahren und vorrichtung zur steuerung eines wechselstrommotors |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60086260A JPS61247292A (ja) | 1985-04-24 | 1985-04-24 | インバ−タ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61247292A JPS61247292A (ja) | 1986-11-04 |
| JPH0417037B2 true JPH0417037B2 (ja) | 1992-03-25 |
Family
ID=13881848
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60086260A Granted JPS61247292A (ja) | 1985-04-24 | 1985-04-24 | インバ−タ制御装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61247292A (ja) |
| DE (1) | DE3613918A1 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2722585B2 (ja) * | 1988-12-28 | 1998-03-04 | 日本電気株式会社 | 誘導性負荷の駆動回路 |
| JPH03207293A (ja) * | 1990-01-08 | 1991-09-10 | Hitachi Ltd | 回転体の駆動装置及び真空ポンプ |
| IT1266377B1 (it) * | 1993-05-31 | 1996-12-27 | Merloni Antonio Spa | Metodo di alimentazione di motori elettrici a induzione mediante inverter elettronici |
| US6198240B1 (en) | 1995-10-06 | 2001-03-06 | Hitachi, Ltd. | Motor controller |
| US6603280B2 (en) | 1998-04-02 | 2003-08-05 | Hitachi, Ltd. | Motor controller |
| JP4571480B2 (ja) | 2004-11-04 | 2010-10-27 | 本田技研工業株式会社 | 電動モータの制御装置 |
| DE102011087002A1 (de) * | 2011-11-24 | 2013-05-29 | Siemens Aktiengesellschaft | Antriebssystem und Verfahren zum Entladen eines Energiespeichers |
| DE102014203781A1 (de) * | 2014-02-28 | 2015-09-03 | Schmidhauser Ag | Frequenzumrichter |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5812577A (ja) * | 1981-07-10 | 1983-01-24 | Mitsubishi Electric Corp | 変換器の制御装置 |
| JPS602093A (ja) * | 1983-06-15 | 1985-01-08 | Mitsubishi Electric Corp | インバ−タ装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE1638009B2 (de) * | 1968-01-23 | 1972-08-24 | Danfoss A/S, Nordborg (Danemark) | Gleichspannungsgespeiste, geregelte gleichspannungsversorgung |
| JPS56162978A (en) * | 1980-05-15 | 1981-12-15 | Fuji Electric Co Ltd | Controlling circuit for inverter |
-
1985
- 1985-04-24 JP JP60086260A patent/JPS61247292A/ja active Granted
-
1986
- 1986-04-24 DE DE19863613918 patent/DE3613918A1/de active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5812577A (ja) * | 1981-07-10 | 1983-01-24 | Mitsubishi Electric Corp | 変換器の制御装置 |
| JPS602093A (ja) * | 1983-06-15 | 1985-01-08 | Mitsubishi Electric Corp | インバ−タ装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3613918A1 (de) | 1986-10-30 |
| JPS61247292A (ja) | 1986-11-04 |
| DE3613918C2 (ja) | 1990-09-06 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |