JPS5918956B2 - 電流形インバ−タの制御方法 - Google Patents
電流形インバ−タの制御方法Info
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- JPS5918956B2 JPS5918956B2 JP54120458A JP12045879A JPS5918956B2 JP S5918956 B2 JPS5918956 B2 JP S5918956B2 JP 54120458 A JP54120458 A JP 54120458A JP 12045879 A JP12045879 A JP 12045879A JP S5918956 B2 JPS5918956 B2 JP S5918956B2
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- inverter
- commutation
- commutation timing
- timing
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、電流形インバータの転流能力を下げずに、電
流パターン制御方式を用いてインバータを転流制御する
電流形インバータの制御方法に関する。
流パターン制御方式を用いてインバータを転流制御する
電流形インバータの制御方法に関する。
一般に電流形インバータには転流限界電流がある。
最近電流形インバータでのトルク脈動を除去するために
、交流機の低速運転時に、転流期間の電流波形を制御す
る電流パターン制御法が採用されている。この方法には
以下述べるごとく転流時に電流が増加するので、転流限
界を高くする必要があり、装置が高価になる欠点がある
。第１図は、従来の電流パターン制御方式を用いた電流
形インバータの制御方法の一例を示すブロック図である
。
、交流機の低速運転時に、転流期間の電流波形を制御す
る電流パターン制御法が採用されている。この方法には
以下述べるごとく転流時に電流が増加するので、転流限
界を高くする必要があり、装置が高価になる欠点がある
。第１図は、従来の電流パターン制御方式を用いた電流
形インバータの制御方法の一例を示すブロック図である
。
図において、１は交流電源であり、該交流を直流電源、
例えばサイリスタ等からなる順変換器２により直流に変
換し、直流リアクトル３により平滑化した後、３相全波
ブリッジのサイリスタ等からなる逆変換器４により再び
交流に変換し、交流機、例えば交流電動機（以下説明は
誘導電動機について行う）５を駆動する。６はインバー
タ回路の直流電流を検出する電流検出器である。
例えばサイリスタ等からなる順変換器２により直流に変
換し、直流リアクトル３により平滑化した後、３相全波
ブリッジのサイリスタ等からなる逆変換器４により再び
交流に変換し、交流機、例えば交流電動機（以下説明は
誘導電動機について行う）５を駆動する。６はインバー
タ回路の直流電流を検出する電流検出器である。
誘導電動機５の速度制御は次のように行う。速度基準電
圧ＳＲと誘導電動機５の回転軸に結合したタコゼネレー
タＴの電圧とを比較し、増幅器８によりトルク基準Ｔ＊
を出力する。次にトルク基準Ｔ＊を増幅器９により係数
倍にして誘導機５のスリップ周波数分としてタコゼネレ
ータＴの電圧に加算し、これを周波数変換器１０により
周波数に変換してインバータ周波数ｆ。を決定する。該
インバータ周波数ｆ。をカウンタ１１によりカウントし
、電気角６００毎に信号ｆｌをパルス分配器に印加する
。パルス分配器１２は逆変換器４のゲート信号を作り、
この逆変換器中の各サイリスタヘ点弧信号を供給する。
電気角６００毎にカウントアップするカウンタ１１のカ
ウント数に従つて変調用の函数発生器１３により６００
毎に変化する電流パターンを作り、演算器１４でトルク
基準Ｔ＊と乗算し、直流電流基準Ｉｄ＊を作る。該直流
電流基準Ｉｄ＊と直流電流Ｉｄとの差を増幅器１５によ
り増幅し、位相回路１６により順変換器２中のサイリス
タに加える点弧パルスの位相を制御する。かくしてＩｄ
＊＝１ｄになるように電流マイナーループ（すなわち不
帰還制御ループ）により制御を行う。第２図は函数発生
器１３が無く、直流電流１ｄが一定の電流波形で誘導電
動機５を運転した場合のトルク変動を示す。
圧ＳＲと誘導電動機５の回転軸に結合したタコゼネレー
タＴの電圧とを比較し、増幅器８によりトルク基準Ｔ＊
を出力する。次にトルク基準Ｔ＊を増幅器９により係数
倍にして誘導機５のスリップ周波数分としてタコゼネレ
ータＴの電圧に加算し、これを周波数変換器１０により
周波数に変換してインバータ周波数ｆ。を決定する。該
インバータ周波数ｆ。をカウンタ１１によりカウントし
、電気角６００毎に信号ｆｌをパルス分配器に印加する
。パルス分配器１２は逆変換器４のゲート信号を作り、
この逆変換器中の各サイリスタヘ点弧信号を供給する。
電気角６００毎にカウントアップするカウンタ１１のカ
ウント数に従つて変調用の函数発生器１３により６００
毎に変化する電流パターンを作り、演算器１４でトルク
基準Ｔ＊と乗算し、直流電流基準Ｉｄ＊を作る。該直流
電流基準Ｉｄ＊と直流電流Ｉｄとの差を増幅器１５によ
り増幅し、位相回路１６により順変換器２中のサイリス
タに加える点弧パルスの位相を制御する。かくしてＩｄ
＊＝１ｄになるように電流マイナーループ（すなわち不
帰還制御ループ）により制御を行う。第２図は函数発生
器１３が無く、直流電流１ｄが一定の電流波形で誘導電
動機５を運転した場合のトルク変動を示す。
この場合のトルクは第２図Ｔに示すように転流毎に（逆
変換器４がサイリスタを用いた３相全波ブリツジの場合
は電気角６００毎に）脈動し、電動機特性により決まる
時定数の三角波に近いトルクリツプが生じる。誘導電動
機５をこのようなトルクリツプルのある状態で、低速運
転すると、トルクリツプルの周波数と機械系の共振周波
数とが一致する点で振動が異常に大きくなり、運転でき
ない場合や、トルクリツプルにより誘導電動機５が円滑
に回転しない状態となる。そこで第１図に示したように
、カウンタ１１により６０第毎にカウンタアツプして、
函数発生器１３と演算器１４により電流基準１ｄ＊を第
３図に示すような波形とすれば、電流マイナーループに
より直流電流１ｄは電流基準１ｄ＊にほぼ等しくなるよ
うに制御される。従つて発生トルクは第３図Ｔに示すよ
うに、電気角６００毎に発生するわずかなひげ状のトル
ク変動を除いてほぼ平滑なトルクとなり、誘導電動機を
低速でも円滑に運転できる。しかしながら第４図に示す
ように、直流電流１ｄは応答の遅れから直流電流基準１
ｄ＊の波形より遅れる。従つて第４図のＴｌ，ｔ２，ｔ
３で示す逆変換器転流時点では直流電流１ｄがピークの
時点となり、逆変換器４は高い電流値で転流することに
なる。逆変換器４には転流能力に制限があるので、この
電流遅れは逆変換器４の出力容量を低下させる結果とな
る。本発明は上述の点に鑑みなされたもので、電流パタ
ーン制御を行つてトルクリツプルを減少させ円滑な回転
を得ると同時に、転流前に電流を減少させてから転流を
行い、逆変換器の転流能力を有効に活用することにより
、逆変換器の出力容量を低下させずにトルクリツプルの
少ない交流機の電流パターン制御を行うことを目的とす
る。
変換器４がサイリスタを用いた３相全波ブリツジの場合
は電気角６００毎に）脈動し、電動機特性により決まる
時定数の三角波に近いトルクリツプが生じる。誘導電動
機５をこのようなトルクリツプルのある状態で、低速運
転すると、トルクリツプルの周波数と機械系の共振周波
数とが一致する点で振動が異常に大きくなり、運転でき
ない場合や、トルクリツプルにより誘導電動機５が円滑
に回転しない状態となる。そこで第１図に示したように
、カウンタ１１により６０第毎にカウンタアツプして、
函数発生器１３と演算器１４により電流基準１ｄ＊を第
３図に示すような波形とすれば、電流マイナーループに
より直流電流１ｄは電流基準１ｄ＊にほぼ等しくなるよ
うに制御される。従つて発生トルクは第３図Ｔに示すよ
うに、電気角６００毎に発生するわずかなひげ状のトル
ク変動を除いてほぼ平滑なトルクとなり、誘導電動機を
低速でも円滑に運転できる。しかしながら第４図に示す
ように、直流電流１ｄは応答の遅れから直流電流基準１
ｄ＊の波形より遅れる。従つて第４図のＴｌ，ｔ２，ｔ
３で示す逆変換器転流時点では直流電流１ｄがピークの
時点となり、逆変換器４は高い電流値で転流することに
なる。逆変換器４には転流能力に制限があるので、この
電流遅れは逆変換器４の出力容量を低下させる結果とな
る。本発明は上述の点に鑑みなされたもので、電流パタ
ーン制御を行つてトルクリツプルを減少させ円滑な回転
を得ると同時に、転流前に電流を減少させてから転流を
行い、逆変換器の転流能力を有効に活用することにより
、逆変換器の出力容量を低下させずにトルクリツプルの
少ない交流機の電流パターン制御を行うことを目的とす
る。
この目的を達成するために、本発明の電流形インバータ
の制御方法は、直流電流基準に基づいて直流出力電流が
制御されるサイリスタ変換器等からなる直流電源と、前
記直流出力電流を平滑するリアクトルと、このリアクト
ルで平滑された直流電流を交流電流に変換して交流機に
与えるサイリスタ等からなる逆変換器とを備えた電流形
インバータにおける逆変換器を、パルス分配器等を用い
て所定の転流タイミングで転流駆動し、前記転流タイミ
ングに従つて函数発生器等で変調された前記直流電流基
準に基づいて位相回路等を用いて前記直流電源に制御信
号を与え前記直流電流を負帰還制御する電流形インバー
タの制御方法において、前記転流タイミングを仮想転流
タイミングとし、前記直流電流を最小値まで減少させる
に必要な時間だけ前記仮想転流タイミングを遅延回路等
により遅らせて実転流タイミングを求め、この実転流タ
イミングに基づきパルス分配器等から前記逆変換器に転
流指令信号を与えて該逆変換器を転流させるようにした
ことを特徴としている。
の制御方法は、直流電流基準に基づいて直流出力電流が
制御されるサイリスタ変換器等からなる直流電源と、前
記直流出力電流を平滑するリアクトルと、このリアクト
ルで平滑された直流電流を交流電流に変換して交流機に
与えるサイリスタ等からなる逆変換器とを備えた電流形
インバータにおける逆変換器を、パルス分配器等を用い
て所定の転流タイミングで転流駆動し、前記転流タイミ
ングに従つて函数発生器等で変調された前記直流電流基
準に基づいて位相回路等を用いて前記直流電源に制御信
号を与え前記直流電流を負帰還制御する電流形インバー
タの制御方法において、前記転流タイミングを仮想転流
タイミングとし、前記直流電流を最小値まで減少させる
に必要な時間だけ前記仮想転流タイミングを遅延回路等
により遅らせて実転流タイミングを求め、この実転流タ
イミングに基づきパルス分配器等から前記逆変換器に転
流指令信号を与えて該逆変換器を転流させるようにした
ことを特徴としている。
以下、本発明の実施例を添付図面を参照しつつ説明する
。
。
第５図は本発明の一実施例に係るプロツク図であり、第
１図と同一部分は同一符号を付したので説明は省略する
。
１図と同一部分は同一符号を付したので説明は省略する
。
なお電流形インバータの主回路は省略してある。第５図
において１７は遅延回路、１８はロジツク回路、１９は
比較器、２０はアンド回路である。カウンタ１１の出力
Ｆ，を仮想転流タイミングとし、これを遅延回路１７で
一定時間ＴＤだけ遅延した出力Ｆ２を実転流タイミング
とし、該実転流タイミングでパルス分配器１２より逆変
換器４に転流駆動信号を与える。ロジツク回路１８は、
出力Ｆｌ，ｆ２に基づいて、順変換器２の点弧位相を決
定する位相回路１６を遅れ位相に強性的に移行し、順変
換器２をインバータ動作させ、直流電流１ｄを急速に減
衰させるよう動作させる信号３を出力する。又比較器１
９は直流電流基準１ｄ＊と直流電流１ｄとを比較し、直
流電流１ｄがＩｄ＊に近づいたとき信号４を出力する。
アンド回路２０は信号Ｖ３と４との論理積を取り、信号
Ｖ，を出力する。信号Ｖ５は、位相回路の位相しぼり信
号（すなわち位相を遅らせるための信号）として位相回
路１６へ印加される。従つて、順変換器２中の各素子の
点弧が遅粍直流電流１ｄが減少する。第６図は本発明の
動作を説明する波形図である。前述のごとく３相の逆変
換器４においては６００毎に転流が行われる。カウンタ
１１のカウント内容は１１に示すように「のこぎり歯」
状の波形となり、電気角６０うに相当するカウント数で
りセツトされ出力Ｖ１を生ずる。この出力１を受けて函
数発生器１３は２に示すように発生トルクがほぼ一定と
なるようなパターンの信号Ｖ２を出力する。演算器１４
によりトルク基準Ｔ＊と信号Ｖ２とを掛算し（誘導電動
機負荷の場合は励磁電流分を考慮して直流電流基準Ｉｄ
＊を演算する）直流基準１ｄ＊を演算し出力する。一方
、前述のようにカウンタ１１が電気角６００をカウント
アツプする毎に仮想転流タイミング信号ｆ１を出力し遅
延回路１７によりＴＤなる遅れ時間後に実転流タイミン
グ信号Ｆ２をパルス分配器１２に印加して、逆変変器転
流信号を出力する。
において１７は遅延回路、１８はロジツク回路、１９は
比較器、２０はアンド回路である。カウンタ１１の出力
Ｆ，を仮想転流タイミングとし、これを遅延回路１７で
一定時間ＴＤだけ遅延した出力Ｆ２を実転流タイミング
とし、該実転流タイミングでパルス分配器１２より逆変
換器４に転流駆動信号を与える。ロジツク回路１８は、
出力Ｆｌ，ｆ２に基づいて、順変換器２の点弧位相を決
定する位相回路１６を遅れ位相に強性的に移行し、順変
換器２をインバータ動作させ、直流電流１ｄを急速に減
衰させるよう動作させる信号３を出力する。又比較器１
９は直流電流基準１ｄ＊と直流電流１ｄとを比較し、直
流電流１ｄがＩｄ＊に近づいたとき信号４を出力する。
アンド回路２０は信号Ｖ３と４との論理積を取り、信号
Ｖ，を出力する。信号Ｖ５は、位相回路の位相しぼり信
号（すなわち位相を遅らせるための信号）として位相回
路１６へ印加される。従つて、順変換器２中の各素子の
点弧が遅粍直流電流１ｄが減少する。第６図は本発明の
動作を説明する波形図である。前述のごとく３相の逆変
換器４においては６００毎に転流が行われる。カウンタ
１１のカウント内容は１１に示すように「のこぎり歯」
状の波形となり、電気角６０うに相当するカウント数で
りセツトされ出力Ｖ１を生ずる。この出力１を受けて函
数発生器１３は２に示すように発生トルクがほぼ一定と
なるようなパターンの信号Ｖ２を出力する。演算器１４
によりトルク基準Ｔ＊と信号Ｖ２とを掛算し（誘導電動
機負荷の場合は励磁電流分を考慮して直流電流基準Ｉｄ
＊を演算する）直流基準１ｄ＊を演算し出力する。一方
、前述のようにカウンタ１１が電気角６００をカウント
アツプする毎に仮想転流タイミング信号ｆ１を出力し遅
延回路１７によりＴＤなる遅れ時間後に実転流タイミン
グ信号Ｆ２をパルス分配器１２に印加して、逆変変器転
流信号を出力する。
遅れ時間ＴＤは直流電流がどのような条件でもほぼ減衰
する時間であり、この時間は直流リアクトルや交流電動
機の速度や電流や交流電源等により変るが、一慇的には
数゛Ｍｓ程度である。ロジツク回路１８は信号ｆ１が発
生してから、信号Ｆ２が発生する迄の間位相しぼり信号
（すなわち位相を遅らせるための信号）３を出力する。
比較器１９は直流電流基準１ｄ＊と直流電流１ｄを比較
し、Ｉｄ＊〈Ｉｄになつている期間Ｔ，Ｏ−Ｔ，ｌの間
出力４を出力する。アンド回路２０によりＶ３，Ｖ４の
論理積５を出力し、位相回路１６を最も遅れ位湘にしぼ
るので順変換器２はインバータ最大電圧となり、直流電
流１・ｄは急速に減衰する。Ｉｄ＊≧Ｉｄになつた時点
Ｔｌ，でＶ４はＯとなりよつてＶ５もＯとなりしぼり回
路動作（すなわち順変換器２に与える点弧パルスの位相
を遅らせて直流電流１ｄを減少させる動作）は中止され
、以後は増幅器１５を含む電流マイナーループの応答に
従つてＩｄ＊＋Ｉｄになるよう制御する。信号Ｆ２が出
力されるＴｌ２で逆変換器４の転流が行われるので、逆
変換器転流時には直流電流１ｄは最少値に減少している
。従つて、逆変換器転流電流は低く、転流能力の制限を
受けず、むしろ見かけ上転流容量が増大し、逆変換器４
の出力容量を最大限に利用できる。この際誘導電動機５
の発生トルクＴは時間ＴｌＯ〜Ｔｌｌの短時間減少する
が、時間が短いので内部で吸収され、誘導電動機５の回
転軸はほとんど現われない。
する時間であり、この時間は直流リアクトルや交流電動
機の速度や電流や交流電源等により変るが、一慇的には
数゛Ｍｓ程度である。ロジツク回路１８は信号ｆ１が発
生してから、信号Ｆ２が発生する迄の間位相しぼり信号
（すなわち位相を遅らせるための信号）３を出力する。
比較器１９は直流電流基準１ｄ＊と直流電流１ｄを比較
し、Ｉｄ＊〈Ｉｄになつている期間Ｔ，Ｏ−Ｔ，ｌの間
出力４を出力する。アンド回路２０によりＶ３，Ｖ４の
論理積５を出力し、位相回路１６を最も遅れ位湘にしぼ
るので順変換器２はインバータ最大電圧となり、直流電
流１・ｄは急速に減衰する。Ｉｄ＊≧Ｉｄになつた時点
Ｔｌ，でＶ４はＯとなりよつてＶ５もＯとなりしぼり回
路動作（すなわち順変換器２に与える点弧パルスの位相
を遅らせて直流電流１ｄを減少させる動作）は中止され
、以後は増幅器１５を含む電流マイナーループの応答に
従つてＩｄ＊＋Ｉｄになるよう制御する。信号Ｆ２が出
力されるＴｌ２で逆変換器４の転流が行われるので、逆
変換器転流時には直流電流１ｄは最少値に減少している
。従つて、逆変換器転流電流は低く、転流能力の制限を
受けず、むしろ見かけ上転流容量が増大し、逆変換器４
の出力容量を最大限に利用できる。この際誘導電動機５
の発生トルクＴは時間ＴｌＯ〜Ｔｌｌの短時間減少する
が、時間が短いので内部で吸収され、誘導電動機５の回
転軸はほとんど現われない。
第２図に示すような低周波のトルクリツプルは無く、第
３図に示す高い周波数のトルクリツプルがやや多いが、
周波数成分が高いので、前記同様に誘導電動機内部で吸
収され、外部に現われることがない。かくして従来のよ
うに逆変換器転流能力を犠牲にすることなく、トルクリ
ツプルを減少させる電流パターン制御を実現することが
できる。なお第５図において、比較器１９とアンド回路
２０を省略することもできる。第７図は、本発明の他の
実施例を示すプロツク図で、２１は速度検出器、２２は
レベル検出器、３３はアンド回路である。
３図に示す高い周波数のトルクリツプルがやや多いが、
周波数成分が高いので、前記同様に誘導電動機内部で吸
収され、外部に現われることがない。かくして従来のよ
うに逆変換器転流能力を犠牲にすることなく、トルクリ
ツプルを減少させる電流パターン制御を実現することが
できる。なお第５図において、比較器１９とアンド回路
２０を省略することもできる。第７図は、本発明の他の
実施例を示すプロツク図で、２１は速度検出器、２２は
レベル検出器、３３はアンド回路である。
そしてタコゼネ電圧を受ける速度検出器２１により誘導
電動機５の速度を検出し、一定速度で演算器１４の入力
を函数発生器１３出力から一定電圧ＶＲに切換え、高速
範囲では電流パターン制御を中止するものである。かか
る構成により、ポンプ負荷のように高速範囲で負荷が増
加する負荷に、高速域では変換器の容量を低くするピー
ク電流を減少させる制御を行わず、トルクリツプルの影
響が大きい低速時のみ電流パターン制御を行うことがで
きる。この際遅延回路１７による転流タイミング遅延に
より、電流位相が変化せず、切換えが円滑に行える利点
がある。また第７図において、第５図の比較器１９、ロ
ジツク回路１８、アンド回路２０は省略してあるが、第
５図を同ｂように構成してもよい。さらにレベル検出器
２２により直流電流ｄの転流上好ましい直流電流レベル
Ｉｄｌを検出して出力Ｖ。とナンド回路２３で該出力。
と前記信号Ｆ２との論理積をとり、第８図に示すごとく
転流信号Ｆ３を出力する。このようにすれば遅延回路１
７の遅れ時間ＴＤは粗く設定してもよい。又比較器１９
、ロジツク回路１８、アンド回路２０を省略しても電流
マイナーループにより電流を減少させ、電流減衰時間が
多少長くなつても転流タイミングを余り遅らせず、しか
も逆変換器転流能力を犠牲にしないで電流パターン制御
を行うことができる。以上述べたごとく、本発明により
、逆変換器の転流能力を犠牲にせず、むしろ見かけ上の
転流能力を向上させて、電流パターン制御を行い、トル
クリツプルを減少させ、交流機を円滑に運転することが
できる。更に以上述べた事は、誘導機に限らず同期機等
の他の交流機にも応用できるのは勿論である。勿論、イ
ンバータの種類、インバータの相数等に無関係に適用で
きる。
電動機５の速度を検出し、一定速度で演算器１４の入力
を函数発生器１３出力から一定電圧ＶＲに切換え、高速
範囲では電流パターン制御を中止するものである。かか
る構成により、ポンプ負荷のように高速範囲で負荷が増
加する負荷に、高速域では変換器の容量を低くするピー
ク電流を減少させる制御を行わず、トルクリツプルの影
響が大きい低速時のみ電流パターン制御を行うことがで
きる。この際遅延回路１７による転流タイミング遅延に
より、電流位相が変化せず、切換えが円滑に行える利点
がある。また第７図において、第５図の比較器１９、ロ
ジツク回路１８、アンド回路２０は省略してあるが、第
５図を同ｂように構成してもよい。さらにレベル検出器
２２により直流電流ｄの転流上好ましい直流電流レベル
Ｉｄｌを検出して出力Ｖ。とナンド回路２３で該出力。
と前記信号Ｆ２との論理積をとり、第８図に示すごとく
転流信号Ｆ３を出力する。このようにすれば遅延回路１
７の遅れ時間ＴＤは粗く設定してもよい。又比較器１９
、ロジツク回路１８、アンド回路２０を省略しても電流
マイナーループにより電流を減少させ、電流減衰時間が
多少長くなつても転流タイミングを余り遅らせず、しか
も逆変換器転流能力を犠牲にしないで電流パターン制御
を行うことができる。以上述べたごとく、本発明により
、逆変換器の転流能力を犠牲にせず、むしろ見かけ上の
転流能力を向上させて、電流パターン制御を行い、トル
クリツプルを減少させ、交流機を円滑に運転することが
できる。更に以上述べた事は、誘導機に限らず同期機等
の他の交流機にも応用できるのは勿論である。勿論、イ
ンバータの種類、インバータの相数等に無関係に適用で
きる。
第１図は従来の電流形インバータの制御方法を示すプロ
ツク図、第２図は電流パターン制御ル一プを欠くときの
トルクリツプルを、第３図は電流パターン制御における
電流パターンとトルクを、第４図は転流時の電流を、そ
れぞれ示す波形図である。 第５図は本発明に係る制御方法を示すプロツク図、第６
図はその動作説明のための波形図である。第７図は本発
明の他の実施例を示すプロツク図、第８図はその波形図
である。１・・・・・・交流電源、２・・・・・・順変
換器、３・・・・・・直流リアクトル、４・・・・・・
逆変換器、５・・・・・・交流機、６・・・・・・電流
検出器、７・・・・・・タコゼネレータ、８，９・・・
・・・増幅器、１０・・・・・・周波数変換器、１１・
・・・・・カウンタ、１２・・・・・・パルス分配器、
１３・・・・・・函数発生器、１４・・・・・・演算器
、１５・・・・・・増幅器、１６・・・・・・位相回路
、１７・・・・・・遅延回路、１８・・・・・・ロジツ
ク回路、１９・・・・・・比較器、２０・・・・・・ア
ンド回路、２２・・・・・・レベル検出器、２３・・・
・・・アンド回路。
ツク図、第２図は電流パターン制御ル一プを欠くときの
トルクリツプルを、第３図は電流パターン制御における
電流パターンとトルクを、第４図は転流時の電流を、そ
れぞれ示す波形図である。 第５図は本発明に係る制御方法を示すプロツク図、第６
図はその動作説明のための波形図である。第７図は本発
明の他の実施例を示すプロツク図、第８図はその波形図
である。１・・・・・・交流電源、２・・・・・・順変
換器、３・・・・・・直流リアクトル、４・・・・・・
逆変換器、５・・・・・・交流機、６・・・・・・電流
検出器、７・・・・・・タコゼネレータ、８，９・・・
・・・増幅器、１０・・・・・・周波数変換器、１１・
・・・・・カウンタ、１２・・・・・・パルス分配器、
１３・・・・・・函数発生器、１４・・・・・・演算器
、１５・・・・・・増幅器、１６・・・・・・位相回路
、１７・・・・・・遅延回路、１８・・・・・・ロジツ
ク回路、１９・・・・・・比較器、２０・・・・・・ア
ンド回路、２２・・・・・・レベル検出器、２３・・・
・・・アンド回路。
Claims (1)
- １ 直流電流基準に基づいて直流出力電流が制御される
直流電源と、前記直流出力電流を平滑するリアクトルと
、このリアクトルで平滑された直流電流を交流電流に変
換して交流機に与える逆変換器とを備えた電流形インバ
ータにおける逆変換器を、所定の転流タイミングで転流
駆動し、前記転流タイミングに従つて変調された前記直
流電流基準に基づいて前記直流電源に制御信号を与え前
記直流電流を負帰還制御する電流形インバータの制御方
法において、前記転流タイミングを仮想転流タイミング
とし、前記直流電流を最小値まで減少させるに必要な時
間だけ前記仮想転流タイミングを遅らせて実転流タイミ
ングを求め、この実転流タイミングに基づき前記逆変換
器に転流指令信号を与えて該逆変換器を転流させるよう
にしたことを特徴とする電流形インバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54120458A JPS5918956B2 (ja) | 1979-09-19 | 1979-09-19 | 電流形インバ−タの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54120458A JPS5918956B2 (ja) | 1979-09-19 | 1979-09-19 | 電流形インバ−タの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5644396A JPS5644396A (en) | 1981-04-23 |
| JPS5918956B2 true JPS5918956B2 (ja) | 1984-05-01 |
Family
ID=14786664
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP54120458A Expired JPS5918956B2 (ja) | 1979-09-19 | 1979-09-19 | 電流形インバ−タの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5918956B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5397298U (ja) * | 1977-01-10 | 1978-08-07 |
-
1979
- 1979-09-19 JP JP54120458A patent/JPS5918956B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5644396A (en) | 1981-04-23 |
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