JP2002095261A

JP2002095261A - 電力変換装置

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Publication number: JP2002095261A
Application number: JP2000276545A
Authority: JP
Inventors: Kazuyuki Deguchi; 和行出口
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2000-09-12
Filing date: 2000-09-12
Publication date: 2002-03-29

Abstract

(57)【要約】【課題】脈動電流の発生を抑えた電力変換装置を提供
する。【解決手段】関数発生回路１３が、直流リアクトル１
０７のインダクタンス値と交流電源１０３の電圧と誘導
電動機１０１の電圧から、主回路１００で発生する脈動
電流の振幅を求め、その出力を掛け算器１５により乗じ
ることで、求めた脈動電流と同じ振幅の補正信号を作
り、この補正信号を信号反転器１７で１８０ｄｅｇ位相
をずらし、電流制御回路２１１の出力である位相信号に
加算器１９で加算することで脈動電流を抑制する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電力変換装置に係
り、詳しくは、交流電力を直流電力に変換し、再び交流
電力に変換する電力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般的な電力変換装置としては、電流型
インバータ装置や電圧型インバータ装置が知られてお
り、その負荷としては、例えば動機電動機や誘導電動機
がある。

【０００３】図４は、従来の電力変換装置の一例を説明
するための図面である。ここでは、電力変換装置である
サイリスタを使用した電流型インバータ装置に、その負
荷として誘導電動機を接続したものについて説明する。

【０００４】図４に示すように、この電流型インバータ
装置は、主回路１００と制御回路２００から構成されて
いる。

【０００５】主回路１００は交流電源１０３からの交流
電力を直流電力に変換する順変換器１０５と、この順変
換器１０５からの直流電力を平滑にする直流リアクトル
１０７と、この直流リアクトル１０７により、平滑化さ
れた直流電力を任意の周波数を有する交流電力に変換す
る逆変換器１０９とから構成されている。そして、逆変
換器１０９には、誘導電動機１０１が負荷として接続さ
れている。

【０００６】この主回路１００を制御する制御回路２０
０は、速度を設定する速度設定器２０１と、この速度設
定器２０１からの速度基準にリミットをかける入力制限
回路２０３と、この入力制限回路２０３を介して送られ
る電圧基準と誘導電動機１０１に供給される電圧を検出
する電圧検出器２０５と、この電圧検出器２０５からの
検出電圧を基に、電流基準を出力する電圧制御回路２０
７と、交流電源１０３から供給される電流を検出する電
流検出器２０９と、電流検出器２０９で検出された電流
と電圧制御回路２０７からの電流基準を基に位相基準を
出力する電流制御回路２１１と、交流電源１０３の電圧
位相を検出する電源位相検出器２１３と、電流制御回路
２１１からの位相基準と電源位相検出器２１３から検出
された電源位相を基に、順変換器１０５を構成するサイ
リスタに点弧パルスを与える位相制御回路２１５と、入
力制限器回路２０３からの周波数を基に発振パルスを出
力する発信器２１７と、この発信器２１７からの発振パ
ルスを振り分ける分周器２１９とから構成されている。

【０００７】なお、このように構成された電流型インバ
ータ装置自体の基本動作については、その一例が「ニュ
ードライブエレクトロニクス（電気書院発行、上山直彦
編）」の第４図１０３頁から１４４頁に記載されている
ので、基本動作についての説明は省略し、ここでは電動
機の動作に合わせてその動作を説明する。

【０００８】まず、電流型インバータ装置の通常運転時
の動作を説明する。

【０００９】誘導電動機１０１が運転中は、順変換器１
０５の出力である平均出力直流電圧Ｅｄｒｅｃ（Ｖ）
と、逆変換器１０９の入力である平均入力電流電圧Ｅｄ
ｉｎｖ（Ｖ）と、直流リアクトル１０７に発生する平均
電圧ＶＩ（Ｖ）は、下記（１）式の関係がある。

【００１０】Ｅｄｒｅｃ（Ｖ）＝Ｅｄｉｎｖ（Ｖ）＋ＶＩ（Ｖ）・・・（１）（１）式を、交流電圧を用いた関係式に変換すると、下
記（２）式のようになる。

【００１１】１．３５・Ｖａ・ｃｏｓα（Ｖ）＝１．３５・Ｖｍ・ｃｏｓΘ（Ｖ）＋ＶＩ（Ｖ）・・・（２）ここで式中、係数１．３５は、三相交流電圧を全波整流
して直流電圧に変換する定数であり、Ｖａ（Ｖ）は交流
電源１０３から供給される交流電圧であり、αは順変換
器１０５の位相制御角であり、Ｖｍ（Ｖ）は誘導電動機
１０１の誘起電圧であり、Θは逆変換器１０９のサイリ
スタのターンオンタイミングであるとともに誘導電動機
１０１の力率でもある。

【００１２】順変換器１０５の出力電流電圧Ｅｄｒｅｃ
（Ｖ）は、交流電源１０３から供給される三相交流電圧
をサイリスタの位相制御角αで直流変換しているため、
交流電源１０３の電源周波数である、５０Ｈｚまたは６
０Ｈｚの６倍のリプル周波数をもった電圧が発生する。
このため順変換器１０５の出力である出力直流電圧Ｅｄ
ｒｅｃ（Ｖ）には、３００Ｈｚまたは３６０Ｈｚのリプ
ル電圧が発生している。一方、逆変換器１０９の入力電
流電圧Ｅｄｉｎｖ（Ｖ）にも三相の誘導電動機１０１の
誘起電圧Ｖｍ（Ｖ）が整流され、前記順変換器１０５の
出力と同様に６倍のリプル周波数をもった電圧が発生す
るが、誘導電動機１０１の１次周波数をｆｍ（Ｈｚ）と
すると、１次周波数ｆｍ（Ｈｚ）は速度に比例するため
任意の周波数であり、リプル周波数も任意の周波数とな
る。

【００１３】このような構成では、交流電源１０３の電
源周波数をｆａ（Ｈｚ）とすると、ｆａ（Ｈｚ）が、５
０Ｈｚまたは６０Ｈｚの固定値であるのに対し誘導電動
機１０１の誘起電圧周波数ｆｍ（Ｈｚ）は速度に比例す
るので、一般に５０Ｈｚ程度から６０Ｈｚ程度まで任意
に変化することになる。

【００１４】順変換器１０５の出力直流電圧Ｅｄｒｅｃ
（Ｖ）と逆変換器１０９の入力直流電圧Ｅｄｉｎｖ
（Ｖ）の平均電圧の関係式は前記（１）式であるが、順
変換器１０５の出力直流電圧Ｅｄｒｅｃ（Ｖ）は、電源
周波数ｆａ（Ｈｚ）の６倍の周波数をもったリプル電圧
であり、逆変換器１０９の入力直流電圧Ｅｄｉｎｖ
（Ｖ）は任意の周波数ｆｍ（Ｈｚ）の６倍の周波数をも
ったリプル電圧である。このため、瞬間的に比較する
と、出力直流電圧Ｅｄｒｅｃ（Ｖ）と入力直流電圧Ｅｄ
ｉｎｖ（Ｖ）間に電位差が生じる。

【００１５】このように異なる２つの周波数が存在する
電力変換装置においては、時間の経過と共に電位差が生
じ、その電位差が直流リアクトル１０７の両端に加わる
ため、直流リアクトル１０７には、下記（３）式のよう
な関係で脈動電流が発生する。

【００１６】

【数１】ここで式中、Ｌ（Ｈ）は直流リアクトル１０７のインダ
クタンス値であり、ｌｒ−ｉ（Ａ）は主回路１００に発
生する脈動電流である。

【００１７】この脈動電流ｌｒ−ｉ（Ａ）の周波数は、
交流電源１０３の電源周波数ｆａ（Ｈｚ）と、誘導電動
機１０１の周波数ｆｍ（Ｈｚ）に関係し、２つの異なる
周波数によって発生する脈動電流ｌｒ−ｉ（Ａ）の周波
数を脈動周波数ｆｒ−ｉ（Ｈｚ）とすると、この脈動周
波数ｆｒ−ｉ（Ｈｚ）は、下記（４）式のような計算式
で求められる。特に誘導電動機１０１の周波数ｆｍ（Ｈ
ｚ）が交流電源１０３の電源周波数ｆａ（Ｈｚ）に近づ
いたポイントで、低周波の脈動電流が主回路１００に顕
著に現れる。

【００１８】

【数２】次に、図５、図６、図７、図８を参照して主回路に発生
する脈動電流の位相について説明する。

【００１９】前述のように、順変換器１０５の出力直流
電圧と逆変換器１０９の入力直流電圧は、前記（１）式
と（２）式から、出力直流電圧Ｅｄｒｅｃ（Ｖ）＝１．
３５・Ｖａ・ｃｏｓαであり、入力直流電圧Ｅｄｉｎｖ
（Ｖ）＝１．３５・Ｖｍ・ｃｏｓΘ（Ｖ）であることが
わかる。また、前記（３）式から脈動電流ｌｒ−ｉ
（Ａ）が求められ、前記（４）式から脈動電流の周波数
ｆｒ−ｉ（Ｈｚ）が求められる。図５、図６、図７、図
８は、脈動電流が生じるメカニズムを説明するための図
面である。

【００２０】順変換器１０５は、図５に示すように、グ
レッツ接続されたＵ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚの６個のサイ
リスタで構成されている。図６（ａ）に示すように、サ
イリスタのＵとＺ、ＺとＶ、ＶとＸ、ＸとＷ、ＹとＵに
は、各々電気角６０ｄｅｇの遅れでサイリスタのゲート
にＵＧとＺＧ、ＺＧとＶＧ、ＶＧとＸＧ、ＸＧとＷＧ、
ＷＧとＹＧ、ＹＧとＵＧのゲートパルス信号を位相制御
回路２１５からそれぞれ与えている。これにより順変換
器１０５の出力には、図６（ｂ）で示すように、６０ｄ
ｅｇ毎の出力直流電圧Ｅｄｒｅｃ（Ｖ）が現れる。

【００２１】同様に、逆変換器１０９もグレッツ接続さ
れたＵ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚの６個のサイリスタがあ
り、誘導電動機電圧の力率角Θのゲートパルス信号を分
周器２１９から、逆変換器１０９のサイリスタに各々電
気角６０ｄｅｇの遅れでサイリスタのゲートにゲートパ
ルス信号を与えている。これによりサイリスタが通電
し、前記逆変換器１０９の入力に６０ｄｅｇ毎の誘導電
動機電圧が現れる。

【００２２】図７（ｅ）に、直流リアクトル１０７の両
端に加わる電圧、つまり図７（ｃ）に示す順変換器１０
５の出力直流電圧Ｅｄｒｅｃ（Ｖ）と、図７（ｄ）に示
す逆変換器１０９の入力直流電圧Ｅｄｉｎｖ（Ｖ）の電
位差Ｅｄｒｅｃ−Ｅｄｉｎｖを示す。なお、以下では、
わかりやすくするために、交流電源電圧Ｖａ（Ｖ）と誘
導電動機電圧Ｖｍ（Ｖ）の電圧値が同じ条件で説明す
る。

【００２３】順変換器１０５のサイリスタと逆変換器１
０９のサイリスタにゲートパルスを与え、それぞれ電圧
制御、周波数制御している過程において、はじめに順変
換器１０５のサイリスタゲートパルスと１０９逆変換器
のサイリスタゲートパルスのタイミングが同時であれ
ば、出力直流電圧Ｅｄｒｅｃ（Ｖ）と入力直流電圧Ｅｄ
ｉｎｖ（Ｖ）のリプル電圧の電位差Ｅｄｒｅｃ−Ｅｄｉ
ｎｖは「０（Ｖ）」となる。次の過程において順変換器
１０５と逆変換器１０９は共に、図７（ａ）および
（ｂ）に示す電源に同期した６倍の周波数信号である６
ｆａと発信器２１７の出力信号である６ｆｍに同期して
６０ｄｅｇ後にサイリスタにゲートパルス信号を出力す
るが、交流電源１０３の周波数ｆａ（Ｈｚ）と誘導電動
機の周波数ｆｍ（Ｈｚ）が異なる場合は、時間と共に電
位差が生じる。さらに６０ｄｅｇ後に各々サイリスタに
ゲートパルス信号を出力するが、同時に時間と共に電位
差が生じる。

【００２４】このようなことが６０ｄｅｇ毎に繰り返さ
れていくと、順変換器１０５と逆変換器１０９のサイリ
スタゲートパルスのタイミングが一致するところが現れ
ている。そのタイミングでは、出力直流電圧Ｅｄｒｅｃ
（Ｖ）と入力直流電圧Ｅｄｉｎｖ（Ｖ）のリプルの電位
差が「０（Ｖ）」となる。

【００２５】このようなことが連続的に行われた結果、
出力直流電圧Ｅｄｒｅｃ（Ｖ）と入力直流電圧Ｅｄｉｎ
ｖ（Ｖ）のリプル成分の平均電位差は、図８（ａ）およ
び（ｂ）に示す電源に同期した６倍の周波数信号である
６ｆａと発信器２１７の出力信号である６ｆｍの倍数に
同期する形で、図８（ｃ）で示すようなリプル電圧とな
る。この電圧リプルと直流リアクトル１０７のインダク
タンスにより、図８（ｄ）に示す脈動電流ｌｒ−ｉ
（Ａ）が発生するのである。

【００２６】

【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
の電力変換装置では、逆変換器から出力される周波数
が、交流電源周波数に近づくと２つの異なる周波数の差
により電流ビートと呼ばれる現象が発生し、この電流ビ
ート現象により主回路に低周波の脈動電流が流れる。こ
のため、誘導電動機の発生トルクが脈動することにな
り、速度の変動が生じ、問題となっていた。

【００２７】このような脈動電流を抑えるための手法と
して、主回路直流リアクトルのインダクタンス値を非常
に大きくすることがあるが、外形的にも、またコスト的
にも不利であり経済的ではない。

【００２８】本発明は、上記に鑑みてなされたもので、
その目的としては、より経済的な方法で、主回路に発生
する脈動電流の発生を抑えた電力変換装置を提供するこ
とにある。

【００２９】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
上記課題を解決するために、交流電源から供給される交
流電力を直流電流に変換する順変換器、および該直流電
力を再び交流電力に逆変換する逆変換器を有する主回路
と、前記順変換器の位相制御角を制御する位相制御角制
御手段と、前記逆変換器のスイッチング周波数を制御す
る周波数制御手段とを備えた電力変換装置において、前
記位相制御角制御手段から前記順変換器へ出力される位
相制御角制御信号と前記周波数制御手段から前記逆変換
器へ出力される周波数制御信号から、前記主回路に発生
する脈動電流を算出する脈動電流算出手段を有すること
を要旨とする。

【００３０】この発明は、順変換器の位相制御角と逆変
換器のスイッチング周波数から、主回路に原理的に発生
する脈動電流を演算で求めようとするものである。

【００３１】請求項２記載の発明は、前記請求項１記載
の電力変換装置において、前記脈動電流算出手段は、前
記位相制御角制御手段から前記順変換器へ位相制御角制
御信号として出力されているゲートパルス信号の周波数
と前記周波数制御手段から前記逆変換器へ周波数制御信
号として出力されているゲートパルス信号の周波数との
差から得られる前記主回路のリプル電圧周波数と、前記
順変換器および前記逆変換器のそれぞれに同時に与えら
れる前記ゲートパルスのタイミングから得られるリプル
電圧の位相と、前記主回路のインダクタンスを基に、前
記リプル電圧を積算し、前記インダクタンスを除算する
ことで、前記脈動電流の周波数、位相、および大きさを
求めることを要旨とする。

【００３２】この発明は、半導体スイッチング素子から
なる順変換器を制御するゲートパルス信号の周波数と、
同じく半導体スイッチング素子からなる逆変換器を制御
するゲートパルス信号の周波数の差から得られる主回路
のリプル電圧周波数と、順変換器および逆変換器のそれ
ぞれに同時に与えられるゲートパルスのタイミングから
得られるリプル電圧の位相と、主回路のインダクタンス
とを基に、リプル電圧を積算し、一方、インダクタンス
を除算することで、脈動電流の周波数、位相、および大
きさを演算により求めようとするものである。

【００３３】請求項３記載の発明は、前記請求項１また
は２に記載の電力変換装置において、前記脈動電流算出
手段は、前記順変換器の位相制御角制御信号またはスイ
ッチング指令、および前記逆変換器のスイッチング指令
から減算器にて脈動電流の周波数を求める周波数算出手
段と、前記順変換器のスイッチングのタイミングと前記
順変換器のスイッチングのタイミングから、それぞれの
変換器のスイッチングが同時に行われるタイミングを求
め、該同時に行われるタイミングの周期から脈動電流の
位相を求める位相算出手段と、を有することを要旨とす
る。

【００３４】この発明は、順変換器の位相制御信号また
はスイッチング指令、および逆変換器のスイッチング指
令から、周波数算出手段が減算器にて脈動電流の周波数
を求め、順変換器のスイッチングのタイミングと、逆変
換器のスイッチングのタイミングから、それぞれの変換
器のスイッチングが同時に行われるタイミングを求める
ことで脈動電流の位相を算出しようとするものである。

【００３５】請求項４記載の発明は、前記請求項１〜３
のいずれか一つに記載の電力変換装置において、前記電
力変換装置は、さらに、前記脈動電流算出手段が求めた
脈動電流の周波数および位相から、前記主回路に発生す
る脈動電流の大きさを求める脈動電流量算出手段と、該
脈動電流量算出手段が求めた脈動電流量を前記順変換器
の位相制御角制御信号に補正信号として加算する第１の
補正手段と、を有することを要旨とする。

【００３６】この発明は、脈動電流算出手段が求めた脈
動電流の周波数および位相から、脈動電流量算出手段が
脈動電流の大きさを求め、求めた脈動電流量を順変換器
の位相制御角に補正信号として加算することで、脈動電
流を抑制しようとするものである。

【００３７】請求項５記載の発明は、前記請求項１〜４
のいずれか一つに記載の電力変換装置において、前記電
力変換装置は、さらに、前記脈動電流算出手段が求めた
脈動電流の周波数および位相を基に、前記逆変換器のス
イッチング周波数をずらすように補正する第２の補正手
段を有することを要旨とする。

【００３８】この発明は、脈動電流算出手段が求めた脈
動電流の周波数および位相から、逆変換器のスイッチン
グのタイミングをずらすように補正することで、脈動電
流を抑制しようとするものである。

【００３９】

【発明の実施の形態】以下、添付した図面を参照して、
本発明の実施の形態を説明する。

【００４０】図１は、本発明を適用した実施の形態にお
ける電流型インバータ装置のブロック図である。なお、
本実施の形態においては、図４に示した従来の電流型イ
ンバータ装置の構成要素と同一のものについては、同一
の符号を付し、これらの詳細な説明は省略する。

【００４１】図示する電流型インバータ装置は、従来と
同様にサイリスタを使用した電力変換装置である。その
構成は、主回路１００が従来同様に、交流電源１０３か
らの交流電力を直流電力に変換する順変換器１０５と、
直流電力を平滑にする直流リアクトル１０７と、平滑化
された直流電力を任意の周波数を有する交流電力に変換
する逆変換器１０９とから構成されている。

【００４２】また、この主回路１００を制御する制御回
路１は、従来同様の構成よりなる部分として、速度を設
定する速度設定器２０１と、速度設定器２０１からの速
度基準にリミットをかける入力制限回路２０３と、誘導
電動機１０１に供給される電圧を検出する電圧検出器２
０５と、検出された電圧を基に電流基準を出力する電圧
制御回路２０７と、交流電源１０３から供給される電流
を検出する電流検出器２０９と、電流検出器２０９で検
出された電流と電圧制御回路２０７からの電流基準を基
に位相基準を出力する電流制御回路２１１と、交流電源
１０３の電圧位相を検出する電源位相検出器２１３と、
電流制御回路２１１からの位相基準と電源位相検出器２
１３から検出された電源位相を基に、順変換器１０５を
構成するサイリスタに点弧パルスを与える位相制御回路
２１５と、入力制限器回路２０３からの周波数を基に発
振パルスを出力する発信器２１７と、この発信器２１７
からの発振パルスを振り分ける分周器２１９とから構成
されている。

【００４３】さらにこの制御回路１内には、電流制御回
路２１１の出力信号である位相基準と電源位相検出器２
１３によって検出された交流電源位相を基に同期した電
源周波数の６倍の周波数を演算する位相制御回路Ａ１１
と、位相制御回路Ａ１１で得られる電源に同期した６倍
の周波数信号である６ｆａ（Ｈｚ）の信号と、逆変換器
１０９のサイリスタのゲート信号である誘導電動機１０
１の誘起電圧の周波数の６倍の周波数が得られる発信器
２１７の出力信号である６ｆｍ（Ｈｚ）の信号によって
主回路１００に発生する脈動電流の周波数と位相を演算
で求める関数発生回路１３と、関数発生回路１３から出
力される主回路脈動電流の周波数と位相信号から主回路
１００のインダクタンスと順変換器１０５の交流入力電
圧と逆変換器１０９の交流出力電圧である、誘導電動機
１０１の誘起電圧で決まる脈動電流の大きさを求める掛
け算器１５と、脈動電流を打ち消すために脈動補正信号
を反転させる信号反転器１７と、脈動補正信号を順変換
器１０５の位相基準に加算する加算器１９を備えてい
る。

【００４４】上記構成において、関数発生回路１３は、
順変換器１０５の位相制御角と順変換器５のサイリスタ
のスイッチングのタイミングから、主回路１００に原理
的に発生する脈動電流の周波数、位相および波形を求め
る。そして、関数発生回路１３から出力される信号と掛
け算器１５により脈動電流と同じ大きさの脈動補正信号
を発生させる。この脈動補正信号は信号反転器１７で反
転され、その信号が加算器１９により電流制御回路２１
１の出力である位相基準に加算される。これにより位相
基準に脈動電流を打ち消すように加算した脈動補正信号
の反転信号によって、脈動電流が発生しないように順変
換器１０５の出力直流電圧が制御される。

【００４５】図２は、関数発生回路１３の具体的な構成
の一例を示すブロック図である。

【００４６】関数発生回路１３は、順変換器の６個のサ
イリスタを点弧する６ｆａ（Ｈｚ）のパルス信号を演算
用の信号に変換するカウンター３１と、逆変換器の６個
のサイリスタを点弧する６ｆｍ（Ｈｚ）のパルス信号を
演算用の信号に変換するカウンター３３と、カウンター
３１の出力信号とカウンター３３の出力信号とで、脈動
電流の周波数ｆｃ（Ｈｚ）を求めるための減算器３５
と、この減算器３５から出力される信号を１／２・ｆｃ
（Ｈｚ）の周波数に変換する除算器３７と、除算器３７
の出力から得られる１／２・ｆｃ（Ｈｚ）の周波数に応
じた正弦波の周波数を発生する正弦波発生器３９と、減
算器３５の出力から、力行または回生を判定する力行回
生検出器４１と、力行回生検出器４１の出力信号を基
に、回生運転の場合は正弦波発生器３９から出力される
ｆｃ（Ｈｚ）の周波数と位相を持った脈動電流の波形を
反転させる信号反転器４３と、順変換器１０５の６個の
サイリスタを点弧する６ｆａ（Ｈｚ）のパルス信号か
ら、ゲートパルス信号のタイミングを求めるために信号
の立ち上がりを検出するモノマルチ４５と、逆変換器１
０９の６個のサイリスタを点弧する６ｆｍ（Ｈｚ）のパ
ルス信号からゲートパルス信号のタイミングを求めるた
めに信号の立ち上がりを検出するモノマルチ４７と、モ
ノマルチ４５およびモノマルチ４７の出力信号から同時
に出力されるパルス信号を求めるために論理積をとるＡ
ＮＤ回路４９と、ＡＮＤ回路４９から出力される「１」
信号のタイミングにより、正弦波発生器３９で求めてい
る脈動電流の位相を「０ｄｅｇ」にする位相リセット回
路５１とから構成されている。

【００４７】次にこのように構成された本実施の形態に
よる電流型インバータ装置の作用を図３を参照して説明
する。

【００４８】図３（ａ）に示す順変換器１０５の６ｆａ
（Ｈｚ）のゲートパルス信号と、図３（ｂ）に示す逆変
換器１０９の６ｆｍ（Ｈｚ）のゲートパルス信号が同時
に出力されるタイミングが、モノマルチ４５とモノマル
チ４７、およびＡＮＤ回路４９によって検出される。こ
のとき、図３（ｃ）に示すように、ＡＮＤ回路４９の出
力が「１」になった時点が、順変換器１０５の出力直流
電圧と逆変換器１０９の入力直流電圧が等しくなるポイ
ントであり、脈動電流が「０（Ａ）」、すなわち、脈動
電流の位相が「ＳＩＮ（０ｄｅｇ）」のポイントのとき
である。この信号を正弦波発生器３９にリセット信号と
して与えることで、図３（ｄ）に示すように、脈動電流
の補正信号となる脈動電流位相ＰＨＣｒ−ｉが「０」と
なる。

【００４９】次に、電気角が６０ｄｅｇ遅れて順変換器
１０５と逆変換器１０９にそれぞれゲートパルス信号が
出力される。このとき、６ｆａ（Ｈｚ）の周波数と、６
ｆｍ（Ｈｚ）の周波数が異なる条件ではＡＮＤ回路４９
の出力は、「０」となる。このとき正弦波発生器３９の
出力は、除算器３７の出力から得られる１／２・ｆｃ
（Ｈｚ）の周波数に応じた位相の正弦波の脈動電流波形
となる。この動作が前記ＡＮＤ回路４９の出力が「１」
になるまで連続して行われる。

【００５０】そして、ＡＮＤ回路４９の出力が再び
「１」になると、正弦波発生器３９にリセット信号が入
力されるので、脈動電流の位相が「ＳＩＮ（０ｄｅ
ｇ）」となる。

【００５１】このような動作を連続して繰り返すことに
よって、正弦波発生器３９から、ｆｃ（Ｈｚ）の半波整
流波形が出力される。この波形が力行運転時の主回路１
００に発生する脈動電流に同期した脈動電流波形とな
る。一方、回生運転時は、主回路１００に発生する脈動
電流の振幅が、力行運転時と逆相になるので、回生運転
時は正弦波発生器３９の出力波形を信号反転器４３によ
り反転させている。

【００５２】主回路１００で発生する脈動電流の振幅
は、直流リアクトル１０７のインダクタンス値と交流電
源１０３の電圧と誘導電動機１０１の電圧で決定される
ので、正弦波発生器３９の出力信号を掛け算器１５によ
り乗じることで、脈動電流の振幅が求まる。本信号が主
回路１００の脈動電流を抑制するための位相補正信号と
なる。この補正信号を信号反転器１７で１８０ｄｅｇ位
相をずらし、電流制御回路２１１の出力である位相信号
に加算器１９で加算することで脈動電流が抑制される。

【００５３】以上のように本実施の形態によれば、主回
路１００に発生する脈動電流の周波数と位相および振幅
を演算で求めることができ、この演算で求めた信号を位
相基準に加算することで、主回路１００に発生する脈動
電流を抑制することができるので、負荷のトルクリプル
や速度変動を低減することができる。

【００５４】また、ここでは、順変換器の位相制御角を
補正することで脈動電流を抑制することについて記載し
たが、逆変換器のスイッチングのタイミングをずらすよ
うに補正することでも脈動電流を抑制することができ
る。

【００５５】このように本実施の形態では、脈動電流を
抑制するように補正制御する結果、発生トルクの脈動を
大幅に低減でき、負荷として接続されている電動機１０
１の速度変動を大幅に低減できる。また、主回路直流リ
アクトルのインダクタンス値を大きくすることなく発生
トルクの脈動や速度変動を大幅に低減できるので、制御
装置の小型化や低コスト化が実現できる。

【００５６】さらに、本実施の形態では、脈動電流成分
を電流・電圧検出器やフィルタ回路などの検出器により
補正量を求めるものではなく、制御回路の演算により補
正量を求めているので、検出器やフィルタ回路が不要で
あり装置の小型化や低コスト化が実現できる。このた
め、検出回路およびフィルタ回路による時間の遅れがな
いため最適な制御が可能である。

【００５７】

【発明の効果】以上説明した本発明によれば、より経済
的な方法で主回路に発生する脈動電流の発生を抑えた電
力変換装置が提供される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を適用した実施の形態に係る電流型イン
バータ装置の構成を示すブロック図である。

【図２】上記電流型インバータ装置に使用されている関
数発生回路の一例を示すブロック図である。

【図３】上記電流型インバータ装置の作用を説明するた
めの図面である。

【図４】従来の電流型インバータ装置の構成を示すブロ
ック図である。

【図５】順変換器内部の構成を示すブロック図である。

【図６】順変換器内部のサイリスタに供給される信号波
形を示す図面である。

【図７】従来の装置の問題点を説明するための信号波形
を示す図面である。

【図８】従来の装置の問題点を説明するための信号波形
を示す図面である。

【符号の説明】

１制御回路１１位相制御回路Ａ１３関数発生回路１５掛け算器１７信号反転器１９加算器３１、３３カウンター３５減算器３７除算器３９正弦波発生器４１力行回生検出器４３信号反転器４５、４７モノマルチ４９ＡＮＤ回路５１位相リセット回路１００主回路１０１誘導電動機１０３交流電源１０５順変換器１０７直流リアクトル１０９逆変換器２０１速度設定器２０３入力制限回路２０５電圧検出器２０７電圧制御回路２０９電流検出器２１１電流制御回路２１３電源位相検出器２１５位相制御回路２１７発信器２１９分周器Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚサイリスタ

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Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源から供給される交流電力を直流
電流に変換する順変換器、および該直流電力を再び交流
電力に逆変換する逆変換器を有する主回路と、前記順変
換器の位相制御角を制御する位相制御角制御手段と、前
記逆変換器のスイッチング周波数を制御する周波数制御
手段とを備えた電力変換装置において、前記位相制御角制御手段から前記順変換器へ出力される
位相制御角制御信号と前記周波数制御手段から前記逆変
換器へ出力される周波数制御信号から、前記主回路に発
生する脈動電流を算出する脈動電流算出手段を有するこ
とを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】前記脈動電流算出手段は、前記位相制御
角制御手段から前記順変換器へ位相制御角制御信号とし
て出力されているゲートパルス信号の周波数と前記周波
数制御手段から前記逆変換器へ周波数制御信号として出
力されているゲートパルス信号の周波数との差から得ら
れる前記主回路のリプル電圧周波数と、前記順変換器お
よび前記逆変換器のそれぞれに同時に与えられる前記ゲ
ートパルスのタイミングから得られるリプル電圧の位相
と、前記主回路のインダクタンスを基に、前記リプル電
圧を積算し、前記インダクタンスを除算することで、前
記脈動電流の周波数、位相、および大きさを求めること
を特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】前記脈動電流算出手段は、前記順変換器の位相制御角制御信号またはスイッチング
指令、および前記逆変換器のスイッチング指令から減算
器にて脈動電流の周波数を求める周波数算出手段と、前記順変換器のスイッチングのタイミングと前記順変換
器のスイッチングのタイミングから、それぞれの変換器
のスイッチングが同時に行われるタイミングを求め、該
同時に行われるタイミングの周期から脈動電流の位相を
求める位相算出手段と、を有することを特徴とする請求
項１または２記載の電力変換装置。
【請求項４】前記電力変換装置は、さらに、前記脈動電流算出手段が求めた脈動電流の周波数および
位相から、前記主回路に発生する脈動電流の大きさを求
める脈動電流量算出手段と、該脈動電流量算出手段が求めた脈動電流量を前記順変換
器の位相制御角制御信号に補正信号として加算する第１
の補正手段と、を有することを特徴とする請求項１〜３
のいずれか一つに記載の電力変換装置。
【請求項５】前記電力変換装置は、さらに、前記脈動電流算出手段が求めた脈動電流の周波数および
位相を基に、前記逆変換器のスイッチング周波数をずら
すように補正する第２の補正手段を有することを特徴と
する請求項１〜４のいずれか一つに記載の電力変換装
置。