JPS5922466A - バイ・フエ−ズ・デジタル変調信号の復調方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、パイ・フェーズ変調信号の復調方法に関する
。

〔発明の技術的背景〕

近年、ビデオディスクプレーヤが注目を集めている。こ
のビデオディスクプレーヤにより映し出される画面のイ
ンデックス・コードは、通常、ビデオ信号中の垂直同期
信号中に挿入される。一般に、インデックス・コード信
号は、変調されたデジタル信号の形で挿入される。デジ
タル信号の変調方式は、種々のものが知られているが、
上記のインデックス・コードは、Ｍ方式と呼ばれるパイ
・フェーズ変調方式により変調されているのが最も一般
的である。

以下、第１図を用いて、Ｍ方式のパイ・フェーズ変調方
式を説明する。第１図（イ）は、被変調デジタル信号を
示している。Ｍ方式の変調方式は、第１図（ロ）に示す
ように、データの変り目では必ずレベル反転があり、デ
ータがｒｌＪのときには、データの中間点において、さ
らにレベル反転を行う変調方式である。したがって、Ｍ
方式変調信号は、データの「０」に対応して１ビツト期
間一定のレベルを保つ信号と、データのｒｌＪに対応し
て１ビツトの半分の期間（以下、ハーフ・ビット期間と
称す）で反転してしまう信号との組み合せにより成り立
っており、これを特徴としている。

さて、Ｍ方式変調信号の復調は、上記の特微志を考慮す
ることによ９行われる。すなわち、Ｍ方式では、もとの
データが「１」のときには変調信号がハーフ・ビット期
間のところで反転し、「０」のときにはこの反転が起き
ない。したがって、ハーフ・ビット期間毎のレベルを比
較し、同一であれはもとのデータは「０」、異なってい
れば、もとのデータは「１」であったことが判る。よっ
て、第１図（ハ）、に）に水子ように、ハーフ・ビット
期間毎のレベル、Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄを知シ、ＡとＢ、Ｃと
Ｄの各々のレベルを比較し、両者が等しければ「０」、
異なれば「１」として信号の復調を行えばよい。

上記の復調方法を採用した、従来のＭ方式変調信号の復
調回路を第２図に示す。従来の復調回路（１）は、エツ
ジ検出回路α〔と、ワンショット・マルチ・バイブレー
タαυと、パルス幅設定回路ａ渇と、Ｄ−フリップフロ
ップ（以下、Ｄ−ＦＦと記す）Ｏｊ。

（１４）　、　（１！９と、イワスクルーシプ・オフ（
以下、ＥＸ−ＯＲと記す）ａＱより構成されている。こ
れら構成要素まず、復調を行うＫは、変調信号のハーフ
・ビット期間毎のレベルをサンプリングしなければなら
たい。このサンプリングのためのサンプリングメルフ１
発生するのがワンショット・マルチ・バイブレータａυ
である。

またサンプリングはサンプリングパルスの立ち上りと立
ち下りの両方で行い、変調信号の１ビット期間の前半の
ハーフ・ビット期間と後半のハーフ・ビット期間のそれ
ぞれのレベルをサンプリングする。したがって、マルチ
・バイブレータ０υが発生するサンプリングパルスが、
変調信号の立ち上り後、直ちに立ち上るパルスであると
すれば、ソノパルス幅はハーフ・ビット期間以上なけれ
ばならない。このサンプリングパルスのパルス幅を設定
するのが、パルス幅設定回路（１つである。

゛また、上述のようにサンプリングパルスは、変調信号
の立ち上り後、直ちに発生するものとするため、変調信
号の立ち上りを検出する手段が必要となる。４段のイン
バータα力とＥＸ−ＯＲ（ｉｓとで構成されるエツジ検
出回路（１１は、上記の変調信号の立ち上り（ならびに
立ち下シ）全検出する回路である。

Ｄ−ＦＦＱ［有］は、１ピット期間の前半のハーフ・ビ
ット期間のレベルをサンプリングし、Ｄ−ＦＦ（１４１
は後半のハーフ・ビット期間のレベルをサンプリングす
る、いわばサンプリング回路である。

Ｄ−ＦＦ（１３１，（１４）のサンプリング結果が供給
されるＥＸ−ＯＲ（ｌＥ９は、レベル値の比較を行うこ
とで復調信号を発生する。

サラニ、Ｄ−ＦＦ’（ｌｉｄ、ＥＸ−ＯＲ（Ｉ４９が出
力ｊる復調信号のデユーティ比を一定する機能を有する
ものである。

次に、第３図に示すパルス波形図を参照して、復調回路
（１）の動作を説明する。まず、第３図に示す変調信号
（ａ）は、−入力端子（１ａ）に供給され、エツジ検出
回路（１１ならびにＤ−ＦＦ　（１１、（１４）のデー
タ（ロ）端子に導びかれる。エツジ検出回路（１１に供
給された変調信号（ａ）は分岐され、２人力ＥＸ−ＯＲ
Ｑ印に入力される。このとき、ＥＸ−ｏｎ（ｔｓの一方
の入力端子に導びかれる変調信号（ａ）は、４段のイン
バータ０７）を通過している。したがって、変調信号（
ａ）Ｆｉ変調信号（ａ）を遅延した信号となっている。

よって、ＥＸ−ＯＲ（１９は出力は、変調信号（ａ）の
立ち上り、および立ち上りを検出した如きパルス信号（
以下、エツジパルスと称す）Φ）となる。エツジパルス
の）は、ワンショット・マルチ・パイプレーク（ｌｌ）
ニ供給される。ワンショット・マルチ・バイブレータθ
１）は、供給されるエツジパルス（ｂ）’ｅ）リガーパ
ルスとし、パルス幅設定回路（【りにより規定されるパ
ルス幅を有するサンプリングパルス（Ｃ）　Ｔｈ発生す
る。

このサンプリングパルス（ｅ）は、その立ち上りと立を
下りで変−調信号（ａ）をサンプリングするため、その
パルス幅は、ハーフ・ビット期間以上、できる限り１ピ
ット期間に近接して設定される。ワンショット・マルチ
・バイブレータ（１１）が発生するサンプリングパルス
（ｃ）は、Ｄ−ＦＦ　（１４）　ｖ　（１！９のクロッ
ク（ｆ）端子に供給される。また、サンプリングパルス
（Ｃ）の極性が逆転したサンプリングパルス（ｄ）は、
ワンショット・マルチ・バイブレータ（１１）の゛Ｑ端
子より出力され、Ｄ−ＦＦ　（１３）のφ端子に供給さ
れる。Ｄ端子に変調信号（ａ）が、またφ端子にサンプ
リングパルス（ｄ）が供給されるＤ−ＦＦ　（１■は、
変調信号（ａ）の１ピット期間中後半の・・−フ・ビッ
ト期間のレベルをサンプリングし、サンプルホールド信
号（ｆ）を出力する。また、Ｄ端子に変調信号（ａ）が
、φ端子にサンプリングパルス（ｃ）が供給されるＤ−
ＦＦ　（１４）は、変調信号（ａ）の１ビット期間中前
半のハーフ・ビット期間のレベルをサンプリングし、サ
ンプルホールド信号（、）を出力する。サンプルホール
ド信号（ｅ）。

（ｆ）ｕ、２人力ＥＸ−ＯＲ（１１）Ｋ導びかれる。Ｅ
ｘ−ａｍ（【０によシ、１ビット期間中の前半、後半の
ハーフ・ビット期間のレベルが比較され、両者の排他和
をとることにより復調信号（ｇ）が得られる。ＢＸ−Ｏ
Ｒ００が出力する復調信号（ロ））は、デユーティ比が
乱れている。このデユーティ化の乱れ九復調信号（ｇ）
はＤ−ＦＦ　ｆｌ、５）のＤ端子に供給される。また、
Ｄ−ＦＦ（Ｉｓのφ端子にはサンプリングパルス（Ｃ）
が供給されており、Ｄ−ＦＦ（ｕｓにより、復調信号（
ロ））は改めてサンプルホールドされる。この結果デユ
ーティ比が電力され、Ｑ端子と接続する出力端子（イ）
よりＭ方式変調信号（ａ）の復調信号Φ）が得られるこ
とになる。

〔発明の背景技術の問題点〕

上記した従来の復調回路（１）は、サンプリングパルス
（ｃ）’ｅ発生させるために、ワンショット・マルチ・
バイブレータαυを用いており、パルス幅設定回路Ｑ′
ｌＪ’により発生するサンプリングパルス（ｅ）のパル
ス幅を自由に設定可能としている。サンプリングパルス
（ｃ）のパルス幅を適宜設定可能な構成としたのは、以
下の理由による。

Ｍ方式のパイ・フェーズ変調方式は、度々説明したよう
にデータ信号ｒｌＪのときには、第４図（イ）の実線で
示すように変調信号は、ハーフ・ビット期間のところで
レベル反転をする。しかしながら、このレベル反転が常
にハーフ・ビット期間のところで起きるとは限らないの
である。すなわち、レベル反転はするものの、破線で示
すようにハーフ・ビット期間以上のところでレベルが反
転することがある。また、この逆にハーフ・ビット期間
以下のところでレベル反転することもある。このように
、データ信号を変調した結果、変調信号のデユーティ比
が乱れることは往々にしであるのである。

このとき、ワンショット−マルチ・パイプレークα１）
が発生するサンプリングパルスは第４図（ロ）の実線に
示すものであるとする。このサンプリングパルスのパル
ス幅は、変調信号のデユーティ比が一定であるとし、一
応ハーフ・ビット期間以上に設定されている。したがっ
て、変調信号が（イ）の実線のようにハーフ・ビット期
間丁度のところでレベル反転している場合には、サンプ
リングは、変調信号のＡ点、Ｂ点で行われ、前半および
後半のハフ・ビット期間におけるそれぞれのレベルを知
ることができる。ところが、先程も述べたように、変調
信号のデユーティ比が（イ）の破線で示すように変動し
ている場合には、サンプリングパルスノ立ち下りで変調
信号をサンプリングしても、得られるレベルは、前半の
ハーフ・ビット期間のものでしかない。

したがって、変調信号のデユーティ比の変動に対しても
、常に正確なサンプリングを行うためには、サンプリン
グパルスのパルス幅をできる限シ（ロ）の破線で示した
ように１ビット期間に近接して設定する必要がある。こ
の１ビット期間は、データ信号の１ビット期間と等しい
と見做せる。このとき、データ信号の１ビット期間は、
データ信号の別によシ変動するものと考えられるので、
サンプリングパルスのパルス幅は、変調されるデータ信
号に合せて適宜設定する必要がある。

以上が、従来の復調回路（１）において、パルス幅設定
回路（２）が設けられている理由であり、従来の復調回
路（１）では、変調信号のデユーティ比の変化に対応し
ていく之めに、サンプリングパルスのパルス幅を適宜設
定可能としておかねばならなかったのである。

さて、現在においては、回路と名の付くものは、でき得
る限り集積回路化して行こうとするのが一般的である。

集積回路化を行うことにより、その回路の動作特性、精
度は向上し、回路の消費電力も低減させることができる
。また、量産性の拡大、価格の低減化も果すことができ
、さらにその回路が適用される装置自体の小形軽量化を
図ることができる等、回路一般を集積回路とすることに
より得られる特長が数多いからである。

従来の復調回路（１）に設けられているパルス幅設定回
路（１渇け、抵抗とコンデンサにより構成されている。

したがって、復調回路（１）を集積回路化しようとした
場合、パルス幅設定回路α邊だけは、外付けの回路とし
なければならず、集積回路化することができない。また
、データ信号の周波数が高い場合には、適正な変調信号
のサンプリングを行うためには、上記の抵抗、コンデン
サの品質、精度を高いものとしなければならない。その
ため、パルス幅設定回路（Ｉ″ＩＪを除き、復調回路（
１）を集積回路化したとしても、量産性は拡大されず、
また価格が低減することもない。したがって、従来の復
調回路（１）は、集積回路化に適さず、そのため、集積
回路化することによって得られる種々の有益な特長を発
揮し得ないものとなっている。

〔発明の目的〕

本発明は、上記の従来技術の問題点を鑑みて成されたも
のであり、全く新しいＭ方式変調信号の復調方法を提案
し、これに某づき集積口、路化に適した復調回路を提供
することを目的とする。

〔発明の概要〕

本発明が提案する復調方法は、従来、変調信号の１ビッ
ト期間中、前半および後半のノ・−フ・ビット期間で行
われていた２回のサンプリングを、前半のハーフ・ビッ
ト期間の一回のみとし、変調信号の前半のハーフ・ビッ
ト期間のレベル同士を比較し、復調を行うものである。

また、上記の復調方法による復調回路は、変調信号の立
ち上りと立ち下りを検出し、エツジパルスを発生するエ
ツジ検出手段と、このエツジパルスをリセット入力とす
るＦＦと、このＦＦ出力でリセットされるカウンタ回路
と、このカウンタ回路が発生するサンプリングパルスの
供給を受け、変調信号の前半のノ・−フ・ビット期間の
レベルをサンプルホールドし、サンプルホールドされた
レベル同士の比較を行う比較復調回路とを有すること全
特徴とする。

〔発明の実施例〕

１、復調方法 まず、本発明の復調方法を、第５図を用いて説明する。

第５図（イ）はＭ方式変調信号會夾す。本発明の復調方
法は、変調信号の１ビット期間中の前半のハーフ・ビッ
ト期間のみのレベルを知り、復調を行う方法である。す
なわち、変調信号の前半のハーフ・ビット期間のレベル
ヲ順次、第５図（イ）に示すように、’ｒｔ　、　’ｒ
＝、　’ｒ、・・・、Ｔ８とし、近接するもの同士の比
較を行う。すると、両者のレベルが等しいときを「１」
、異なるときを「０」として復調を行えば、第５図（ロ
）に示す復調信号が得られるのである。

Ｍ方式の変調方式は、データの変り目で必ずレベル反転
し、さらにデータが「１」のときは、ノ・−フ・ビット
期間のところでレベル反転している。

したがって、前半のノ為−フ・ピッ）期間のレベルに注
目すると、データ信号の「１」にｒＯＪ、ｒｌＪのいず
れのデータ信号が連なっても、変調信号の前半のハーフ
・ビット期間のレベルは同一となす、データ信号の「０
」にｒＯＪ、ｒｌＪのデータ信号のいずれが連なったと
しても、前半のノ・−フ・ビット期間のレベルは反転し
てしまうのである。

上記のＭ方式の変調方式の特徴は、従来見過されていた
。というのも、Ｍ方式の変調方式の最大の特徴は、デー
タ信号が「１」のときに限り、ノ・−フ・ビット期間の
ところでレベル反転を行わせることである。したがって
、変調信号の１ピット期間中の前半および後半のノ・−
フ・ビット期間のレベル同士を比較すれば、復調可能で
あることは誰しもが容易に考え得ることでちった。また
、この従来の復調方法自体、非常に簡単明瞭であり、新
たな復調方法の提案は敢えて成されることがなかったの
である。

本発明の復調方法は、上記の従来見過されていたＭ方式
変調信号の特徴に着目し、初めて成されたものである。

２、復調回路 次に、本発明の復調回路につき、その構成を第６図を用
いて説明する。本発明の復調回路（２）は、上述の復調
方法に基づいて完成された復調回路であり、集積回路化
に適する復調回路でおる。復調回路（１）は、大別すれ
ば、エツジ検出回路（３）、５Ｒ−ＦＦ４）、カウンタ
（５）、比較復調回路（６）から構成される。以下、第
７図のパルス波形図を参照しつつ、本発明の復調回路（
２）を詳述する。

エツジ検出回路（３）は、Ｃ−ＦＦＣ５υ、（３’１Ｊ
ＸＥＸ−ＯＲ（ハ）より構成され、変調信号（ｊ）の立
ち上り、および立ち下りを検出し、エツジパルス（ｎ）
　？発生する回路である。まず、変調信号（ｊ）は、入
力端子（２υより供給され、Ｄ−ＦＦ　Ｃ３１）のＤ端
子に導びかれる。また、クロック端子（２乃よシ供給さ
れるクロック信号（６）は、Ｄ−ＦＦ　Ｃ３１）、　Ｃ
３つのφ端子に導びかれる。Ｄ−ＦＦＣ３１）は、恰か
も変調信号（ｊ）を１クロック分遅延した如き変調信号
（４ｆ：出力する。変調信号（／＝）は、次段のＤ−Ｆ
ＦＩ３２のＤ端子に導びかれると共に、２人力ＥＸ−Ｏ
Ｒ（至）の一方の入力端に導びかれる。Ｄ−ＦＦＣ３７
Ｊは、変調信号Ｖ）をさらに１クロック分遅延した如き
変調信号（ホ）を出力し、変調信号（ハ）はＥＸ−ＯＲ
（至）の他方の入力端に導ひかれる。変調信号（４，（
ホ）を入力とするＥＸ−ＯＲ割は、両信号の排他和をと
り、変調信号（ｊ）の立ち上り、立ち下Ｖに対応して発
生するエツジパルス（ｎ）　’に出力する。このエツジ
パルス（ｎ）は、５Ｒ−ＦＦ（４）のリセット（６）端
子に供給される。

Ｓ　Ｒ−Ｆ　Ｆ　（４）は、ＮＯＲ（４１）　、　（惰
、インバータ（４１より構成されている。Ｓ　Ｒ−Ｆ　
Ｆ　（４）のＲ端子にはエツジパルス（ｎ）が、またセ
ラ）　（Ｓ）端子には、後述するカウンタ回路（！５）
の出力するセット信号（１）が供給される。今、Ｓ端子
に供給されるセット信号（１）はロー・レベル（以下、
Ｌと略記する。また、）・イ・レベルをＨと略記する。

）であるとする。したがって、５Ｒ−ＦＦ（４）は、一
旦、Ｓ端子にエツジパルｙ、　（ｎ）の供給を受はリセ
ット状態になった後は、エツジパルス（ｎ）が立ち下っ
た後も、Ｓ端子がＨとならない限り、Ｌ全出力し続ける
。Ｓ　Ｒ−Ｆ　Ｆ　（４）の出力は、カウンタ回路（５
）に供給される。

カウンタ回路（５）は、６段の１）−ＦＦ　（５１）〜
（５６）、インバータ（５７）より構成されている、５
Ｒ−ＦＦ（４）からの出力は、最後段のｏ−Ｆｖ　（５
６）を除く他の全てのＤ−ＦＦ　（５１）〜（５５）の
Ｒ端子に供給されている。また、全てのＤ−ＦＦ　（５
１）〜（５６）のφ端子には、クロック信号（６）が導
びかれている。さらに６段のＤ−ＦＦ　（５１）〜（５
６）は、全て前段のＤ−ＦＦの出力信号としている。さ
て、Ｄ−ＦＦ　（５１）〜（５５）のＲ端子は、今、５
Ｒ−ＦＦ（４）から供給される信号によりＬとなってい
るため、Ｄ−ＦＦ　（５１）〜（５５）はセット状態に
あシ、最後段とＤ−ＦＦ　（５６）と同じく何時でもカ
ウンタ動作を開始できる状態となっている。第１段目の
Ｄ−ＦＦ　（５１）のＤ端子には、第４段目のＤ−ＦＦ
　（５４）の出力をインバータ（５７）により反転した
ものが導びかれている。今の状態ではとのＤ−ＦＦ　（
５４）の出力はＬであるから、Ｄ−ＦＦ（５１）のＤ端
子はＨとなっている。したがって、Ｄ−ＦＦ　（５１）
は、クロック信号（６）の立ち上りと共に立ち上るサン
プリングパルス（０）　を出力する。以下、このサンプ
リングパルス（０）の出力を受け、第２段目以降のＤ−
ＦＦ　（５２）〜（５６）がカウンタ動作を開始し、パ
ルス信号ψ）〜（１）をそれぞれ出力することになる。

サンプリングパルス（０）は、Ｄ−ＦＦ　（ｓｉ）のＤ
端子がＬとなったとき、すなわち４段目のＤ−ＦＦ　（
５４）の出力がＨとなったときに立ち下る。

し念がって、サンプリングパルス（０）のパルス幅は、
クロック信号（６）の４周期分に相当している。また、
その他のＤ−ＦＦ　（５２）〜（５５）が発生するパル
ス信号（Ｐ）〜（８）は、各々のＤ−Ｆ’Ｆ　（５２）
〜（５５）のＲ端子がＨとなったとき、すなわちリセッ
ト状態になったと′　きに立ち下る。Ｒ端子をＨとする
には、Ｒ端子に信号を供給しているＳ　Ｒ−Ｆ　Ｆ　（
４）をセット状態にすればよい、すなわちＳ端子ｔ　Ｈ
、！：’すればよい。５Ｒ−ＦＦ（４）のＳ端子は最後
段のＤ−ＦＦ　（５６）の出力端子と接続されている。

したがって、Ｄ−ＦＦ　（５６）の出力パルス信号（１
）が立ち上った時点で、５Ｒ−ｐｒｆ４）のＳ端子はＨ
となり、Ｄ−ＦＦ　（’５１）〜（５５）は全てす歌、 セット状態に表９、それぞれの出力パルス信号φ）〜（
８）ｌｉ−律に立ち下ることになる。

一旦、リセット状態となったＤ−ＦＦ　（５１）〜（５
５）は、再び各々のＲ端子がＬとなった時点でカウンタ
動作を開始する。すなわち、Ｄ−ＦＦ　（５６）の出力
パルス信号（１）が発生した後、最初に発生する工ツジ
パルス（ｎ）が５Ｒ−Ｆ’Ｆ　（４）のＲ端子に供給さ
れる度に、上記のカウンタ動作を繰り返すのである。こ
うして繰り返し発生されるパルス信号のうち、Ｄ−ＦＦ
　（５１）の出力するサンプリングパルス（０）と第３
段目のＤ−ＦＦ　（５３）の出力パルス信号（ｑ）は、
比較復調回路（６）に導びかれる。

比較復調回路（６）は、Ｄ−ＦＦ　（６１）、（６２）
、（６３）と、ＥＸ−ＮＯＲ（６４’）により構成され
る。Ｄ−ＦＦ　（６１）は、変調信号の１ビット期間中
の前半のハーフ・ビット期間のレベルをサンプリングす
るために設けられている。したがって、そのＤ端子には
、エツジ検出回路（３）のＤ−ＦＦＣ３１）が出力する
変調信号（イ）が導びかれており、φ端子にはカウンタ
回路（５）のＤ−ＦＦ　（５１）が出力するサンプリン
グパルス（０）が供給されている。その結果、変調信号
Ｖ）の前半のハーフ・ビット期間のレベルは、サンプリ
ングパルス（０）の立ち上りでサンプルホールドされ、
Ｄ−ＦＦ（５１）はサンプルホールド信号（ｕ）　ｅ出
力する。

このサンプルホールド信号（Ｕ）は次段のＤ−ＦＦ（６
２）のＤ端子に導びかれる。また、Ｄ−ＦＦ　（６２）
の反転クロック（φ）端子には、サンプリングパルス（
０）が供給されている。したがって、Ｄ−ＦＦ　（６２
）は、サンフルホールド信号（ｕ）’ｔ　、サンプリン
グパルス（０）の立ち下りでサンプルホールドすること
になる。

その結果、Ｄ−ＦＦ　（６２）は、恰もサンフルホール
ド信号（Ｕ）を、サンプリングパルス（０）のパルス幅
の期間だけ遅延した如き信号（Ｖ）を出力する。Ｄ−Ｆ
’Ｆ（６１）、（６２）の出力は、ＥＸ−ＮＯＲ（６４
）に導びかれる。サンプルホールド信号（ｔｉ）と、こ
れを遅延した信号（ｖ）　ｆ　ＥＸ−ＮＯＲ（６４）に
導ひくことにより、変調信号η）の近接する前半のハー
フ・ビット期間のレベル同士が比較されることになる。

ＥＸ−ＮＯＲ（６４）の出力信号（ロ）は、変調信号（
ｊ）を復調した信号となっているが、そのデユーティ比
が乱れている。このデユーディ比の乱れを“是正するの
が、Ｄ−ＦＦ　（６３）のＤ端子にはＥＸ−ＮＯＲ（６
４）の出力信号（ロ）が導ひかれ、φ端子には、カウン
タ回路（５）のＤ−ＦＦ　（５３）の出力パルス信号（
ψが供給きれているしたがって、出力信号（ロ）は、パ
ルス信号（（Ｌ）の立ち上りによりサンプルホールドさ
れることになる。

これによりＤ−ＦＦ　（６３）の出力信号（Ｘ）は、デ
ユーティ比一定の復調信号となる。この復調信号体）は
、出力端子（２階に導びかれ、出力端子（ハ）より、Ｍ
方式変調信号（ｊ）の復調信号へ）が得られる。

以上で、本発明の復調回路（２）の動作説明が終了した
が、本発明の復調回路（２）は、カウンタ回路（５）の
リセットの仕方に特徴がある。すなわち、カウンタ回路
（５）ｋ構成するＤ−ＦＦ　（５１）〜（５５）のリセ
ットは、５Ｒ−ＦＦ　（４）を介して、Ｄ−ＦＦ　（５
６）の出力パルス信号（１）によシ行われる。この出力
パルス信号（１）とエツジパルス（ｎ）の関係に注意し
なくてはならない。エツジパルス（ｎ）は、変調信号（
ｊ）の立ち上りと立ち下りに対応して発生するため、デ
ータ信号（ｉ）が「１」のときは、第７図に示すように
１ビット期間の中間でもエツジパルス（ロ）が発生する
。そして、サンプリングパルス（０）は、エツジパルス
（ｎ）　を検知し発生するように復調回路は構成される
のであるが、上記の中間のエツジパルス（ロ）に対応し
てサンプリングパルス（０）が発生することを禁止しな
くてはならない。これを果すため、まず、本実施例では
、カウンタ回路（５）のセット・リセットヲｓＲ−ＦＦ
　ｆ４）　Ｋより制御し、５Ｒ−ＦＦ　（４）をセット
状態とすることで、カウンタ回路（５）をリセットする
ことにした。そして、５Ｒ−ＦＦ（４）をセットするタ
イミングは、中間のエツジパルス（ロ）が発生後、次の
エツジパルスが発生するまでの期間とし、５Ｒ−ＦＦ　
（４）　’＆上セツトる信号としてＤ−ＦＦ　（５６）
の出力パルス信号（ｔ）　ｆｆｉ用いたのである。この
出力パルス信号（１）とエツジパルス（ｎ）の関係に本
発明の復調回路の特徴があるといえる。

〔発明の効果〕

従来の復調方法は、変調信号の１ビット期間中、前半と
後半のふたつのハーフ・ビット期間のレベル〒比較する
ものであったが、本発明の復調方法は、これを前半のハ
ーフ・ビット期間のレベルのみを知ることにより復調を
行うものである。従来の復調方法と本発明の復調方法の
それぞれに基づいて復調回路を構成した場合を考えれば
、本発明の復調方法は変調信号のサンプリング回数が従
来のものに比較して半減することになる。このことは復
調回路の構成を簡単化し、回路規模の縮少を果すことが
できる。これにより、復調回路の価格も低減させること
が可能となる。

また、本発明の復調方法に基づいて復調回路を構成する
ことにより、従来の方法に基づいては果すことのできな
かった回路の集積回路化が可能となったことも、本発明
の復調方法のひとつの長所として挙げられる。

さらに、本発明の復調回路は、変調信号のサンブリーレ
グを前半のハーフ・ビット期間においてのみ行っている
ため、変調信号のデユーティ比の変動が非常に大きい場
合でも、十分対応可能な構成となっている。このため、
＊調信号のデユーティ比が変動するために、誤つ九復調
信号を得るということがなく、常に正確な復調を行うこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、Ｍ方式のパイ・フェーズ変調方式の原理全説
明するためのパルス波形図、第２図は従来の復調回路の
回路構成図、第３図は、上記従来の復調回路のパルス波
形図、第４図は、変調信号のデユーティ比変動を説明す
るだめのパルス波形図、第５図は本発明の復調方法を説
明するためのパルス波形図、第６図は本発明の復調回路
の回路構成図、第７図は、本発明の復調回路のパルス波
形図である。 （２）・・・復調回路　　　　（３）・・・エツジ検出
回路ｒ、ｌ）・・・５Ｒ−ＦＦ　　　　　　（５）・・
・カウンタ回路（６）・・・比較復調回路 （ｉ）・・・被変調データ信号 （ｊ）・・・Ｍ方式変調信号　（０）・・・サンプリン
グパルス（ｕ）、（Ｖ）・・・サンプルホールド信号←
＄、（Ｘ）・・・　復り周イ言号 （７３１７）　　代理人　弁理士　則　近　意　佑　（
ほか１名）第　　１　　図 第　　２　　図 第３図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 被変調デジタルデータ信号のｒｌＪ、ｒＯＪの変り目で
   必ずレベルが反転し、前記データ信号が「１」のときに
   は、さらに１ビツト期間の中間においてもレベルが反転
   しているパイ・フェーズデジタル変調信号のレベル状態
   のうち、前記データ信号の「１」「０」の変シ目におい
   て反転した直後のレベル状態を順次検知比較し、最前と
   同じレベル状態のときは「ｌ」、異なるときは「０」と
   して前記変調信号を復調するパイ・フェーズ・デジタル
   変調信号の復調方法。