JPS59210734A - 受信装置 - Google Patents
受信装置Info
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- JPS59210734A JPS59210734A JP8524883A JP8524883A JPS59210734A JP S59210734 A JPS59210734 A JP S59210734A JP 8524883 A JP8524883 A JP 8524883A JP 8524883 A JP8524883 A JP 8524883A JP S59210734 A JPS59210734 A JP S59210734A
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- JP
- Japan
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- signal
- output
- detection circuit
- tuning
- frequency
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はＦＭラジオ放送を受信する受信装置に関する。
ＦＭラジオ放送を受信する受信装置の重要な特性として
ＲＦ相互変調がある。このＲＦ相互変調は同調周波数に
隣接した強力な妨害信号が人力した場合、周波数変換器
やＲＦ増幅器の伝達特性の非線形性に起因して発生する
もので、周波数変換器が強入力により飽和して変換特性
が悪化するものである。この場合、ＲＦ増幅器の利得を
たとえば自動利得制御回路（以下ＡＧＣと略称する）に
より減少させ周波数変換器入力が過大にならないように
することにより、相互変調妨害を改善する仁とができる
。周波数変換器入力部のＲＦ信信号入力釦対する伝達特
性工は次の１）式で与えられる。
ＲＦ相互変調がある。このＲＦ相互変調は同調周波数に
隣接した強力な妨害信号が人力した場合、周波数変換器
やＲＦ増幅器の伝達特性の非線形性に起因して発生する
もので、周波数変換器が強入力により飽和して変換特性
が悪化するものである。この場合、ＲＦ増幅器の利得を
たとえば自動利得制御回路（以下ＡＧＣと略称する）に
より減少させ周波数変換器入力が過大にならないように
することにより、相互変調妨害を改善する仁とができる
。周波数変換器入力部のＲＦ信信号入力釦対する伝達特
性工は次の１）式で与えられる。
Ｉ ”’ ｉｌｌ ｖ４ ＋ ａ２Ｖ ｊ ＋ａ５ｔｌ
ｊ ＋用＝・・・・・・・１） そして同ｑ１周波数信号ｆ／Ｄ＃２）式に示す。
ｊ ＋用＝・・・・・・・１） そして同ｑ１周波数信号ｆ／Ｄ＃２）式に示す。
υＤ”’ＡＱＣＯＳωｏｔ 、
、曲２）また隣接妨害信号τＩＪＤ１ ＋ ｖＵＤ２け
次の３） 、 ４）式で与えられる。
、曲２）また隣接妨害信号τＩＪＤ１ ＋ ｖＵＤ２け
次の３） 、 ４）式で与えられる。
Ｖｔｌ ＤＩ ＝ Ａ１ ｃｏｓ Ｏ）１ ｔ
、、、、、、 ３）？Ｊｕｎ２ ＝Ａ２ｃ粥
ω７ｔ 、、、、、、 ４）ここでυ
１−ｆｌｔ＋ｏ＋ ＋ ＶＵＤ２のとき１）式の３次の
伝達特性の項は、次の５）式で与えられる。
、、、、、、 ３）？Ｊｕｎ２ ＝Ａ２ｃ粥
ω７ｔ 、、、、、、 ４）ここでυ
１−ｆｌｔ＋ｏ＋ ＋ ＶＵＤ２のとき１）式の３次の
伝達特性の項は、次の５）式で与えられる。
Ａ３１Ｊ、−Ａ３（Ａ１Ｃ１ｎω１ｔ 十Ａ２ ｃｍω
２ ｔ ） ３＝ Ａ３ （Ａ１３ｃｔｓ３ω１ ｔ
十Ａ２３Ｑ）Ｓ３ω２を十３ＡＩ Ａ２ｃｏｓω１ｔｃ
ｏｓω２ｔ＋３ＡＩＡ２”ｃｏｓω１ ｔｃｏｓ２ω２
ｔ） ’ −曲５）ここで５）式の第３項は、次
の６）式で与えられる。
２ ｔ ） ３＝ Ａ３ （Ａ１３ｃｔｓ３ω１ ｔ
十Ａ２３Ｑ）Ｓ３ω２を十３ＡＩ Ａ２ｃｏｓω１ｔｃ
ｏｓω２ｔ＋３ＡＩＡ２”ｃｏｓω１ ｔｃｏｓ２ω２
ｔ） ’ −曲５）ここで５）式の第３項は、次
の６）式で与えられる。
３ａ３ＡＩ Ａ２ｃｏｓ ω１ｔｃｏｓω２を一３
ａ５Ａ１２ Ａ２封工艶劉、 ＝ ＧＪ２ 。
ａ５Ａ１２ Ａ２封工艶劉、 ＝ ＧＪ２ 。
＝ ”５Ａ１２Ａ２ （２ｃｏｓω２ｔ＋（ｇ（２ω什
ω２）ｔ＋ｃｃｓ（２Ｇ）１−Ｃ２）ｔ ）・・・・・
・６） ここで６）式の（）内の第１項、第２項は同調周波数の
角速度ω０から離れるので問題とはならないが第３項は
ω１＝ω０＋Δω、ω２＝ωＱ＋２Δωのときには、次
の７）式に示すように同調周波数の角速度ω０と同一成
分を生じる。
ω２）ｔ＋ｃｃｓ（２Ｇ）１−Ｃ２）ｔ ）・・・・・
・６） ここで６）式の（）内の第１項、第２項は同調周波数の
角速度ω０から離れるので問題とはならないが第３項は
ω１＝ω０＋Δω、ω２＝ωＱ＋２Δωのときには、次
の７）式に示すように同調周波数の角速度ω０と同一成
分を生じる。
” １Ｌ５Ａ１”Ａ２ ｃｏｓ （２（ωυ＋Δω）−
（ωＱ＋２Δω月ｔ＝” Ａ３Ａ１２Ａ２ ｗω１）
ｔ −・・−７）すなわちこの７）
式に示されるように同調周波数と同一周波数の信号が隣
接妨害信号ｖＵＤ１＋υＩＪＤ２より生じ、相互変調妨
害をおこす。この時ＡＧＣによりＲＦＦ幅器の利得を例
えば２０ｄＢ下げて電圧比で１／１０とすると、上記７
）式は次の８）式となる。
（ωＱ＋２Δω月ｔ＝” Ａ３Ａ１２Ａ２ ｗω１）
ｔ −・・−７）すなわちこの７）
式に示されるように同調周波数と同一周波数の信号が隣
接妨害信号ｖＵＤ１＋υＩＪＤ２より生じ、相互変調妨
害をおこす。この時ＡＧＣによりＲＦＦ幅器の利得を例
えば２０ｄＢ下げて電圧比で１／１０とすると、上記７
）式は次の８）式となる。
’ ａｓ（Ａ１／１０） （Ａ２／１０）ＣＯ５ωＱｔ
一（’ ａ ３Ａ１２Ａ２ ｃｏｓωａｔ）−（ｔ／１
ｏ）’ −・−ｓ）したがって、隣接妨害波による
相互変調成分は６０ｄＢ（１／１０）３低下し、相互変
調妨害を改善することができる。
一（’ ａ ３Ａ１２Ａ２ ｃｏｓωａｔ）−（ｔ／１
ｏ）’ −・−ｓ）したがって、隣接妨害波による
相互変調成分は６０ｄＢ（１／１０）３低下し、相互変
調妨害を改善することができる。
第１図は従来の遅延型狭帯域ＡＧＣの受信機の一例を示
すブロック図でアンテナ１に誘起されたｍ波は第１の周
波数選択素子２を介して高周波増幅器３で増幅し、さら
に第２の周波数選択素子４を介して周波数変換器５へ与
える。そしてこの周波数変換器５には局部発振器６から
目的とする受信周波数に中間周波数を加算または減算し
た局部発振出力を与えて両者を混合し、中間周波信号を
得る。そして、この中間周波信号を第３の周波数選択素
子７を介して中間周波増幅器８で増幅し、第４の周波数
選択素子９を介して中間周波増幅器・復調器１０へ与え
て増幅、復調して音声出力Ａ。ｕｔを得る。そして上記
中間周波増幅器・復調器１０の中間周波信号の振幅をレ
ベル検出回路１１で検出してＡＧＣ電圧発生回路１２へ
与え、上記レベル検出器の検出レベルに応じたＡＧＣ電
圧を発生し、高周波増幅器３の利得を１１ｉ制御するよ
うにしている。すなわちこの場合は、第３．第４の周波
数選択素子７゜９により選択された比較的、狭帯域の中
間周波信号のレベルに応じてＡＧＣ制御がなされること
になる。
すブロック図でアンテナ１に誘起されたｍ波は第１の周
波数選択素子２を介して高周波増幅器３で増幅し、さら
に第２の周波数選択素子４を介して周波数変換器５へ与
える。そしてこの周波数変換器５には局部発振器６から
目的とする受信周波数に中間周波数を加算または減算し
た局部発振出力を与えて両者を混合し、中間周波信号を
得る。そして、この中間周波信号を第３の周波数選択素
子７を介して中間周波増幅器８で増幅し、第４の周波数
選択素子９を介して中間周波増幅器・復調器１０へ与え
て増幅、復調して音声出力Ａ。ｕｔを得る。そして上記
中間周波増幅器・復調器１０の中間周波信号の振幅をレ
ベル検出回路１１で検出してＡＧＣ電圧発生回路１２へ
与え、上記レベル検出器の検出レベルに応じたＡＧＣ電
圧を発生し、高周波増幅器３の利得を１１ｉ制御するよ
うにしている。すなわちこの場合は、第３．第４の周波
数選択素子７゜９により選択された比較的、狭帯域の中
間周波信号のレベルに応じてＡＧＣ制御がなされること
になる。
しかしながらこのようなものでは、同調周波数信号強度
が比較的、大きくなった時のみ高周波増幅器３の利得を
低下させるので同調周波数’ＩＭ号強度が小さい場合に
は高周波増幅器の利得は下らず、相互変調妨害の改善効
果もない。
が比較的、大きくなった時のみ高周波増幅器３の利得を
低下させるので同調周波数’ＩＭ号強度が小さい場合に
は高周波増幅器の利得は下らず、相互変調妨害の改善効
果もない。
また第２図は従来の遅延型広帯域ＡＧＣの受信機の他の
一例を示すブロック図で、この場合は、周波数変換器５
の出力の中間周波信号をレベル検出回路１１へ与えこの
検出レベルをＡＧＣｉｌＪ圧発生回路１２へ与えてＡＧ
Ｃ電圧を得、このＡＧＣ電圧により高周波増幅器３の利
得を制御するようにしている。
一例を示すブロック図で、この場合は、周波数変換器５
の出力の中間周波信号をレベル検出回路１１へ与えこの
検出レベルをＡＧＣｉｌＪ圧発生回路１２へ与えてＡＧ
Ｃ電圧を得、このＡＧＣ電圧により高周波増幅器３の利
得を制御するようにしている。
しかしながらこのようなものでは、中間周波信号は比較
的、広帯域なため、隣接周波数帯域内信号強度により高
周波増幅器３の利得を変化させる。したがって、同調周
波数信号がなくても、隣接妨害信号強度が大きい場合、
高周波増＋１［、ｉ器３の利得は大きく低下し、感度が
悪化する問題があった。
的、広帯域なため、隣接周波数帯域内信号強度により高
周波増幅器３の利得を変化させる。したがって、同調周
波数信号がなくても、隣接妨害信号強度が大きい場合、
高周波増＋１［、ｉ器３の利得は大きく低下し、感度が
悪化する問題があった。
本発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、同調周波
数信号強度が小さい場合に、相互変調妨害を改善すると
同時に強力な隣接妨害信号により高周波増幅器の利得が
大きく低下し、感度が悪化するのを防止することを目的
とするものである。
数信号強度が小さい場合に、相互変調妨害を改善すると
同時に強力な隣接妨害信号により高周波増幅器の利得が
大きく低下し、感度が悪化するのを防止することを目的
とするものである。
〔発明の１既要〕
すなわち、本発明は同調周波数の信号強度と同調周波数
の隣接帯域内信号の強度とを検出して比較し、各々の信
号強度に応じて変化するＡＧＣ電圧を高周波増幅器へ与
えることを特徴とするものである。
の隣接帯域内信号の強度とを検出して比較し、各々の信
号強度に応じて変化するＡＧＣ電圧を高周波増幅器へ与
えることを特徴とするものである。
以下本発明の一実施例を第１図、第２図と同一部分に同
一符号を付与して第３図に示すブロック図を参照して詳
細に談１明する。アンテナ１に誘起された信号は第１の
周波＠選択素子２を介して高周波増幅器３で増幅し、第
２の周波数選択素子４を介して周波数変換器５へ与える
。
一符号を付与して第３図に示すブロック図を参照して詳
細に談１明する。アンテナ１に誘起された信号は第１の
周波＠選択素子２を介して高周波増幅器３で増幅し、第
２の周波数選択素子４を介して周波数変換器５へ与える
。
この周波数変換器５へは局部発振器６から受信周波数か
ら中間周波数だけ高い、あるいは低い局部発振出力を与
えて、両信号を混合し、中間周波信号を得る。この中間
周波信号は、第３の周波数選択素子７を介して中間周波
増幅器８で増幅し、さらに第４の周波数選択素子９ｔ−
介して中間周波増幅器・復調器１０により増幅、復調し
、音声出力Ａ。ｕｔを得る。また上記中間周波増幅器・
復調器１０の中間周波信号の振幅に比例する直流電圧を
第１のレベル検出回路１３で得る。そして、周波数変換
器５の出力の中間周波信号の振幅に逆比例する直流電圧
を第２のレベル検ｔＢ＠路１４で得る。そして第１．第
２のレベル検出回路１３．１４の検出出力を差検出回路
１５へ与えて直流電流に変換し、この差分を得る。そし
てこの差検出回路１５の出力をＡＧＣ［圧発生回路１６
へ与え、差検出回路１５の出力が負になると、その絶対
値の増加に伴い減少するＡＧＣ電圧を得る。そしてこの
ＡＧＣ電圧を高周波増幅器３へ印加し、その利得を制御
する。
ら中間周波数だけ高い、あるいは低い局部発振出力を与
えて、両信号を混合し、中間周波信号を得る。この中間
周波信号は、第３の周波数選択素子７を介して中間周波
増幅器８で増幅し、さらに第４の周波数選択素子９ｔ−
介して中間周波増幅器・復調器１０により増幅、復調し
、音声出力Ａ。ｕｔを得る。また上記中間周波増幅器・
復調器１０の中間周波信号の振幅に比例する直流電圧を
第１のレベル検出回路１３で得る。そして、周波数変換
器５の出力の中間周波信号の振幅に逆比例する直流電圧
を第２のレベル検ｔＢ＠路１４で得る。そして第１．第
２のレベル検出回路１３．１４の検出出力を差検出回路
１５へ与えて直流電流に変換し、この差分を得る。そし
てこの差検出回路１５の出力をＡＧＣ［圧発生回路１６
へ与え、差検出回路１５の出力が負になると、その絶対
値の増加に伴い減少するＡＧＣ電圧を得る。そしてこの
ＡＧＣ電圧を高周波増幅器３へ印加し、その利得を制御
する。
第４図は差検出回路１５、ＡＧＣ［圧発生回路１６の一
例を示す回路図である。
例を示す回路図である。
図中Ｑ１＋Ｑ２はカレントミラー回路を構成する一対の
ＰＮＰ型トランジスタで工′ミッタを相互に共通接続と
し、電源子Ｂ１に接続している。また上記トランジスタ
Ｑ１．Ｑ２のペースを相互に共通接続とし、さらに入力
側のトランジスタＱ１のペースをコレクタに接続してい
る。そしてＱｓはベ−Ｘ Ｋ ’Ｊ５２のレベル検出回
路１４の出力Ｄ２ヲ与えられるＮＰＮ型トランジスタで
コレクタを上記カレントミラー回路の入力側のトランジ
スタ。１のコレクタに接続し、エミッタを抵抗ｒ１を介
して接地電位に接続している。またＱ４．Ｑｓはカレン
トミラー回路を構成する一対のＮＰＮ型トランジスタで
エミッタを相互に共通接続とし、接地ｉｌＬ位に１汐紛
している。また上記トランジスタＱ４＋Ｑ５のペースを
相互に共通接続とし、トランジスタＱ４のペースをコレ
クタに接続している。そしてこのカレントミラー回路の
入力側のトランジスタＱ４のコレクタへ抵抗ｒ２を介し
て第１の検出回路の出力Ｄ１を与えるようにしている。
ＰＮＰ型トランジスタで工′ミッタを相互に共通接続と
し、電源子Ｂ１に接続している。また上記トランジスタ
Ｑ１．Ｑ２のペースを相互に共通接続とし、さらに入力
側のトランジスタＱ１のペースをコレクタに接続してい
る。そしてＱｓはベ−Ｘ Ｋ ’Ｊ５２のレベル検出回
路１４の出力Ｄ２ヲ与えられるＮＰＮ型トランジスタで
コレクタを上記カレントミラー回路の入力側のトランジ
スタ。１のコレクタに接続し、エミッタを抵抗ｒ１を介
して接地電位に接続している。またＱ４．Ｑｓはカレン
トミラー回路を構成する一対のＮＰＮ型トランジスタで
エミッタを相互に共通接続とし、接地ｉｌＬ位に１汐紛
している。また上記トランジスタＱ４＋Ｑ５のペースを
相互に共通接続とし、トランジスタＱ４のペースをコレ
クタに接続している。そしてこのカレントミラー回路の
入力側のトランジスタＱ４のコレクタへ抵抗ｒ２を介し
て第１の検出回路の出力Ｄ１を与えるようにしている。
そしてトランジスタＱ２ 、Ｑ５のコレクタを相互に共
通接続とし、ここからＡＧＣ電圧ＶＡＧＣを得、さらに
この共通接続点を抵抗ｒ３を介して？ｌｆ、源十Ｂ２に
接続している。
通接続とし、ここからＡＧＣ電圧ＶＡＧＣを得、さらに
この共通接続点を抵抗ｒ３を介して？ｌｆ、源十Ｂ２に
接続している。
このような構成であれば、中間周波信号の振幅に比例す
る第１のレベル検出回路の検出出力１）１は、抵抗ｒ２
を介してトランジスタＱ４へ流れ込みトランジスタＱ５
のコレクタへの流れ込み■施工１に変換する。また周波
数変換器５の出力の中間周波ｌｉｊ号の振幅に逆比例す
る第２のレベル検出回路１４の検出出力Ｄ２をトランジ
スタＱ３のペースへ与えこのトランジスタＱ３および抵
抗ｒ、によりトランジスタＱ１のコレクタから流れ出す
電ｉ＋Ｉ［： Ｉ ２に変換する。そしてトランジスタ
Ｑ１．Ｑ２はカレントミラー回路を構成しているのでト
ランゾスタＱ１を流れる電流工２に等しい電流がトラン
ジスタＱ２から流れ出る。したがって、トランジスタＱ
２ヲ流しる市流工２はトランジスタＱｓ ヲ１）Ｉ５
しる電ｂ１［、Ｉ１と合成され差検出回路出力電流Ｉ２
−１１を得ることかできる。そしてこの出力電流Ｉ２−
１１が抵抗ｒ５を流れることによりＡＧＣ電圧ＶＡＧＣ
は次式で与えられる。
る第１のレベル検出回路の検出出力１）１は、抵抗ｒ２
を介してトランジスタＱ４へ流れ込みトランジスタＱ５
のコレクタへの流れ込み■施工１に変換する。また周波
数変換器５の出力の中間周波ｌｉｊ号の振幅に逆比例す
る第２のレベル検出回路１４の検出出力Ｄ２をトランジ
スタＱ３のペースへ与えこのトランジスタＱ３および抵
抗ｒ、によりトランジスタＱ１のコレクタから流れ出す
電ｉ＋Ｉ［： Ｉ ２に変換する。そしてトランジスタ
Ｑ１．Ｑ２はカレントミラー回路を構成しているのでト
ランゾスタＱ１を流れる電流工２に等しい電流がトラン
ジスタＱ２から流れ出る。したがって、トランジスタＱ
２ヲ流しる市流工２はトランジスタＱｓ ヲ１）Ｉ５
しる電ｂ１［、Ｉ１と合成され差検出回路出力電流Ｉ２
−１１を得ることかできる。そしてこの出力電流Ｉ２−
１１が抵抗ｒ５を流れることによりＡＧＣ電圧ＶＡＧＣ
は次式で与えられる。
ｖＡＧＣ＝ 十Ｂ２＋ｒ３ （Ｉ２−１１ ）ここで隣
ｊλイ１７域内妨害信号が無いか、あるいは小さい場合
には、同調信号強度が小のときは第２のレベル検出回路
１４の出力Ｄ２は大きく、したがって、１ｊＥｉ＞ｆｊ
１２も大きい。また第１のレベル検出回路１３の出力Ｄ
１が小さいと、電流■１も小さくそれによってＡＧＣ屯
圧電圧Ｇｃは高くなる。
ｊλイ１７域内妨害信号が無いか、あるいは小さい場合
には、同調信号強度が小のときは第２のレベル検出回路
１４の出力Ｄ２は大きく、したがって、１ｊＥｉ＞ｆｊ
１２も大きい。また第１のレベル検出回路１３の出力Ｄ
１が小さいと、電流■１も小さくそれによってＡＧＣ屯
圧電圧Ｇｃは高くなる。
そして同調信号強度の増大に伴い、電流■２は減少し、
電流１１は増加し、次第にＡＧＣＫ圧ＶＡＧＣは低下す
る。−１ｉツに高周波増幅器３がＡＧＣ動作を開始する
レベルは高周波増幅回路３の特性に応じて決めることが
でき、たとえば電源十Ｂ２以下の１１圧でＡＧＣ動作を
行なうようにすれば遅延型ＡＧＣ動作を行なわせること
ができる。
電流１１は増加し、次第にＡＧＣＫ圧ＶＡＧＣは低下す
る。−１ｉツに高周波増幅器３がＡＧＣ動作を開始する
レベルは高周波増幅回路３の特性に応じて決めることが
でき、たとえば電源十Ｂ２以下の１１圧でＡＧＣ動作を
行なうようにすれば遅延型ＡＧＣ動作を行なわせること
ができる。
次に隣接帯域内妨害信号が大なる場合は、１１Ｌ流Ｉ２
は小となるが、同調信号強度が小のときは屯流工１も小
であり、妨害波のみではＡＧＣ動作を行なわず、感度の
抑圧を防止することができる。
は小となるが、同調信号強度が小のときは屯流工１も小
であり、妨害波のみではＡＧＣ動作を行なわず、感度の
抑圧を防止することができる。
また同調信号強度の増加に伴い、電流■１が増加すると
、妨害信号強度が大で、既に電流■２は小となっている
ため、比較的小さな同調信号レベルからＡＧＣ動作を開
始し、相互変調妨害を改善することができる。
、妨害信号強度が大で、既に電流■２は小となっている
ため、比較的小さな同調信号レベルからＡＧＣ動作を開
始し、相互変調妨害を改善することができる。
以下のように本発明によれば同調周波数信号強度が小さ
い場合にも相互変調妨害を改善することができ、また強
力な隣接妨害信号により高周波増幅器の利得が大きく低
下して感度がｌｊ化することもないＦＭ電波の受信装置
を提供することができる。
い場合にも相互変調妨害を改善することができ、また強
力な隣接妨害信号により高周波増幅器の利得が大きく低
下して感度がｌｊ化することもないＦＭ電波の受信装置
を提供することができる。
第１図、第２図は各別の従来の受信機の一例を示すブロ
ック図、第３図は本発明の一実施例を示すブロック図、
第４図は上記実施例の差検出回路およびＡＧＣ電圧発生
回路の一例を示す回路図である。 ｌ・・アンテナ、２，４・・・周波数選択素子、３・・
・高周波Ｊｖｉ幅器、５・・・周波数変換器、６・・・
局部発振器、７．９・周波数選択素子、８・・・中間周
波増幅器、１０・中間周波増幅器・復調器、１３・・・
第１のレベル検出回路、１４・・・第２のレベル検出回
路、１５・・・差検出回路、１６・・・ＡＧＣｉ尤圧発
土圧発生 回路人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦１
ック図、第３図は本発明の一実施例を示すブロック図、
第４図は上記実施例の差検出回路およびＡＧＣ電圧発生
回路の一例を示す回路図である。 ｌ・・アンテナ、２，４・・・周波数選択素子、３・・
・高周波Ｊｖｉ幅器、５・・・周波数変換器、６・・・
局部発振器、７．９・周波数選択素子、８・・・中間周
波増幅器、１０・中間周波増幅器・復調器、１３・・・
第１のレベル検出回路、１４・・・第２のレベル検出回
路、１５・・・差検出回路、１６・・・ＡＧＣｉ尤圧発
土圧発生 回路人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦１
Claims (1)
- （１）ＦＭ受信電波を高周波増幅器で増幅して周波数変
換器で局部発振器の発振出力と混合して「１７間周波信
号を得、この中間周波信号を周波数竜択素子および中間
周波増幅器を介して復調器で復調し音声出力を得るもの
において、上記中間周波増幅器の出力から同調周波数信
号の強度の増加に伴なって増加する直流出力を得る第１
のレベル検出回路と、上記周波数変換器の出力の中間周
波信号の強度の増加に伴なって減少する直流出力を得る
第２のレベル検出回路と、上記第１．第２のレベル検出
回路の直流出力の差を得る差検出回路と、この差検出回
路の出力に応じた電圧を高周波増幅器へ与えてその利得
を制御する自動利得制御電圧発生回路とを具備する受信
装置。 （２、特許請求の範囲第１項記載のものにおいて、第１
のレベル検出回路は負極性の直流電流を出力し、第２の
レベル検出回路は正極性の直流電流を出力し、上記ｇ１
．第２のレベル検出回路の出力を直列に接続してこの直
列接続点から出力される直流電流に応じた直流電圧を自
動利得制御電圧発生回路から得ることを特徴とする受信
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8524883A JPS59210734A (ja) | 1983-05-16 | 1983-05-16 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8524883A JPS59210734A (ja) | 1983-05-16 | 1983-05-16 | 受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59210734A true JPS59210734A (ja) | 1984-11-29 |
Family
ID=13853264
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8524883A Pending JPS59210734A (ja) | 1983-05-16 | 1983-05-16 | 受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59210734A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0316879A2 (en) * | 1987-11-16 | 1989-05-24 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Radio with broad band automatic gain control circuit |
| JPH0879108A (ja) * | 1994-08-31 | 1996-03-22 | Nec Ic Microcomput Syst Ltd | 受信装置 |
| JP2000101372A (ja) * | 1998-07-02 | 2000-04-07 | Deutsche Thomson Brandt Gmbh | 無線受信ユニットにおける有効信号の改善方法 |
-
1983
- 1983-05-16 JP JP8524883A patent/JPS59210734A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0316879A2 (en) * | 1987-11-16 | 1989-05-24 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Radio with broad band automatic gain control circuit |
| JPH0879108A (ja) * | 1994-08-31 | 1996-03-22 | Nec Ic Microcomput Syst Ltd | 受信装置 |
| JP2821374B2 (ja) * | 1994-08-31 | 1998-11-05 | 日本電気アイシーマイコンシステム株式会社 | 受信装置 |
| JP2000101372A (ja) * | 1998-07-02 | 2000-04-07 | Deutsche Thomson Brandt Gmbh | 無線受信ユニットにおける有効信号の改善方法 |
| JP4510176B2 (ja) * | 1998-07-02 | 2010-07-21 | ドイチエ トムソン−ブラント ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツング | 無線受信ユニットにおける有効信号の改善方法 |
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