JPS60206208A - Ｆｍ復調回路 - Google Patents
Ｆｍ復調回路Info
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- JPS60206208A JPS60206208A JP6065084A JP6065084A JPS60206208A JP S60206208 A JPS60206208 A JP S60206208A JP 6065084 A JP6065084 A JP 6065084A JP 6065084 A JP6065084 A JP 6065084A JP S60206208 A JPS60206208 A JP S60206208A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/24—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits
- H03D3/241—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0025—Gain control circuits
- H03D2200/0027—Gain control circuits including arrangements for assuring the same gain in two paths
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0047—Offset of DC voltage or frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、ＦＭ変調信号を復調するＦＭ復調回路の構成
に関するものである。
に関するものである。
静止衛星を使ったテレビの放送では、ＦＭ変調されたテ
レビ信号が用いられる。この放送を受信する受信機では
、衛星からの微弱な電波からテレビ信号を復調するため
、弱電界特性に優れるｐＬＬ （フェイズロックドルー
プ）ＦＭＳ調回路がよく使われる。第１図に一般的はｐ
ＬＬ−Ｆｋ１復調回路の構成を示す。入力端子１から入
力されたＦＭ信号は、位相検波器２、増幅器６、ル−プ
フィルタ４と電圧制御発振器５の閉ループから成るｐＬ
Ｌ−ＦＭ復調回路で復調され、電圧制御発振器５の入力
線路を分岐して出力端６から復調されたテレビ信号を取
り出す。このＦＭ復調回路は、位相検波器２で発生する
入力信号と電圧制御発振器５の差の周波数のビート成分
を、増幅器３で増幅し、ループフィルタ４で位相と利得
とを調整し、電圧制御発振器５の発振周波数制御端子へ
印加することにより、上記ビート成分の周波数を０とす
る閉ループの働きＫより、電圧制御発振器５の発振周波
数制御端子には入力ＦＭ信号の原信号であるテレビ信号
が発生し上記閉ループはＦＭ復調回路となる。したがっ
て、このＦＭ復調回路の復調帯域は閉ループ内の増幅器
３とループフィルタ４で形成される利得および位相特性
で決定され、この復調帯域を必要最小の帯域に設定でき
るため、弱電界時の復調特性が優れている。
レビ信号が用いられる。この放送を受信する受信機では
、衛星からの微弱な電波からテレビ信号を復調するため
、弱電界特性に優れるｐＬＬ （フェイズロックドルー
プ）ＦＭＳ調回路がよく使われる。第１図に一般的はｐ
ＬＬ−Ｆｋ１復調回路の構成を示す。入力端子１から入
力されたＦＭ信号は、位相検波器２、増幅器６、ル−プ
フィルタ４と電圧制御発振器５の閉ループから成るｐＬ
Ｌ−ＦＭ復調回路で復調され、電圧制御発振器５の入力
線路を分岐して出力端６から復調されたテレビ信号を取
り出す。このＦＭ復調回路は、位相検波器２で発生する
入力信号と電圧制御発振器５の差の周波数のビート成分
を、増幅器３で増幅し、ループフィルタ４で位相と利得
とを調整し、電圧制御発振器５の発振周波数制御端子へ
印加することにより、上記ビート成分の周波数を０とす
る閉ループの働きＫより、電圧制御発振器５の発振周波
数制御端子には入力ＦＭ信号の原信号であるテレビ信号
が発生し上記閉ループはＦＭ復調回路となる。したがっ
て、このＦＭ復調回路の復調帯域は閉ループ内の増幅器
３とループフィルタ４で形成される利得および位相特性
で決定され、この復調帯域を必要最小の帯域に設定でき
るため、弱電界時の復調特性が優れている。
衛星放送におけるＦＭ信号の一例として、映像信号の同
期信号の先端から白信号レベルまでを１７ＭＨｚの周波
数変化のＦＭ信号の場合、上記ｐＬＬ−ＦＭ復調回路の
閉ループでは１７ＭＨ２の一部 の１３．５ ＭＨｚまでループ利得は１以上、位相変化
９０″以下にすると、位相検波器２の１８．５Ｍ１ｉｚ
のビート成分まで閉ループの制御がかかり復調帯域は１
７ＭＥｚが得られる。第２図に、この復調帯域特性を示
す。ｐＬＬ−ＦＭ復調回路の入力信号の周波数を変化さ
せた時の、復調出力端子の電圧特性で、中心周波数ｆｏ
Ｋ対し、入力周波数が−８，５ＭＨｚまではビート成分
が表われ、−６，５ＭＨｚ以下になると閉ループの制御
が働き、−Ｂ、５ＭＥｚから＋８．５ ＭＨｚまで電圧
制御発振器の印加電圧と発振周波数の特性７に沿ってｆ
ｏと入力周波数の周波数差に比例した直流電圧が発生し
、＋ｓ、５ｖＲｚ以上ではまたビート成分のば力となる
。このように、ＰＬＬ−ＦＭ復調回路では、ループ内の
増幅回路とループフィルタにより、復調帯域を必要最小
限に狭く設定できる特長をもつが、このように映像周波
数変移が１７ＭＨｚと大きい場合、ループの利得帯域は
ａ、 ｓ Ｍｌｌｚ以上が必要であり、映像信号帯域４
．５ＭＥｚに比べ約２倍の広帯域回路が必要であると同
時忙、ループ内の雑音も８．５ＭＩＩｚと帯域が広いた
め、入力信号のＣ／ＮＩ／ｃ対する復調信号の８／Ｎが
大きく劣化するスレッシュホールドレベルが映像周波数
変移が小さい場合に比べ悪くなる欠点をもっていた。
期信号の先端から白信号レベルまでを１７ＭＨｚの周波
数変化のＦＭ信号の場合、上記ｐＬＬ−ＦＭ復調回路の
閉ループでは１７ＭＨ２の一部 の１３．５ ＭＨｚまでループ利得は１以上、位相変化
９０″以下にすると、位相検波器２の１８．５Ｍ１ｉｚ
のビート成分まで閉ループの制御がかかり復調帯域は１
７ＭＥｚが得られる。第２図に、この復調帯域特性を示
す。ｐＬＬ−ＦＭ復調回路の入力信号の周波数を変化さ
せた時の、復調出力端子の電圧特性で、中心周波数ｆｏ
Ｋ対し、入力周波数が−８，５ＭＨｚまではビート成分
が表われ、−６，５ＭＨｚ以下になると閉ループの制御
が働き、−Ｂ、５ＭＥｚから＋８．５ ＭＨｚまで電圧
制御発振器の印加電圧と発振周波数の特性７に沿ってｆ
ｏと入力周波数の周波数差に比例した直流電圧が発生し
、＋ｓ、５ｖＲｚ以上ではまたビート成分のば力となる
。このように、ＰＬＬ−ＦＭ復調回路では、ループ内の
増幅回路とループフィルタにより、復調帯域を必要最小
限に狭く設定できる特長をもつが、このように映像周波
数変移が１７ＭＨｚと大きい場合、ループの利得帯域は
ａ、 ｓ Ｍｌｌｚ以上が必要であり、映像信号帯域４
．５ＭＥｚに比べ約２倍の広帯域回路が必要であると同
時忙、ループ内の雑音も８．５ＭＩＩｚと帯域が広いた
め、入力信号のＣ／ＮＩ／ｃ対する復調信号の８／Ｎが
大きく劣化するスレッシュホールドレベルが映像周波数
変移が小さい場合に比べ悪くなる欠点をもっていた。
本発明の目的は、上記したＰＬＬ−ＦＭ復調回路の欠点
を解消し、簡単な回路構成で、ループ内の利得帯域を狭
くし、映像周波数変移の大きさに関係６ ＜良好なスレ
ッシュホールドレベルが得られるＦＭ復調回路を提供す
るにある。
を解消し、簡単な回路構成で、ループ内の利得帯域を狭
くし、映像周波数変移の大きさに関係６ ＜良好なスレ
ッシュホールドレベルが得られるＦＭ復調回路を提供す
るにある。
本発明では、復調回路の復調帯域の中心周波数を復調信
号に応じて移動する構成を用いることにより、復調ルー
プ内の帯域特性を狭くし、簡単な構成で、スレッシュホ
ールドレベルの向上を図る。
号に応じて移動する構成を用いることにより、復調ルー
プ内の帯域特性を狭くし、簡単な構成で、スレッシュホ
ールドレベルの向上を図る。
以下、本発明を図忙示す実施例に従って詳細に説明する
、第３図と第４図は本発明の詳細な説明する図である。
、第３図と第４図は本発明の詳細な説明する図である。
第３図は、トランジスタＱ４とＱ、のミラー回路から成
る定電流をもつトランジスタＱ、とＱ、の差動増幅器で
、前記ｐＬＬ−ＦＭ復調回路の増幅器の一部にこの差動
増幅器を使用し、トランジスタＱ、とｑ、のベース８α
、８Ｊを平衡信号入力とし、トランジスタＱ、のコレク
タからトランジスタＱａを介して信号を出力し、この出
力端子９をループフィルタへ接続する。ここで、定電流
源の電流を可変抵抗１０で変えると、第４図に示すよう
に、中心周波数ｆ１の復調特性１１が、電圧制御発振器
の印加電圧に対する発振周波数特性７に沿って、中心周
波数ｆ！の復調特性１２へ変化し、この時、ループ利得
および位相は変わらないため、復調特性１１と１２の復
調帯域は同じである。
る定電流をもつトランジスタＱ、とＱ、の差動増幅器で
、前記ｐＬＬ−ＦＭ復調回路の増幅器の一部にこの差動
増幅器を使用し、トランジスタＱ、とｑ、のベース８α
、８Ｊを平衡信号入力とし、トランジスタＱ、のコレク
タからトランジスタＱａを介して信号を出力し、この出
力端子９をループフィルタへ接続する。ここで、定電流
源の電流を可変抵抗１０で変えると、第４図に示すよう
に、中心周波数ｆ１の復調特性１１が、電圧制御発振器
の印加電圧に対する発振周波数特性７に沿って、中心周
波数ｆ！の復調特性１２へ変化し、この時、ループ利得
および位相は変わらないため、復調特性１１と１２の復
調帯域は同じである。
第５図に本発明の一実施例を示す。ＰＬＬ −ＦＭ復調
回路の増幅器３°の後段に定電流源１３をもっ差動増幅
器１４を配置し、差動増幅器１４０片方の出力１５をル
ープフィル／４へ接続し、他方の出力１６を電圧変換回
路１７を介して、定電流源１５へ印加し、定電流源１３
の電流を差動増幅器１４０後調信号を用いて変化させる
ことにより、復調の帯域幅を変えることなく復調イａ号
電圧に応じて復調帯域の中心を移動する↓５に制御でき
る。したがって、例えば閉ループの利得と位相条件を映
像最高周波数の４．５ＭＨｚまでに選ぶと復■帯域はｑ
Ｍｌｉｚとなり、通常のｐＬＬ−ＦＭ復調回路では映像
周波数変移９ＭＨｚ以上の変調信号に対しては復調でき
ないが、本発明を用いると９Ｊｉｌｉｚの復調帯域の中
心が被変調の映像信号電圧に応じて移動するため、大き
な映像周波数変移の変調信号も、雑音の少ない狭い復調
帯域で復調でき、スレッシュホールドレベルは大幅に改
善される。また、この復調帯域を可変にする制御ループ
は、ｐＬＬ 、 ＦＭ復調の閉ループと独立でおり、安
定な動作が得られ、かつＰＬＬ 、 ＦＭ復調の閉ルー
プの帯域特性も広帯域動作を必要としないため簡単に構
成できる。さらに、ヘテロダイン受信機の一部として本
発明ＦＭ復調回路を使用することにより、ヘテロダイン
受信機の局部発振周波数の変動によってＦＭ復調回路入
力の中心周波数が変わっても自動的に復調回路の中心を
移動するため復調信号の劣化は少ない。
回路の増幅器３°の後段に定電流源１３をもっ差動増幅
器１４を配置し、差動増幅器１４０片方の出力１５をル
ープフィル／４へ接続し、他方の出力１６を電圧変換回
路１７を介して、定電流源１５へ印加し、定電流源１３
の電流を差動増幅器１４０後調信号を用いて変化させる
ことにより、復調の帯域幅を変えることなく復調イａ号
電圧に応じて復調帯域の中心を移動する↓５に制御でき
る。したがって、例えば閉ループの利得と位相条件を映
像最高周波数の４．５ＭＨｚまでに選ぶと復■帯域はｑ
Ｍｌｉｚとなり、通常のｐＬＬ−ＦＭ復調回路では映像
周波数変移９ＭＨｚ以上の変調信号に対しては復調でき
ないが、本発明を用いると９Ｊｉｌｉｚの復調帯域の中
心が被変調の映像信号電圧に応じて移動するため、大き
な映像周波数変移の変調信号も、雑音の少ない狭い復調
帯域で復調でき、スレッシュホールドレベルは大幅に改
善される。また、この復調帯域を可変にする制御ループ
は、ｐＬＬ 、 ＦＭ復調の閉ループと独立でおり、安
定な動作が得られ、かつＰＬＬ 、 ＦＭ復調の閉ルー
プの帯域特性も広帯域動作を必要としないため簡単に構
成できる。さらに、ヘテロダイン受信機の一部として本
発明ＦＭ復調回路を使用することにより、ヘテロダイン
受信機の局部発振周波数の変動によってＦＭ復調回路入
力の中心周波数が変わっても自動的に復調回路の中心を
移動するため復調信号の劣化は少ない。
第６図に本発明ＦＭ復調回路の復調帯域移動を制御する
増幅器部の回路の実施例を示す。前記差動増幅器のＰＬ
Ｌ閉ループと無関係なトランジスタＱ２のコレクタから
復調信号をトランジスタＱ６を介して取り出し、この後
脚信号電圧で差動増幅器の定電流源を駆動することによ
り、入力ＦＭ信号の周波数が高くなるとトランジスタＱ
１のコレクタ電圧が高くなり、トランジスタＱ！のコレ
クタ電圧は低くなって、定電流源のトランジスタＱ４の
ベース電圧が低くなり、トランジスタＱ４を流れる電流
が減少し、復調帯域を高い周波数側へ移動させ、トラン
ジスタＱ２のコレクタ電圧が常に一定電圧となるように
制御がかかり、入力ＦＭ信号の周波数に応じて、復調イ
１￥域を移動する。この復調帯域移動の制御回路は１）
Ｌ Ｌの閉ループと無関係のため、この制御回路のル
ープ利得を大きくしてもｐＬＬ−ＦＭｉｌｌ特性に影響
なく制御感度が向上できる。この−例としては、トラン
ジスタＱ、のコレクタ抵抗１８を大きくすることにより
、簡単に実現できる。
増幅器部の回路の実施例を示す。前記差動増幅器のＰＬ
Ｌ閉ループと無関係なトランジスタＱ２のコレクタから
復調信号をトランジスタＱ６を介して取り出し、この後
脚信号電圧で差動増幅器の定電流源を駆動することによ
り、入力ＦＭ信号の周波数が高くなるとトランジスタＱ
１のコレクタ電圧が高くなり、トランジスタＱ！のコレ
クタ電圧は低くなって、定電流源のトランジスタＱ４の
ベース電圧が低くなり、トランジスタＱ４を流れる電流
が減少し、復調帯域を高い周波数側へ移動させ、トラン
ジスタＱ２のコレクタ電圧が常に一定電圧となるように
制御がかかり、入力ＦＭ信号の周波数に応じて、復調イ
１￥域を移動する。この復調帯域移動の制御回路は１）
Ｌ Ｌの閉ループと無関係のため、この制御回路のル
ープ利得を大きくしてもｐＬＬ−ＦＭｉｌｌ特性に影響
なく制御感度が向上できる。この−例としては、トラン
ジスタＱ、のコレクタ抵抗１８を大きくすることにより
、簡単に実現できる。
これら回路の働きを第７図に示す。入力ＦＭ信号の中心
周波数ｆ、が入力された時、復調帯域はｆｏを中心とす
るａの復調帯域を持ち、入力信号がΔｆ変移した時、帯
域移動の制御はトランジスタＱ、のコレクタ電圧を一定
とするように働くためΔｆの−だげ復調帯域の中心を移
動したｂの復調帯域どなり、入力信号が−Δｆ変移した
時には同様にΔｆの−だけ周波数を低くしたＣの復調帯
域となる。今、最大周波数変移２Δｊを１７ＭＩＩｚと
すると、復調帯域の最大はｐＬＬ−ＦＭ復調回路の閉ル
ープ内の帯域特性をＢとすると２Ｂ＋Δｆとなり、完全
に復調する条件は ２Ｂ＋Δｆ＞２Δｆ＝１７ＭＨｚ となり、閉ループ内の帯域Ｂは４．２５Ｍ１ｉｚ以上と
なって、閉ループ内の帯域を映像最高周波数４．５ＭＩ
Ｉｚ ［Ｌ、でも十分に復調できることがわかる。
周波数ｆ、が入力された時、復調帯域はｆｏを中心とす
るａの復調帯域を持ち、入力信号がΔｆ変移した時、帯
域移動の制御はトランジスタＱ、のコレクタ電圧を一定
とするように働くためΔｆの−だげ復調帯域の中心を移
動したｂの復調帯域どなり、入力信号が−Δｆ変移した
時には同様にΔｆの−だけ周波数を低くしたＣの復調帯
域となる。今、最大周波数変移２Δｊを１７ＭＩＩｚと
すると、復調帯域の最大はｐＬＬ−ＦＭ復調回路の閉ル
ープ内の帯域特性をＢとすると２Ｂ＋Δｆとなり、完全
に復調する条件は ２Ｂ＋Δｆ＞２Δｆ＝１７ＭＨｚ となり、閉ループ内の帯域Ｂは４．２５Ｍ１ｉｚ以上と
なって、閉ループ内の帯域を映像最高周波数４．５ＭＩ
Ｉｚ ［Ｌ、でも十分に復調できることがわかる。
これは、従来のＰＬＬ−ＦＭ復調回路が最大映像周波数
変移１７Ｍ１ｉｚ時に、閉ループの帯域特性として８．
５ＭＥＺの広帯域が必要だったのに比べて、本ＦＭ復調
回路は４．５ ＭＨｚで良く、閉ループ内の雑音帯域幅
は大幅に改善され、良好なスレッシュホールドレベルが
得られる。
変移１７Ｍ１ｉｚ時に、閉ループの帯域特性として８．
５ＭＥＺの広帯域が必要だったのに比べて、本ＦＭ復調
回路は４．５ ＭＨｚで良く、閉ループ内の雑音帯域幅
は大幅に改善され、良好なスレッシュホールドレベルが
得られる。
第８図および第９図は本発明の変形例で、本発明では、
ｐＬＬ−ＦＭ復調の閉ループと無関係に周波数移動の制
御ループ利得を上げれることから、第８図に示すように
差動増幅器出力１６と電圧変換回路１７０間に別の増幅
回路１９を配置して、周波数移動の制御感度を上げるこ
とができるし、復調信号の低周波振幅が大きい場合には
第９図に示すように、周波数移動の制御ループ内に低域
通過フィルタ２０を配置して、復調信号の低周波数成分
だけで周波数移動の制御を行うこともできる、この増幅
回路１９と低域通過フィルタ２０の配置は、入れ代って
も効果は同じである。
ｐＬＬ−ＦＭ復調の閉ループと無関係に周波数移動の制
御ループ利得を上げれることから、第８図に示すように
差動増幅器出力１６と電圧変換回路１７０間に別の増幅
回路１９を配置して、周波数移動の制御感度を上げるこ
とができるし、復調信号の低周波振幅が大きい場合には
第９図に示すように、周波数移動の制御ループ内に低域
通過フィルタ２０を配置して、復調信号の低周波数成分
だけで周波数移動の制御を行うこともできる、この増幅
回路１９と低域通過フィルタ２０の配置は、入れ代って
も効果は同じである。
第１０図に、この回路の一実施例を示す。差動増幅回路
のトランジスタＱ、の出力へ抵抗２１とコンデンサ２２
から成る低域通過フィルタを配置しＰＮＰ ）ランジス
タＱ、とＱ８から成る増幅回路を構成し、抵抗２３でト
ランジスタＱ８の電流を電圧に変換して電流源トランジ
スタＱ４のベースへ印加した構成で、この簡単な構成で
ＰＮＰ ）ランジスタＱ、とＱ８から成る増幅回路によ
り、第６図の回路より復調帯域移動の感度を大きくする
とともに、低域通過フィルタにより、不要帯域の雑音を
除去して、弱電界でも良好な復調帯域の移動効果を得る
とともに、この制御ループ内の異常発振を抑圧し、良好
なスレッシュホールドの改善を得る。
のトランジスタＱ、の出力へ抵抗２１とコンデンサ２２
から成る低域通過フィルタを配置しＰＮＰ ）ランジス
タＱ、とＱ８から成る増幅回路を構成し、抵抗２３でト
ランジスタＱ８の電流を電圧に変換して電流源トランジ
スタＱ４のベースへ印加した構成で、この簡単な構成で
ＰＮＰ ）ランジスタＱ、とＱ８から成る増幅回路によ
り、第６図の回路より復調帯域移動の感度を大きくする
とともに、低域通過フィルタにより、不要帯域の雑音を
除去して、弱電界でも良好な復調帯域の移動効果を得る
とともに、この制御ループ内の異常発振を抑圧し、良好
なスレッシュホールドの改善を得る。
第６図の具体例では、トランジスタＱ！のコレクタ電圧
が低くなると電流源のトランジスタＱ４のベース電圧を
低くしてトランジスタＱ、を流れる％泥をｌ」＼さくす
るように制御をかけたが、差動増幅回路のトランジスタ
Ｑ、とＱ、のエミッタと電流源トランジスタＱ４のコレ
クタの間に抵抗が配置されている場合は、第１１図に示
すように第６図の制御と逆の制御でも同じ効果が得られ
る。差動増幅回路のトランジスタＱ、のコレクタからＰ
ＮＰ ）ランジスタＱ、で復調信号を取り出シ、トラン
ジスタＱ、のコレクタを定電流回路のトランジスタＱ４
のベースへ直結した構成で、差動増幅回路のトランジス
タＱ１とＱ、のベースに入力端子８αと８ｂから逆相信
号を入力し、入力端子８ｈの信号電圧が高くなると、ト
ランジスタＱ３のコレクタ電圧が低くなり、ＰＮＰ ）
ランジスタＱ・のベース電圧が低くなってトランジスタ
Ｑ９のエミッタからコレクタへ流れる電流が大きくなり
、定電流源のトランジスタＱ４のベース電圧が高くなっ
てトランジスタＱ４を流れる電流が増し、前記第６図で
の制御と逆の動作となる。ここで、トランジスタＱ、の
エミッタへ抵抗２４が入っているため、トランジスタＱ
４の電流が増すと抵抗２４の働きでトランジスタＱ、の
エミッタ電圧が高くなり、トランジスタＱ２のベース・
エミッタ間電圧差が小さくなってトランジスタＱ２の電
流を減らし、トランジスタＱ、のコレクタ電圧を高くす
る負帰還がかかり、前記第６図での動作と同じ効果が得
られる。
が低くなると電流源のトランジスタＱ４のベース電圧を
低くしてトランジスタＱ、を流れる％泥をｌ」＼さくす
るように制御をかけたが、差動増幅回路のトランジスタ
Ｑ、とＱ、のエミッタと電流源トランジスタＱ４のコレ
クタの間に抵抗が配置されている場合は、第１１図に示
すように第６図の制御と逆の制御でも同じ効果が得られ
る。差動増幅回路のトランジスタＱ、のコレクタからＰ
ＮＰ ）ランジスタＱ、で復調信号を取り出シ、トラン
ジスタＱ、のコレクタを定電流回路のトランジスタＱ４
のベースへ直結した構成で、差動増幅回路のトランジス
タＱ１とＱ、のベースに入力端子８αと８ｂから逆相信
号を入力し、入力端子８ｈの信号電圧が高くなると、ト
ランジスタＱ３のコレクタ電圧が低くなり、ＰＮＰ ）
ランジスタＱ・のベース電圧が低くなってトランジスタ
Ｑ９のエミッタからコレクタへ流れる電流が大きくなり
、定電流源のトランジスタＱ４のベース電圧が高くなっ
てトランジスタＱ４を流れる電流が増し、前記第６図で
の制御と逆の動作となる。ここで、トランジスタＱ、の
エミッタへ抵抗２４が入っているため、トランジスタＱ
４の電流が増すと抵抗２４の働きでトランジスタＱ、の
エミッタ電圧が高くなり、トランジスタＱ２のベース・
エミッタ間電圧差が小さくなってトランジスタＱ２の電
流を減らし、トランジスタＱ、のコレクタ電圧を高くす
る負帰還がかかり、前記第６図での動作と同じ効果が得
られる。
このように、差動増幅のトランジスタのエミッタへ抵抗
を配置した場合は、電流源トランジスタへ帰還する信号
は、正相と逆相のどちらでも負帰還の制御が得られ、同
じ効果が得られる。
を配置した場合は、電流源トランジスタへ帰還する信号
は、正相と逆相のどちらでも負帰還の制御が得られ、同
じ効果が得られる。
また、この場合、前記第８図および第９図の構成が使え
ることは明らかである。
ることは明らかである。
本発明は、ＰＬＬ−ＦＭ復調回路の閉ループの利得およ
び位相を変化させずに、復調帯域の中心周波数を復調信
号に応じて移動するため、簡単な構成で、ＰＬＬ−ＦＭ
復調回路の閉ループを広帯域にする必要はなく、映像周
波数変移の大きいＦＭ信号を復調でき、入力ＦＭ信号の
中心周波数ズレに対しても良好な復調をし、スレッシュ
ホールドレベルを大幅に改善する効果をもつ。
び位相を変化させずに、復調帯域の中心周波数を復調信
号に応じて移動するため、簡単な構成で、ＰＬＬ−ＦＭ
復調回路の閉ループを広帯域にする必要はなく、映像周
波数変移の大きいＦＭ信号を復調でき、入力ＦＭ信号の
中心周波数ズレに対しても良好な復調をし、スレッシュ
ホールドレベルを大幅に改善する効果をもつ。
第１図は従来のＰＬＬ−ＦＭ復調回路の構成図第２図は
、従来のｐＬＬ−ＦＭ復調回路の特性図第３図、第４図
は、本発明の詳細な説明する回路図と特性図、第５図は
本発明の実施例を示す構成図、第６図、第１０幻、第１
１図は本発明に使用する回路側図、第７図は本発明の詳
細な説明する特性図、第８図、第９図は、本発明の変形
を示す構成図である。 １：ＦＭ信号入力端子 ２：位相検波器 ３．３’、ｉ９：増幅器 ４：ループフィルタ ５：電圧制御発振器 １３：定電圧源 １４：差動増幅器 １７：電圧変換回路 ２０：低域通過フィルタ ７：電圧制御発振器の印加電圧に対する発振第１図 さ 閉２図 殆づ図 暗４図 閉５図 柴■図 閉８図 殆３図
、従来のｐＬＬ−ＦＭ復調回路の特性図第３図、第４図
は、本発明の詳細な説明する回路図と特性図、第５図は
本発明の実施例を示す構成図、第６図、第１０幻、第１
１図は本発明に使用する回路側図、第７図は本発明の詳
細な説明する特性図、第８図、第９図は、本発明の変形
を示す構成図である。 １：ＦＭ信号入力端子 ２：位相検波器 ３．３’、ｉ９：増幅器 ４：ループフィルタ ５：電圧制御発振器 １３：定電圧源 １４：差動増幅器 １７：電圧変換回路 ２０：低域通過フィルタ ７：電圧制御発振器の印加電圧に対する発振第１図 さ 閉２図 殆づ図 暗４図 閉５図 柴■図 閉８図 殆３図
Claims (5)
- （１） 位相検波器、増幅器、ループフィルタおよび電
圧制御発振器で閉ループを形成するフェイズロックドル
ープ方式のＦＭ復調回路において、ＦＭ後調スロープの
中心周波数をＦＭ復調した信号で変化させる構成を特徴
とするＦＭ復調回路。 - （２） 特許請求の範囲第１項において、増幅器の一部
に定電流回路をもつ定電流駆動の差動増幅回路を形成し
、この差動増幅回路の片方の出力を前記フェイズロック
ドループの閉ループに使用し、他方の出力のＦＭ復調信
号を用いて前記定電流回路の電流を変化させる構成を特
徴とするＦＭ復調回路。 - （３）特許請求の範囲第２項において、差動増幅回路出
力から、定電流回路までの系に増幅回路を配置した構成
を特徴とするＦＭ復調回路。 - （４）特許請求の範囲第２項または第６項において、前
記差動増幅回路から定電流回路までの系において低域通
過フィルタを配置した構成を特徴とするＦＭ復調回路。 - （５）特許請求の範囲第２項または第３項または第４項
において、差動増幅回路のエミッタへ抵抗を配置した構
成を特徴とするＦＭ復調回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6065084A JPS60206208A (ja) | 1984-03-30 | 1984-03-30 | Ｆｍ復調回路 |
| CA000467751A CA1227547A (en) | 1983-11-18 | 1984-11-14 | Fm demodulator |
| US06/671,876 US4602217A (en) | 1983-11-18 | 1984-11-15 | FM demodulator capable of shifting demodulation-band center frequency |
| EP84113807A EP0143400A3 (en) | 1983-11-18 | 1984-11-15 | Fm demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6065084A JPS60206208A (ja) | 1984-03-30 | 1984-03-30 | Ｆｍ復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60206208A true JPS60206208A (ja) | 1985-10-17 |
Family
ID=13148417
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6065084A Pending JPS60206208A (ja) | 1983-11-18 | 1984-03-30 | Ｆｍ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60206208A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02104107A (ja) * | 1988-10-13 | 1990-04-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｆｍ復調器 |
| JPH03229503A (ja) * | 1990-02-05 | 1991-10-11 | Alps Electric Co Ltd | Ｐｌｌ復調回路 |
-
1984
- 1984-03-30 JP JP6065084A patent/JPS60206208A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02104107A (ja) * | 1988-10-13 | 1990-04-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｆｍ復調器 |
| JP2548336B2 (ja) * | 1988-10-13 | 1996-10-30 | 松下電器産業株式会社 | Ｆｍ復調器 |
| JPH03229503A (ja) * | 1990-02-05 | 1991-10-11 | Alps Electric Co Ltd | Ｐｌｌ復調回路 |
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