JPS60109302A - Ｆｍ復調回路 - Google Patents
Ｆｍ復調回路Info
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- JPS60109302A JPS60109302A JP21620883A JP21620883A JPS60109302A JP S60109302 A JPS60109302 A JP S60109302A JP 21620883 A JP21620883 A JP 21620883A JP 21620883 A JP21620883 A JP 21620883A JP S60109302 A JPS60109302 A JP S60109302A
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- JP
- Japan
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- demodulation
- circuit
- loop
- constant current
- band
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/24—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits
- H03D3/241—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0025—Gain control circuits
- H03D2200/0027—Gain control circuits including arrangements for assuring the same gain in two paths
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0047—Offset of DC voltage or frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、ＦＭ変調信号を復調するＦＭ復調回路の構成
に関するものである。
に関するものである。
静止衛星を使ったテレビの放送では、ＦＭ変調されたテ
レビ信号が用いられる。この放送を受信する受信機では
、衛星からの微弱な電波からテレビ信号を復調するため
、弱電界特性に優れるＰＬＬ（フェイズロックドループ
）ＦＭ復調回路がよく使われる。第１図に一般的なＰＬ
Ｌ−ＦＭ復調回路の構成を示す。入力端子１から入力さ
れたＦＭ信号は、位相検波器２、増幅器３、ループフィ
ルタ４と電圧制御発振器５の閉ループから成るＰＬＬ＠
ＦＭＯ１調回路で復調され、電圧制御発振器５０入力線
路を分岐して出力端６から復調されたテレビ信号を取り
出す。
レビ信号が用いられる。この放送を受信する受信機では
、衛星からの微弱な電波からテレビ信号を復調するため
、弱電界特性に優れるＰＬＬ（フェイズロックドループ
）ＦＭ復調回路がよく使われる。第１図に一般的なＰＬ
Ｌ−ＦＭ復調回路の構成を示す。入力端子１から入力さ
れたＦＭ信号は、位相検波器２、増幅器３、ループフィ
ルタ４と電圧制御発振器５の閉ループから成るＰＬＬ＠
ＦＭＯ１調回路で復調され、電圧制御発振器５０入力線
路を分岐して出力端６から復調されたテレビ信号を取り
出す。
このＦＭ復調回路は、位相検波器２で発生する入力信号
と電圧制御発振器５の差の周波数のビート成分を、増幅
器３で増幅し、ループフィルタ４で位相と利得とを調整
し、電圧制御発振器５の発振周波数制御端子へ印加する
ことにより、上記ビート成分の周波数を０とする閉ルー
プの働きにより、電圧制御発振器５の発振周波数制御端
子には入力ＦＭ信号の原信号であるテレビ信号が発生し
上記閉ループはＦＭ復調回路となる。したがって、この
Ｆ Ｍ復調回路の復調帯域は閉ループ内の増幅器３とル
ープフィルタ４で形成される利得および位相特性で決定
され、との復調帯域を必要最小の帯域に設定できるため
、弱電界時の復調特性が優れている。
と電圧制御発振器５の差の周波数のビート成分を、増幅
器３で増幅し、ループフィルタ４で位相と利得とを調整
し、電圧制御発振器５の発振周波数制御端子へ印加する
ことにより、上記ビート成分の周波数を０とする閉ルー
プの働きにより、電圧制御発振器５の発振周波数制御端
子には入力ＦＭ信号の原信号であるテレビ信号が発生し
上記閉ループはＦＭ復調回路となる。したがって、この
Ｆ Ｍ復調回路の復調帯域は閉ループ内の増幅器３とル
ープフィルタ４で形成される利得および位相特性で決定
され、との復調帯域を必要最小の帯域に設定できるため
、弱電界時の復調特性が優れている。
衛星放送におけるＦ Ｍ信号の一例として、映像信号の
同期信号の先端から白信号レベルまで）ｌｉ−１７ＭＨ
ｚの周波数変化のＦＭ信号の場合、上記ＰＬＬ−ＦＭ復
調回路の閉ループでは１７Ｍ（冨の上の８．５ＭＨｚま
でループ利得は１以上、位相変化９０°以下にすると、
位相検波器２の＋８゜５ Ｍ Ｈｚ−のビート成分まで
閉ループの制御がかかり復調帯域は１７ＭＨｚが得られ
る。第２図に、この復調帯域特性を示す。ＰＬＬ−ＦＭ
復調回路の入力信号の周波数を変化させた時の、復調出
力端子の電圧特性で、中心周波数ｆｏに対し、入力周波
数が−８，５ＭＨｚまではビート成分が表われ、−８，
５ＭＨｚ以下になると閉ループの制御が働き、−８，５
ＭＨｚから＋８．５ＭＨｚまで電圧制御発振器の印加電
圧と発振周波数の特性７に沿ってｆＯと入力周波数の周
波数差に比例した直流電圧が発生し、＋８．５ＭＨｚ以
上ではまたビート成分の出力となる。このように、ＰＬ
Ｌ−ＦＭｉ調回路では、ループ内の増幅回路とループフ
ィルタにより、復調帯域を必要最小限に狭く設定できる
特長をもつが、このように映像周波数変移が１７ＭＨｚ
と大きい場合、ループの利得帯域は８．５ ＭＨｚ以上
が必要であり、映像信号帯域４．５ＭＨｚに比べ約２倍
の広帯域回路が必要であると同時に、ループ内の雑音も
＆５ＭＨ１と帯域が広いため、入力・１δ号のＣ／Ｎに
対する復調信号のＳ／’Ｎが大きく劣化するスレッシュ
ホールドレベルが映像周波数変移が小さい場合に比べ悪
くなる欠点をもつでいた。
同期信号の先端から白信号レベルまで）ｌｉ−１７ＭＨ
ｚの周波数変化のＦＭ信号の場合、上記ＰＬＬ−ＦＭ復
調回路の閉ループでは１７Ｍ（冨の上の８．５ＭＨｚま
でループ利得は１以上、位相変化９０°以下にすると、
位相検波器２の＋８゜５ Ｍ Ｈｚ−のビート成分まで
閉ループの制御がかかり復調帯域は１７ＭＨｚが得られ
る。第２図に、この復調帯域特性を示す。ＰＬＬ−ＦＭ
復調回路の入力信号の周波数を変化させた時の、復調出
力端子の電圧特性で、中心周波数ｆｏに対し、入力周波
数が−８，５ＭＨｚまではビート成分が表われ、−８，
５ＭＨｚ以下になると閉ループの制御が働き、−８，５
ＭＨｚから＋８．５ＭＨｚまで電圧制御発振器の印加電
圧と発振周波数の特性７に沿ってｆＯと入力周波数の周
波数差に比例した直流電圧が発生し、＋８．５ＭＨｚ以
上ではまたビート成分の出力となる。このように、ＰＬ
Ｌ−ＦＭｉ調回路では、ループ内の増幅回路とループフ
ィルタにより、復調帯域を必要最小限に狭く設定できる
特長をもつが、このように映像周波数変移が１７ＭＨｚ
と大きい場合、ループの利得帯域は８．５ ＭＨｚ以上
が必要であり、映像信号帯域４．５ＭＨｚに比べ約２倍
の広帯域回路が必要であると同時に、ループ内の雑音も
＆５ＭＨ１と帯域が広いため、入力・１δ号のＣ／Ｎに
対する復調信号のＳ／’Ｎが大きく劣化するスレッシュ
ホールドレベルが映像周波数変移が小さい場合に比べ悪
くなる欠点をもつでいた。
本発明の目的は、上記したＰＬＬ＠ＰＭ復調回路の欠点
８ｊ’＃消し、簡単な回路構成で、ループ内の利得帯域
を狭くシ、映像周波数変移の大きさに関係なく良好なス
レッシュホールドレベルか得られるＦＭ＊−回路を提供
するにある。
８ｊ’＃消し、簡単な回路構成で、ループ内の利得帯域
を狭くシ、映像周波数変移の大きさに関係なく良好なス
レッシュホールドレベルか得られるＦＭ＊−回路を提供
するにある。
本発明では、復調回路の復調帯域の中心周波数をｕｌ調
信号に応じて移動する構成を用いることにより、復調ル
ープ内の帯域特性を狭くし、簡単な構成で、スレッシュ
ホールドレベルの向上を図る。
信号に応じて移動する構成を用いることにより、復調ル
ープ内の帯域特性を狭くし、簡単な構成で、スレッシュ
ホールドレベルの向上を図る。
以下、本発明を図に示す実施例に従って詳細にｐＬｉｌ
、明する。第３図と第４図は本発明の詳細な説明する図
である。１１３図は、トランジスタＱ４とＱ５のミラー
回路から成る定電流源をもつトランジスタＱ１とＱ２の
差動増幅器で、前記Ｐ Ｌ Ｌ−ＦＭ復調回路の増幅器
の一部にこの差動増幅器を使用し、トランジスタＱ１と
Ｑ２のベース８ａ。
、明する。第３図と第４図は本発明の詳細な説明する図
である。１１３図は、トランジスタＱ４とＱ５のミラー
回路から成る定電流源をもつトランジスタＱ１とＱ２の
差動増幅器で、前記Ｐ Ｌ Ｌ−ＦＭ復調回路の増幅器
の一部にこの差動増幅器を使用し、トランジスタＱ１と
Ｑ２のベース８ａ。
ｇｂ％平衡（Ｍ号入力とし、トランジスタＱｔのコレク
タからトランジスタＱ３を介して信号を出力しこの出力
端子９をループフィルタへ接続する。
タからトランジスタＱ３を介して信号を出力しこの出力
端子９をループフィルタへ接続する。
ここで、定電流源の電流を可変抵抗１０で変えると、第
４図に示すように、中心周波数ｆｌの復調特性１１が、
電圧制御発振器の印加電圧に対する発振周波数特性７に
沿って、中心周波数ｆ２の復調特性１２へ変化し、この
時、ループ利得および位相は変わらないため、＊調時性
１１と１２の復調帯域は同じである。
４図に示すように、中心周波数ｆｌの復調特性１１が、
電圧制御発振器の印加電圧に対する発振周波数特性７に
沿って、中心周波数ｆ２の復調特性１２へ変化し、この
時、ループ利得および位相は変わらないため、＊調時性
１１と１２の復調帯域は同じである。
第５図に本発明の一実施例を示す。ＰＬＬ・Ｆ Ｍ復調
・回路の増幅器３′の後段に定電流源１３をもつ差動増
幅器１４を配置し、差動増幅器１４０片方の出力１５７
ｉ−ループフィルタ４へ接続し、他方の出力１６を電圧
変換回路１７を介して、定電流源１３へ印加し、定電流
源１３の電流を差動増幅器１４の復調信号を用いて変化
させることにより、復調の帯域幅を変えることなく復調
信号電圧）こ応じて復調帯域の中心を移動するように制
御できる。したがって、例えば閉ループの利得と位相条
件を映像最高周波数の４．５ＭＨｚまでに選ぶと復調帯
域は９ＭＨｚとなり、通常のＰＬＬ−ＦＭ復調回路では
映像周波数変移９ＭＨ２以上の変調信号に対してはり調
できないが、本発明を用いると、９ＭＨｚの復調帯域の
中心が被変調の映像信号電圧に応じて移動するため、大
きな映像周波数変移の変調信号も、雑音の少ない狭い復
調帯域で復調でき、スレッシュホールドレベルは大１隅
に改善される。また、このＩＪ！調帯域を可変にする制
御ループは、ＰＬＬ・ｌｉ’Ｍ復詞の閉ループと独立で
あり、安定な動作が得られ、かっＰＬＬ・Ｆ？１４復幽
の閉ループの帯域特性も広帯域動作を必要としないため
簡単に構成できる。
・回路の増幅器３′の後段に定電流源１３をもつ差動増
幅器１４を配置し、差動増幅器１４０片方の出力１５７
ｉ−ループフィルタ４へ接続し、他方の出力１６を電圧
変換回路１７を介して、定電流源１３へ印加し、定電流
源１３の電流を差動増幅器１４の復調信号を用いて変化
させることにより、復調の帯域幅を変えることなく復調
信号電圧）こ応じて復調帯域の中心を移動するように制
御できる。したがって、例えば閉ループの利得と位相条
件を映像最高周波数の４．５ＭＨｚまでに選ぶと復調帯
域は９ＭＨｚとなり、通常のＰＬＬ−ＦＭ復調回路では
映像周波数変移９ＭＨ２以上の変調信号に対してはり調
できないが、本発明を用いると、９ＭＨｚの復調帯域の
中心が被変調の映像信号電圧に応じて移動するため、大
きな映像周波数変移の変調信号も、雑音の少ない狭い復
調帯域で復調でき、スレッシュホールドレベルは大１隅
に改善される。また、このＩＪ！調帯域を可変にする制
御ループは、ＰＬＬ・ｌｉ’Ｍ復詞の閉ループと独立で
あり、安定な動作が得られ、かっＰＬＬ・Ｆ？１４復幽
の閉ループの帯域特性も広帯域動作を必要としないため
簡単に構成できる。
さらに、ヘテロダイン受信機の一部として本発明ＦＭ復
調回路を使用することにより、ヘテロダイン受信機め局
部発振周波数の変動によってＦＭ復調回路入力の中心周
波数が変わっても自動的に復調回路の中心を移動す−る
ため復調信号の劣化は少ない。
調回路を使用することにより、ヘテロダイン受信機め局
部発振周波数の変動によってＦＭ復調回路入力の中心周
波数が変わっても自動的に復調回路の中心を移動す−る
ため復調信号の劣化は少ない。
第６図に本発明ＦＭ復調回路の復調帯域移動を制御する
増幅器部の回路の実施例を示す。前記差動増幅器のＰＬ
Ｌ閉ループと無関係なトランジスタＱ２のコレクタから
復調信号をトランジスタＱ６を介して取り出し、この復
調信号電圧で差動増幅器の定’ＩＩＩＥ流源を駆動する
ことにより、入力１；’Ｍ、ｉ号の周波数が高くなると
トランジスタＱ１のコレクタ電圧が高くなり、トランジ
スタＱ２のコレクタ電圧は低くなって、定電流源のトラ
ンジスタＱ４のベース地圧が低くなり、トランジスタＱ
４を流れる電流が減少し、復調帯域を高い周波数側へ移
動させ、トランジスタＱ２のコレクタ電圧が常に一定電
圧となるように制御がかかり、入力ＦＭ伯号の周波数に
応じて、復調帯域を移動する。この復調帯域移動の制御
回路はＰＬＬの閉ループと無関係のため、この制御回路
のループ利得を大きくしてもＰＬＬ−ＦＭ復調特性に影
響なく制御感度が向上できる。この−例としては、トラ
ンジスタＱ２のコレクタ抵抗１８を大きくすることによ
り、簡単に実現できる。
増幅器部の回路の実施例を示す。前記差動増幅器のＰＬ
Ｌ閉ループと無関係なトランジスタＱ２のコレクタから
復調信号をトランジスタＱ６を介して取り出し、この復
調信号電圧で差動増幅器の定’ＩＩＩＥ流源を駆動する
ことにより、入力１；’Ｍ、ｉ号の周波数が高くなると
トランジスタＱ１のコレクタ電圧が高くなり、トランジ
スタＱ２のコレクタ電圧は低くなって、定電流源のトラ
ンジスタＱ４のベース地圧が低くなり、トランジスタＱ
４を流れる電流が減少し、復調帯域を高い周波数側へ移
動させ、トランジスタＱ２のコレクタ電圧が常に一定電
圧となるように制御がかかり、入力ＦＭ伯号の周波数に
応じて、復調帯域を移動する。この復調帯域移動の制御
回路はＰＬＬの閉ループと無関係のため、この制御回路
のループ利得を大きくしてもＰＬＬ−ＦＭ復調特性に影
響なく制御感度が向上できる。この−例としては、トラ
ンジスタＱ２のコレクタ抵抗１８を大きくすることによ
り、簡単に実現できる。
これら回路の働きを第７図に示す。入力Ｆ’Ｍ伯号の中
心周波ＭｆＯか入力された時、復調帯域はｆＯを中心と
するａＯ後両町帯域持ち、入力信号かΔｆ変移した時、
帯域移動の制御はトランジスタＱ２のコレクタ電圧を一
定とするように働くためΔｆの７だけ復調帯域の中心を
移動したｂの復調部域となり、入力信号が一Δｆ＆移し
た時には同様にΔｆの−たけ周波数を低くしたＣの復調
帯域となる。今、最大周波数変移２Δｆを１７ＭＨｚと
すると、復調帯域の最大はＰ Ｌ Ｌ −Ｆ Ａｌ復調
回路の閉ループ内の帯域特性をＢとすると２Ｂ＋Δｆと
なり、完全に琶脚する条件は ２Ｂ十Δｆ＞２Δｆ−１７ＭＨｚ となり、閉ループ内の帯域Ｂは４．２５１ｘｉ）ｌ ｚ
以上となって、閉ループ内の帯域を映像最高周波数４゜
５ＭＨｚにしても十分に復調できることがわがる。
心周波ＭｆＯか入力された時、復調帯域はｆＯを中心と
するａＯ後両町帯域持ち、入力信号かΔｆ変移した時、
帯域移動の制御はトランジスタＱ２のコレクタ電圧を一
定とするように働くためΔｆの７だけ復調帯域の中心を
移動したｂの復調部域となり、入力信号が一Δｆ＆移し
た時には同様にΔｆの−たけ周波数を低くしたＣの復調
帯域となる。今、最大周波数変移２Δｆを１７ＭＨｚと
すると、復調帯域の最大はＰ Ｌ Ｌ −Ｆ Ａｌ復調
回路の閉ループ内の帯域特性をＢとすると２Ｂ＋Δｆと
なり、完全に琶脚する条件は ２Ｂ十Δｆ＞２Δｆ−１７ＭＨｚ となり、閉ループ内の帯域Ｂは４．２５１ｘｉ）ｌ ｚ
以上となって、閉ループ内の帯域を映像最高周波数４゜
５ＭＨｚにしても十分に復調できることがわがる。
これは、従来のＰＬＬ・ＦＭ復調回路が最大映像周波数
変移１７ＭＨｚ時に、閉ループの帯域特性として８．５
Ｍ １４ ｚの広帯域が必要だったのに比べて、本Ｆ
Ｍ俊調回路は４．５ＭＨｚで良く、閉ループ内の雑皆帝
域幅は大幅１こ改善され、良好なスレッシュホールドレ
ベルが得られる。
変移１７ＭＨｚ時に、閉ループの帯域特性として８．５
Ｍ １４ ｚの広帯域が必要だったのに比べて、本Ｆ
Ｍ俊調回路は４．５ＭＨｚで良く、閉ループ内の雑皆帝
域幅は大幅１こ改善され、良好なスレッシュホールドレ
ベルが得られる。
第８図および第９図は本発明の変形例で、本発明では、
ｌ）ＬＬ−ＦＭ復調の閉ループと無関係に周波ｅ移動の
制御ループ利得を上げれることから、第８図に示すよう
に差動増幅器出力１６と電圧変換回路１７の間に別の増
幅回路１９を配置して、周波数移動の制御感度を上げる
ことができるし、ロメ調信号の低周波振幅が大きい場合
にはＨ９図に示すように、周波数移動の制御ループ内に
低域通過フィルタ２０そ配置して、復調信号の低周波数
成分だけで周波数移動の制御を行うこともできる。
ｌ）ＬＬ−ＦＭ復調の閉ループと無関係に周波ｅ移動の
制御ループ利得を上げれることから、第８図に示すよう
に差動増幅器出力１６と電圧変換回路１７の間に別の増
幅回路１９を配置して、周波数移動の制御感度を上げる
ことができるし、ロメ調信号の低周波振幅が大きい場合
にはＨ９図に示すように、周波数移動の制御ループ内に
低域通過フィルタ２０そ配置して、復調信号の低周波数
成分だけで周波数移動の制御を行うこともできる。
本発明は、ＰＬＬ・ＦＭ復調回路の閉ループの利得およ
び位相を変化させずに、；１夏調帯域の中心周波数を復
調信号に応じて移動するた゛め、簡単な構成で、ＰＬＬ
＠ＦＭ復調回路の閉ループを広帯域にする必要はなく、
映像周波数変移の大きいＦ Ｍ信号を復調でき、入力Ｆ
Ｍ（ｉ号の中心周波数ズレにＸＪしても艮好な復調をし
、スレッシュホールドレベルを大幅に改善する効果をも
つ。
び位相を変化させずに、；１夏調帯域の中心周波数を復
調信号に応じて移動するた゛め、簡単な構成で、ＰＬＬ
＠ＦＭ復調回路の閉ループを広帯域にする必要はなく、
映像周波数変移の大きいＦ Ｍ信号を復調でき、入力Ｆ
Ｍ（ｉ号の中心周波数ズレにＸＪしても艮好な復調をし
、スレッシュホールドレベルを大幅に改善する効果をも
つ。
第１図は従来のＰＬＬ＠ＦＭ徨調回結の構成図、第２図
は従来のＰ Ｌ Ｌ−Ｆ Ｍ後Ｗ署回路の特性図、第３
図、第４図は本発明の詳細な説明する回路図と特性図、
第５図は本発明の実施例を示す構成図、へ３６図は不発
明に使用する回路何回、第７図は本発明の詳細な説明す
る特性図、第８図、兜９図は本発明の実施例の変形例を
示す構成図である。 ｌ・・・Ｆ Ｍ信号入力端子 ２・・・位相検波器３．
３’、１９・・・増幅器 ４・・・ループフィルタ５・
・・電圧制御発振器 １３・・・定電流源１４・・・差
動増幅器 １７・・・電圧変換回路２０−・・低域通過
フィルタ ７・・・電圧制御発振器の印加電圧に対する発振周波数
特性 代理人弁理士 高 橋 明 夫 第１図 才２図 第３図 ”；ｉｔ”ａ図 オｆ図 オフ図
は従来のＰ Ｌ Ｌ−Ｆ Ｍ後Ｗ署回路の特性図、第３
図、第４図は本発明の詳細な説明する回路図と特性図、
第５図は本発明の実施例を示す構成図、へ３６図は不発
明に使用する回路何回、第７図は本発明の詳細な説明す
る特性図、第８図、兜９図は本発明の実施例の変形例を
示す構成図である。 ｌ・・・Ｆ Ｍ信号入力端子 ２・・・位相検波器３．
３’、１９・・・増幅器 ４・・・ループフィルタ５・
・・電圧制御発振器 １３・・・定電流源１４・・・差
動増幅器 １７・・・電圧変換回路２０−・・低域通過
フィルタ ７・・・電圧制御発振器の印加電圧に対する発振周波数
特性 代理人弁理士 高 橋 明 夫 第１図 才２図 第３図 ”；ｉｔ”ａ図 オｆ図 オフ図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （リ 位相検波器、増幅器、ループフィルタおよび電圧
制御発振器で閉ループを形成するフェイズロックドルー
プ方式のｐ Ｍ 復ｙｇ回路において、ＦＭ復調スロー
プの中心周波数をＦＩＭ復調した信号で変化させる構成
を特徴とするＦＭ復調回路。 （２） ＝に＃＝Ｈ４特許請求の範囲第１項において、
増幅器の一部に定電流回路をもつ定電流駆動の差動増幅
回路を形成し、この差動増幅回路の片方の出力を前記フ
ェイズロックドループの閉ループに使用し、他方の出力
のＦＭ復調信号を用いて前記定電流回路の一流を変化さ
せる構成を特徴とするＦＭ復調回路。 （３）饋特許請求の範囲第２項において、差動増幅回路
出力から、定電流回路までの系に増幅回路を配置した構
成を特徴とするＦＭ復調回路。 （４） 特許請求の範囲第２項または第３項において、
前記差動増幅回路から定電流回路までの系において低域
通過フィルタを配置した構成を特徴とするＦＭ復調回路
。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21620883A JPS60109302A (ja) | 1983-11-18 | 1983-11-18 | Ｆｍ復調回路 |
| CA000467751A CA1227547A (en) | 1983-11-18 | 1984-11-14 | Fm demodulator |
| US06/671,876 US4602217A (en) | 1983-11-18 | 1984-11-15 | FM demodulator capable of shifting demodulation-band center frequency |
| EP84113807A EP0143400A3 (en) | 1983-11-18 | 1984-11-15 | Fm demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21620883A JPS60109302A (ja) | 1983-11-18 | 1983-11-18 | Ｆｍ復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60109302A true JPS60109302A (ja) | 1985-06-14 |
Family
ID=16684965
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21620883A Pending JPS60109302A (ja) | 1983-11-18 | 1983-11-18 | Ｆｍ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60109302A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0466258A2 (en) * | 1990-07-11 | 1992-01-15 | Philips Electronics Uk Limited | FMCW radar linearizer |
-
1983
- 1983-11-18 JP JP21620883A patent/JPS60109302A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0466258A2 (en) * | 1990-07-11 | 1992-01-15 | Philips Electronics Uk Limited | FMCW radar linearizer |
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