JPS6013341B2 - 周波数安定化された単一オシレ−タトランシ−バ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はトランシーバに係り、更に詳細にはスレーブト
ランシーバが関連するマスタートランシーバの周波数り
偏倍された周波数にロックされることが保証される如き
周波数安定化されたトランシーバに係る。

通信に於ける最近の一つの革新は発信装置と受信装置の
間を電線で接続することに代えてマイクロ波による無線
通信を行うトランシーバの利用である。

この装置は極めて高い周波数にて用いられてよく、ミリ
メートル波帯城に於ける搬送波を用い、これによってか
なり方向性のある通信特性を与え「これによってかなり
確実な通信を可能にし、又混雑した領域（市街地に於け
るビルディング密集地等）に於ける隣接装置との干渉を
避けることができる。かかる装置の有用性を最大限にす
るために、その価値はある場合には単一発振器設計を用
いることにより最小限とされた。

この場合、送信機の発振器のェネルギの一部は局部発振
器の代りに受信機へ結合され、ＩＦを発生するためのう
なり周波数を与えるようになっている。我々の基本出願
（特願昭４９−２１３２７号）に於ては、比較的低いノ
イズ発生特性を有する単一ソリッドステート発振器を用
いることによりマイクロ波及びミリ波帯城に於て一般に
使用羊ている平衡ミクサに比してはるかに安価であるシ
ングルエンドミクサを用いることが可能とされ、従来の
トランジスタ発振器を用いる場合に必要とされる高価な
周波数遠倍器及び増幅器の必要性が避けられている。し
かしながら、使用されているソリッドステート発振器の
性質によって、搬送周波数安定性に関するＦＣＣの要求
に合致するには不十分な開ル−フ。安定性しか得られな
い。かかる装置は又いよいよ非常に広い同調領域を有す
る。電圧同調ソリッドステート発振器の発信周波数は高
Ｑ共振空胴を含むフィードバックループによって容易に
安定化される。しかしながら、このことは逆に発振器が
空耳同周波数にロックされるまで同調電圧をまず掃引さ
れることを必要とする。複式作動のために設計された共
働するトランシーバの場合にはスレーブトランシーバに
関して更に問題がある。スレーブトランシーバは典型的
にはマスタートランシーバ周波数より両トランシーバの
ＩＦ周波数だけ隔てられた周波数にロックされ、従って
スレーブトランシーバはマスタートランシーバ周波数の
上側波帯にて作動し、一方マスタ−トランシーバはスレ
ープトランシーバの下側波帯にて作動する。スレーブト
ランシーバは、ＩＦ周波数だけマスター送信機より隔て
られた周波数を有する信号を受ける結果として、受信機
にて発生されたＡＦＣ信号にロックされるまで発振周波
数を掃引される発振器を有していなければならない。も
しソリッドステ−ト発振器が非常に正確に品質管理され
た電圧／周波数特性を有するものとして製造されるなら
ば、スレーブの周波数婦引の範囲をマスターから所要の
分離に非常に近い範囲に制限することが可能であろう。
しかしマイクロ波トランシーバに用いられるソリッドス
テート発振器の電圧／周波数特・性はユニットごとにか
なり異なり、更に重要なことは任意の与えられた発振器
に対しこれらの特性は長時間ドリフト「温度変化等によ
り広範囲に変化するので、所要の周波数を達成するため
に必要とされる電圧の未知の広範囲の変化を考慮する必
要がある。しかしながらスレーブ発振器の周波数を制御
する入力電圧の広範囲の橋引の結果して、スレーブ発振
器の周波数が「対として作動すべ〈設計されているマス
タートランシーバにではなく著しく異なる周波数にて作
動している他のトランシーハにロックされる恐れがある
。各発振器に対し設計されている制限された電圧範囲に
於てもスレーフはその対のＩＦ周波数のほぼ２倍だけ隅
った周波数にて作動しているトランシーバの反対側に側
波帯にロックするかもしれない。他の一つの問題は「
ロックオンが達成されるまで周波数橋引を行わせ然る後
周波数掃引回路を遮断するのに必要な回路が複雑である
ということである。

本発明の目的は、トランシーバに改良された周波数安定
性を与えること及びスレーブトランシ｝バが対として作
動するよう設計されたトランシーバの周波数にのみロッ
クすることを保証することである。

本発明によれば、電圧同調式ソリッドステート発振器を
用いるトランシーバはそれが周波数安定ループに於ける
周波数安定要素の周波数にロックするまで発振器の電圧
入力を掃引する装置を有する周波数安定フィードバック
ループを含んでいる。

更に本発明によれば、トランシーバはスレーフモードを
含んでおり、このモードではスレーブトランシーバは、
上述の如く周波数安定フィードバックループにより指定
された周波数にまずロックし、然る後ＩＦ周波数にて受
信機へ最大信号を通すための正しい局部発振器周波数を
与えるべくスレーブトランシーバの発振器が正しい周波
数にて作動していることを示す実質的な受信機出力スレ
ーブトランシーバが発生した後にのみ「対として作動す
るマスタートランシーバより受けとられた信号に応答し
てＡＦＣ作動へシフトする能力を有する。

本発明の他の一つの局面によれば、掃引制御電圧は、閉
ループ内の二安定装置に出力を与え、又これから入力を
与えられる積分増幅器によって与えられ、又前記増幅器
はＡＦＣ誤差電圧及び周波数安定ループ誤差電圧に応答
する入力を有し、増幅器入力利得は、安定作動状態にあ
る時に電圧婦引回路を遮断する必要がないようにＡＦＣ
若しくは周波数安定ループがシュミットトリガー入力を
圧倒するように調整されている。

単に本発明によれば、周波数安定ループは単一共振空胴
及び送信機入力変調信号に応答する同期復調器を含んで
おり、これによって周波数誤差の向きによって決定され
る極性を有するＤＣ搬送周波数制御信号を与える。

更に本発明のこの局面によれば、積分増幅器は追加の回
路或は回路間の切り換えを要することなく平滑な周波数
制御電圧を確保すべく同期復調器の出力及び／又はＡＦ
Ｃ電圧を猿波する低減通過フィルタリングを行なう。本
発明によれば、単一発振器トランシ−バ構成に於て電圧
制御されるソリツドステート発振器が用いられ、この場
合スレーブトランシーバはマスタートランシーバの制御
された周波数にロックされることが確実に保証される。
本発明は更に回路及びその複雑さを最小限にして掃引簡
単さと安定作動を与え、マスタ−トランシーバを掃引し
又ロックするために何らのスイッチ機能も必要とされな
い。本発明のその他の目的、特徴及び利点は以下に添付
の図を参照して行われる本発明の実施例についての説明
より明らかとなるであろう。第１図に於て「トランシー
バにより伝達されるべき情報はアナログあるいはディジ
タル情報の何れであってもよく、送信機入力ライン２へ
供給される信号として表わされており、以下に於て送信
機入力変調信号と呼ばれる。

これはリミターあるいはＡＧＣにより制御された増幅器
（図示せず）より与えられ、以下に説明される如く伝送
のＦＭ偏椅を制御する為必要に応じて増幅偏崎が注意深
く制御されるようになっている。これは可変利得増幅器
４へ与えられ、該増幅器の利得はライン６に於けるＡＧ
Ｃ信号により以下に詳細に記述される要領により制御さ
れる。増幅器４は一対の双極出力１００，１０２を有し
、これらは単に参照ほ目的で十及び−の記号を付されて
いる。但し重要なことはこれらは互に反対であり関連す
るスイッチ４４をマスターＭあるいはスレーブＳ位置に
切換えることによって以下に説明される如く他の信号の
樋性及び／又は位相に対しある即知の関係を有すること
である。スイッチ４４により増幅器出力はコンデンサ１
０６及びライン８を経て加算点ＩＱにＡＣ結合され、ラ
イン１２上のＤＣ搬送周波数制御電圧に加えられ、ライ
ン１６を経てバラクター同調ガン発振器１４の如き電圧
同調可能なソリツドステート発振器へ周波数制御電圧を
与える。発振器１４からの出力は導波管あるいはその他
の適当な伝送ライン１０８を経てアィソレータ１１０へ
、更に導波管１８を経て直交モードトランスジユ−サ２
０へ与えられる。

アイソレ−夕１１Ｍまインピーダンス不整合の結果導波
管１８に於て生ずる反射波がガン発振器へフィードバッ
クされその中で周波数変化を生ずるのを防ぐ。アィソレ
ータ１１０‘ま単に二つのボートのみが用いられている
周知のサーキュレータよりなっていてよく、任意の追加
のボートは損失のある成端を有する。直交モードトラン
スジューサは発振器１４からの伝送波を矢印２４１こて
示されている如くアンテナ装置２２へ伝える。又、直交
モードトランスジューサ２０１まアンテナ装置２２によ
り受信された波を矢印２８‘こて示す如く導波管２６へ
伝える。発振器１４からの伝送波の僅かの部分は破線矢
印３０にて示されている如く導波管２６へ伝えられる。
伝送波のこの部分は導波管２６に於ける受信機と混合さ
れ、シングルエンドミクサ３２内でうなり周波数を生じ
させ、適当な伝送ライン３４（これは好ましくは同軸の
ケーブルを有する）上のその出力が受信機３６のＩＦ周
波数となるようにする。受信機３６は典型的にはシング
ルエンドミクサの出力と適切にインターフェイスするよ
うに設計された整合用前層増幅器３６ａを有し「 これ
にノイズ排除用の帯城フィルター３６ｂが続き「更に３
６ｄ上の他のＡＧＣ信号によってその利得が制御される
ＡＧＣＩＦ増幅器３６ｃが接続されている。

ＡＧＣ信号は「 従来の要領により「 検波器３６ｅと
その出力信号及びそれと比較される参照信号を入力とし
て与えられる差動増幅器３６ｆとにより発生される。増
幅器３６ｃの利得制御された出力はリミター／弁別器段
３６ｇへ供給され、該ステージは適当な数の振幅制限ｍ
増幅器段とそれに続くＦＭ弁別器とを有し、該弁別器は
所要のオーディオあるいはビデオ出力を供給する。しか
し受信機３６の出力は「同様の離れたトランシーバより
アンテナ２２にて受けられた搬送波に於ける変調に関す
るオーディオあるいはビデオ出力を含むのみではなく、
このトランシーバに於ける発振器１４からの搬送波の変
調であって直交モードトランスジューサ２０を経て漏洩
し、局部発振器信号として作用する変調をも含んでいる
。この送信機変調は、離れたトランスミッタからアンテ
ナ２２で受信された信号の忠実な再生である受信機出力
をライン４０上に与える為に、受信機出力から除去これ
らければならない。送信機変調を消す為に受信機３６の
出力はライン４２及び抵抗器５０を経て他の抵抗器５２
との接続点へ加えられ、演算増幅器４８は入力へ加えら
れる。

抵抗器６２は低減フィルター１１２より信号を受ける。
このフィル夕は帯域フィル夕３６ｂが受信機３６を通る
変調に与えるのと同じパルス整形特性をライン５３より
増幅器１１３によって通される信号へ与える。このこと
は低周波数アナログ変調あるいはディジタル変調の低デ
ータ速度に於ては必要でないが、データ速度が増大する
とビット時間が低下し、最大相殺特性を得る為にはパル
ス形状のほぼ同一化が必要とされ、従って低減フィル夕
１１２によって与えられた送信機入力変調信号と受信機
３６によって与えられたそれとの整合がより重要となる
。ライン５３に於ける信号は遅れ装置５４１こよって与
えられ、該遅れ装置はライン２に於ける送信機入力変調
信号に応答する。

遅れ装置５４の遅れ時間はライン２より可変利得増幅器
４、発振器１４、トランスジューサ２０、ミクサ３２及
び受信機３６を通る回路伝搬時間に等しいようセットさ
れ、抵抗器５０を経て増幅器４８の入力へ通ずる変調の
位相が抵抗器５２を総て増幅器４８もこ入力に加えられ
る信号の位相と丁度反対となるようにされる。このこと
は送信機入力の変調の相殺を行ない、但し振幅は同じと
する。同じ振幅を与える為に増幅器４８の出力は位相感
応復調器（あるいは同期復調器）５６の信号入力に与え
られ、それに対する参照入力はライン５３より取り出さ
れる。これにより増幅器４８‘こ出力の同期全波整流が
行なわれ、該整流は遅れた送信機入力変調信号を含む参
照信号と同相であるので、増幅器４８の出力中に残って
いる任意の送信機入力変調信号は時間によって変化する
ＤＣ信号を低域フィルター５６ａによる平滑化の後に、
ＡＧＣライン６を経て増幅器４の利得制御入力へ通過せ
しめる。このことは発振器１４に与えられた変調の利得
を、増幅器４８の出力にて送信機入力変調信号が完全に
相殺されるように、上方あるいは下方へ調整する。遅れ
装置５４はもし望むなら特に高データ速度にてその正確
な調整が行なえるようタップ付リレー装置であってよい
。しかしながらアナログあるいは低速度ディジタル変調
に対して遅れは通常一つのユニットに対し容易に決定さ
れ、従って適当な特性を有する固定された遅れ装置が用
いられてよい。低域フィルター１２と遅れ装置５４の間
に設けられている増幅器１１３は、ＦＭ伝送に於ける適
当な周波敬偏俺の為に、ライン５３上の参照信号の所要
振幅と発振器１４に於けるＤＣ制御電圧に対する変調電
圧の所要比とに対比して抵抗器５２を通る相殺信号のレ
ベルのおおよその調整を行なう。一方、増幅器１１３の
相殺作用は入力抵抗器５０，５２の値を適当に調整する
ことによって達成され得るが、これはほぼ０以外に於け
る相殺に差異を惹起する。演算増幅器４８の出力に於け
る送信機変調信号の消滅に応答して増幅器４に自動利得
制御を加えることによりライン４０上の受信機出力信号
からの送信機入力変調信号の閉ループによる完全な相殺
が行なわれる。又このことのより、送信機入力変調信号
の振幅がライン２に於て例えば図には示されていないＡ
ＧＣあるいはリミタ−回路のよって制御されると同じ程
度に、発振器周波数偏移に関する閉ル−プ制御が行なわ
れる。しかしながら、もし、前記基本出願に開示されて
いるように、可変利得増幅器４の出力に於ける入力変調
信号の極性又は向きを制御することによるよりも演算増
幅器４８への入力に水て信号の加算あるいは減算が可能
であることによって極性が調節されるならば、ビデオ増
幅器１２４に於ける出力の極性の間に選択を行う必要は
なく、正しい樋性が両増幅器４，１２４の出力に接続さ
れ得る。以上に述べたところまでに於ては、装置はスイ
ッチ４４による入力変調の向きに対する制御が前記基本
出願に於ける如くライン４２及び５３に於ける信号の加
算あるいはは減算によるよりもむしろ可変利得増幅器４
の出力の所要極性の選択によって達成されているという
ことを除き、前記基本出願の措置に実質的に対応するも
のである。

本発明によれば、その主たる差異は発振器周波数制御で
ある。導波管１８に於ける送信機波の一部は導波管１１
４へ供給され、共鳴伝送特性を有する高Ｑ空耳同１１６
へ加えられ「その出力は導波管１１８を経てマイクロ波
鉱石検波器１２０へ供給される。

これは検波されたＡＭ信号をライン１ ２２上に与え、
このＡＭ信号は、発振器１４の搬送周波数（的、第３図
ａ参照）が（その共周波数広にて）空胴の利得曲線のピ
ークに調整されている時に０振幅を有し、又発振器が空
８同のピーク以下に同調されている（第３図ｂ参照）か
あるいは空腕のピーク以上に同調されている（第３図ｃ
参照）かに関係する極性にてｆｏとｆｃとの差に比例す
る振幅を有する。これはビデオ増幅器１２４へ与えられ
、該増幅器は周波数制御回路１２６の一部である。増幅
器１２４は二極出力１２８，１３０を有し、その何れか
一つがマスター／スレーブスイッチ１３２によって選択
されてライン１３４に与えられ、位相感応復調器１３６
の信号入力に与えられる。位相感応復調器１３６への参
照入力はライン５３上の参照信号を含んでいる。周知の
如く、もし本件の場合の如くＲＦ信号に変調があると、
検波器出力の位相感応復調（第３図）により発振器周波
数と同調空胴１１６の周波数との差（周波数誤差）の大
きさに比例する振幅と周波数誤差の向きを示す極性とを
有する周波数依存性信号ライン１３８上に与える。かか
る周波数変調スダビラィザ ー は Ｈａｒｖｅｙ．Ａ
．Ｆ．弓旨一ｔ ＭＩＣＲ ＯＷＡＶＥＥＮＧＩＮＥＥ
ＲＩＮＧ 、 Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｒｅｓｓ 、
ＮｅｗＹｏｒｋ、Ｌｏｎｄｏｎ、１９６３のＳｅｃｔき
ｏｎｌ９、２、２に記述されている。この信号は掃引及
び積分回路１４０（その詳細は第２図に関して以下に記
述されている）に於て平滑にされ、ＤＣ搬送周波数制御
電圧としてライン１２に与えられる。ビデオ増幅器１２
０（第２図）は抵抗器１６０にて接続された一対のビデ
オ増幅器段１５６，Ｉ５８を有する。

増幅器１５８に対する入力はＮＰＮトランジスタ１６２
を経て適当な参照電位にあるライン１６４に接続されて
いる。ライン１６４に於ける参照電圧はある場合には接
地されてよく又以下に詳細に記述されている如く掃引及
び積分回路１４川こ於ける演算増幅器１１６のベースバ
イヤス電圧であてもよい。トランジスタ１６２は抵抗器
１６８を経てライン１４２に接続され、スレーブトラン
シーバをイネープルするＡＦＣ信号（スレーブ・ィネー
ブルＡＦＣ信号と呼ぶ）がライン１４２に現われるとト
ランジスタ１６２は作動し、増幅器１５８の入力を引き
下げ、これによって以下に詳細に説明する如くその利得
をその出力が最早掃引及び積分回路１４川こて重要でな
くなる点まで減少させる。ＡＦＣ入力制御回路１５２は
同様にＰＮＰトランジスター７０を有し、これは抵抗器
１７２を経てスレーブ・ィネーブルＡＦＣライン１４２
に接続されている。

トランジスタ１７川ま常時導通しており、ＡＦＣ入力ラ
イン１ ５４をライン１ ６４の参照電圧へもたらし、
ＡＦＣ信号を以下に説明する如く掃引及び積分回路１４
０１こ於て無効としている。ライン１４２に信号が現わ
れると、それはトランジスター７０を遮断状態とし、従
ってＡＰＣ信号は増幅器１ ６６へ与えられる。又ＡＦ
Ｃ入力回路１５２はトランジスター７０が導適している
時にライン４２上のＡＦＣ誤差信号をライン１６４上の
参照電圧から緩衝する為の緩衝抵抗器１７４を含んでい
る。掃引及び積分回路１４０は反転態様で接続されてい
る演算増幅器１６６とフィードバック・コンデンサー７
６とを含んでおり、これらは周知の要領にて能動積分器
あるいは積分増幅器を構成する。

増幅器１６６の出力はシュミットトリガー１７８の如き
適当な双安定装置の入力に接続され、その出力は入力抵
抗器１８０１こ接続され、該抵抗器は他の一対の抵抗器
１８２，１８４と共に加算増幅器入力加算点を構成して
いる。周知の如く、シュミットトリガー出力は上側電圧
レベルと下側電圧レベルとの間で変化する。いかなる瞬
間にも抵抗器１８２，１８４の何れにも入力がないとす
ると、シュミットトリガーは一方あるいは他方の電圧レ
ベルにあり、これは抵抗器１８０を経て積分増幅器１６
６へ加えられる。このことは、抵抗器１８０及びコンデ
ンサ１７６により表わされる時定数が十分大きいとする
と、演算増幅器１６６の出力がシュミットトリガー１７
８を反転させる反対の限界電圧に達するまで演算増幅器
１６６の出力をほぼ一様に増加あるいは減少せしめる。
トリガー１７８が反転するとその出力の反対電圧が抵抗
器１８０を経て積分増幅器１６６の入力に加わり反対方
向への積分を開始せしめる。かくして積分増幅器亀６６
の出力は実質的に対称な鋸歯状となる。しかしながらラ
イン１２上の時間的に変化する電圧によって発振器１４
の周波数の同様のスリューィング（時間に対してほぼ直
線的に変化すること）が生じ、鋸歯状出力に応答するス
リューィングのフルサイクルの終了によって発振器１４
はある点にて同調空胸１１６の周波数に同調され「従っ
て検波器１２０からのかなりの出力がライン１２上に与
えられ、ビデオ増幅器１３０１こ供給される。スレーブ
・ィネーブルＡＦＣ信号がライン１４２に存在しないと
するトランジスタ１６２は導通しておらず「従って増幅
器１５６の全力は増幅器段１６８の入力に供給される。
装置のスイッチがスレーブモードあるいはマスターモ−
ドーこて作動するよう調整されているし「ないに拘らず
ビデオ増幅器はスイッチ亀３２を通って信号を位相感応
復調器１３６の信号入力へ与え、これによって、その振
幅と極性によって同調空耳同共振周波数に対し発振器中
心周波数の誤差の大きさ及び向きを示す信号を抵抗器１
８２へ与える。このことはシュミットトリガーが一方の
状態あるいは他方の状態の何れかにある時に生じ、位相
感応復調器蔓３６によって抵抗器１８２を経て与えられ
た電圧は、シュミットトリガー１７８によって抵抗器１
８０を経て抵抗器１８０，１８２の比率に関連した率に
て与えられている電圧に加算される。抵抗器１８０を抵
抗器１８２の抵抗より著しく大きく（一桁あるいは二桁
）することにより位相感応復調器１３６‘こ関連する入
力信号の割合はシュミットトリガ−１７８に関連するそ
れより桁違いに大きくなる。このことは演算増幅器１６
６をしてライン１２に出力を与えしめ、これは発振器１
４を同調空月岡ｊ畳６の中心周波数に同調させる傾向を
有し、これが閉ループ内にあることから、シュミットト
リガー１７８の入力が増幅器１６６を経て積分され「又
発振器周波数を同調空胴１１６のそれにより逸せようと
する如何なる傾向も位相感応復調器１３６を通る閉ルー
プ動作のより消去される。かくしてライン１２に於ける
積分増幅器１６６の出力は発振器１４が同調空目同１１
６の中心周波数をとる電圧にて速やかに安定する。周波
数制御回路１２６の作動（発振器が同調空耳同周波数に
ロックされるまでの掃引）は第４図に示されている。そ
の時間中の任意の点に於てシュミットトリガーは負の出
力を与えていてよく、従ってライン１２に於けるＤＣ周
波数制御電圧は増幅器竃６６の反転により正に積分され
ている。それがシュミットトリガーの入力しきし、値に
達すると、トリガーが反転し、第４図ａに示す如く抵抗
器１８０に正の出力を与える。それにより第４図ｂに示
す如く負の方向の積分が開始される。時間内に於けるあ
る点にてライン１２上のＤＣ電圧は発振器周波数を空胴
の応答特性（図中ｃ）内に、従って位相感応復調器（図
中ｄ）の出力特性内にあらしめるような値となる。かく
して位相感応復調器も８２は図中ｄに示す如き出力をと
り始める。これはシュミットトリガーの出力と加算され
（図中ａ）、増幅器１６６への誤差異電圧入力を増加さ
せ（図中ｅ）、それによりライン１２上のＤＣ出力は一
層速い速度で負の方向の積分を開始する（図中ｂ）。次
いで複調器応答のピークに達すると（図中ｃ）、復調器
出力は復調器応答がほぼ空胴特性の中心周波数に‘こて
０となるまで一層遅い速度で負の方向の積分を続ける。
積分はこの時復調器応答特性（図中ｄ）従って復調器出
力（図中ｄ）の員の入力の為に正となる。これがシュミ
ット入力を丁度オフセットする点に達すると積分器への
入力が０となり、ライン１２上の積分器の出力（図中ｂ
）は一定となり、発振器は空胴の中心周波数より僅かに
逸れた周波数に同調される。このオフセットの量は演算
増幅器１６６の開ループ利得（これは薯しく高く千のオ
ーダである）と抵抗器１８０，１８２の値の間の位相の
調整とによって定められている。復調器出力の極性が、
ライン１２上の電圧が増大しているか減少しているかに
拘らず、発振器を空耳同の中心周波数に同調させる為に
必要な電圧にライン１２上の電圧を近接させるような極
性であることは理解されよう。

もし何らかの理由によりノイズ入力が発振器を同調状態
からはずれさせても、発振器はこの極性関係によって自
動的に同調状態へ戻される。シュミット出力に関係する
増幅器１６６への入力電圧と復調器出力に関係するそれ
との間の差は第４図の図に表われているよりも遥かに大
きい。同様に発振器の最終調整と空胴の中心周波数の間
の差は第４図に於ては図示の目的で誇張されている。ビ
デオ増幅器１２４の出力の向きはスイッチ４４により決
定された送信器変調の向きに関し正しいように選ばれる
。

何故ならばライン１３８上の復調された信号は発振器１
４及び空胴１１６の周波数の間の差を零とする正しい向
きを有していることが必要であるからである。他の一つ
のマスター／スレーブスイツチ６２が設けられており、
トランシーバがマスターモーＮこて作動している時にビ
デオ増幅器１２４がライン１４２上の信号により無効と
されないようにしている。スレーフモー日こて作動する
ことが必要とされる時には、ライン１ ４２上の信号が
ライン４２上のＡＦＣ誤差信号に応答しての作動をィネ
ーブルし、又ビデオ増幅器１２４をディスェーブルする
作用をなす。スイッチ６２は、数秒の適当な長さの遅れ
を与える遅れ装置１４４の出力を供給されており、該遅
れ装置はライン３６ｄ上のＡＧＣ信号のレベルを感知す
るしきし、値検出装置１４６に応答する。ＡＯＣ信号は
帯城フィル夕３６ｂによりＩＦ増幅器３６ｃへ通される
。信号レベルに比例する。しきい値検出装置１４６はシ
ュミットトリガーあるいは同様のものを含んでいてもよ
く、遅れ回路１４４は反転を遅らせる為にその入力側に
積分器を備えたシュミットトリガーを含んでいてよい。
遅れ回路シュミットトリガーを反転させる時、それは受
信機３６が、このトランシーバ（スレーフモード‘こて
作動している）の発振器１４が受信機３６のＩＦ周波数
だけオフセットされた遠隔送信機にロックされ得るよう
に関連する遠隔位置の送信機より有意の信号を受けてい
る（或いは遅れ中受けていた）ことを示し、従って発振
器１４はシングルエンドミクサ３２内でＩＦ周波数を生
ずる局部発振器として作動し得る。このことはこのトラ
ンシーバの伝送を遠隔トランシーバの発振器からそのＩ
Ｆ周波数だけオフセットせしめる。何故ならばそれらは
同一の設計びを有するからである。遅れ回路１４４はノ
イズ、他の関連しないトランシーバあるいは偽の信号に
応答することを避ける為に設けられている。遅れ回路１
４４から出力があり又スイッチ６２が第１図に示すスレ
ーブ位置にある時、ライン１４２上の信号によりＡＦＣ
入力回路１５２がイネーブルされてライン４２からのＡ
ＦＣ信号をライン１５４へ与え、この信号は掃引及び積
分回路１４０１こ入力として与えられ、それにより搬送
周波数帯町御■Ｃ電圧がライン１２へ与えられる。第２
図についてみると、周波数制御回路１２６は第１図に於
けると同じ要領により示されているが、ビデオ増幅器１
２４、掃引及び積分回路１４０及びＡＦＣ入力制御回路
１ ５２に関してはより詳細な表示がなされている。関
連するトランシーバのみが送信しておりあるいは両方が
沈黙している時の如く正常な変調を待たずして周波数安
定化が達成されることが望まれる時には、任意の適当な
公知の装置により入力ライン２上に代用変調が行なれて
もよい。

例えば標準Ｔ−１型電話データ伝送が沈黙中のデータパ
ターンを与える。上に記した作動（空胴周波数が達成さ
れるまで発振器のスリューィングより成っており、その
後に空胴及び位相感応復調器を通る閉ループ制御が掃引
回路の効果を消滅させ、発振器は同調空胴の周波数にロ
ックされた状態になる）はトランシーバ装置がスレーフ
モードあるいはマスターモードの何れに切換えられてい
る時にも用いられる。

マスターモード‘こある時には、この安定化された作動
は無限に続き、抵抗器１８４を通じてのＡＦＣ入力は許
されない。何故ならばトランジスタ１７川ま導通してお
り、ＡＦＣ入力ライン１５４はライン１６４の参照電位
（図示のように増幅器１６６のベースバイアス電位とし
て用いられいる）になるからである。従って抵抗器１８
４を通って実質的に電流が流れず、演算増幅器１６６の
出力に何らの影響をも生じない。しかしながトランシー
バ装置が第１図の及び第２図に示す位置にありスレーフ
モード‘こて作動する時には、掃引及び同調空且同周波
数へのロッキングの上記作動が起るだけでなく、その後
に追加の機能が、マスターモー日こて作動する関連する
遠隔位置のトランシーバから実質的な信号をトランシー
バが受け始める時にライン１４２に現われるスレーブ・
ィネーブルＡＦＣ信号によって与えられる。

一対のトランシーバの一方に於ける同調空胴１１６が他
方のトラソシーバに於ける空耳同の中心周波数よりトラ
ンシーバの各々に於けるＩＦ周波数（たとえば２０ＭＨ
ｚ）だけ隔つた中心周波数を有するよう調整されている
ので、スレーフモード‘こて作動しているトランシ｝バ
のＪっは先ずその発振器をそれ自身の同調空胴の中心周
波数にロックさせることが出来、この周波数は直交モー
ドトランスジューサを経てシングルエンドミクサへ漏出
した発振器ェネルギの部分がＩＦ周波数にてビート周波
数を生じさせるためにそのオシレータについて要求され
る周波数と正確に同じである。換言すれば、スレーブ受
信機がそれ自身の発振器に‐一度ロックされると、それ
はＡＦＣ作動に移行し「従って関連するトランシーバの
周波数に正確に追従し、他のトランシーバが作動してい
る他の周波数へジャッンプする機会は全く生じない。こ
のことは本件に於ては、受信機が関連するトランシーバ
より伝送を受けつつあることとその発振器がその空耳同
によって決定されたほぼ正確な周波数に同調されている
ことを示す信号がそれ自身の受信機を通じて感知された
後に少なくとも数秒間たつまで、スレーブトランシーバ
がＡＦＣ応答して作動することを阻止することによって
達成される。このことが生ずると遅れ装置１４４はスイ
ッチ６２を経てライン１４２にスレーブ・イネーフルＡ
ＦＣ信号を与え、これはトランジスタＩＴ０（第２図）
の分岐効果を除去し、これによって積分増幅器１６６へ
のＡＦＣ入力を許し、一方同時にそれはトランジスタ１
６２（第２図）により空胴ループの入力を分岐する。か
くしてスレープ発振器が同調空胴１１６にロックされた
後、受信波と発振器１４からの漏洩との混合によって得
られたＩＦ信号以外からはＡＦＣ作動は生じ得ない。何
故ならば、発振器が同調している時に間違って受信され
たＩＦ信号は遅れ装置１４４により無視されるからであ
る。このことは本発明の重要な局面である。

何故ならば、空８同周波数が両装置の設計ＩＦ周波数に
よって隔てられるように調整されることによりスレープ
トランシーバの発振器が関連する正しいトランシーバに
のみロックされることが実質的に保証されるからである
。マスター発振器周波数がスレープ発振器周波数より高
いか低いかは問題ではない。何故ならば、何れもより高
いあるいはより低い側波帯にて作動することができるか
らである。しかし望まれることは両トランシーバが正し
い弁別器出力の極性を与えることによって演算増幅器４
８（第１図）に於ける変調を相殺し得ることであり、こ
のことは逆に可変利得増幅器４の出力の極性をスレーブ
がマスターよりその害８当てられた搬送周波数内でより
高いかあるいはより低いかという事実に関連づけること
によって達成される。このことが逆に起ると抵抗器５０
，５２に於ける信号はそれらが同じ極性であることから
互に引き算されるよりも足し算される。このことは可変
利得増幅器４の出力の樋性を逆にすることによって容易
に修正される。ビデオ増幅器１３０の出力に於ける極性
と可変利得増幅器４の出力の樋性との間の関係はスイッ
チ１３２，４４のマスター及びスレーブ位置の正しい犠
牲によって維持されるので、位相感応復調器１３６の出
力は発振器１４を同調空胴１１６の中心周波数より隔た
る方向ではなく該中心周波数へ向けて駆動する向きの出
力となる。第２図に於て、本発明の第二の局面は、ライ
ン１２上のＤＣ信号の最初の掃引が電圧同調ソリッドス
テート発振器１４の相応の橋引を生ずるべくシュミット
トリガーに応答しており、該シュミットトリガーは実質
的な空耳同或いはＡＦＣ信号が演算増幅器１６６の制御
を行うようになると最早反転されないという事に関係し
ている。

このことは従来一般的であった掃引回路の遮断を行う必
要をなくする。演算増幅器１６６の出力がある電圧（そ
れはシュミットトリガー１７８の上側及び下側入力しき
し、値の間にある）にて一度安定すると、シュミットト
リガーが有する唯一の効果はその出力が演算増幅器１６
６の入力に対し極度に小さいＤＣバイアスを与えること
である。しかしながらこのことは発振器同調空耳同を通
るフィードバックが行なわれている事実と、演算増幅器
のシュミットトリガー出力の影響が同調空耳同から生ず
る信号の影響より小さいという事実とにより’ｌ頂応さ
れる。本発明の他の‐−つの局面は、演算増幅器１６６
及びそのフィードバック・コンデンサ１７６によって形
成された積分増幅器が位相感応復調器１３６の出力を猿
波し又弁別器３６ｇからのＡＦＣ出力を猿波し、これに
よって追加の薄波回路を必要としない低減フィルターと
して自動的に作用することである。本発明のこれらの二
つの局面はマイクロ波トランシーバを最大限に利用する
ために必要とされる全体的低価格に寄与するものである
。ここに開示された実施例は市場にて得られ部品を用い
て公知の技術により容易に構成される。発振器１４は空
耳同内に適当にバイアスされたガン効果ソリッドステー
ト装置を含む周知の型のバラクタ同調発振器より成って
いてよく、これは入力電圧につて制御するバラクタダイ
オード同調ループを含んでいる。４船比程度の搬送周波
数に対し用いられる装置の一つはカルフオルニア州パロ
アルトに於けるＶＡＲＩＡＮよりＶＳＱ９０２１なる名
称にて販売されている。

一方前述の基本出願に於て開示されている如く、それは
周波数制御にバイアスが用いられている単なるガン装置
を含む電圧可変ガン発振器であってもよい。電圧／周波
数特性一特に極性一はここに示したものと異なっていて
もよい。直交モードトランスデューサ、シングルエンド
ミクサ、適当なＦＭ受信機、可変利得増幅器の例は前述
の基本特許出願に於て与えられている。直交モードトラ
ンスデューサ２０の代物こ市場にて容易に得られるサー
キュレータが用いられてもよいご同様に本発明はシング
ルエンドミクサの使用を必要とするものではなく、この
場合には制御された漏洩を有しないサーキュレータが直
交モードトランスデューサ及び発振器１４の出力から平
衡ミクサへ与えられる別個の導波管フィードパスの代り
に用いられてよい。

同様に同調空耳同１１６は適当な高いＱを有する円筒状
導波管共振伝送空胴のみから成っていてよく、その特性
は１偽舷あるいは１に伍程度の中心周波数を含み、中心
周波数から±９ＭＨｚの所に電力半値点を有し導波管入
力及び出力を有するものであってもよい。

かかる装置はマサチューセッツ州バーバリのＶＡＲＩＡ
ＮよりＢＬ４９９なる名称のもとに販売されている。種
々の増幅器、複調器、しきし・値検出器、遅れ回路その
他の構成要素は同様に周知であり、種々の販売元からカ
タログによって得られるものである。以上に於ては本発
明を好ましい実施例について説明したが、本発明の範囲
内にて種々の変更、省略或いは追加が可能であることは
当業者にとって明らかであろう。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一つの好ましい実施例を示すフロック
線図である。 第２図は第１図のトランシーバの実施例に含まれる周波
数制御装置の鱗図的フロック線図である。第３図及び第
４図は安定ループの作動特性を示す図である。第２図 第１図 第３図 第４図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ マスター及びスレーブモードにてそれぞれ作動する
   一対のトランシーバを含む複式トランシーバシステムに
   使用するためのトランシーバに於て、 周波数制御電圧
   入力を有しそれを介して周波数制御電圧を与えられる単
   一の電圧同調可能なソリツドステートマイクロ波発振器
   と、 一対のトランシーバの両者に於てスレーブモード
   での設計ＩＦ周波数と同一のマスターモードで設計ＩＦ
   周波数を有するＦＭ受信機と、 マイクロ波エネルギを
   送信しかつ受信するアンテナ装置と、 前記発振器の出
   力に応答し周波数指示信号を与える周波数安定装置にし
   て、共振する周波数決定要素を有し、一対のトランシー
   バの一方に於ける前記要素の共振周波数が他方のトラン
   シーバのそれより前記設計ＩＦ周波数だけ偏倚されてい
   る周波数安定装置と、 前記発振器からのエネルギを送
   信のために前記アンテナへ結合し、前記発振器のエネル
   ギのわずかの部分を前記周波数安定装置へ結合し、又同
   時に前記アンテナ装置にて受信されたエネルギ及び前記
   発振器のエネルギのわずかの部分を前記ＦＭ受信機の入
   力へ結合する装置と、 関連する周波数安定装置と関連
   するＦＭ受信機とに応答し前記トランシーバをマスター
   モード又はスレーブモードにて作動すべく指定するよう
   設定可能であり、何れかのモードに設定された時に周波
   数制御電圧を前記周波数指示信号に応答して前記発振器
   の周波数制御電圧入力装置へ供給すべく作動可能であり
   、更にスレーブモードに設定された時、前記ＦＭ受信機
   に於ける予め定められた強さの信号に関係して、前記周
   波数指示信号に応答してではなく前記ＦＭ受信機の出力
   にて取られたＡＦＣ信号に応答して前記周波数制御電圧
   を選択に与えるべく作動可能である制御装置と、を有す
   ることを特徴とするトランシーバ。