JPS59194580A - 自動波形等化器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明は、テレビジョンにおける文字放送信号のよう
なディジタル信号を波形等化するための自動波形等化器
に関する。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

テレビジョン放送において、テレビジョン信号の垂直帰
線期間に２値のディジタル信号からなる文字情報を挿入
して伝送する文字放送が計画されている。この文字放送
信号にゴース）４の波形劣化が生じると受信伸で正しい
復号ができないため、受信に際しては波形等化を行なう
必要がある。

このような文字放送信号の波形等化に適した自動波形等
化器については、例えば本出願人が既に出願した特＆鈍
昭５５−７１０１６号「テレビジョイゴースト消去装置
」Ｋその詳細が述べられている。

彫１１、イ１はこの自動波形等化器の基本構成を示した
ものである。図において人カ晧子１に入力きれる受１μ
ディジタル価号２はトランスパーサルフィルタ３に与え
られる。トランスパーサルフィルタ３の出力は出力端子
５に送出される一力、基準波形発生回路６および減算器
８ｖこ与えられる。是＠波形発生回路６はレベル判だ器
によって構成され、無歪のディジタル信号波形である基
準波形７分再生する。この基準波形７とトランスパーサ
ルフィルタ３の出刃成形４との六力桧１ｉｉ−会？Ｗ、
　８でとられ、誤差彼プ１を９が生成される　そしてこ
の誤差波形９と入力波形（受信ディフタル１６号２）と
が相関器１ｏによって相互相法１油勘びｒｌｌ、この相
関結果１１が乗算器１２で輪止係紅α倍さハた後タ、ｆ
ヶ゛イノメモリ１４１／Ｃ与えられる。タップダインメ
モリ１４はトランスバー−リールフィルタ、？に与える
べきタッグゲインを記憶しており、その（ハ）答は来界
泰１２の出力１３であるα倍された相関結果１３によっ
て逐次修正される。すなわち相関結果１１をΔとし、α
倍後の値をα・Δとすれば、とのα・Δがタップダイン
メモリ１４に既に蓄イｎされているタッグゲインに刀口
算（又は成典）されて、タッグゲインが修正されること
になる。

このような修正動作が繰返され、タップダインはやがて
収束する。

ここでタッグゲインの修正係数αは、一般に系の安定性
を考ル、して小さめに選ばれた固定の値が用いられる。

従ってタップゲインの収束が遅くなる間組があった。ま
た、扱う波形が基準波形を含めてディジタル波形である
ため、タップダインの修正状態によって誤差波形が大き
く変動し、タップダイン修正動作に支障をきたすという
問題もある。すなわちタッグゲインの修正初期のように
波形等化が不十分なときは；ｑ差波形ルヘルは非常に太
きいが、タップゲインの修正ｆｉｂ作が進み収束状縛に
近くなると誤差波形のレベルは極端に減少し入力波形と
の相関値、延いてはタップゲイン修正ｔ（α・Δ）も小
さくなるため、タッグダインの修正動作は非’Ｍに、シ
、＜なシ、１１ｙ束する前にそのイじ正が停止してし址
う。従ってタップゲインの修正不十分Ｖこよシ、出力数
１１：、の残留歪が犬さくなるＡ古来となる。

Ｃ４＋明の目的〕 この発明の目的は、タッグゲインの収芽が安定かつ速く
、１だディジタル信升入力に夕・］シても仙留飛を小さ
くできる自動波形等化器を提供−４−ることである。

〔発明Ｆｉ、Ｉ概敦〕

この発明は、扱う信号波形がディジタル信号である点に
尤目して、トランスパーサルフィルタの出力ｉ！＆形を
サンプリングしそのフンプル値から省ン栴葡削出１１シ
、この計０１１１結果に基いてトランスバーツールフィ
ルタのタッグゲインの修正係ｆｉ’ｌを、出力Ｗｉ形の
歪率が大きい状態では小さく、φ率か小さい状態では大
きくなるように切換えるようにしたことを特徴としてい
る。

〔つｒ、明、／）効果〕

この＝Ｊｆ、８Ｉ−１によれは、等化切拘１のように出
力成形め歪率が大きく誤差波形のレベルが大きいときは
、タップゲインの修正係数が小さめに設定されることに
よシ、タップゲインは発散することなく安定に収束する
。そしてタップゲインの修正が進んで出力波形の歪率が
小さくなシ誤差波形のレベルが非常に小さくなると、タ
ッグゲインの修正係数が大きく設定されることによって
、タッグゲインは残留歪がよシ小さくなるように細かく
修正される。従ってタップゲインの修正係数を一定にし
たものに比べ、等化性能を大きく向上させることができ
る。

〔発明の実施例〕

第２図にこの発明の一実施例に係る自動波形等化器の構
成を示す。

図において入力端子１には受信ディジタル信号２、例え
ばテレビジョン文字放送信号が周期的に入力される。こ
の信号２はトランスパーサルフィルタ３に与えられ、こ
のトランスパーサルフィルタ３の出力４は出力端子５に
送出される一方、基準波形発生回路６および減算器８に
与えられる。減算器８は基ｉｆ波形発生回路６からの無
歪ディジタル信号からなる基謔波形７とトランスバーサ
ルフィルタ３の出力Ｖ形４との差を誤差波形９として出
力する。そしてこの誤差波形９とトランスバーザルフィ
ルタ３の入力波形２との相互相関演算が相関器１０で折
々われ、この相関結果１１（Δ）が乗算器１２で修正係
数（α）倍された後、タ１．プｒインメモリ１４に与え
られる。こうしてター、ｆゲインメモリ１４内に蓄積さ
れたタップゲインがα・Δずつ逐次修正される。

トランスバーサルフィルタ３の出力４は歪率計測回路１
５にも与えられ、ここでサンプリングされた後、その歪
率が計測される。歪率計測回路１５は出力波形４のサン
プル値から歪率、つ１シ彼形劣化の程度を求めるもので
あｐ１具体的ｖＣけ例えば入力が擬似ランダム成形でノ
イズかない場合にアイ開口率を１１則することで歪率足
木めることができる。入力が仮似ランダムぴう１２でな
かったり、ノイズを含んでいる場合でも、アイ開口率の
計測と同様の「ｒ測を歪率の目安として行なえばよい。

歪率計測回路１５の計測結果１６（歪率を示す情報）は
、比較器１７で端子１８に与えられる閾値歪率１９と比
較される。比較器１７は両者の大小関係に応じて変化す
る２値レベルの信号２０を発生し、この信号２０によっ
て前記乗算器１２における修正係数αを切換える。すな
わち歪率計測結果１６が閾値歪率１９以下のときはαを
大にし、閾値歪率１９を越えたときαを小に切換える。

修正係数αが２のべき乗である場合は乗算器１２はビッ
トシフトでよく、αの切換えはそのビットシフト量を切
換えることによシ簡単に達成できる。

次に、歪率計測回路１５の構成例をいくつか説明する。

第３図は歪率計′測回路１５の第１の構成例を示すもの
で、入力端子３ノに入力さ一九るトランスパルサルフィ
ルタ３の出力４はサンプルホールド回路３２においてタ
イミング回路３３で確立されたサンプリングタイミング
でサンプリングされ、ホールドされる。このサンプル値
は基倣θシＪし再生回路３４および減算器３５に与えら
れる。基準波形再生回路３４は１芭当な利足レベルが与
えられ／こレベル判定器νこよってｖｊ成さノし、ｙ＝
　ｌｒのディジタル仏号彼形をａ−ｔｙ＝波形として一
４住する。この基準波形と歪を含んだサンプル値との差
か減％益、？５でとられ、誤差信号が生砂垢第１るっそ
してこの誤差信号が２乗平均回路３６で一足刑間にわた
９２来平尤１されることによυ、出力端子３２に歪率を
示′ｉ−１貴報が得られる。

祐、４、スＩは歪率計測回路１５の第２の構成例を九す
もので、入力端子４１に入力だれるトランスバーサルフ
ィルタ３の出力４はサンプルホールド回路４２でタイミ
ング回路４３からの最適ザンフ０リンダタイミングでサ
ンプリングされホールドざノＬ、そのサンプル値はタイ
ミング回路４３により予め初期設定された最大値最小値
検出回路４４および減鍾器４５に与えられる。最大値１
１−小値検出回路４４の出力から平均値回路４６でサン
プル値の平均値が求められ、この平均値と元のサンプル
値が減算器４５で減算されることによシ、サンプル値は
平均値が０レベルとなるようＶＣレベルシフトされる。

このレベルシフトされたサンプル値は歳犬値最小値検出
回路４７に与えられ、正の最大値Ａと最小値Ｂおよび負
の最大値Ｃと最小値りが検出される。そ値が歪率を示す
情報とし−（求められ、出力端子４９に取出される。こ
のようにして求められる歪率は入力が擬似ランダム信号
でノイズがないときは、アイ開口率に相当するものであ
る。

第５図はディジタル回路構成の最大値検出回路の一例を
不したもので、端子５１に入カ妊れる信号はラッチ５３
のＤ入力と比較器５４のｂ入力に与えられる。ラッチ５
３は最大価の検出開始点で端子５２へのクリア信号にょ
シフリアされ、Ｑ出力が最小値（オール頴”）となる。

ラッチ５３のＱ出力は比較器５４のａ入力に与えられる
。比較器５４はｂ）ａのとき、ンッチ５３の内容よ多入
力の方が大きくなったとしてラッチ５３のＣＫ端子に送
り、ラッチ５３はこのタイミングでそのときの入力値を
ラッチする。

こうしてラッチ５３は常に最大値を保持し、それ欠端子
５５に供給する。

躍小値検出回路は入力を一旦反転して最大イ曲を検出し
、それを朽び反転して出力するようにすれはよい。正の
最小値、負の最大値の検出は、上記の最大価検出回路お
よび最小値検出回路に正負の符号判定機能を付加するこ
とによシ容易に実現できる。

第６図は歪率ゴー側石１路１５の第３の構成例を示すも
ので、第４図における最大値最小値検出回路４７をｊＥ
の最大値Ａと最小値Ｂのみを検出する回路６１に許換え
、さらに演算回路４８ｆ：として出力端子６３に取出さ
れる。この例は入力が２値のディジタル波形で、そのサ
ンプル値の分布が平均値を中心として上下対称であるこ
とを仮定できる場合に有効である。このような仮定が成
立つ条件下ではＣ＝−Ｂ、Ｄ＝−Ａであるから、第４図
における演算回路４７の演算内容の主要項 する。

第７図は歪率計測回路１５の第４の構成例を示すもので
、第４図におけるサンゾルホールド回路４１の前にＡＧ
Ｃ回路７１を設けて、信号の平均レベルを一定、例えば
−１〜＋１の範囲に調整するようにするとともに、減算
器４５の出力のレベルシフトされたサンプル値の正の最
小値Ｂのみを最小値検出回路７２で検出し、演算回路７
３で１−Ｂなる値を歪率を示す情報として求めて出力端
子７４に取出すようにしたものである。この例によれば
高精度のＡＧＣ回路７１を必要とするか、演算回路７２
が乗除算を含寸ない単なる戚與器でよいので、回路を大
幅に；ｉｆ’＋略化できる。なお、ＡＧＣ回路７ノの位
置は図の位置に限らず、例えばサンプルホールド回路４
ノの後段、Δりるいは第１図のトランスバーサルフィル
タ３の前であってもよく、要するにレベルシフトする前
のサンプル伯の平均レベル全−Ｗ化するように設けれは
よい。

第８１２１は歪訛潤定し１路１５の第５の横取１例全示
し斤もので、第４図における減算器４５以降の構成が異
なっている。すなわち、減算器４５の出力に侑られる平
均レベルか〇七なるようにレベルシフトされたサンプル
値８０ば８個の比較器８１ｎ〜８１　ｉｔに入力され、
サンプルＩｆ＋！ｉ：８０の正側のレベル範囲を８等分
した８つの基準レベル８２ａ〜８２ｈと比較される。例
えばす／デルｌｉ＠、　８０のレベル範囲が一工〜＋１
とすれは、８２ｈ　””　Ｏｒ　８２ｇ−１／　８．８
２　ｆ　”２／８　。

・＝　、　８２　ａ　＝　７／８である。比１．３ｉ４
８１　ａ　〜８１　ｂは入力サンプル値８０が基準レベ
ル８２ａ〜Ｂ２ｈよシ小さければ”Ｏ″、大きければ“
１″全出力する。サンプル値８０が０．４９であれば、
比較器８１８〜８１ｈの各出力は、Ｂｌｂ、８１ｇ。

８１１．８１ｅの出力が′０″、８１　ｄ　、８１ｃ。

８１ｂ、８１ｇの出力がＩＩ　Ｉ　ＩＩとなる。これら
比較器８１ａ〜８１ｈの出力は、アンドダート８３ａ〜
８３ｇにより下位（８１ｈの出力が最下位）からみて＠
０′から′１＃に変化する位置の出力（上記例では８１
ｄの出力）のみが′１”に保たれ、それより上位の出力
（８１ｃ、８１ｂ。

８１ｍの出力）はパ０＃に反転された後、カウンタ８４
ａ〜８４ｂに入力され、これらのカウンタ８４ａ〜８４
ｈで１＃の数がカウントされる。上記例ではカウンタ８
４ｄの内容が１つカウントアツプすることになる。カウ
ンタ８４ａ〜８４ｈはクリア信号８５により歪率計測の
初期にクリアされる。

新たなサンプル値８θが得られる毎に上記の動作が繰返
されることによって、カウンタ８４ａ〜８４ｂにはサン
プル値８０の出現分布が保持きれるようになる。このサ
ンダル値、の出現分布において最頻類（最も出現力４度
の高い値）の出籾１頻叶が歪率を与える指標となる。即
ち、等化か不十分で菱）ったす誤動作している場合は、
サンプル値の出現分布は分散し、最頻値の出現頻度も小
さいが、等化動作が良好になるとサンプル１直に：１つ
の価へ集中するようになシ、最頻ｆ直の出現頻鼓は島く
なる。

第９図はこの分布を桜軸ｒサングル値、れＬ俗１１を出
現頻度゛として示したものである。（ａ）は等化ｉｉ（
の歪んだ波形に若干のノイズが〃口わった場合の分布例
１であり、波形歪Ｖ（よりサンダル値の出現分用ｉが散
らばっておシ、最り；餉（９出現類度も小さいことがわ
かる。これに対し、等化が正しくイ丁なわれた成形処若
干のノイズが加わった場合の（ｂ）の分布例においては
、サンダル値が正負の２つの値によく分羅され、その最
頻値の出現〃ル・度も」著に大きくなっている。

比軟’　ｔｙ　８４　ａ〜８４ｈの出力はセレクタ８６
ｒ（よりセレクト４ｇ号８７にｉｋ　＠　ｌｌ１ｉ４次
１つずつ熔択され、このセレクタ８６の出力ｙ；ｉｓｇ
”ｊｔ−太イ１１が第５図で説明したのと同様の最大値
検出回路８９で求められ、出力端子９０に歪率を示す↑
に報として送出される。

第１０図は歪率計測回路１５の第６の構成例を示すもの
で、第８図の例と比較してサンプル値８０の出現分布の
正側（負側でもよい）の平均値をセレクタ８６のセレク
ト信号として用いている点が異なる。即ち、サンプル値
８０は符号判定器９１およびアンドｒ−）　９２に与え
られ、アンドダート９２で正のサンプル値のみ加算器９
３に与えられる。加算器９３の刀り算結果はラッチ９４
にラッチされ、ラッチ９４の内容は加算器９３に戻され
る。こうしてラッチ９４には正のサンプル値の累積加算
結果がストアされてゆく。２のべき東回の累積刀口算の
後、ラッチ９４の内容の上位３ビツトヲセレクタ８６へ
セレクト信号９５として与えれば、セレクタ８６の出力
にサンプル値８０の正側の平均イ酊の出現頻度に対応す
るカウンタの内容が取出されるので、これを歪率葡示す
ｆ／を報として出力端子９６へ送出する。

この例によれば、第８図の」ｉメ合ゆサンゾルイＩＰの
出現分布を求めた後、その最妬値の出現頻度金求めてい
たのに対し、出現分布金求めるのと時間的に並行してセ
レクタの選択全行ない直ちに歪、＝ｈ’を求めることが
できるため、胃速性およびＭ　＋ｍｌのｍ）酪化の点で
有利である。

第１１図（は歪率計測回路１５の、２′Ｊ７の構成例を
示すもので、第１０図のラッチ９４の出力、つ１リサン
フ０ル値８０の、ｉＪ＝、　（Ｕｉｌ　（負防でもよい
）Ｃう、ＳＪｌ均埴の出物１頻度をそのまま歪率ｒ示１
゛情報として出力端子９７へ送出するようにしたもので
夕、る。この構成はサンプル値が−゛ボしていないとき
、その分の計測誤弗を持つことになるか、回１烙が大幅
にＰｉｊ略化できるというＡ・１１点をＪ守っている。

次に、この発明の他の実施例を説明する。

＄ｓ１２図に示す実施例は、端子１８　ａ、Ｊａｂに大
小２つの閾イ１シ歪杢１　り　ａ　、　／　９　ｂを導
入し、切換器２１でいずれか一方を選択して比較器１７
に与えるようにしたものである。ここで、切換器２１は
比較器１７の出力１３が反転する毎に切換わるようにな
っている。以下具体的に動作を説明する。

今、正座計測回路１５の給温結果９はθ〜１の範囲の値
をと９．０が無歪、１が最大歪率を表わすものとする。

また閾値歪率１９ａ、１９ｂはそれぞれ０．５，０．７
とするトランスバーサルフィルタ３が等化動作を開始し
た直後のその出力４の歪率を１とし、さらに切換器２１
は小さい方の白値歪率１９ｂ全選択しているとすれば、
１　＞　０．５より比較器１７の出力２０によってタツ
ｆダインの修正係数αは小さく設定される。

タップ係数の修正の進行に従って歪率計測結果１６が低
下しついには０．５以下になると、比較器１７の出力２
０が反転する。この結果、イ６正係数αは大きく設定さ
れ、同時に切換器２１は大きい方の閾値歪率１９ａを選
択する。従って出力４の歪率が多少変動しても比較器１
７の出力２θｔよ反転せず、この状態が安定に保たれる
。

次に人力２に過大ノイズの混人智の大きな変動があった
り、トランスバーサルフィルタ３が誤ち・０作したＢ；
、合には、歪率割側鮎果１６は再びｊｊｌ、ｌＩ大しつ
いには（）、　７　全越える。このとき比較器ノアの出
力２０は再び反転し、切換器２１が９例わることになる
。このような、いわゆるヒステリシス動作により修正係
数αが小きな変動る′囚で頻繁に切例わるのを防止し、
動作の安定化を図ることかできる。

第１３図に示す実施ｆｌｌは、歪率計測回路１５の計測
結果１６がノイズの影禅で変動するのを袖仏するため、
受惰デ′イジタル例号２のノイズ量をノイズ量ｉｆ（副
回路２２で計測し、これに基き補正回路２３で歪率ｇ１
測結果１６を補正しく具体的には例えは歪率計測結果１
６からノイズによる正分を差引＜）、この補正後の１ｉ
ｌ＋］全比較器１７に導くようにしたものでめる０ノイ
ズ量計測回路１７はｆｌｌえば受信デイノタル信−＋４
−２がテレビジョン文字放送信号の場合、第１４図に示
すような構成で実現できる。即ち、テレビジ目ン文字放
送信号は、垂直帰線期間内、例えば第１６ラインに２値
デイゾタル信号波形として重畳されている。そこで第１
４図では備子１０１に入力される信号を微分回路１０２
を通して２乗平均回路１０３に供給し、タイマー１０４
からの信号によシ垂直同期信号始点から約２５μｇｅｅ
の平担区間の微分値を２乗平均することで、ノイズ量を
示す情報を端子１０５へ出力するようにしている。

第１５図に示す実施例は、比較器１７に閾値歪率を与え
る代りに、トランス７％’ｌ−サルフィルタ３の出力４
の初期歪率、つまシ等化ＭｉＪの歪生（トランスバーサ
ルフィルタ３のタップダインを初期設定した直後の歪率
）を保持するメモリ・２４を設け、このメモリ２４の出
力２５と等化動作中の歪率計測結果１６とを比較器１７
で比較することによって、等化動作前の歪率計測結果２
５よシ等化動作中の歪率計測結果１６の方が大きいとき
修正係数αを小さくシ、ｌＪｌさいときαケ大きくする
ようにした例である。このようＶＣ構成しても先の実施
例と同様の効果が得られる。

この発明はその他種々髪形して実施が可能であり、例え
ば第１１図と第１２図の実施例を糾合せた構ハＸ１ある
いは第１２図を第１４図の実施例を糾合せた構成も適宜
実施できる。

また、受１ｇデイノタル信号が２値ディジタル信号の場
合を説明したが、３値以上のディジタル＜ｇ列″のちら
合Ｖこもこの発明を適用軒並である。

さらに、１山値歪率を各＠投けてタップゲインの佃正係
媛りαを多段階に９俟えるようにしてもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の自動波形等化器のｊｒＱ成を示す図、第
２図はこのづ６明の一実施１　ｆｌｌの構成を示す図、
第３図および第４図は歪茅計御」回路の第１および第２
の構成例全示す図、第５図ｖｉ最大値検出回路の構成を
示す図、第６図〜第８図は歪４計洞１回路の第３〜第５
の構成例を示す図、第９図（ａ）　、　（ｂ）は第８図
の動作を説明するためのサンプル値の出現頻度分布を示
す図、第１０図および第１１図は歪率計測回路の第６お
よび第７の構成例を示す図、第１２図および第１３図は
この発明の他の実施例の構成を示す図、第１４図はノー
１　、ｅ量計測回路の構成を示す図、第１５図はこの発
明のさらに別の実施例の構成を示す図である。 ３・・・トランスバーサルフィルタ、７・・・基準波形
、９・・・誤差波形、１０・・・相関器、１１・・・相
関結果、１２・・・タラｆ）ｆイン修正係数乗算器、１
５・・・歪率計測回路、１７・・・比較器、ｌ　９，１
９ａ。 １９ｂ・・・閾値歪率、２１・・・切換器、２２・・・
ノイズ量計測回路、２３・・・補正回路、２４・・・初
期歪率メモリ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ＋１）　　受信ディジタル１言号をトランスバーザルフ
   ィルタに導入し、このトランスバーサルフィルタの出力
   波形の基準波形に対する誤差波形とこのトランスバーサ
   ルフィルタの入力波形との相関演算を行ない、この相関
   演算結果に所定の修正係数を乗じた値を用いて前１杷ト
   ランスバーザルフイルタのタップゲインを逐次修正する
   ととによシ阪形等化を行なう自動波形等化器において、
   前記トランスバーサルフィルタの出力波形をサンプリン
   グしそのサンプル値から歪率を計測する手段と、この歪
   率計７＋＋１１手段の計６１１」結果に基いて前記１ゆ
   正係数を前記出力波形の歪率が大きい状躬では小きく、
   歪率か小さい状態では犬さくなるように切換える修正係
   数切換手段とをｉ！ｉｎえたことを特徴とする自動鼓形
   等化器。 （２）歪率計測手段は、トランスバーサルフィルタの出
   力波形のサンプル値から無歪ディジタル信号波形を生成
   する手段と、この無歪ディジタル信号波形と前記サンプ
   ル値との差をとって誤差信号を生成する手段と、この誤
   差信号の２乗平均をとって歪率を示す情報を得る手段と
   から構成されるものである特許請求の範囲第１項記載の
   自動波形等化器。 （３）　　歪率計測手段は、トランス・々−サルフィル
   タの出力波形のサンプル値の最大値および最小価を求め
   てその平均値を算出する手段と、この平均値を前記サン
   プル値から差引くことによってレベルシフトされたサン
   プル値を得る手段と、このレベルシフトされたサンプル
   値の正の最大値Ａと最小価Ｂおよび負の最大値Ｃ１！：
   最小値りを求める手段と、これらの値Ａ、Ｂ、Ｃ。 て歪率を示す情報を得る手段とから構成されるものであ
   る特許請求の範囲第１項記載の自！１ｉＩ＋波形等化器
   。 （４）歪率計測手段は、トランスノ々−サルフイルタの
   出力波形のサンプル４Ｌｉｎ　（Ｄ最大値および最小イ
   ＩＷ：　ｆ求めてその平均値ｋｇ出する手段と、この平
   均１１？１を前ｎ己すンプル値から差引くことによって
   レベルシフトされたサングル値を得る手段と、このレベ
   ルシフトサれたサンプル値の正の最大値へと最小値Ｂを
   求める手段と、これらの歪率金示す情報を得る手段とか
   ら構成きれるものである特許、＋ｉ求の範囲第１項占白
   奴の自動波形等化器。 （５）歪率Ｗｔ　ｉｌｌ！Ｉ手段は、トランスパーサル
   フィルタの出力波形のサンプル値の平均レベルを一定化
   する自動利得制御回路と、この平均レベルが一定化され
   たサングル値の最大価および最小イＩｒ１を求めてその
   平均（ｆｆｉ　ｅ　ａ出する手段と、この平均値’ｃ　
   Ａｉｌ記サンすル仙から差引くことによってレベルシフ
   トされたサンプル値ヲ得る手段と、このレベルシフトさ
   れたサンプル値の正の最小イ１１１Ｂを求める手゛段と
   、（１−Ｂ）なる値を演算したφ′＋′−を示す情報を
   得る手段とから構成されるものである特許請求の範囲第
   １項記載の自動波形等化器〇 （６）歪率計演Ｉ」手段は、トランスパーサルフィルタ
   の出力波形のサングル値の出現分布を求める手段と、こ
   の出現分布における最頻値の出現頻度を求めて歪率を示
   す情報を得る手段とから構成されるものである特許請求
   の範囲第１項記載の自動波形等化器。 （７）歪率計測手段は、トランスパーサルフィルタの出
   力波形のサンプル値の出現分布を求める手段と、この出
   現分布における正側または負側の平均値の出現ｍ度を求
   めて示す情報を得る手段とから構成されるものである特
   許請求の範囲第１項記載の自動鼓形等化器。 （８）歪率計測手段は、トランスパーサルフィルタの出
   力波、形のサンプル値の分布における正側または負側の
   平均値を求めて歪率を示す情報を得るものである特許請
   求の範囲第１項記載の自動波形等化器。 （９）修正係数切換手段は、歪率計測手段の計測結果を
   所定の閾値歪率と比較し、計測結果がしく口１１歪′＄
   を越えたとき修正係数を小バ＼、ら犬へと切換えるもの
   である符許靜１求の４＋１・囲第１項記載の目（”、Ｉ
   ｊｌ波形等化器。 α１　修正係数切換手段は、歪率計測手段の計測結果全
   大小２つの１λｉ値歪率と比較し、修正係数が小芒い状
   態で開側結果が小さい方の閾値歪率以下となったとき修
   正売数を犬に切換え、寸た修正語・数が大きい状−で計
   訓勿果が大きい方の歪率を越えたとき修正係数を小に切
   笑えるものである特許請求の範囲第１Ｌ１１記ｃ、！の
   自動波形等化器。 Ｕ　　修正係数切換手段は、トランスパーサルフィルタ
   の等化動作前および等化動作中における歪率占１測手段
   の計測結果を比軟し、等化動作前における計測結果より
   やｒ化成１作中の計測結果が太きいとき修正係数・を小
   さくし、小さいとき１１２止係数金大きくするものであ
   る特許請求の範囲第１迫記載の自動波形等化器。 （１２＋　　歪率ｂ１測手段の計測結果は受信ディジタ
   ル信号のノイズ量に応じて補正された後、修正係数切換
   手段に与えられる特許請求の範囲第１項記載の自動波形
   等化器。