JPH0523101B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明は、テレビジヨンにおける文字放送信
号のようなデイジタル信号を波形等化するための
自動波形等化器に関する。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

テレビジヨン放送において、テレビジヨン信号
の垂直帰線期間に２値のデイジタル信号からなる
文字情報を挿入して伝送する文字放送が計画され
ている。この文字放送信号にゴースト等の波形劣
化が生じると受信側で正しい復合ができないた
め、受信に際しては波形等化を行なう必要があ
る。

このような文字放送信号の波形等化に適した自
動波形等化器については、例えば本出願人が既に
出願した特願昭55−71016号「テレビジヨンゴー
スト消去装置」にその詳細が述べられている。

第１図はこの自動波形等化器の基本構成を示し
たものである。図において入力端子１に入力され
る受信デイジタル信号２はトランスバーサルフイ
ルタ３に与えられる。トランスバーサルフイルタ
３の出力は出力端子５に送出される一方、基準波
形発生回路６および減算器８に与えられる。基準
波形発生回路６はレベル判定器によつて構成さ
れ、無歪をデイジタル信号波形である基準波形７
を再生する。この基準波形７とトランスバーサル
フイルタ３の出力波形４との差が減算器８でとら
れ、誤差波形９が生成される。そしてこの誤差波
形９と入力波形（受信デイジタル信号２）とが相
関器１０によつて相互相関演算され、この相関結
果１１が乗算器１２で修正係数α倍された後タツ
プゲインメモリ１４に与えられる。タツプゲイン
メモリ１４はトランスバーサルフイルタ３に与え
るべきタツプゲインを記憶しており、その内容は
乗算器１２の出力１３であるα倍された相関結果
１３によつて逐次修正される。すなわち相関結果
１１をΔとし、α倍後の値をα・Δとすれば、こ
のα・Δがタツプゲインメモリ１４に既に蓄積さ
れているタツプゲインに加算（又は減算）され
て、ダツプゲインが修正されることになる。この
ような修正動作が繰返され、タツプゲインはやが
て収束する。

ここでタツプゲインの修正係数αは、一般に系
の安定性を考慮して小さめに選ばれた固定の値が
用いられる。従つてタツプゲインの収束が遅くな
る問題があつた。また、扱う波形が基準波形を含
めてデイジタル波形であるため、タツプゲインの
修正状態によつて誤差波形が大きく変動し、タツ
プゲイン修正動作に支障をきたすという問題もあ
る。すなわちタツプゲインの修正初期のように波
形等化が不十分なときは誤差波形のレベルは非常
に大きいが、タツプゲインの修正動作が進み収束
状態に近くなると誤差波形のレベルは極端に減少
し入力波形との相関値、延いてはタツプゲイン修
正量（α・Δ）も小さくなるため、タツプゲイン
の修正動作は非常に遅くなり、収束する前にその
修正が停止してしまう。従つてタツプゲインの修
正不十分により、出力波形の残留歪が大きくなる
結果となる。

一方、特開昭56−17512号には、ステツプサイ
ズパラメータ（修正係数に相当する）をタツプゲ
インの修正当初の歪率の大きい状態では大きく
し、歪率の小さい状態では小さくなるように切換
える方法が開示されている。しかし、受信デイジ
タル信号に大きなゴースト等の波形劣化がある場
合、等化初期では出力波形の歪率が大きいため誤
差波形のレベルも大きくなる。特開昭56−17512
号では、このような場合においても、タツプゲイ
ンの修正当初は大きな修正係数を用いて修正用信
号を得るため、修正用信号が大きくなり過ぎてし
まう。その結果、タツプゲインが過大に修正され
て発散してしまい、系が発振するおそれがある。

〔発明の目的〕

この発明の目的は、タツプゲインの収束が安定
かつ速く、またデイジタル信号入力に対しても残
留歪を小さくできる自動波形等化器を提供するこ
とである。

〔発明の概要〕

この発明は、扱う信号波形がデイジタル信号で
ある点に着目して、トランスバーサルフイルタの
出力波形をサンプリングしそのサンプル値から歪
率を計測し、この計測結果に基いてトランスバー
サルフイルタのタツプゲインの修正係数を、出力
波形の歪率が大きい状態では小さく、歪率が小さ
い状態では大きくなるように切換えるようにした
ことを特徴としている。

〔発明の効果〕

この発明によれば、等化初期のように出力波形
の歪率が大きく誤差波形のレベルが大きいとき
は、タツプゲンインの修正係数が小さめに設定さ
れることにより、タツプゲインは発散することな
く安定に収束する。すなわち、等化初期において
受信デイジタル信号に大きなゴースト等の波形劣
化があるために誤差波形のレベルが大きいような
場合でも、誤差波形と入力波形との相関演算結果
に小さい修正係数を乗じるため、その修正用信号
が過大になつてタツプゲインが過大に修正される
ことがなく、タツプゲインの過大修正に起因する
発散、系の発振の問題が回避される。そしてタツ
プゲインの修正が進んで出力波形の歪率が小さく
なると、誤差波形と入力波形との相関演算結果の
値も小さくなり、修正用信号が小さくなろうとす
るが、タツプゲインの修正係数が大きく設定され
ることによつて修正用信号は大きくなり、タツプ
ゲインは残留歪がより小さくなるまで十分に細か
く修正される。従つてタツプゲインの修正係数を
一定にしたものに比べ、等化性能を大きく向上さ
せることができる。

〔発明の実施例〕

第２図にこの発明の一実施例に係る自動波形等
化器の構成を示す。

図において入力端子１には受信デイジタル信号
２、例えばテレビジヨン文字放送信号が周期的に
入力される。この信号２はトランスバーサルフイ
ルタ３に与えられ、このトランスバーサルフイル
タ３の出力４は出力端子５に送出される一方、基
準波形発生回路６および減算器８に与えられる。
減算器８は基準波形発生回路６からの無歪デイジ
タル信号からなる基準波形７とトランスバーサル
フイルタ３の出力波形４との差を誤差波形９とし
て出力する。そしてこの誤差波形９とトランスバ
ーサルフイルタ３の入力波形２との相互相関演算
が相関器１０で行なわれ、この相関結果１１
（Δ）が乗算器１２で修正係数（α）倍された後、
タツプゲインメモリ１４に修正用信号１３として
与えられる。こうしてタツプゲインメモリ１４内
に蓄積されたタツプゲインがα・Δずつ逐次修正
される。

トランスバーサルフイルタ３の出力４は歪率計
測回路１５にも与えられ、ここでサンプリングさ
れた後、その歪率が計測される。歪率計測回路１
５は出力波形４のサンプル値から歪率、つまり波
形劣化の程度を求めるものであり、具体的には例
えば入力が擬似ランダム波形でノイズがない場合
はアイ開口率を計測することで歪率を求めるこが
できる。入力が擬似ランダム波形でなかつたり、
ノイズを含んでいる場合でも、アイ開口率の計測
と同様の計測を歪率の目安として行なえばよい。

歪率計測回路１５の計測結果１６（歪率を示す
情報）は、比較器１７で端子１８に与えられる閾
値歪率１９と比較される。比較器１７は両者の大
小関係に応じて変化する２値レベルの信号２０を
発生し、この信号２０によつて前記乗算器１２に
おける修正係数αを切換える。すなわち歪率計測
結果１６が閾値歪率１９以下のときはαを大に
し、閾値歪率１９を越えたときαを小に切換え
る。修正係数αが２のべき乗である場合は乗算器
１２はビツトシフトでよく、αの切換えはそのビ
ツトシフト量を切換えることにより簡単に達成で
きる。

このように、歪率計測結果１６が閾値歪率１９
を越えるときは修正係数αを小さくすることによ
り、等化初期において受信デイジタル信号２に大
きなゴースト等の波形劣化があるために誤差波形
９のレベルが大きい場合でも、誤差波形９と入力
波形である受信デイジタル信号２との相関演算結
果１１に修正係数αを乗じて得られる修正用信号
１３が過大になつてトランスバーサルフイルタ３
のタツプゲインが過大に修正されることがなくな
る。従つて、タツプゲインの過大修正に起因する
発散を防ぎ、系の発振を避けることができる。

また、タツプゲインの修正が進んで出力波形４
の歪率が小さくなると、誤差波形９と入力波形２
との相関演算結果１１の値も小さくなる結果、修
正用信号１３が小さくなろうとするが、、歪率計
測結果１６が閾値歪率１９以下になつたときは修
正係数αを大きくすることによつて修正用信号１
３は大きくなるので、タツプゲインは出力波形４
の残留歪がより小さくなるまで十分に修正される
ことになる。

次に、歪率計測回路１５の構成例をいくつか説
明する。

第３図は歪率計測回路１５の第１の構成例を示
すもので、入力端子３１に入力されるトランスバ
ーサルフイルタ３の出力４はサンプルホールド回
路３２においてタイミング回路３３で確立された
カンプリングタイミングでサンプリングされ、ホ
ールドされる。このサンプル値は基準波形再生回
路３４および減算器３５に与えられる。基準波形
再生回路３４は適当な判定レベルが与えられたレ
ベル判定器によつて構成され、無歪のデイジタル
信号波形を基準波形として再生する。この基準波
形と歪を含んだサンプル値との差が減算器３５で
とられ、誤差信号が生成される。そしてこの誤差
信号が２乗平均回路３６で一定期間にわたり２乗
平均されることにより、出力端子３７に歪率を示
す情報が得られる。

第４図は歪率計測回路１５の第２の構成例を示
すもので、入力端子４１に入力されるトランスバ
ーサルフイルタ３の出力４はサンプルホールド回
路４２でタイミング回路４３からの最適サンプリ
ングタイミングでサンプリングされホールドさ
れ、そのサンプル値はタイミング回路４３により
予め初期設定された最大値最小値検出回路４４お
よび減算器４５に与えられる。最大値最小値検出
回路４４の出力から平均値回路４６でサンプル値
の平均値が求められ、この平均値と元のサンプル
値が減算器４５で減算されることにより、サンプ
ル値は平均値が０レベルとなるようにレベルシフ
トされる。このレベルシフトされたサンプル値は
最大値最小値検出回路４７に与えられ、正の最大
値Ａと最小値Ｂおよび負の最大値Ｃと最小値Ｄが
検出される。そして演算回路４８で１−
（Ｂ−Ｃ）／（Ａ＋Ｂ−Ｃ−Ｄ）×２なる値が歪率を示
す情報 として求められ、出力端子４９に取出される。こ
のようにして求められる歪率は入力が擬似ランダ
ム信号でノイズがないときは、アイ開口率に相当
するものである。

第５図はデイジタル回路構成の最大値検出回路
の一例を示したもので、端子５１に入力される信
号はラツチ５３のＤ入力と比較器５４のｂ入力に
与えられる。ラツチ５３は最大値の検出開始点で
端子５２へのクリア信号によりクリアされ、Ｑ出
力が最小値（オール“０”）となる。ラツチ５３
のＱ出力は比較器５４のａ入力に与えられる。比
較器５４はｂ＞ａのとき、ラツチ５３の内容より
入力の方が大きくなつたとしてラツチ５３のCK
端子に送り、ラツチ５３はこのタイミングでその
ときの入力値をラツチする。こうしてラツチ５３
は常に最大値を保持し、それを端子５５に供給す
る。

最小値検出回路は入力を一旦反転して最大値を
検出し、それを再び反転して出力するようにすれ
ばよい。正の最小値、負の最大値の検出は、上記
の最大値検出回路および最小値検出回路に正負の
符号判定機能を付加することにより容易に実現で
きる。

第６図は歪率計測回路１５の第３の構成例を示
すもので、第４図における最大値最小値検出回路
４７を正の最大値Ａと最小値Ｂのみを検出する回
路６１に置換え、さらに演算回路４８を１−
Ｂ／Ａ＋Ｂ×２の演算を行なう回路６２に置換えた もので、１−Ｂ／Ａ＋Ｂ×２が歪率を示す情報とし て出力端子６３に取出される。この例は入力が２
値のデイジタル波形で、そのサンプル値の分布が
平均値を中心として上下対称であることを仮定で
きる場合に有効である。このような仮定が成立つ
条件下ではＣ＝−Ｂ、Ｄ＝−Ａであるから、第４
図における演算回路４７の演算内容の主要項 （Ｂ−Ｃ）／Ａ＋Ｂ−Ｃ−Ｄは（Ｂ−Ｃ）／Ａ＋Ｂ−Ｃ
−Ｄ ＝Ｂ＋Ｂ／Ａ＋Ｂ＋Ｂ＋Ａ＝Ｂ／Ａ＋Ｂとなり、演算回
路６ ２のそれと一致する。

第７図は歪率計測回路１５の第４の構成例を示
すもので、第４図におけるサンプルホールド回路
４１の前にAGC回路７１を設けて、信号の平均
レベルを一定、例えば−１〜＋１の範囲に調整す
るようにするとともに、減算器４５の出力のレベ
ルシフトされたサンプル値の正の最小値Ｂのみを
最小値検出回路７２で検出し、演算回路７３で１
−Ｂなる値を歪率を示す情報として求めて出力端
子７４に取出すようにしたものである。この例に
よれば高精度のAGC回路７１を必要とするが、
演算回路７２が乗除算を含まない単なる減算器で
よいので、回路を大幅に簡略化できる。なお、
AGC回路７１の位置は図の位置に限らず、例え
ばサンプルホールド回路４１の後段、あるいは第
１図のトランスバーサルフイルタ３の前であつて
もよく、要するにレベルシフトする前のサンプル
値の平均レベルを一定化するように設ければよ
い。

第８図は歪率測定回路１５の第５の構成例を示
したもので、第４図における減算器４５以降の構
成が異なつている。すなわち、減算器４５の出力
に得られる平均レベルが０となるようにレベルシ
フトされたサンプル値８０は８個の比較器８１ａ
〜８１ｈに入力され、サンプル値８０の正側のレ
ベル範囲を８等分した８つの基準レベル８２ａ〜
８２ｈと比較される。例えばサンプル値８０のレ
ベル範囲が−１〜＋１とすれば、８２ｈ＝０、８
２ｇ＝1/8、８２ｆ＝2/8、…、８２ａ＝7/8であ
る。比較器８１ａ〜８１ｈは入力サンプル値８０
が基準レベル８２ａ〜８２ｈより小さければ
“０”、大きければ“１”を出力する。サンプル値
８０が0.49であれば、比較器８１ａ〜８１ｈの各
出力は、８１ｆ，８１ｇ，８１ｆ，８１ｅの出力
が“０”、８１ｄ，８１ｃ，８１ｂ，８１ａの出
力が“１”となる。これら比較器８１ａ〜８１ｈ
の出力は、アンドゲート８３ａ〜８３ｇにより下
位（８１ｈの出力が最下位）からみて“０”から
“１”に変化する位置の出力（上記例では８１ｄ
の出力）のみが“１”に保たれ、それより上位の
出力（８１ｃ，８１ｂ，８１ａの出力）は“０”
に反転された後、カウンタ８４ａ〜８４ｈに入力
され、これらのカウンタ８４ａ〜８４ｈで“１”
の数がカウントされる。上記例ではカウンタ８４
ｄの内容が１つカウントアツプすることになる。
カウンタ８４ａ〜８４ｈはクリア信号８５により
歪率計測の初期にクリアされる。

新たなサンプル値８０が得られる毎に上記の動
作が繰返されることによつて、カウンタ８４ａ〜
８４ｈにはサンプル値８０の出現分布が保持され
るようになる。このサンプル値の出現分布におい
て最頻値（最も出現頻度の高い値）の出現頻度が
歪率を与える指標となる。即ち、等化が不十分で
あつたり誤動作している場合は、サンプル値の出
現分布は分散し、最頻値の出現頻度も小さいが、
等化動作が良好になるとサンプル値は１つの値へ
集中するようになり、最頻値の出現頻度は高くな
る。

第９図はこの分布を横軸をサンプル値、縦軸を
出現頻度として示したものである。ａは等化前の
歪んだ波形に若干のノイズが加わつた場合の分布
例であり、波形歪によりサンプル値の出現分布が
散らばつており、最頻値の出現頻度も小さいこと
がわかる。これに対し、等化が正しく行わなれた
波形の若干のノイズが加わつた場合のｂの分布例
においては、サンプル値が正負の２つの値によく
分離され、その最頻値の出現頻度も顕著に大きく
なつている。

比較器８４ａ〜８４ｈの出力はセレクタ８６に
よりセレクタ信号８７に基き順次１つずつ選択さ
れ、このセレクタ８６の出力８８の最大値が第５
図で説明したのと同様の最大値検出回路８９で求
められ、出力端子９０に歪率を示す情報として送
出される。

第１０図は歪率計測回路１５の第６の構成例を
示すもので、第８図の例と比較してサンプル値８
０の出現分布の正側（負側でもよい）の平均値を
セレクタ８６のセレクト信号としてい用いている
点が異なる。即ち、サンプル値８０は符号判定器
９１およびアンドゲート９２に与えられ、アンド
ゲート９２で正のサンプル値のみ加算器９３に与
えられる。加算器９３の加算結果はラツチ９４に
ラツチされ、ラツチ９４の内容は加算器９３に戻
される。こうしてラツチ９４には正のサンプル値
の累積加算結果がストアされてゆく。２のべき乗
回の累積加算の後、ラツチ９４の内容の上位３ビ
ツトをセレクタ８６へセレクト信号９５として与
えれば、セレクタ８６の出力にサンプル値８０の
正側の平均値の出現頻度に対応するカウンタの内
容が取出されるので、これを歪率を示す情報とし
て出力端子９６へ送出する。

この例によれば、第８図の場合はサンプル値の
出現分布を求めた後、その最頻値の出現頻度を求
めていたのに対し、出現分布を求めるのと時間的
に並行してセレクタの選択を行ない直ちに歪率を
求めることができるため、高速性および制御の簡
略化の点で有利である。

第１１図は歪率計測回路１５の第７の構成例を
示すもので、第１０図のラツチ９４の出力、つま
りサンプル値８０の正側（負側でもよい）の平均
値の出現頻度をそのまま歪率を示す情報として出
力端子９７へ送出するようにしたものである。こ
の構成はサンプル値が一定していないとき、その
分の計測誤差を持つことになるが、回路が大幅に
簡略化できるという利点を持つている。

次に、この発明の他の実施例を説明する。

第１２図に示す実施例は、端子１８ａ，１８ｂ
に大小２つの閾値歪率１９ａ，１９ｂを導入し、
切換器２１でいずれか一方を選択して比較器１７
に与えるようにしたものである。ここで、切換器
２１は比較器１７の出力１３が反転する毎に切換
わるようになつている。以下具体的に動作を説明
する。

今、歪率計測回路１５の結測結果９は０〜１の
範囲の値をとり、０が無歪、１が最大歪率を表わ
すものとする。また閾値歪率１９ａ，１９ｂはそ
れぞれ0.5、0.7のするトランスバーサルフイルタ
３が等化動作を開始した直後のその出力４の歪率
を１とし、さらに切換器２１は小さい方の閾値歪
率１９ｂを選択しているとすれば、１＞0.5より
比較器１７の出力２０によつてタツプゲインの修
正係数αは小さく設定される。タツプ係数の修正
の進行に従つて歪率計測結果１６が低下しついに
は0.5以下になると、比較器１７の出力２０が反
転する。この結果、修正係数αは大きく設定さ
れ、同時に切換器２１は大きい方の閾値歪率１９
ａを選択する。従つて出力４の歪率が多少変動し
ても比較器１７の出力２０は反転せず、この状態
が安定に保たれる。次に入力２に過大ノイズの混
入等の大きな変動があつたり、トランスバーサル
フイルタ３が誤動作した場合には、歪率計測結果
１６は再び増大しついには0.7を越える。このと
き比較器１７の出力２０は再び反転し、切換器２
１が切換わることになる。このような、いわゆる
ヒステリシス動作による修正係数αが小さな変動
要因で頻繁に切換わるのを防止し、動作の安定化
を図ることができる。

第１３図に示す実施例は、歪率計測回路１５の
計測結果１６がノイズの影響で変動するのを補償
するため、受信デイジタル信号２のノイズ量をノ
イズ量計測回路２２で計測し、これに基き補正回
路２３で歪率計測結果１６を補正し（具体的には
例えば歪率計測結果１６からノイズによる歪分を
差引く）、この補正後の値を比較器１７に導くよ
うにしたものである。

ノイズ量計測回路１７は例えば受信デイジタル
信号２がテレビジヨン文字放送信号の場合、第１
４図に示すような構成で実現できる。即ち、テレ
ビジヨン文字放送信号は、垂直帰線期間内、例え
ば第16ラインに２値デイタル信号波形として重畳
されている。そこで第１４図では端子１０１に入
力される信号を微分回路１０２を通して２乗平均
回路１０３に供給し、タイマー１０４からの信号
により垂直同期信号始点から約25μsecの平坦区間
の微分値を２乗平均することで、ノイズ量を示す
情報を端子１０５へ出力するようにしている。

第１５図に示す実施例は、比較器１７に閾値歪
率を与える代りに、トランスバーサルフイルタ３
の出力４の初期歪率、つまり等化前の歪率（トラ
ンスバーサルフイルタ３のタツプゲインを初期設
定した直後の歪率）を保持するメモリ２４を設
け、このメモリ２４の出力２５と等化動作中の歪
率計測結果１６とを比較器１７で比較することに
よつて、等化動作前の歪率計測結果２５より等化
動作中の歪率計測結果１６の方が大きいとき修正
係数αを小さくし、小さいときαを大きくするよ
うにした例である。このように構成しても先の実
施例と同様の効果が得られる。

この発明はその他種々変形して実施が可能であ
り、例えば第１１図と第１２図の実施例を組合せ
た構成、あるいは第１２図を第１４図の実施例を
組合せた構成も適宜実施できる。

また、受信デイジタル信号が２値デジイタル信
号の場合を説明したが、３値以上のデイジタル信
号の場合にもこの発明を適用可能である。

さらに、閾値歪率を多数設けてタツプゲインの
修正係数αを多段階に切換えるようにしてもよ
い。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の自動波形等化器の構成を示す
図、第２図はこの発明の一実施例の構成を示す
図、第３図および第４図は歪率計測回路の第１お
よび第２の構成例を示す図、第５図は最大値検出
回路の構成を示す図、第６図〜第８図は歪率計測
回路の第３〜第５の構成例を示す図、第９図ａ，
ｂは第８図の動作を説明するためのサンプル値の
出現頻度分布を示す図、第１０図および第１１図
は歪率計測回路の第６および第７の構成例を示す
図、第１２図および第１３図はこの発明の他の実
施例の構成を示す図、第１４図はノイズ量計測回
路の構成を示す図、第１５図はこの発明のさらに
別の実施例の構成を示す図である。 ３……トランスバーサルフイルタ、７……基準
波形、９……誤差波形、１０……相関器、１１…
…相関、１２……タツプゲイン修正係数乗算器、
１５……歪率計測回路、１７……比較器、１９，
１９ａ，１９ｂ……閾値歪率、２１……切換器、
２２……ノイズ量計測回路、２３……補正回路、
２４……初期歪率メモリ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 受信デイジタル信号を入力波形とするトラン
   スバーサルフイルタと、 このトランスバーサルフイルタの出力波形の基
   準波形に対する誤差波形と前記入力波形との相関
   演算を行う相関演算手段と、 この相関演算手段の相関演算結果に修正係数を
   乗じる乗算手段と、 この乗算手段の出力を修正用信号として前記ト
   ランスバーサルフイルタのタツプゲインを逐次修
   正するタツプゲイン修正手段と、 前記トランスバーサルフイルタの出力波形をサ
   ンプリングしそのサンプル値から該出力波形の歪
   率を計測する歪率計測手段と、 この歪率計測手段の計測結果に基づいて前記出
   力波形の歪率が大きい状態では前記修正係数を小
   さくし、前記出力波形の歪率が小さい状態では前
   記修正係数を大きくするように前記修正係数を切
   換える修正係数切換手段 とを備えたことを特徴とする自動波形等化器。 ２ 歪率計測手段は、トランスバーサルフイルタ
   の出力波形のサンプル値から無歪デイジタル信号
   波形を生成する手段と、この無歪デイジタル信号
   波形と前記サンプル値との差をとつて誤差信号を
   生成する手段と、この誤差信号の２乗平均をとつ
   て歪率を示す情報を得る手段とから構成されるも
   のである特許請求の範囲第１項記載の自動波形等
   化器。 ３ 歪率計測手段は、トランスバーサルフイルタ
   の出力波形のサンプル値の最大値および最小値を
   求めてその平均値を算出する手段と、この平均値
   を前記サンプル値から差引くことによつてレベル
   シフトされたサンプル値を得る手段と、このレベ
   ルシフトされたサンプル値の正の最大値Ａと最小
   値Ｂおよび負の最大値Ｃと最小値Ｄを求める手段
   と、これらの値Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄから １−（Ｂ−Ｃ）／（Ａ＋Ｂ＋Ｃ＋Ｄ）×２ なる値を演算して歪率を示す情報を得る手段とか
   ら構成されるものである特許請求の範囲第１項記
   載の自動波形等化器。 ４ 歪率計測手段は、トランスバーサルフイルタ
   の出力波形のサンプル値の最大値および最小値を
   求めてその平均値を算出する手段と、この平均値
   を前記サンプル値から差引くことによつてレベル
   シフトされたサンプル値を得る手段と、このレベ
   ルシフトされたサンプル値の正の最大値Ａと最小
   値Ｂを求める手段と、これらの値Ａ、Ｂから １−Ｂ／Ａ＋Ｂ×２ なる値を演算して歪率を示す情報を得る手段とか
   ら構成されるものである特許請求の範囲第１項記
   載の自動波形等化器。 ５ 歪率計測手段は、トランスバーサルフイルタ
   の出力波形のサンプル値の平均レベルを一定化す
   る自動利得制御回路と、この平均レベルが一定化
   されたサンプル値の最大値および最小値を求めて
   その平均値を算出する手段と、この平均値を前記
   サンプル値から差引くことによつてレベルシフト
   されたサンプル値を得る手段と、このレベルシフ
   トされたサンプル値の正の最小値Ｂを求める手段
   と、（１−Ｂ）なる値を演算して歪率を示す情報
   を得る手段とから構成されるものである特許請求
   の範囲第１項記載の自動波形等化器。 ６ 歪率計測手段は、トランスバーサルフイルタ
   の出力波形のサンプル値の出現分布を求める手段
   と、この出現分布における最頻値の出現頻度を求
   めて歪率を示す情報を得る手段とから構成される
   ものである特許請求の範囲第１項記載の自動波形
   等化器。 ７ 歪率計測手段は、トランスバーサルフイルタ
   の出力波形のサンプル値の出現分布を求める手段
   と、この出現分布における正側または負側の平均
   値の出現頻度を求めて歪率を示す情報を得る手段
   とから構成されるものである特許請求の範囲第１
   項記載の自動波形等化器。 ８ 歪率計測手段は、トランスバーサルフイルタ
   の出力波形のサンプル値の分布における正側また
   は負側の平均値を求めて歪率を示す情報を得るも
   のである特許請求の範囲第１項記載の自動波形等
   化器。 ９ 修正係数切換手段は、歪率計測手段の計測結
   果を所定の閾値歪率と比較し、計測結果が閾値歪
   率以下になつたとき修正係数を小から大へと切換
   えるものである特許請求の範囲第１項記載の自動
   波形等化器。 １０ 修正係数切換手段は、歪率計測手段の計測
   結果を大小２つの閾値歪率と比較し、修正係数が
   小さい状態で計測結果が小さい方の閾値歪率以下
   となつたとき修正係数を大に切換え、また修正係
   数が大きい状態で計測結果が大きい方の歪率を越
   えたとき修正係数を小に切換えるものである特許
   請求の範囲第１項記載の自動波形等化器。 １１ 修正係数切換手段は、トランスバーサルフ
   イルタの等化動作前および等化動作中における歪
   率計測手段の計測結果を比較し、等化動作前にお
   ける計測結果より等化動差中の計測結果が大きい
   とき修正係数を小さくし、等化動作前における計
   測結果より等化動作中の計測結果が小さいとき修
   正係数を大きくするものである特許請求の範囲第
   １項記載の自動波形等化器。 １２ 歪率計測手段の計測結果は受信デイジタル
   信号のノイズ量に応じて補正された後、修正係数
   切換手段に与えられる特許請求の範囲第１項記載
   の自動波形等化器。